JPH11509678A - インバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 深い減光レベルにおいてランプに電力供給を行うためのインバータである。インバータ駆動回路は、所望の減光レベルを、実際のランプの電力消費を表す信号と比較するフィードバック・ループを含んでいる。実際のランプの電力消費を表す信号は、一定の直流電圧を含んでいる。その結果、線形関係が、所望の減光レベルと実際のランプの電力消費との間に存在する。

Description

【発明の詳細な説明】 インバータ 本発明は、ランプを有する負荷に電力供給を行うためのインバータに関する。 このインバータは、 駆動信号に応答して、導通状態および非導通状態にスイッチングし、それによ って電圧がランプに印加され、かつ、電流がランプを流れるように電力が負荷に 配送されるスイッチング手段と、 前記ランプによって消費される電力量を反映するランプ電力信号に基づくフィ ードバック信号を、最小の減光レベルから最大ランプ電力時の最大の明るさまで の範囲内における所望のレベルのランプ電力を表す変動電圧と比較するための増 幅器を含む、前記駆動信号を生成するための制御回路と、 を備えている。 このようなインバータまたは従来の電子安定器は、通常、入力段および出力段 の双方を含んでいる。入力段は、電力ラインから得られる交流信号を直流信号に 変換することによって、出力段に直流電力源を提供する。出力段は、ハーフ・ブ リッジのインバータ・タイプのものとすることができ、ランプを駆動する。米国 特許第4,952,849号に開示されているような制御回路は、所望の照明レベルを表 す外部の減光制御信号に応答して、最大ランプ電力の２０％と１００％との間で ランプ電力の線形制御を提供することができる。このような制御回路によって提 供される、外部減光制御信号とランプ電力との間の線形関係は、最大ランプ電力 の約１５％以下では維持することができない。 米国特許第4,952,849号に開示されているような制御回路は、ランプ電流とラ ンプ電圧との重み付けされた総計に基づいてランプ電力を制御する。最大ランプ 電力の約１５％以下では、光出力は、ランプ電流に対して直線的に比例しない。 このような非線形性は、深い減光レベル（たとえば、最大ランプ出力の約１％な いし３％程度の低さ）におけるランプ電力の調整を困難にする。 したがって、最大光出力の約１％ないし３％程度の低い光レベルに対して調整 が利用可能である改良されたランプ安定器の提供が望まれている。好ましくは、 このような深い減光レベルにおける調整は、外部減光制御信号とランプ電力との 間の線形関係によって提供されるべきである。 したがって、序論のパラグラフで示すようなインバータは、前記フィードバッ ク信号が、直流オフセット電圧および前記ランプ電力信号の合計であることを特 徴とする。 この直流オフセット電圧は、ランプによって消費される電力量の非常に低い値 に対しても、前記変動電圧と前記ランプによって消費される電力との間の関係が 線形になるように選択することができる。この結果、深い減光レベルにおいて良 好なランプ電力の調整が行われる。 前記直流オフセット電圧は、たとえば、ランプ電力信号のさまざまな範囲に対 して、さまざまな一定の値を直流オフセット電圧として選択することにより、ラ ンプ電力信号に依存させることができる。この結果、その範囲全体にわたる前記 変動電圧と前記フィードバック信号との間および前記フィードバック信号と前記 ランプによって消費される電力との間の双方において、多くの線形関係が生じ、 これにより、一つだけではなく、それより多くの線形関係が、その範囲全体にわ たる前記変動電圧と前記ランプによって消費される電力との間に存在する。 選択的には、前記直流電圧として、ランプ電力信号の全範囲において一定の直 流電圧を選択することができる。この結果、インバータでは、その範囲全体にわ たる前記変動電圧と前記フィードバック信号との間、および前記フィードバック 信号と前記ランプによって消費される電力との間の双方において、単一の線形関 係が存在することになり、これにより、その範囲全体にわたる前記変動電圧と前 記ランプによって消費される電力との間に、単一の線形関係が存在することにな る。 本発明によるインバータの好ましい実施例においては、前記制御回路が集積回 路上に形成され、前記集積回路が、前記変動電圧の値を下限と上限との間に制限 するための電圧クランプ回路を備えている。この電圧クランプ回路は、前記変動 電圧の非常に正確なダイナミック・レンジを実現する。さらなる利点は、ユーザ が、さもなければランプが消灯するほどの値に前記変動電圧を不注意に調整した 場合に、前記電圧クランプ回路は、これを補正し、ランプの点灯を維持すること である。前記変動電圧が前記下限よりも低い値を有することができないという事 実にもかかわらず、前記フィードバック信号に直流オフセット電圧が存在するた めに、ランプの光出力を非常に低い値に調整することが可能となる。 前記制御回路は、ランプ電流とランプ電圧の積に比例する前記ランプ電力信号 を発生するための乗算器を含んでいてもよい。前記変動電圧と前記ランプによっ て消費される電力との間の関係の線形性がさらに改善されることが見出されてい る。さらに、このような制御回路を装備したインバータは、ほぼ同じ光出力レベ ルで種々のタイプのランプに電力供給を行うこと、すなわち、種々のタイプのラ ンプに対して所望の照明状態の再現能力を提供することが見出されている。 前記制御回路は、集積回路上に形成することができる。前記制御回路は、前記 直流オフセット電圧のレベルを確立するための、前記集積回路の外部の直流電圧 源および抵抗電圧分割器網の直列接続であって、前記集積回路のピンを介して前 記乗算器に結合される、直列接続をさらに含むことができる。前記ピンの電圧は 、前記フィードバック電圧として使用される。このフィードバック電圧は、前記 抵抗電圧分割器に備えられる第１のオーム抵抗器上に現れる。前記直流電圧源に よって配送される電流によって生じる前記第１のオーム抵抗器上の電圧の部分は 、 直流オフセット電圧である。前記乗算器によって配送される電流によって生じる 前記第１のオーム抵抗器上の電圧の部分は、ランプ電力信号である。 より多くの線形関係がその範囲全体にわたる前記変動電圧と前記ランプによっ て消費される電力との間に存在することが望ましい場合には、これは、たとえば 、ダイオードと第２のオーム抵抗器の直列配置によって前記第１のオーム抵抗器 を分路することにより実現することができる。前記ピンの前記フィードバック電 圧が、前記ダイオードが導通状態になる値に到達すると、前記直流電圧源によっ て供給される電流と、前記乗算器によって供給される、前記集積回路から前記ピ ンを流れる電流とは、前記第１のオーム抵抗器および前記第２のオーム抵抗器の 双方を流れ、その結果、種々の線形関係が、前記変動電圧と前記ランプによって 消費される電力との間に生じる。