JPH11503299A

JPH11503299A - 多数の高電圧発生器を有する高電圧電源

Info

Publication number: JPH11503299A
Application number: JP8530495A
Authority: JP
Inventors: クリッチタフォビッチ、イゴール・エー; シニッチナ、アイリナ・ゼット
Original assignee: インターナショナル・パワー・グループ・インコーポレーテッド
Priority date: 1995-04-05
Filing date: 1996-04-05
Publication date: 1999-03-23
Also published as: CN1183862A; EP0819336B1; CN1056483C; ATE196394T1; US5737197A; US5629844A; WO1996031939A1; DE69610298D1; AU697683B2; EP0819336A1; AU5535496A; CA2216168A1; DE69610298T2; CA2216168C

Abstract

(57)【要約】高電圧電源(40)は、容量性構成素子を有する負荷(24)中で制御された電流を生成する複数の高電圧発生器（50ａ，50ｂ，…50ｊ）を有している。各高電圧発生器は、パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータと、高電圧変圧器と、高電圧全波ブリッジ整流器とから構成されている。高電圧発生器は、グループＩ、グループIIおよびグループIII の３つのグループに分けられる。電源動作の駆動モード中に、グループＩ、グループIIおよびグループIII の高電圧発生器は、負荷の容量性構成素子の両端間の電圧（Ｖ_c）を越える電源から出力電圧（Ｖ_gen）を生成し、負荷中の電流を増加させる。負荷中の電流が所望のレベルに達したとき、電源は追跡動作モードにはいる。追跡モード中に、グループＩおよびグループIIの高電圧発生器は、負荷の容量性構成素子の両端間の電圧（Ｖ_c）に等しい出力電圧（Ｖ_gen）を電源から生成する。負荷を通る電流は、電源が負荷の容量性構成素子の両端間の電圧を追跡している間、一定のままである。高電圧発生器がタイミング発生器(66)により生成された方形波電圧（Ｖ_sw）によって駆動されると、駆動モードおよび追跡モードが反復的に実行される。入力電圧および負荷の両端間の電圧の変動に応答して付加的なグループIIの高電圧発生器を動作可能または動作不能にするために、制御回路(56)もまた電源に設けられている。

Description

【発明の詳細な説明】多数の高電圧発生器を有する高電圧電源発明の分野本発明は一般に高電圧電源に関し、特に変化する誘導性および容量性部品を有する負荷において制御された電流を発生させる高電圧電源に関する。発明の背景高電圧電源は、電源に接続された負荷が著しい誘導性または容量性構成素子を含む適用においてしばしば使用される。多数の適用において、誘導性構成素子が負荷の主要構成素子を形成している。例えば、静電集塵器は、高電圧ケーブルおよびバスを介して高電圧電源に接続された電極アレイを含む。このアレイ、ケーブルおよびバスは全てシステムの全体的な誘導値に影響を与える。大きい誘導性構成素子を含まない適用においてさえ、システムの素子は無視できない程の誘導値を有する可能性がある。例えば、高電圧電源に接続された負荷は、固有のインダクタンスを有する高電圧ケーブルによって電源に接続される。したがって、一般的に高電力電気回路は全て抵抗性、誘導性および容量性部品によりモデル化されることができる。容量性および誘導性負荷構成素子の存在により、その構成素子が負荷中の電流の急速な変化を阻止するため、負荷において所望の電流を維持することを困難にすることが多い。多数の適用において、高電力回路中の電流を所望のレベルに維持することが有効であるため、これは欠点である。定電流は、最小の時間で最大量の電気エネルギの転送を可能にする。限定された振幅はまた回路に触れる機会を有する者の安全性を高める。最終的に、電力トランジスタから成る電源に対して限定された振幅が理想的である。電力トランジスタは最大電流を処理するように定格が定められているため、平均電流レベルを周期的に越える電流波形を生成する電源において使用されるトランジスタは、はるかに高い電流レベルの周期的なスパイクを処理するように選択されなければならない。負荷電流の振幅がほぼ平均レベルの付近に維持されるように制御される場合、典型的に低い電流伝送能力を有する安価な電力トランジスタが電源における使用のために選択される。直流（ＤＣ）高電圧を生成する電源の設計には、いくつかの異なる方法が存在する。例えば、通常の方法は、インバータによってＤＣ電圧を高周波交流（ＡＣ）方形波電圧に変換し、高電圧変圧器を使用してこの方形波電圧を昇圧させ、ほぼＤＣの出力電圧を生成するように変圧器の昇圧された出力を整流することである。この生成方法の欠点は、変圧器や負荷において発生された電流の大きさおよび波形を簡単に制御できないことである。負荷における電流の大きさは、２つの変化する電圧の影響を受ける。