さらにより多くの線形関係を確立するために、 第３の抵抗器およびさらに追加されたダイオードなどを備える直列配置によって 前記第２の抵抗器を分路することが可能となる。複数の線形関係によって、前記 変動電圧と前記ランプによって消費される電力との間の所望の関係を確立するこ とができる。 本発明をより十分に理解するために、添付図面とともに以下の説明が参照され る。 図１は、本発明による安定器を示すブロック図である。 図２は、本発明によるインバータおよび関連する駆動制御回路を示す回路図で ある。 図３は、図２の駆動制御回路として働く集積回路の論理ブロック図である。 図４は、従来の安定器による種々のランプのランプ電力対減光制御入力電圧の グラフである。 図５は、本発明による種々のランプのランプ電力対減光制御入力電圧のグラフ である。 図１に示すように、安定器１０は、交流電源２０によって表される交流電力ラ インから電力供給を受ける。安定器１０は、ＥＭＩフィルタ３０、全波ダイオー ド・ブリッジ４０、前置調整器５０、インバータ６０および駆動制御回路６５を 備えている。インバータ６０の出力は、安定器１０の出力として使用され、負荷 ７０に接続される。負荷７０は、コンデンサ（キャパシタ）８０と蛍光ランプ８ ５との並列接続に直列に接続されたコイル（インダクタ）７５を含んでいる。Ｅ ＭＩフィルタ３０は、前置調整器５０およびインバータ６０によって生成される 高調波を除去する。ダイオード・ブリッジ４０は、フィルタリングされた正弦波 電圧を整流し、リップルを有する直流電圧にする。前置調整器５０は、いくつか の機能を実行する。ダイオード・ブリッジ４０から出力される整流されたピーク 交流電圧は、昇圧され、かつ、インバータ６０に供給されるほぼ一定の直流電圧 にされる。前置調整器５０は、安定器１０の全体的な力率の改善をも行う。たと えば、交流電源２０によってＥＭＩフィルタ３０に印加される１２０、２２０お よび２７７の実効（ＲＭＳ）電圧は、それぞれ約２５０、４１０および４９０Ｖ の直流電圧になり、インバータ６０に供給される。 インバータ６０は、約４５キロヘルツ（ｋＨｚ）のスイッチング周波数で、ラ ンプ８５のフルアーク放電中、駆動制御回路６５によって駆動される。インバー タ６０は、直流電圧を、負荷７０に印加される方形波電圧の波形に変換する。ラ ンプの照明レベルは、この方形波電圧の波形の周波数を減少および増加させるこ とにより、それぞれ増加または減少させることができる。 インバータ６０および駆動制御回路６５は、図２にさらに詳細に示されている 。前置調整器５０によって提供されるほぼ一定の電圧ＶＤＣは、インバータ６０ の一対の入力端子６１および６２からインバータ６０に加えられる。インバータ ６０は、ハーフ・ブリッジとして構成され、Ｂ＋（レール）バス１０１、接地さ れたリターン・バス１０２ならびに一対のスイッチ（たとえば、パワーＭＯＳＦ Ｅ Ｔ）１００および１１２を含んでいる。一対のスイッチ１００および１１２は、 バス１０１とバス１０２との間に直列に接続される。スイッチ１００および１１ ２は、ともに接続点１１０に接続され、トーテム・ポール配置を形成するものと して一般に認識される。スイッチ１００および１１２として使用されるＭＯＳＦ ＥＴは、一対のゲートＧ１およびＧ２をそれぞれ有する。バス１０１および１０ ２は、入力端子６１および６２にそれぞれ接続される。抵抗器１０３およびコン デンサ１０６は、ともに接続点１０４に接続され、バス１０１とバス１０２との 間に直列に接続される。一対のコンデンサ１１５および１１８は、ともに接続点 １１６に接続され、接続点１１０とバス１０２との間に直列に接続される。ツェ ナー・ダイオード１２１およびダイオード１２３は、ともに接続点１１６に接続 され、接続点１０４とバス１０２との間に直列に接続される。 コイル７５、コンデンサ８０、コンデンサ８１、ランプ８５および抵抗器１７ ４は、すべて接続点１７０に接続される。一対の巻き線７６および７７は、予熱 処理中におけるランプ８５の調整の際に、ランプ８５のフィラメント（図示せず ）に電圧を印加するために巻き線７５に結合される。直流阻止コンデンサ１２６ およびコイル７５は、接続点１１０と１７０との間に直列に接続される。コンデ ンサ８０ならびに一対の抵抗器１５３および１７７は、ともに接続点１７９に接 続される。ランプ８５および抵抗器１５３は、ともに接続点８８に接続され、接 続点１７０と１７９との間に直列に接続される。抵抗器１７４および１７７は、 ともに接続点１７５に接続され、接続点１７０と１７９との間に直列に接続され る。コンデンサ８１とスイッチ（たとえば、ＭＯＳＦＥＴ）８２は、接続点１７ ０と１７９との間に直列に接続される。抵抗器１６２は、バス１０２と接続点１ ７９との間に接続される。ダイオード１８０およびコンデンサ１８３は、ともに 接続点１８１に接続され、接続点１７５とグラウンドとの間に直列に接続される 。 集積回路（ＩＣ）１０９は、複数のピンを備えている。ピンＲＩＮＤは、接続 点１７９に接続される。ピンＲＩＮＤの入力電圧は、コイル７５を流れる電流の レベル（代表的なサンプル）を反映する。ピンＶＤＤは、接続点１０４に接続さ れ、ＩＣ１０９を駆動するための電圧を供給する。ピンＬＩ２は、抵抗器１６８ を介して接続点８８に接続される。ピンＬＩ１は、抵抗器１７１を介して接続点 １７９に接続される。ピンＬＩ１に入力される電流とピンＬＩ２に入力される電 流との間の相違は、ランプ８５を流れる検出電流を反映する。ピンＶＬは、抵抗 器１８９を介して接続点１８１に接続され、ピンＶＬの電圧は、ランプ８５のピ ーク電圧を反映する。ＶＬピンの電圧は、スイッチ８２のゲートＧ３にも印加さ れ、いつコンデンサ８１がコンデンサ８０と並列に置かれるかを制御する。ＣＲ ＥＣＴピンから抵抗器１９５とコンデンサ１９２との並列接続を通ってグラウン ドに流れ込む電流は、ランプ８５の平均電力（すなわち、ランプ電流とランプ電 圧の積）を反映する。後に詳述するオプションの外部直流オフセット１９８は、 ＶＤＤと抵抗器１９９の直列接続を含む。この直列接続は、抵抗器１９５を通っ てグラウンドに流れ込む直流オフセット電流を生じさせる。 コンデンサ１９２は、フィルタリングされた直流電圧を抵抗器１９５の両端に 与えるために使用される。抵抗器１５６は、ピンＲＲＥＦとグラウンドとの間に 接続され、基準電流をＩＣ１０９内に設定するために使用される。コンデンサ１ ５９は、ＣＦピンとグラウンドとの間に接続され、後に詳述する電流制御発振器 （ＣＣＯ）の周波数を設定する。コンデンサ１６５は、ＣＰピンとグラウンドと の間に接続され、後述するように、予熱サイクルと非発振／スタンバイのモード の双方のタイミング用に使用される。ＧＮＤピンは、グラウンドに直接接続され る。一対のピンＧ１およびＧ２は、スイッチ１００のゲートＧ１およびスイッチ １１２のゲートＧ２にそれぞれ直接接続される。ピンＳ１は、接続点１１０に直 接接続され、スイッチ１００のソース電圧を表す。ピンＦＶＤＤは、コンデンサ １３８を介して接続点１１０に接続され、ＩＣ１０９の浮遊供給電圧を表す。ピ ンＧ２は、コンデンサ２１５、抵抗器２１２およびダイオード２０３の直列接続 を介してＤＩＭピンに接続される。抵抗器２０６およびコンデンサ２１３は、Ｄ ＩＭピンとグラウンドとの間に接続される。変圧器Ｔの２次巻き線は、接続点２ １０とグラウンドとの間に接続される。接続点２１０は、抵抗器２１２をダイオ ード２０３に接続するものである。減光（ＤＩＭ）制御回路２１１には、変圧器 Ｔの１次巻き線の両端が接続される。ＤＩＭピンに加えられる電圧は、減光制御 回路２１１によって設定される照明レベルを反映する。 インバータ６０および駆動制御回路６５の処理は、以下のとおりである。最初 （すなわち、スタートアップ中）に、コンデンサ１０６は、抵抗器１０３および コンデンサ１０６のＲＣ時定数に基づいて充電されるので、スイッチ１００およ び１１２は、それぞれ非導通状態および導通状態になる。ＩＣ１０９のピンＶＤ Ｄに流れ込む入力電流は、このスタートアップ段階中には低レベル（５００マイ クロアンペアよりも小さい）に維持される。接続点１００とピンＦＶＤＤとの間 に接続されたコンデンサ１３８は、ＶＤＤにほぼ等しい比較的一定の電圧に充電 され、スイッチ１００の駆動回路用の電圧供給装置として使用される。コンデン サ１０６の両端の電圧が、ターンオン閾値電圧（たとえば、１２Ｖ）を超えると 、ＩＣ１０９は、その処理（発振／スイッチング）状態に入り、スイッチ１００ および１１２のそれぞれは、コイル７５およびコンデンサ８０によって決定され る共振周波数を十分に上回る周波数で、導通状態と非導通状態との間のスイッチ ングを繰り返す。 インバータ６０が発振を開始すると、ＩＣ１０９は、まず予熱サイクル（すな わち、予熱状態）に入る。接続点１１０は、スイッチ１００および１１２のスイ ッチング状態にしたがって約０ＶとＶＤＣとの間で変化する。コンデンサ１１５ および１１８は、接続点１１０の電圧の昇降速度を遅くすることに使用され、こ れにより、スイッチング損失およびインバータ６０によって生成されるＥＭＩの レベルを減少させる。ツェナー・ダイオード１２１は、ダイオード１２３によっ てコンデンサ１０６に印加される接続点１１６のパルス電圧を確立する。この結 果、たとえば１０〜１５ミリアンペアの比較的大きな処理電流がＩＣ１０９のピ ンＶＤＤに供給される。コンデンサ１２６は、直流電圧成分がランプ８５に印加 されるのを阻止するために使用される。ピンＶＬは、スイッチ８２をターン・オ ンさせる高論理レベルにある。この時、コンデンサ８１は、コンデンサ８０と並 列に置かれる。コイル７５と、コンデンサ８０および８１の並列接続とは、共振 回路を形成する。 予熱サイクル中、ランプ８５は消灯状態にある。すなわち、アークは、ランプ ８５内に発生していない。ＩＣ１０９の初期の動作周波数は、約１００ｋＨｚで あり、抵抗器１５６およびコンデンサ１５９ならびにスイッチ１００および１１ ２の反転ダイオード導通回数によって設定される。ＩＣ１０９は、このＩＣに内 部設定された速度でこの動作周波数をすぐに減少させる。ＲＩＮＤピンで検出さ れる抵抗器１６２の両端のピーク電圧が、−．４ボルト（すなわち、．４ボルト に等しい負のピーク電圧）に等しくなるまで、周波数の減少は続く。ＲＩＮＤピ ンによって検出される電圧を−．４ボルトと等しく維持するために、スイッチ１ ００および１１２のスイッチング周波数が調整される。その結果、接続点１１０ における周波数は、比較的一定の約８０〜８５ｋＨｚ（予熱周波数として定義さ れる）になる。比較的一定のＲＭＳ（実効）電流が、コイル７５を流れる。コイ ル７５は、巻き線７６および７７との結合を介して、引き続いて行われるランプ ８５の点灯のためにランプ８５のフィラメント（すなわち、陰極）を前もって十 分に温度調整しておくことを可能とし、ランプの寿命を長く維持させることを可 能とする。予熱サイクルの継続時間は、コンデンサ１６５によって設定される。 コンデンサ１６５の値がゼロ（すなわち、オープン）のときは、フィラメントの 予熱は有効に行われず、その結果、ランプ８５が即時スタート動作となる。 コンデンサ１６５によって決定される予熱処理の終わりに、ピンＶＬは、スイ ッチ８２をターン・オフさせる低論理レベルになる。コンデンサ８１は、もはや コンデンサ８０と並列に接続されない。この時、ＩＣ１０９は、ＩＣ１０９に内 部設定された速度で、予熱時におけるそのスイッチング周波数から無負荷の共振 周波数（すなわち、ランプ８５の点灯前のコイル７５およびコンデンサ８０の共 振周波数、たとえば６０ｋＨｚ）に向けて周波数を下げるように掃引を開始する 。スイッチング周波数が共振周波数に近づくにしたがい、ランプ８５の両端電圧 は、素早く上昇し（たとえば、６００〜８００Ｖのピーク）、一般にランプ８５ を点灯するのに十分な値となる。ランプ８５が点灯すると、ランプ８５を流れる 電流は、数ミリアンペアから数百ミリアンペアに上昇する。抵抗器１５３を流れ る電流は、ランプ電流と等しい。抵抗器１５３を流れる電流は、抵抗器１６８と １７１とにそれぞれ比例したピンＬＩ１の電流とＬＩ２の電流との間の差分電流 に基づきこれらのピンで検出される。ランプ８５の電圧は、抵抗器１７４および １７７の電圧分割器結合によって増減される。そして、ランプ８５の電圧は、ダ イオード１８０およびコンデンサ１８３によって検出され、その結果、接続点１ ８１においてピーク・ランプ電圧に比例した直流電圧になる。接続点１８１にお ける電圧は、抵抗器１８９によって電流に変換され、ピンＶＬに流れ込む。 ピンＶＬに流れ込む電流は、ＩＣ１０９の内部において、ピンＬＩ１とＬＩ２ との差分電流と乗算され、その結果、ピンＣＲＥＣＴからコンデンサ１９２およ び抵抗器１９５の並列接続に送られる整流された交流電流になる。コンデンサ１ ９２および抵抗器１９５は、交流の整流された電流を、ランプ８５の電力に比例 した直流電圧に変換する。ＣＲＥＣＴピンの電圧は、ＩＣ１０９内に含まれるフ ィードバック回路／ループによって、ＤＩＭピンの電圧に等しくさせられる。そ の結果、ランプ８５によって消費される電力の調整が行われる。 ランプ８５の所望の照明レベルは、ＤＩＭピンの電圧によって設定される。フ ィードバック・ループは、後に詳述するランプ電圧検出回路およびランプ電流検 出回路を含んでいる。ハーフ・ブリッジ・インバータ６０のスイッチング周波数 は、ＣＲＥＣＴピンの電圧がＤＩＭピンの電圧と等しくされる、このフィードバ ック・ループに基づいて調整される。ＣＲＥＣＴ電圧は、０．３から３．０ボル トの間（すなわち、１：１０の比）で変化する。ＤＩＭピンの電圧が約３．０ボ ルト以上に上昇または０．３ボルト以下に下降するたびに、内部では、電圧は３ ．０ボルトまたは０．３ボルトにそれぞれ固定される。ＤＩＭピンの電圧は、直 流電圧である。ＤＩＭ制御回路２１１に印加される１〜１０ボルトの減光制御入 力は、変圧器Ｔ、抵抗器２０６および２１２、ダイオード２０３、ならびにコン デンサ２１３および２１５の組み合わせによって、ＤＩＭピンに印加される０． ３〜３．０ボルトの信号に変換される。変圧器Ｔは、インバータ６０内において 、直流制御入力信号を高電圧から電気的に絶縁するものである。