第１に、１次ＤＣ電圧源における変動はインバータからのＡＣ方形波電圧の振幅を変化させる。インバータからの出力の変化は、電源からの出力電圧に直接影響を与える。第２に、負荷中の誘導性または容量性構成素子の両端間の電圧降下の変化は、電源からの出力電圧が一定のままである場合、負荷を通る電流に影響を及ぼす。例えば、集塵器への適用において、集塵器中の電極アレイの両端間の電圧降下は、集塵器を通過した汚染物質の量の変化に応じて変動する。２つの変化する電圧、すなわち高電圧電源によって発生された出力電圧（以下、Ｖ_gen）および負荷における容量性構成素子の両端間の電圧（以下Ｖ_c）の大きさは、互いに無関係に頻繁に変化する。Ｖ_genおよびＶ_cの両者の変動は、負荷中の電流の変化率に影響する。従来技術の電源は電源からの出力電圧と負荷中の電圧との間の差を迅速に制御できなかったため、電源および負荷における電流の大きさおよび波形はしばしば不制御状態になる。したがって、制御された電流を誘導性および容量性構成素子を含む電気回路において生成することは、難しい問題である。いくつかの解決方法が提案されているが、その全てが電源のスイッチング速度を制限する。例えば、１つの解決方法は、電流調整器または制限器を電源の出力に付加することによって不安定なＤＣ入力電圧を安定した電流に変換することである。付加された調整器は高電圧電源からの出力電流を制限するが、電流調整器はまたエネルギを蓄積する誘導性成分を含んでいる。電源がオフにされた時には、蓄積されたエネルギが他の構成素子を通って放散し、電源の出力が急速にゼロに減少することを阻止しなければならない。したがって、高電圧電源からの調整された電流の生成を可能にするこれらの技術には、電源の急速な運転停止を阻止する傾向がある。本発明の目的は、負荷において調整された電流を生成し、かつ迅速に電源オフ状態にすることのできる電源を提供することである。発明の概要以下グループＩ、IIおよびIII と呼ぶ３つのグループに分けることのできる複数の高電圧発生器を有する高電圧電源を説明する。各高電圧発生器は、パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータ、高電圧変圧器および高電圧フル・ブリッジ整流器を備えている。動作において、ＰＷＭインバータは、変圧器によって昇圧され、整流器によって整流される高周波ＡＣ電圧を発生する。電源によって発生された出力電圧（以下、Ｖ_gen）は、３つのグループの各高電圧発生器からの出力電圧の合計に等しい。出力電圧は、変化する誘導性、容量性および抵抗性成分を有する負荷に供給される。電圧（以下Ｖ_c）は、負荷中の容量性構成素子の両端間で生成される。各グループの高電圧発生器は、電源によって生成された出力電圧に異なる構成素子を提供する。電源は、負荷において所望の電流を維持するために２つの動作モードを経て一巡する。駆動モード中、グループＩ、IIおよびIII の高電圧発生器は、負荷における容量性構成素子の両端間の電圧を越える出力電圧を集合的に供給する。この目的を達成するために、グループＩは負荷における電流の上昇と共に低下する追跡電圧（Ｖ₁）を発生し、グループIIは負荷の両端間の電圧に近いベース電圧（Ｖ₂）を発生し、グループIII は３つの電圧の合計が負荷の両端間の電圧を確実に越える（すなわち、Ｖ₁＋Ｖ₂＋Ｖ₃＞Ｖ_c）レベルで加速電圧（Ｖ₃）を発生する。駆動モード中、負荷における電流の変化率と高電圧発生器の変圧器中の電流の変化率とは最大の値である。追跡モードの動作は、負荷中の電流が所望のレベルに達した時に始まる。追跡モード中、グループＩ、IIおよびIII の高電圧発生器は、負荷における容量性構成素子の両端間の電圧に等しい出力電圧を集合的に供給するように動作する。グループIIの構成素子の出力電圧は実質的に一定のベース電圧（Ｖ₂）であり、この電圧は負荷の両端間の電圧以下である。グループＩの高電圧発生器は、グループIIの高電圧発生器によって供給された電圧と容量性構成素子の両端間で生じた電圧との間の差に等しい追跡電圧（Ｖ₁）を発生する（すなわち、Ｖ₁＋Ｖ₂＝Ｖ_c）。電源からの出力電圧は負荷における容量性構成素子の両端間の電圧を追跡するため、負荷中の電流および高電圧発生器の変圧器中の電流は、追跡モード中一定である。電源の範囲を拡大するために、グループIIに含まれる付加的な高電圧発生器をエネーブルまたはディスエーブルする制御回路が設けられる。負荷中の容量性構成素子の両端間の電圧の変化を追跡するために、グループIIの発生器によって生成された高電圧は、広範囲の出力電圧を生成することが可能でなければならない。これらの電圧を生成するために、付加的な高電圧発生器が電源の出力を調節するように制御回路によってオンまたはオフに切替えられてもよい。発生器は、負荷の両端間の電圧の変化に応答してダイナミックにエネーブルまたはディスエーブルされる。付加的な発生器はまた、グループII内の高電圧発生器が故障した場合にエネーブルにされてもよい。故障した発生器は、実質的に中断せずに所望の出力電圧を維持するために置換発生器とダイナミックに取替えられる。機能不良の発生器のダイナミックな置換は、高電圧電源の信頼性を高める。ここに記載されている電源は、従来技術で説明された他の高電圧電源に優るいくつかの利点を提供することが理解されるであろう。