ＤＩＭピンに与 えられる信号は、たとえば、交流入力ライン電圧の位相の一部がカット・オフさ れる位相角減光を含む種々の方法によって生成することができる。これらの方法 は、入力ライン電圧のカット・オフ位相角を、ＤＩＭピンに与えられる直流信号 に変換する。 ランプ８５が点灯するとき、ＣＲＥＣＴピンの電圧はゼロである。ランプ電流 が上昇するにしたがい、ＣＲＥＣＴピンに生成される電流は、コンデンサ１９２ を充電する。このＣＲＥＣＴピンに生成される電流は、ランプ電圧とランプ電流 の積に比例する。インバータ６０のスイッチング周波数は、ＣＲＥＣＴピンの電 圧がＤＩＭピンの電圧と等しくなるまで、減少または増加する。減光レベルが最 大（１００％）光出力に設定されているときは、コンデンサ１９２は、３．０ボ ルトに充電され、したがって、ＣＲＥＣＴピンの電圧は、フィードバック・ルー プに基づいて３．０ボルトに上昇する。後に詳述するように、電圧の上昇中、フ ィードバック・ループは開いた状態にある。ＣＲＥＣＴピンの電圧が約３．０ボ ルトになると、フィードバック・ループは閉じる。同様にして、減光レベルが最 小光出力に設定されているときは、コンデンサ１９２は、０．３ボルトに充電さ れ、したがって、ＣＲＥＣＴピンの電圧は、フィードバック・ループに基づいて ０．３ボルトに上昇する。一般に、ＤＩＭピンの０．３ボルトは、最大光出力の １０％に対応する。最大光出力の１％への深い減光を行うために、外部オフセッ ト１９８を使用することができ、これにより、ＤＩＭピンの０．３ボルトが最大 光出力の１％に対応する。深い減光を行わない場合には、外部オフセット１９８ は必要とされない。減光レベルが最小光出力に設定されているときは、フィード バック・ループが閉じる前に、ＣＲＥＣＴコンデンサは、０．３ボルトに充電さ れる。 点灯時に減光するように設定されている従来のランプは、典型的には、点灯フ ラッシュを示す。この光のフラッシュは、所望の照明レベルを超えるものであり 、点灯後の比較的長い不要な期間（たとえば、２〜３秒まで）、ランプに高レベ ルの電力を供給することにより生成される。このようにして、従来の安定器点灯 方式は、ランプの点灯の成功を確実にしている。一方、本発明によると、点灯フ ラッシュは最小にされる。点灯に続くハイ・ライト状態の期間は、低い減光設定 に対して非常に短く、望ましくない光フラッシュの視覚的衝撃は最小にされる。 点灯がフィードバック・ループの使用によって起った後、すぐにランプ８５に提 供される電力レベルを低減することにより、点灯フラッシュをほぼ回避すること が達成される。 次に、図３に移る。ＩＣ１０９は、電力調整および減光制御回路２５０を含ん でいる。ピンＬＩ１とＬＩ２との間の差分電流は、能動整流器３００に供給され る。能動整流器３００は、ダイオードに通常伴ういかなる電圧降下も避けるため に、ダイオード・ブリッジではなく、内部フィードバックを有する増幅器を使用 することによって、交流波形を全波整流する。能動整流器３００の出力に応答す る電流源３０３は、整流された電流ＩＬＤＩＦＦを発生する。この電流ＩＬＤＩ ＦＦは、ランプ８５を流れる電流の流れを表し、電流乗算器３０６の２つの入力 のうちの１つとして供給される。 予熱期間中、ピンＶＤＤの電圧ポテンシャルにＶＬピンを引き上げるために、 ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３３１はターン・オンされ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３ ３２はターン・オフされる。予熱サイクル（たとえば、１秒間）の終わりに、Ｐ チャネルＭＯＳＦＥＴ３３１はターン・オフされ、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３３ ２はターン・オンされ、インバータ６０の電力調整および減光制御処理が引き起 される。予熱サイクル後の電流は、ＶＬピンとＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３３２を 流れ、抵抗器３３３によって増減される。ＶＬピンからの増減された電流に応答 して、電流源（すなわち、電流増幅器）３３６は、電流信号ＩＶＬを生成する。 電流クランプ３３９は、乗算器３０６の他方の入力に送られる電流信号ＩＶＬの 最大レベルを制限する。電流源３０９は、乗算器３０６の出力に応答して、電流 ＩＣＲＥＣＴを出力する。電流ＩＣＲＥＣＴは、ＣＲＥＣＴピンおよびエラー増 幅器３１２の非反転入力の双方に送られる。図２に示すように、コンデンサ１９ ２および抵抗器１９５は、ＣＲＥＣＴピンにおける交流の整流された電流を直流 電圧に変換する。 再び図３を参照すると、ＤＩＭピンの直流電圧は、電圧クランプ回路３１５に 印加される。電圧クランプ回路３１５は、０．３ボルトと３．０ボルトの間にＣ ＲＥＣＴピンの電圧を制限する。電圧クランプ回路３１５の出力は、エラー増幅 器３１２の反転入力に供給される。エラー増幅器３１２の出力は、電流源３４５ を流れる電流ＩＤＩＦのレベルを制御する。電流比較器３４８は、電流ＩＤＩＦ を、基準電流ＩＭＩＮおよび電流ＩＭＯＤと比較し、最も大きな値の電流信号を 出力する。ＩＭＯＤ電流は、スイッチ・コンデンサ積分器３２７によって制御さ れる。電流比較器３４８によって出力される電流は、ＶＣＯ３１８が発振する発 振（スイッチング）周波数を定める制御信号を提供する。ランプが点灯すると、 ＣＲＥＣＴピンの電圧およびＩＤＩＦ電流はゼロになる。比較器３４８の出力は 、ＩＭＩＮ、ＩＤＩＦおよびＩＭＯＤの中から最大の電流レベルを選択し、それ はＩＭＯＤとなる。ＣＲＥＣＴピンの電圧がＤＩＭピンの電圧にまで上昇するに したがい、ＩＤＩＦ電流は増加する。ＩＤＩＦ電流がＩＭＯＤ電流を超えると、 比較器３４８の出力は、ＩＤＩＦ電流に等しくなる。 フィードバック・ループは、エラー増幅器３１２を中心とし、ＣＲＥＣＴピン の電圧をＤＩＭピンの電圧に等しくする際のＩＣ１０９の内部または外部の任意 のコンポーネントを含む。ＤＩＭピンの電圧が０．３ボルトを下回ると、０．３ ボルトの直流電圧が、エラー増幅器３１２の反転入力に印加される。ＤＩＭピン の電圧が３．０ボルトを超えると、３．０ボルトがエラー増幅器３１２に印加さ れる。ＤＩＭピンに印加される電圧は、０．３ボルト以上３．０ボルト以下の範 囲にあり、ランプ８５の最大照明レベルと最小照明レベルとの間において、所望 の１０：１という比が達成される。乗算器３０６への入力は、電流クランプ３３ ０によって固定され、乗算器３０６への電流の適切な増減を提供する。 ＣＣＯ３１８の周波数は、比較器３４８の出力に応答して、ハーフ・ブリッジ ・インバータ６０のスイッチング周波数を制御する。比較器３４８は、予熱およ び点灯掃引の期間中、ＩＭＯＤ電流をＣＣＯ３１８に供給する。比較器３４８は 、安定状態の動作中は、ＩＤＩＦ電流をＣＣＯ３１８に出力する。比較器３４８ によってＩＭＩＮ電流が出力されるときは、このＩＭＩＮ電流に応答して、ＣＣ Ｏ３１８は、最小スイッチング周波数を制限する。この最小スイッチング周波数 は、ＩＣ１０９の外部においてピンＣＦおよびＲＲＥＦにそれぞれ接続されるコ ンデンサ１５９および抵抗器１５６にも基づいている。ＣＲＥＣＴピンの電圧が ＤＩＭピンの電圧と同じ電圧になると、インバータ６０は閉ループ処理に達する 。ＣＲＥＣＴピンの電圧をＤＩＭピンの電圧とほぼ等しく維持するために、エラ ー増 幅器３１２は、比較器３４８によって出力されるＩＤＩＦ電流を調整する。 インバータ６０が容量性動作モードにあるのかまたはそれに接近した動作モー ドにあるのかを決定する際に、共振コイル電流検出回路は、ＲＩＮＤピンの信号 によって表される共振コイルの電流を監視する。コイル７５を流れる電流が、ス イッチ１１２の印加電圧より進んでいるときは、インバータ６０は、容量性動作 モードにある。接近容量性動作モードでは、コイル７５を流れる電流は、スイッ チ１１２の印加電圧に接近しており、この電圧よりまだ進んでいない。たとえば 、コイル７５およびコンデンサ８０に基づく共振周波数として約５０ｋＨｚを与 えると、コイル７５を流れる電流がスイッチ１１２の印加電圧より遅れるが、そ の遅れが約１マイクロ秒以内であるときに、接近容量性動作モードが存在する。 また、回路３６４は、スイッチ１００または１１０の順方向の導通または本体 ダイオードの導通（基板からドレインへ）のいずれが起こっているかを検出する 。共振コイル電流検出回路３６４によって生成される信号ＩＺＥＲＯｂ、すなわ ち、フリップフロップ３７０のＱ出力において生成される信号ＩＺＥＲＯｂは、 スイッチ１００または１１２のいずれかが順方向の導通にあるときは、高論理レ ベルにあり、スイッチ１００または１１２の本体ダイオードが導通しているとき は、低論理レベルである。信号ＩＺＥＲＯｂは、ＣＣＯ３１８のＩＺＥＲＯｂピ ンに与えられる。信号ＩＺＥＲＯｂが低論理レベルにあるときは、ＣＦピン３７ ９の波形は、ほぼ一定のレベルにある。信号ＩＺＥＲＯｂが高論理レベルであり 、かつ、スイッチ１００が導通状態にあるときは、ＣＦピンの電圧は上昇する。 信号ＩＺＥＲＯｂが高論理レベルであり、かつ、スイッチ１１２が導通状態にあ るときは、ＣＦピンの電圧は減少／降下する。 共振コイル電流検出回路３６４によって生成される信号ＣＭ、すなわち、ＯＲ ゲート３７３によって生成される信号ＣＭは、インバータ６０のスイッチング周 波数が接近容量性動作モードにあるときは、高論理レベルである。スイッチ・コ ンデンサ積分器３２７は、高論理レベルにある信号ＣＭに基づいて、電流源３２ ９の出力（すなわち、ＩＭＯＤ電流）の増加を引き起こす。ＩＭＯＤ電流の量が 増加すると、その結果、比較器３４８はＩＭＯＤ電流をＶＣＯ３１８に供給する ことになり、これにより、インバータ６０のスイッチング周波数の増加が起こる 。接近容量性動作モードは、ＩＣ１０９のピンＧ１およびＧ２において生成され る各ゲート駆動パルスの前縁（立ち上がりエッジ）の期間中におけるＲＩＮＤピ ンの電圧波形の符号（＋または−）を監視することにより、共振コイル電流検出 回路３６４によって検出される。ゲート・パルスＧ１の前縁の期間中におけるＲ ＩＮＤピンの電圧波形の符号が＋（正）のとき、または、ゲート・パルスＧ２の 前縁の期間中におけるＲＩＮＤピンの電圧波形の符号が−（負）のときは、イン バータ６０は、接近容量性動作モードにある。 ＮＡＮＤゲート３７６は、ＣＭＰＡＮＩＣ信号を出力する。この信号は、イン バータ６０が容量性モードで動作しているときは、高論理レベルにある。容量性 モードが検出されると、スイッチ・コンデンサ積分器３２７の出力の素早い上昇 に応答して、ＩＭＯＤ電流のレベルが素早く上昇する。ＩＭＯＤ信号に基づくＶ ＣＯ３１８、抵抗器１５６およびコンデンサ１５９は、インバータ６０の最大ス イッチング周波数への上昇を比較的瞬時に行う。容量性モードは、ＩＣ１０９の ピンＧ１およびＧ２で生成される各ゲート駆動パルスの後縁（立ち下がりエッジ ）の期間中におけるＲＩＮＤピンの電圧波形の符号（＋−）を監視することによ り検出される。ゲート・パルスＧ１の後縁の期間中におけるＲＩＮＤピンの電圧 波形の符号が−（負）のとき、または、ゲート・パルスＧ２の後縁の期間中にお けるＲＩＮＤピンの電圧波形の符号が＋（正）のときは、インバータ６０は、容 量性動作モードにある。 回路３７９は、（ピンＣＰとグラウンドとの間に接続された）コンデンサ１６ ５の値に対応して、ランプ８５のフィラメントの予熱のための時間およびインバ ータ６０をスタンバイ動作モードに置くための時間を設定する。予熱サイクル中 、２つのパルス（１秒間を超える）がＣＰピンで生成される。予熱サイクル中の インバータ６０のスイッチング周波数は、約８０ｋＨｚである。予熱サイクルの 終わりに、信号ＩＧＮＳＴは、点灯開始、すなわち、約８０ｋＨｚから、コイル ７５およびコンデンサ８５の共振周波数、たとえば約６０ｋＨｚ（無負荷の共振 周波数）を超える周波数へスイッチング周波数の点灯掃引を始める高論理レベル になる。点灯掃引は、たとえば１０ｋＨｚ／ミリ秒の速度で行うことができる。 ＩＣ１０９は、ＲＩＮＤピンで検出される共振コイル７５を流れる電流の振幅 を調整する。ＲＩＮＤピンの電圧の大きさが０．４を超えると、比較器４４８に よって出力される信号ＰＣは高論理レベルになり、スイッチ・コンデンサ積分器 ３２７の出力にＩＭＯＤ電流のレベルを調整させる。この結果、ＲＭＳスイッチ ング周波数が増加し、共振コイル７５を流れる電流の振幅が減少する。ＲＩＮＤ ピンの電圧の大きさが０．４より下がると、信号ＰＣは低論理レベルになり、ス イッチ・コンデンサ積分器３２７の出力にＩＭＯＤ信号のレベルを調整させ、こ れにより、スイッチング周波数は減少する。この結果、共振コイル７５を流れる 電流が増加する。共振コイル７５の電流の良好に調整された流れが達成され、予 熱処理中におけるランプ８５の各フィラメントにほぼ一定の電圧を印加すること ができる。選択的に、各フィラメントと直列にコンデンサ（図示せず）を設ける ことにより、予熱処理において、フィラメントを流れる電流の流れをほぼ一定に することを達成できる。 また、回路３７９は、点灯タイマを含んでいる。この点灯タイマは、予熱サイ クルの経過に続いて始動される。起動されると、１つのパルスがＣＰピンに生成 される。このパルスの後、インバータの動作が容量性モードであるか、または、 ランプ８５の電圧が過電圧状態であるかのいずれかが検出されると、ＩＣ１０９ は、スタンバイ動作モードに入る。スタンバイ期間中は、ＶＣＯ３１８は、発振 を停止し、スイッチ１１２および１００は導通状態および非導通状態にそれぞれ 維持される。スタンバイ動作モードから抜けるために、ＩＣ１０９への供給電圧 （すなわち、ピンＶＤＤに供給される）は、少なくともターンオフ閾値（たとえ ば、１０ボルト）またはそれ未満に低減され、続いて、少なくともターンオン閾 値（たとえば、１２ボルト）に増加されなければならない。 予熱タイマは、シュミット・トリガ４００（すなわち、ヒステリシスを有する 比較器）を含んでいる。