特に、本発明の電源は高電圧を発生する一方で、負荷中および変圧器中の電流の大きさおよび波形を制御する。１次電圧と負荷中の容量性構成素子の両端間の電圧との差の変動にかかわらず、電流が制御されることができる。電流の制御によって、電源は所望の波形を有する高電圧を発生し、それを供給することができる。波形電圧の成形は、これまで開発されたレーダおよびその他の高電圧用において特に有効である。さらに、各電源に含まれる高電圧発生器の個数は、その電源の所望される動作範囲に基づいて選択されてもよい。多かれ少なかれ、グループIIの発生器は、駆動モードと追跡モードで電源によって供給されたベース電圧のレベルを変化させる。したがって、モジュラー設計の使用により電源の用途およびフレキシビリティが増加する。さらに別の利点は、本発明のいくつかの高電圧電源が互いに並列に接続され、所望の出力電力および電圧を有する電源を生成することができることである。並列接続は、各高電圧電源からの出力電流が調整され、電源が過負荷されることを阻止するために可能である。いくつかの高電圧電源はまた直列に接続され、進行波管およびｘ線装置のような適用に必要な切替えられるマルチ出力電源を生成することができる。記載された電源の別の利点は、グループIIに含まれる付加的な高電圧発生器が整流されたＡＣ入力電圧中のリップルを補償するようにエネーブルまたはディスエーブルされることもできることである。記載された電源のＤＣ電圧は、ＡＣライン電圧を整流することによって生成される。典型的に、十分に平滑なＤＣ電圧を生成して高電圧電源からの出力が変動することを阻止するには、大型で高価な容量性フィルタが必要とされる。しかしながら、記載の電源は容量性フィルタを使用するのではなく、それは所望の出力電圧を維持するために入力ＤＣ電圧が降下すると付加的なグループIIの発生器をエネーブルし、また入力ＤＣ電圧が上昇するとグループIIの発生器をディスエーブルする。さらに別の利点は、電源設計に含まれるエネルギ蓄積素子が非常に少ないことである。インダクタまたはキャパシタの最小限の使用により、本発明の高電圧電源は迅速にオンまたはオフにされることができる。電源はその迅速な応答性のために、負荷における短絡のような故障状態の発生中に電力を迅速にオフにすることが望ましい状況で使用されることを可能にする。したがって、ここに記載された電源はその迅速なスイッチング時間のために、静電集塵器、ｘ線装置、パルスおよび連続レーザ、並びにレーダシステムのような用途に特に適している。図面の簡単な説明本発明の上述の観点および付随する多数の利点は、以下の詳細な説明および添付図面を参照することによって容易に理解されるであろう。図１は、容量性、誘導性および抵抗性構成素子を有する負荷に結合された従来技術の高電圧電源のブロック図である。図２は、本発明にしたがって形成された複数の高電圧発生器を有する高電圧電源のブロック図である。図３は、図２の高電圧電源の動作中に発生された種々の電圧を示したタイミング図である。図４は、負荷における容量性構成素子の両端間の電圧が増加しているときの図２の高電圧電源の動作中に発生された種々の電圧を示したタイミング図である。図５は、負荷における容量性構成素子の両端間の電圧が減少しているときの図２の高電圧電源の動作中に発生された種々の電圧を示したタイミング図である。図６は、図２の電源内に含まれた高電圧発生器における使用に適したインバータの回路図である。図７は、図２の電源内に含まれる高電圧発生器における使用に適した高電圧整流器の回路図である。図８は、図２の高電圧電源における複数の高電圧発生器をエネーブルまたはディスエーブルするのに適した制御回路の回路図である。図９は、図２の高電圧電源における高電圧発生器中の定電流を維持するのに適した電流制御回路の回路図である。好ましい実施形態の詳細な説明図１には、従来技術において知られている設計の高電圧電源のブロック図が示されている。電源は、調整されていないＤＣ電圧を高電圧発生器22に供給する１次ＤＣ電圧源20から構成されている。高電圧発生器は負荷24に接続され、負荷に供給される高電圧を生成するためにインバータ26、変圧器28および整流器30を含んでいる。インバータ26は、１次ＤＣ電圧源20からの調整されていないＤＣ電圧を高周波方形波に変換する。この高周波方形波は、高電圧変圧器28によって昇圧され、高電圧整流器30によって整流される。負荷に供給される結果的な出力電圧は、ほぼ一定のＤＣ振幅を有する完全に整流された方形波である。負荷中を流れる電流は、高電圧発生器22によって発生され、負荷に供給される電圧に依存する。負荷24は、誘導性構成素子32、容量性構成素子34および抵抗性構成素子36の３つの構成素子でモデル化されることができる。電圧が高電圧発生器によって供給された時に誘導性構成素子32において生じる電流は、以下の式によって表される：（Ｖ_gen−Ｖ_c）／Ｌ＝ｄｉ／ｄｔ（１）ここで、Ｖ_gen＝高電圧発生器22によって発生された電圧Ｖ_c＝容量性構成素子34の両端間の電圧ｉ＝誘導性構成素子32を通る電流Ｌ＝誘導性構成素子32の等価値ｄｉ／ｄｔ＝誘導性構成素子中の電流の変化率式（１）から、負荷における電流の変化率は、Ｖ_genとＶ_cとの間の差に依存することが明かである。