このシュミット・トリガ４００は、ＣＰ波形のトリップ ・ポイントを設定する。これらのトリップ・ポイントは、シュミット・トリガ４ ００のトリガをオンおよびオフするための、シュミット・トリガ４００の入力に 印加される電圧を表す。スイッチ４０３は、導通状態にあるとき、コンデンサ１ ６５の放電用経路を提供する。スイッチ４０３は、シュミット・トリガ４００に よって各パルスが生成される時および各パルスの期間中、導通状態に置かれる。 ＣＰピンの電圧がシュミット・トリガ４００によって確立される上位のトリップ ・ポイントを超えるたびに、コンデンサ１６５は放電する。放電経路は、ＣＰピ ン、スイッチ４０３およびグラウンドを含む。コンデンサ１６５は、電流源３８ ８によって充電される。容量性動作モードが検出されると、この動作モードはＮ ＡＮＤゲート３７６のＣＭＰＡＮＩＣ信号の生成によって反映され、スイッチ３ ９２はターン・オンする。この時、コンデンサ１６５は、電流源３９１によって 充電される。容量性動作モードが検出されたときのコンデンサ１６５を充電する 電流は、１０倍高い。ＣＰピンの電圧は、容量性モードでないときに要する時間 の１／１０でシュミット・トリガ４００の上位のトリップ・ポイントに達する。 したがって、ＣＰピンのパルスは、容量性動作モードが検出されたときは、容量 性動作モードが検出されなかったときよりも１０倍短い。その結果、スイッチン グ周波数の増加が容量性モードの状態を取り除かないときはいつでも、ＩＣ１０ ９は、比較的短い時間でスタンバイ動作モードに入る。 また、予熱タイマは、カウンタ３９７を形成するＤ型フリップ・フロップも含 んでいる。ＮＡＮＤゲート４０６の出力は、信号ＣＯＵＮＴ８ｂを生成する。こ の信号は、点灯期間の終わりに低論理レベルなる。ランプ８５の過電圧最小閾値 状態（すなわち、ＯＶＣＬＫ信号によって表される）またはインバータの容量性 動作モード（すなわち、信号ＣＭＰＡＮＩＣによって表される）が検出されるた びに、ゲート４１２は高論理レベルを出力する。ゲート４１５の出力が高論理レ ベルになると、スイッチ４０３はターン・オンし、その結果、コンデンサ１６５ は放電する。 上述したように、予熱サイクルに続いて、ＶＬピンから流れる入力電流は、電 力調整および減光制御の目的のために、電流源３３６を介して乗算器３０６に送 られる。ＶＬピンからの入力電流は、電流源４１７、電流源４１８および電流源 ４１９を介して比較器４２１、４２４および４２７の非反転入力にもそれぞれ送 られる。 比較器４２１は、ランプ電圧が過電圧最小閾値を超えたことを検出することに 応答して、点灯タイマを起動する。点灯タイマの経過に続いて、過電圧最小閾値 状態から抜け出すと、ＩＣ１０９はスタンバイ動作モードに入る。Ｄ型フリップ ・フロップ４３０は、ピンＧ２で生成されるゲート・パルスの立ち下がりエッジ において、比較器４２１の出力時間を測定する。過電圧最小閾値が最初の点灯掃 引期間中に超えられるたびに、Ｄ型フリップ・フロップ４３３、ＡＮＤゲート４ ３６およびＮＯＲゲート４３９の論理結合は、スイッチ（ＮチャネルＭＯＳＦＥ Ｔ）４４０をオープンにし、これにより、ＩＣＲＥＣＴ信号を阻止する。フリッ プ・フロップ４３３は、内部接点３８５に接続されるＤ入力を有する。過電圧最 小状態が検出されると、フリップ・フロップ４３３のＤ入力は、予熱サイクルの 終わりに高論理レベルになる。フリップ・フロップ４３３の出力は、そのＤ入力 の高論理レベルに応答して、低論理レベルになり、その結果、ゲート４３９の出 力は、低論理レベルにスイッチングする。スイッチ４４０はオープンになり、こ れにより、ＩＣＲＥＣＴ信号がＣＲＥＣＴピンに到達するのを阻止する。ＩＣＲ ＥＣＴ信号が、ＣＲＥＣＴピンに到達するのを阻止されると、コンデンサ１９２ は、抵抗器１９５を介して放電する。外部オフセット１９８が使用されない場合 には、全放電が起こる。図２に示すように、オフセット１９８が使用されると、 部分的な放電が起こる。いずれの場合も、コンデンサ１９２の放電は、ＣＲＥＣ Ｔピンの電圧を下げ、フィードバック・ループが閉じないことを確実にする。予 熱サイクル中においては、内部接点３８５のＩＧＮＳＴ信号は、低論理レベルに ある。したがって、ＮＯＲゲート４３９は、予熱サイクル中、スイッチ４４０を ターン・オフする。ＩＣＲＥＣＴ信号は、エラー増幅器３１２に加えられないか 、または、コンデンサ１９２を充電するようにＣＲＥＣＴピンから流れ出ない。 予熱サイクルの完了の直後に行われる点灯掃引が開始されると、ＩＧＮＳＴ信 号が、高論理レベルになる。この時、過電圧最小閾値（たとえば、点灯中のラン プ８５の最大印加電圧の約１／２）が比較器４２１によって検出されない場合に は、スイッチ４４０はターン・オンし、点灯中もターン・オンを維持する。点灯 掃引中、スイッチング周波数は減少しつづけ、その結果、ランプ８５の電圧およ び検出されるランプ電流は増加する。コンデンサ１９２を充電するＩＣＲＥＣＴ 信号の大きさは増加し、その結果、ＣＲＥＣＴピンの電圧は増加する。低い減光 レベルにおいては、ＣＲＥＣＴピンの電圧はＤＩＭピンの電圧と等しい。さらに 他の介在なしに、これらの２つの電圧間の相違を検出しないエラー増幅器３１２ は、ランプ８５の点灯を成功させることに先立ち、フィードバック・ループを時 機尚早に閉じる。 フィードバック・ループが時機尚早に閉じられるのを回避するために、点灯掃 引中のゲート４３９は、スイッチ４４０をターン・オフし、過電圧最小閾値状態 が比較器４２１によって検出され、存在する限り、スイッチ４４０をターン・オ フに維持する。ＩＣＲＥＣＴ信号がＣＲＥＣＴピンに達するのを阻止することに より、ＣＲＥＣＴピンの電圧は下がり、これにより、ＤＩＭピンの電圧が深い減 光レベルに設定されているときでさえも、ＣＲＥＣＴピンの電圧がＤＩＭピンの 電圧と等しくなることが妨げられる。したがって、フィードバック・ループは、 点灯掃引中閉じることができず、これにより、フィードバック・ループは、点灯 がうまく起こることを妨げることができない。ランプ電圧が過電圧最小閾値に達 した時に開始し、ランプ８５が点灯するまで継続する点灯掃引の間に一度だけ、 スイッチ４４０はターン・オフされるのが好ましい。スイッチ４４０がターン・ オフされている間、コンデンサ１９２は、抵抗器１９５を介して十分に放電する ことができ、フィードバック・ループが点灯掃引中に時機尚早に閉じないことを 確実にする。 従来の安定器駆動方式は、ランプのスタート・アップを成功させるために、比 較的高いレベルの電力を、望ましくない長い時間（たとえば、数秒まで）、ラン プに供給する。比較的低いレベルの明るさでランプのスタートを試みると、望ま しくない長い時間の間、比較的高いレベルの電力がランプに供給されることによ り、点灯フラッシュと呼ばれる状態が生じることがある。この状態のもとでは、 所望の明るさよりも場合によってはずっと明るい瞬間的な光フラッシュが発生す る。 図２のインバータでは、点灯フラッシュは、ほぼ除去されている。