これらの電圧は、いくつかの要因によって変動させられる。Ｖ_genに関して、高電圧発生器からの出力電圧は、１次電圧源20によって生成された電圧の大きさに比例する。不安定性または電圧リップルによる１次電圧源における変動は、出力電圧Ｖ_genにおいて直接的に変化を生じさせる。それとは対照的に、Ｖ_cは負荷中の誘導性構成素子の両端間の電圧降下の変化によってその大きさが変化することができる。誘導性構成素子の両端間における電圧降下は、例えば集塵器動作中のエネルギの放電のために変化する可能性がある。Ｖ_gen およびＶ_cが変化すると、典型的に電圧間の差が変化して、負荷の誘導性構成素子を通る電流に比例的な変動を生じさせる。一般に、負荷中での大きい変動は、負荷中の電気部品を過熱または破壊する可能性があるために回避されるべきである。本発明の目的は、１次電圧源における変動および容量性構成素子の両端間の電圧の変化とは無関係に負荷中の電流の大きさを所望のレベルに維持することである。１．一般的な電源の構成および動作図２は、本発明にしたがって構成された高電圧電源40のブロック図を示す。高電圧電源40は、グループＩ、IIおよびIII として示されている３組の高電圧発生器50から成る。電源の好ましい実施形態において、グループＩは単一の高電圧発生器50ａから成り、グループIIは８個の高電圧発生器50ｂ，50ｃ…50ｉから成り、またグループIII は単一の高電圧発生器50ｊによって形成されている。本発明を理解するとき、所望の電圧および電流レベルでの動作を目的として本発明を構成するために各グループに含まれる高電圧発生器の個数を増加または減少してもよいことが認識されるであろう。単相のＡＣ電源84は、高電圧電源に電力を供給する。高電圧電源の好ましい実施形態において、ＡＣ電源84は、１２０ボルト６０ＨｚのＡＣ電圧を生成する。ＡＣ電源84は未調整ＡＣ・ＤＣ整流器52に動作電力を供給し、この整流器52はライン100 および102 によって各高電圧発生器50ｂ，50ｃ…50ｊに接続されている。ライン100 と102 との間にはフィルタキャパシタ88が接続されている。ＡＣ電源84はまた電流制御回路64に動作電力を供給し、この電流制御回路64は高電圧発生器50ａに結合されている。ここで好ましい実施形態において、整流器52は、調整されていないＤＣ電圧を生成するフル・ブリッジダイオード回路網である。このような実施形態を実現した場合、整流器によって生成されるＤＣ電圧はほぼ１７０ボルトである。各高電圧発生器50ａ，50ｂ，…50ｊは、高電圧インバータ70ａ，70ｂ，…70ｊ、高電圧変圧器72ａ，72ｂ，…72ｊおよび高電圧整流器78ａ，78ｂ，…78ｊから構成されている。図２に示されているように、各インバータ70ａ，70ｂ，…70ｊの出力は、変圧器72ａ，72ｂ，…72ｊの対応した１次巻線74ａ，74ｂ，…74ｊに信号を供給するように接続されている。関連した高電圧整流器78ａ，78ｂ，…78 ｊは、各変圧器の２次巻線76ａ，76ｂ，…76ｊに接続されている。高電圧発生器は、電源からの出力電圧Ｖ_genが各高電圧発生器によって生成された出力電圧の合計になるようにカスコード構造で接続されている。すなわち、高電圧電源の各グループは、合計した結果Ｖ_genとなる出力電圧を生成する。高電圧電源は、ライン80によって負荷24に接続されている。負荷24は、誘導性構成素子32、容量性構成素子34および抵抗性構成素子36によりモデル化されることができる。電流が誘導性構成素子32中を流れた時、Ｖ_cは負荷の容量性構成素子34の両端間で生成される。上述のように、電圧Ｖ_cは誘導性構成素子32の両端間で電圧降下が変化した結果変化する。例えばエネルギ放電によって生じるＶ_c の変化は、典型的に負荷電流の変化を発生させる。しかしながら以下説明するように、ここに記載されている電源は、負荷の誘導性構成素子を通る所望の振幅のほぼ一定の負荷電流を維持する可変出力電圧を発生する。最初に説明したように、各発生器グループは、電源からの出力電圧の異なる構成素子を発生することが可能である。図３には、電源のグループＩ、IIおよびII I によって生成された出力電圧を表したタイミング図が示されている。以下、これを一般的に説明する。各高電圧発生器グループからの出力電圧を示したグラフは図３において理想化されていることが理解されるであろう。例えば、インバータの電圧転移は、高電圧変圧器および高電圧電圧整流器の負荷によって少し制動される。したがって、図３に示されている波形は負荷において所望の電流（Ｉ_d ）を生成する高電圧発生器出力電圧を表す形状であるとみなされる。続いて、図６，７，８および９に関して各高電圧発生器グループの特定の構成を説明する。図２において、各高電圧発生器はタイミング発生器66に接続されている。タイミング発生器は、高電圧発生器中の各インバータを高周波タイミング信号と同期するように駆動するために設けられている。本発明の好ましい実施形態において、タイミング発生器によって生成されたタイミング信号は、１５ボルトの振幅および１０乃至２０ｋＨｚの範囲内の周波数を有する方形波電圧である。タイミング発生器によって発生される代表的な方形波タイミング信号は、図３のグラフＶ_sw で示されている。図３に示されているように、各発生器グループは、方形波の立上がりおよび立下がりで始まる特性出力電圧を発生する。方形波タイミング信号が好ましいが、当業者は高電圧発生器中のインバータが任意の反復信号で駆動されてもよいことを認識するであろう。したがって、以下の説明では周期的な方形波タイミング信号の使用が検討されているが、所望の出力電圧波形を生成するために任意の非周期的な反復タイミング信号を使用してもよい。グループIII の高電圧発生器50ｊは、図３のグラフＶ₃で表される周期的な矩形パルスを発生する。矩形パルスは、タイミング信号の立上がりで始まり、ＡＣ・ＤＣ整流器52によって供給されるＤＣ電圧の大きさと、変圧器72ｊの巻数比とに対応した振幅を有する。インバータ70ｊの出力と変圧器72ｊの１次巻線74ｊとの間に接続された電流モニタ58は、インバータによって供給されている電流を感知する。電流モニタ58によって測定された電流が誘導性構成素子32を通る所望の負荷電流（Ｉ_d）に対応している場合、グループIII の高電圧発生器のインバータはオフにスイッチされる。オフにスイッチされた場合、グループIII の発生器によって発生された出力電圧はゼロに降下する。図２のグループIIの高電圧発生器50ｂ，50ｃ…50ｉは、図３のグラフＶ₂で示されたほぼＤＣの出力電圧を供給する。すなわち、各グループIIのインバータ70 ｂ，70ｃ…70ｉが、タイミング発生器66によって生成されたタイミング信号と同期した方形波出力を生成する。各インバータによって生成された方形波電圧は関連した変圧器によって昇圧され、対応した高電圧整流器によって全波整流される。図２の構成において、グループIIの発生器によって集合的に生成された出力電圧は、高電圧発生器50ｂ，50ｃ…50ｉを選択的にエネーブルする制御回路56によって決定される。制御回路56は、負荷の容量性構成素子の両端間の電圧Ｖ_cを表す電圧を電圧分圧ネットワーク82からライン54で受取る。制御回路は、負荷の両端の電圧を監視し、グループIIの発生器によって生成された合計電圧が負荷の容量性構成素子の両端間で生じた電圧以下になるように高電圧発生器をエネーブルまたはディスエーブルする。したがって、グループII発生器からの出力電圧は、そのグループ中の各高電圧発生器によって生成された出力電圧に対応したインクレメントステップで変化する。グループＩの高電圧発生器50ａは、電流制御回路64に供給される最大入力電圧によって制限された値とゼロとの間の範囲にあることのできる出力電圧Ｖ₁を生成する。このグループＩの高電圧発生器50ａは、電流制御回路64に接続されている。グループＩの高電圧発生器50ａは、グループIIおよびグループIII の高電圧発生器とは異なり、電流供給インバータである。電流制御回路64とインバータ70 ａとの間には、電流モニタ60が接続されている。この電流モニタ60はインバータを流れる電流の量を監視する。監視された電流は、高電圧発生器に含まれる変圧器の２次巻線を通って流れる測定された量の電流であり、したがって電源を通って負荷に流れる電流に比例する。電流モニタ60によって測定された電流が負荷において所望の電流Ｉ_dより低い電流レベルを示した場合、電流制御回路64はインバータ70ａに付加的な電流を供給して高電圧発生器により発生される電圧を増大させる。反対に、電流モニタ60によって測定された電流が負荷において所望の電流Ｉ_dより高い電流を示した場合、高電圧発生器50ａからの出力電圧が減少される。このようにして、容量性構成素子の両端間の電圧の変化を追跡し、負荷中の電流を所望のレベルに維持するためにグループＩの高電圧発生器により可変電圧が生成される。グループＩの発生器によって発生される代表的な出力電圧は、図３のグラフＶ₁で示されている。各グループの高電圧発生器が上述された出力電圧を生成するにしたがって、電源は以下駆動モードおよび追跡モードと呼ぶ２つの動作モードを循環する。図３においてｔ₁からｔ₂までの時間インターバルによって表された駆動モード中、グループＩ、グループIIおよびグループIII の発生器の合計電圧は負荷の容量性構成素子を横切ってその両端間で測定された電圧Ｖ_cを上回る。グループＩの発生器は、駆動モード中にダイナミックに変化する高い電圧を生成する。グループII の発生器は、整流された方形波電圧を含む実質的に一定の出力電圧を生成し、またグループIII の発生器は正の矩形パルスを生成する。Ｖ₂およびＶ₃の振幅は、Ｖ₂およびＶ₃の合計が電圧Ｖ_cを越える（すなわち、Ｖ₂＋Ｖ₃＞Ｖ_c）一定電圧であるように選択される。Ｖ_genは駆動モード中Ｖ_cより大きいため、式（１）によると電流の変化率はｔ₁からｔ₂までの期間中正である。したがって、負荷を通る電流は、それが所望のレベルＩ_dに達するまで駆動モード中増加する。電流が所望のレベルに達した時、電流モニタ58は所望の電流を感知して、グループIII のインバータ70ｊをオフに切替える。この時点で、電源は追跡動作モードにはいる。所望の電流レベルに達した時、電源は図３のｔ₂からｔ₃までの時間インターバルによって表された追跡動作モードにはいる。追跡動作モード中、電源によって発生された電圧Ｖ_genは実質的に負荷の容量性構成素子の両端間の電圧Ｖ_cを追跡する。