すなわち、 点灯フラッシュは、気づかない程度に最小にされている。点灯フラッシュをほぼ 除去することは、比較的高いレベルの電力がランプ８５に供給される望ましくな い長い時間を回避することにより達成される。より具体的には、ランプ８５は、 ランプ電力がランプ点灯後の電力量に低減される前の約１ミリ秒またはそれより 短い時間、比較的高いレベルの電力の供給を受ける。ランプ電力のこの瞬時の低 減は、過電圧状態、特に、スイッチ４４０を再び閉じる前に、ランプ電圧が（比 較器４１２によって決定される）過電圧最小閾値よりも下がる時を監視すること により達成される。このランプ電圧を過電圧最小閾値よりも小さく下げることは 、ランプ８５の点灯が成功したときに瞬時に起こる。換言すると、点灯フラッシ ュが起こりうる十分な減光レベルにおいて、点灯フラッシュは、ランプ電圧が過 電圧最小閾値に達した時と過電圧最小閾値を超えた時との双方またはいずれか一 方、および、これに続いて、ランプ電圧が過電圧最小閾値よりも下がった時を最 初に検出することにより回避される。 比較器４２４の出力は、ランプ電圧が過電圧最大閾値（たとえば、過電圧最小 閾値の２倍）を超えると、高論理レベルになる。比較器４２４の出力が、接近容 量性モードを検出することなく、高論理レベルにあるときは、スイッチ・コンデ ンサ積分器３２７は、ＶＣＯ３１８の発振周波数を増加させ、したがって、高論 理レベルにあるＤ型フリップ・フロップ４４５のＱ出力（すなわち、高論理レベ ルにあるフリップ・フロップ４４５によって出力される信号ＦＩ（周波数増加） ）に基づいて、固定された速度（たとえば、１０ｋＨｚ／ミリ秒の掃引速度）で スイッチング周波数を増加させる。したがって、インバータ６０のスイッチング 周期の時間間隔は減少する。比較器４２４の出力が高論理レベルにあり、かつ、 接近容量性状態が検出されると、スイッチ・コンデンサ積分器３２７は、ＶＣＯ ３１８の発振周波数を増加させ、したがって、高論理レベルにあるＮＡＮＤゲー ト４４２の出力（すなわち、高論理レベルにあるＮＡＮＤゲート４４２によって 出力される信号ＦＳＴＥＰ（周波数ステップ））に基づいて、スイッチング周波 数をその最大値（たとえば、１００ｋＨｚ）に瞬時に（たとえば、１０マイクロ 秒以内に）増加させる。インバータ６０のスイッチング周期は、この時、その最 大発振値にあるＶＣＯ３１８に対応して、その最小時間間隔（たとえば、１０マ イクロ秒）に減少する。 ランプ電圧が過電圧パニック閾値（すなわち、過電圧最大閾値より大きい）を 超えると、比較器４２７の出力は高論理レベルになる。比較器４２７の出力が高 論理レベルにあると、スイッチ・コンデンサ積分器３２７は、高論理レベルにあ るＮＡＮＤゲート４４２の出力（すなわち、高論理レベルにあるＮＡＮＤゲート ４４２によって出力される信号ＦＳＴＥＰ（周波数ステップ））に基づいて、Ｖ ＣＯ３１８のスイッチング周波数をその最大値に瞬時に増加させる。 ゲート駆動回路３２０は、この技術分野においては周知であり、米国特許第5, 373,435号においてより十分に開示されている。この米国特許第5,373,435号のゲ ート駆動回路の開示内容が、それを参照することによってこの明細書に取り入れ られる。ＩＣ１０９のピンＦＶＤＤ、Ｇ１、Ｓ１およびＧ２は、米国特許第5,37 3,435号の図１に示す接点ＰＩ、Ｐ２、Ｐ３およびＧＬに対応する。図３に示す 信号Ｇ１ＬおよびＧ２Ｌは、米国特許第5,373,435号における端子ＩＮ_Lの信号お よび上位駆動ＤＵがオンであるときのコントローラとレベル・シフタとの間の信 号にそれぞれ対応する。 供給レギュレータ５９２は、約５ボルトの出力電圧を発生するバンドギャップ ・レギュレータ５９５を含んでいる。レギュレータ５９５は、広い範囲の温度お よび供給電圧（ＶＤＤ）にはほとんど依存しない。シュミット・トリガ（すなわ ち、ヒステリシスを有する比較器）５９８の出力は、ＬＳＯＵＴ（低供給アウト ）信号と呼ばれ、供給電圧の状態を識別する。ＶＤＤピンにおける入力供給電圧 がターンオン閾値（たとえば、１２ボルト）を超えると、ＬＳＯＵＴ信号は低論 理レベルになる。ＶＤＤピンの入力供給電圧がターンオフ閾値（たとえば、１０ ボルト）よりも下がると、ＬＳＯＵＴ信号は高論理レベルになる。スタートアッ プ中、ＬＳＯＵＴ信号は高論理レベルにあり、ＳＴＯＰＯＳＣ信号と呼ばれるラ ッチ６０１の出力を高論理レベルに設定する。ＶＣＯ３１８は、高論理レベルに あるＳＴＯＰＯＳＣ信号に応答して、ＶＣＯ３１８の発振を停止し、ＣＦピンを 、バンドギャップ・レギュレータ５９５の出力電圧に等しく設定する。 ＶＤＤピンの供給電圧がターンオン閾値を超えると、ＬＳＯＵＴ信号が低論理 レベルになる。この時、ＳＴＯＰＯＳＣ信号は低論理レベルになる。低論理レベ ルにあるＳＴＯＰＯＳＣ信号に応答して、ＶＣＯ３１８は、インバータ６０を駆 動し、ＣＦピンに印加される、ここではほぼ台形の波形で表されるスイッチング 周波数で発振させる。ＶＤＤピンの電圧がターンオフ閾値よりも下がり、かつ、 ピンＧ２のゲート駆動が高論理レベルになるたびに、ＶＣＯ３１８は発振を停止 する。スイッチ１００および１１２は、非導通状態および導通状態にそれぞれ維 持される。 また、ＮＯＲゲート６０４が高論理レベルになるたびに、ラッチ６０１の出力 も高論理レベルになり、その結果、ＶＣＯ３１８は発振を停止し、スタンバイ動 作モードになる。点灯期間の経過後、ランプ８５の過電圧状態またはインバータ の容量性動作モードのいずれかが検出されると、ＮＯＩＧＮ信号として識別され るＮＯＲゲート６０４の出力は高論理レベルになる。ランプ８５が回路から取り 外されると、これらの状態のいずれかが発生する。過電圧状態は、ランプ８５が 点灯に失敗したときに発生する。 ＶＬピンは、ランプ電力の調整、過電圧状態からのランプの保護、および予熱 と通常の調整とを区別するための出力駆動の提供に使用される。ＶＬピンへの入 力は、ランプ電圧（たとえば、ピークまたは整流された平均）に比例する電流で ある。上述したように、このＶＬピンの電流は、ランプ電流とランプ電圧の積を 表す信号を生成する乗算器３０６に結合され、ランプ電力の調整に使用される。 また、ＶＬピンの電流は、過電圧状態を検出するために、比較器４２１、４２４ および４２７にも接続される。一方、予熱サイクル中、フル・アーク放電はまだ ランプ８５内に存在しないので、ランプ電力を調整する必要はない。予熱サイク ル中、インバータ６０は、コイル７５およびコンデンサ８０からなる無負荷のＬ Ｃタンク回路の共振周波数よりもずっと高い周波数で動作する。予熱サイクル中 におけるこのずっと高い周波数により、ランプ８５の電圧は比較的低いものとな り、安定器１０またはランプ８５内のコンポーネントに損害を与えない。 予熱サイクル中、ＶＬピンがＶＤＤピンと同じ電圧ポテンシャルになるように 、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３３１はターン・オンし、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３ ３２はターン・オフする。