特に、グループIII の高電圧発生器からの出力は、電流モニタ58により為されるフィードバックによってオフに切替えられる。したがって、電圧Ｖ_genはグループＩおよびグループIIの高電圧発生器からの出力の合計のレベルに降下する。グループIIの発生器は、負荷の両端間の電圧以下の合計ＤＣ電圧を集合的に発生する。同様にして、グループＩの高電圧発生器は、電圧Ｖ₁およびＶ₂の合計が負荷の容量性構成素子の両端間の電圧Ｖ_cと実質的に等しくなる（すなわち、Ｖ₁＋Ｖ₂＝Ｖ_c）ように制御される。前に指摘したように、電流モニタ60が負荷に供給される電流を監視することによって、グループＩの発生器はその出力電圧を増加または減少させて、負荷中の容量性構成素子の両端間の電圧変化を追跡する。電圧Ｖ_cは、例えば負荷における任意の充電または放電プロセス等の種々の理由のために変化する可能性がある。本発明を使用しない場合、このようなＶ_c の変化は全て負荷電流の変化を生じさせる。しかしながら、追跡モード中、ここに記載された電源は、電圧Ｖ_genをＶ_cに実質的に等しいレベルに維持する。したがって、式（１）によると、負荷の誘導性構成素子の両端間の電圧降下が理想的な意味でゼロに等しいため、負荷中の電流は追跡モード中はその大きさをそれ程変化させない。駆動モードおよび追跡モード中に出力電圧を制御することによって、負荷において最小のリップルを有するほぼ一定の電流を発生することが可能である。さらに、変圧器においてほぼ方形波の電流が維持されるが、エネルギ移動の観点からこれは有効である。２モード電圧発生プロセスは、タイミング発生器66によって生成される方形波電圧Ｖ_swの周期の第２の半分の期間中反復する。時間ｔ₃において、方形波電圧の極性が反転し、負電圧が高電圧発生器を駆動する。高電圧発生器を駆動する電圧の極性の変化は、高電圧電源の出力電圧Ｖ_genを瞬間的に降下させる。このためにＶ_cはＶ_genを上まわり、式（１）にしたがってインダクタを通る電流の変化は負であるので、負荷において降下電流が生じる。ｔ₃からｔ₄までの駆動モード中、Ｖ₁、Ｖ₂およびＶ₃の整流された合計電圧の供給により、Ｖ_genはＶ_cを越えて、負荷中の誘導性構成素子を通る電流が増加する。時間ｔ₄において、インダクタを通る電流は所望の値に到達する。所望の電流に達した時、図２の電源は追跡モードで動作を開始する。グループIII の高電圧発生器からの出力はオフに切替えられ、電圧Ｖ_genはグループIIの高電圧発生器からの出力であるＶ₂のレベルに降下する。同時にグループＩの高電圧発生器は、Ｖ₂とＶ₁との合計が容量性負荷の両端間の電圧Ｖ_cに等しくなるようにその出力を変化させる。図３中のｔ₅において、すなわち、方形波タイミング信号の負の極性部分の終わりに、駆動モードの動作が再び始まる。図４および５は、グループIIの高電圧発生器をエネーブルまたはディスエーブルさせる容量性構成素子の両端間の電圧Ｖ_cの変化の影響を示したタイミング図である。図２から、グループIIの出力電圧Ｖ₂は複数の発生器50ｂ，50ｃ…50ｉによって生成されたことが想起される。電圧を発生しているグループIIの発生器の個数は、グループIIの各発生器からの出力を選択的にエネーブルまたはディスエーブルすることのできる制御回路56によって制御される。図４は、負荷中の容量性構成素子の両端間の電圧Ｖ_cが増加している場合を表している。電圧が増加すると、グループＩの高電圧発生器によって生成された出力電圧Ｖ₁の大きさが増加し続けて、Ｖ_genがＶ_cを追跡することを確実にする。時間ｔ₁において、グループＩの高電圧発生器によって生成された電圧は、入力電圧によって電流制御回路に対して指示された最大値に達する。時間ｔ₁からｔ₂まで、出力電圧Ｖ₁は最大のままである。しかしながら、この期間中Ｖ_cが増加し続けるため、このＶ_c はＶ_genより大きくなって、負荷を通る電流Ｉ_Lを降下させる。電源中の制御回路は、高電圧電源出力電圧がＶ_cに追従することができないことを認識すると、グループIIの高電圧発生器における付加的な発生器をエネーブルする。グループII 中の付加的な発生器は、グループIIの発生器によって生成される出力電圧Ｖ₂を増加させ、したがって出力電圧Ｖ_genを増加させる。時間ｔ₃までには、グループＩおよびグループIIの発生器によって生成された出力電圧は、Ｖ₁を飽和させずに再びＶ_cを追跡するのに十分である。このようにして、負荷を通る電流Ｉ_Lは、時間ｔ₃の後、所望の振幅および波形に戻される。同様に、図５は、負荷中の容量性構成素子の両端間の電圧Ｖ_cが減少している場合を表している。電圧Ｖ_cが減少すると、グループＩの高電圧発生器によって生成された出力電圧Ｖ₁の大きさが減少し続けて、Ｖ_genがＶ_cを追跡することを確実にする。時間ｔ₁において、グループＩの高電圧発生器によって生成された電圧は、それがＶ_genの成分を全く生成しない最小値（実質的にゼロに等しい）に達する。時間ｔ₁からｔ₂まで、出力電圧Ｖ₁はゼロのままである。しかしながら、この期間中Ｖ_cが減少し続けるため、このＶ_cはＶ_genより小さくなり、負荷を通る電流Ｉ_Lを増加させる。電源中の制御回路は、高電圧電源の出力電圧がＶ_c に追従することができないことを認識すると、グループIIの高電圧発生器中のある１つの発生器をディスエーブルする。グループII中のある発生器を取除くことにより、出力電圧Ｖ_genが減少される。時間ｔ₃では、グループＩおよびグループ IIの発生器によって生成された出力電圧は、強制的にＶ₁をゼロにせずに再度Ｖ_c を追跡するのに十分である。このようにして、負荷を通る電流Ｉ_Lは、時間ｔ₃の後、所望の振幅および波形に戻される。制御回路56はまた、付加的なグループIIの発生器が故障した発生器と置換されることを可能にする。故障した発生器は、実質的に中断せずに所望の出力電圧を維持するために置換発生器とダイナミックに取替えられることができる。故障した発生器を検出するために、いくつかの異なる技術を使用することができる。１つの技術は、グループIIの各発生器50ｂ，50ｂ…50ｉによって発生された出力電圧を監視することである。所定の発生器によって生成された出力電圧における突然の予期しない降下が故障した発生器を示す。その代りに、グループIIの各発生器がヒューズを設けられてもよい。ヒューズにより故障状態が検出可能となり、グループIIの付加的な発生器が故障した発生器を補償するためにエネーブルにされることができる。全体として、制御回路56の制御の下に機能不良発生器をダイナミックに置換することにより、高電圧源の信頼性が高くなる。記載されている高電圧電源の一般的な動作を説明してきたが、以下において、電源の好ましい実施形態の素子のさらに詳細な回路図を図６、７、８および９に関して説明する。２．グループIII の高電圧発生器グループIII の高電圧発生器は、電源の駆動モード中に加速器電圧として使用される周期的な可変幅矩形パルスを生成するように設計されている。図２の構成において、グループIII の発生器は単一の高電圧発生器50ｊを含んでいる。ＡＣからＤＣへ変換する整流器52からの調整されていないＤＣ電圧は、ライン100 および102 を介して直接高電圧発生器50ｊに結合される。図６は、高電圧発生器50 ｊにおける使用に適したパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータの回路図である。ＰＷＭインバータ70ｊは、以下の主要素子、すなわち、変圧器148 、４個の電力用の金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）157 、158 、15 9 および160 、電流変成器165 、抵抗166 、並びにトライアック146 および147 を具備するものとして概略的に示されている。トランジスタ157 、158 、159 および160 は、フル・ブリッジ構造で接続されている。例えばトランジスタ157 および160 のような１つのトランジスタ対がオンにバイアスされた（すなわち導通している）とき、トランジスタ158 および159 よりなる別のトランジスタ対はオフにスイッチされ、電流がライン100 からトランジスタ157 および電流変成器16 5 を通って端子168 に流れることを可能にする。端子168 および170 は、高電圧変圧器72ｊの１次巻線74ｊに接続されている。電流は、端子168 から高電圧変圧器72ｊの１次巻線74ｊを通って、また端子170 およびトランジスタ160 を通って接地点に流れる。トランジスタ157 および160 がオフにスイッチされたとき、トランジスタ158 および159 はオンにバイアスされ、電流は１次巻線74ｊを通って逆方向に流れる。すなわち、電流はライン100 からトランジスタ159 、端子170 、１次巻線74ｊ、端子168 およびトランジスタ158 を通って接地点に流れる。したがって、各トランジスタ対をオンまたははオフに交互にバイアスするか、或は切替えることによって、電流は高電圧変圧器72ｊの１次巻線を一方の方向または別の方向に流れる。ＭＯＳＦＥＴ対のスイッチングはタイミング発生器66によって生成され、端子 105 および106 でインバータに接続されたタイミング信号によって制御される。好ましい動作モードにおいて、タイミング発生器によって発生された方形波タイミング信号は１０乃至２０ｋＨｚの周波数および１５ボルトの大きさを有している。端子105 および106 は変圧器148 の１次巻線に接続されている。変圧器148 に対して方形波電圧を供給することによって、トランジスタ対はオンおよびオフにバイアスされる。端子105 が端子106 に関して極性が正である場合、正電圧がトランジスタ157 および160 のゲートに供給され、トランジスタをオンにバイアスする。同時に、トランジスタ158 および159 に接続された変圧器148 の２次巻線の逆の極性のために、負電圧がトランジスタ158 および159 のゲートに供給される。したがって、トランジスタ157 および160 はオンにバイアスされる一方で、トランジスタ158 および159 はオフに切替えられる。同様に、端子106 および 105 を横切る電圧が、端子106 が端子105 に関して正であるようにその極性が逆になったとき、トランジスタ157 および160 はオフに切替えられ、トランジスタ 158 および159 はオンにバイアスされる。