したがって、予熱サイクル中、ＶＬピンは高論理レベ ルにあり、それ以外の場合（たとえば、点灯中および安定状態の状況）では低論 理レベルにある。ＶＬピンのこれらの２つの異なる論理レベルは、インバータ６ ０が予熱動作モードまたは非予熱動作モードのいずれで動作しているかを識別す る。 予熱サイクル中におけるＶＬピンの高論理レベルは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ スイッチ８２をターン・オンさせる。この時、コンデンサ８１は、コンデンサ８ ０と並列になる。コンデンサ８１が追加されることにより、無負荷の共振周波数 は低くなり、この結果、より低い電圧が、予熱サイクル中のランプ８５に印加さ れる。予熱サイクルが経過すると、スイッチ８２は、ＶＬピンの低論理レベルに よってターン・オフする。この時、コンデンサ８１は、もはやコンデンサ８０と 並列にならない。無負荷の共振周波数は上昇し、この時、点灯掃引に一層早く近 づけることができる。ランプ８５を点灯するために、十分に高い電圧をランプ８ ５に印加することができる。 予熱サイクル中、ＩＣ１０９は、ＶＬピンの電圧によって表されるランプ８５ の電圧を検出する必要はない。したがって、ＶＬピンは、予熱期間中、スイッチ ８２を導通状態に駆動するために使用される。予熱サイクル後、過電圧状態およ びランプ電力を監視する必要がある。過電圧状態およびランプ電力は、ＶＬピン の電圧によって反映されるランプ電圧の検出を必要とする。この時、ＶＬピンの 電圧は低論理レベルにあり、典型的には、０と８００ミリボルトとの間の範囲に ある。この低論理レベルにより、スイッチ８２はターン・オフする。したがって 、ＩＣ１０９が予熱モードで動作しているか否かを反映する、ＶＬピンの論理レ ベ ルは、共振タンク回路の配置を制御する。また、予熱状態中および予熱状態後の インバータ６０またはランプ８５の性能に影響するように、処理中および処理外 において、ＶＬピンを、ＩＣ１０９の外部の他のコンポーネントのスイッチング を制御するために使用することもできる。 次に、図４を参照して、ランプ電力対減光制御入力のグラフは、従来の安定器 駆動方式が再現能力を有しないことを特に示している。複数の曲線９０，９２お よび９４は、不活性ガスおよび直径の双方またはいずれか一方が異なる蛍光ラン プを示している。同一の減光制御入力電圧に対して、曲線９０と９２または曲線 ９０と９４は、実質的に異なるランプ電力にある。同じ安定器によって電力供給 される種々のタイプのランプについて所望の照明状態を再現させる能力は、同一 の減光制御入力に対して一貫して達成することができず、また、信頼性のあるよ うに達成することはできない。さらに、これらの従来の安定器駆動方式のいずれ も、深い減光レベル、すなわち最大ランプ出力の１％から３％にダウンしたレベ ルにおいてうまく調整することができない。むしろ、これらの３つのランプのそ れぞれは、最大ランプ出力の約２０％より低くすることができない。 これらと対比して、図５に示すように、本発明は、優れた再現能力および容易 に調整可能な深い減光レベルの双方を提供する。同一の減光制御入力電圧に対し て、３つのすべての曲線は、同一の減光制御入力についてはほぼ同じランプ電力 である。また、３つのすべてのランプは、深い減光レベル、すなわち最大ランプ 出力の約１％にダウンしたレベルにおいても駆動することができる。さらに、こ れらの曲線のそれぞれは、ほぼ直線的であり、深い減光レベルにおけるランプ電 力の調整を比較的容易にする。 容易に分かるように、最大光出力の約１％から３％ほどの低い光レベルに対し て、調整が利用可能である。このような深い減光レベルにおける調整は、外部の 減光制御信号とランプ電力との比較的直線的な関係によって提供される。また、 安定器１０も、異なるタイプのランプにほぼ同じレベルの光出力で電力供給を行 う。すなわち、安定器１０は、異なるタイプのランプに対して所望の照明状態の 再現能力を提供する。このような調整および再現能力は、ランプの電力消費に単 に近づるだけの従来の駆動方式ではなく、実際のランプの電力消費に基づいてイ ンバータを駆動することにより達成される。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 駆動信号に応答して、導通状態および非導通状態にスイッチングし、そ れによって電圧がランプに印加され、かつ、電流がランプを流れるように負荷に 電力が配送されるスイッチング手段と、 前記ランプによって消費される電力量を反映するランプ電力信号に基づくフィ ードバック信号を、最小の減光レベルから最大ランプ電力時の最大の明るさまで の範囲内における所望のレベルのランプ電力を表す変動電圧と比較するための増 幅器を含む、前記駆動信号を生成するための制御回路と、 を備えている、ランプを有する負荷に電力供給を行うためのインバータであっ て、 前記フィードバック信号が、直流オフセット電圧および前記ランプ電力信号の 合計である、 ことを特徴とするインバータ。 ２． 前記直流オフセット電圧が一定の直流電圧である、請求の範囲第１項に 記載のインバータ。 ３．前記制御回路が、集積回路上に形成され、 前記集積回路が、前記変動電圧の値を下限と上限との間に制限するための電圧 クランプ回路を備えている、 請求の範囲第１項または第２項に記載のインバータ。 ４． 前記制御回路が、ランプ電流とランプ電圧の積に比例する前記ランプ電 力信号を発生するための乗算器を含んでいる、 請求の範囲第１項、第２項または第３項に記載のインバータ。 ５． 前記制御回路が、 集積回路上に形成され、かつ、 前記直流オフセット電圧のレベルを確立するための、前記集積回路の外部の直 流電圧源および抵抗電圧分割器網の直列接続であって、前記集積回路のピンを介 して前記乗算器に結合される、直列接続をさらに含み、 前記ピンの電圧が、前記フィードバック電圧として使用されるものである、 請求の範囲第４項に記載のインバータ。 ６． 前記抵抗電圧分割器に備えられる第１のオーム抵抗器が、ダイオードお よび第２のオーム抵抗器を備える直列配置によって分路されている、 請求の範囲第５項に記載のインバータ。 ７． 一つのみまたはそれより多くの線形関係が、その範囲全体にわたる前記 変動電圧と前記フィードバック信号との間、および前記フィードバック信号と前 記ランプによって消費される電力との間の双方に存在し、 これにより、一つのみまたはそれより多くの線形関係が、その範囲全体にわた る前記変動電圧と前記ランプによって消費される電力との間に存在する、 請求の範囲第１項に記載のインバータ。 ８． 単一の線形関係が、その範囲全体にわたる前記変動電圧と前記フィード バック信号との間、および前記フィードバック信号と前記ランプによって消費さ れる電力との間の双方に存在し、 これにより、単一の線形関係が、その範囲全体にわたる変動電圧と前記ランプ によって消費される電力との間に存在する、 請求の範囲第２項に記載のインバータ。