インバータ動作を最適化するために、インバータ中には付加的な素子が存在している。ダイオード161 ，162 ，163 および164 は、端子168 および170 とライン100 および102 との間に結合されており、４個のトランジスタの全てがオフに切替えられたときに電流が高電圧変圧器72ｊからライン100 および102 に流れることを可能にしている。トランジスタは運転停止中に、または電圧が高電圧発生器によって生成されないときにオフに切替えられる。抵抗149 ，151 ，153 および155 は、トランジスタの供給されたゲート電圧を制限するために変圧器148 の２次巻線とトランジスタゲートとの間に接続されている。抵抗150 ，152 ，154 および156 は、トランジスタ157 ，158 ，159 および160 のゲートとソースとの間に接続される。これらの抵抗はトランジスタのゲート・ソース間のキャパシタンスから流れる電流の通路を生成し、トランジスタがさらに迅速にオフ・ポジションに切替えられることを可能にする。各インバータは、端子144 に供給された適切な制御信号によってエネーブルまたはディスエーブルされる。端子144 は、変圧器148 の１次巻線と直列のトライアック146 のゲートに接続される。端子144 に電圧を供給することによってトライアック146 がオンにバイアスされたとき、端子106 と変圧器148 との間の接続が完成し、タイミング発生器からの方形波電圧がトランジスタ157 ，158 ，159 および160 のゲートに供給されることを可能にする。しかしながら、トライアック146 がオフにスイッチされたとき、端子106 と変圧器148 との間の接続は破断され、トランジスタ157 ，158 ，159 および160 はオフにスイッチされたままである。したがって、トライアック146 がオフにスイッチされたとき、ＰＷＭインバータによって出力電圧は発生されない。本発明の好ましい実施形態において、トライアック146 はインバータ70ｊにおいてオンにバイアスされたままであり、グループIII の高電圧発生器が常にエネーブルされることを確実にしている。電流変成器165 、抵抗166 およびトライアック147 を含む回路は、ＰＷＭインバータの過電流保護として機能する。電流変成器165 の１次巻線は、端子168 に接続された出力ラインおよび高電圧変圧器の１次巻線74ｊと直列に接続されている。抵抗166 は、電流変成器165 の２次巻線と並列に接続されている。２次巻線はまた変圧器148 の１次巻線とトライアック147 のゲートとの間に結合されている。トライアック147 は、端子105 と106 との間に接続されている。抵抗166 は電流変成器165 の２次巻線を横切って接続されているため、インバータの出力電流に比例する電圧降下が抵抗166 の両端間で生じる。出力電流の大きさが予め選択された限界に達したときに、抵抗166 の両端間の電圧降下がトライアック147 をオン状態にバイアスするのに十分であるように、抵抗166 に対して値が選択されている。トライアック147 がオンにバイアスされたとき、端子106 は抵抗145 を介して端子105 に接続され、タイミング発生器によって生成された方形波電圧が変圧器148 を横切って供給されることを阻止する。したがって、インバータ中の電流が過電流限界を越えたとき、インバータは端子106 に端子105 を接続したトライアック147 によってディスエーブルされる。グループIII の高電圧発生器に対して、電流変成器165 、抵抗166 およびトライアック167 を含む回路はまた、高電圧発生器50ｊによって生成された矩形電圧パルスの幅を制御するための電流モニタ58として機能する。グループIII のインバータ70ｊにおける抵抗166 は、ＰＷＭインバータ70ａ，70ｂ…70ｉにおいて使用される抵抗166 の値より大きい値を有するように選択される。インバータからの出力電流が目標とする電流を越えたときに、トライアック147 をオンにバイアスするのに十分な電圧降下が抵抗166 で生じるように抵抗166 の値が選択される。目標とする電流は、負荷中の電流が所望の電流Ｉ_d以上であることを示すインバータを通る電流である。トライアック147 をオンにバイアスすることによって、インバータ70ｊはオフに切替えられ、グループIII の発生器からの出力電圧がオフにされる。したがって、グループIII のインバータ70ｊはインバータ70ａ， 70ｂ…70ｉによって生成された方形波電圧ではなく矩形電圧パルスを生成する。図２を参照すると、インバータ70ｊによって生成された矩形電圧パルスは、高電圧変圧器72ｊに供給される。高電圧変圧器は入力電圧を所望の出力レベルに昇圧させる。高電圧電源の好ましい実施形態において、高電圧変圧器はフェライトコアを有し、１次巻線74ｊが９０回巻回され、２次巻線76ｊは５５０回巻回されている。交流方形波電圧駆動インバータ70ｊは、１０乃至２０ｋＨｚの周波数を有している。したがって、グループIII の高電圧発生器は、高電圧変圧器によって昇圧された後、１０乃至２０ｋＨｚの同じ周波数および約１，０００ボルトの大きさを有する出力電圧を生成する。インバータ出力電圧が変圧器72ｊによって昇圧された後、それは高電圧整流器 78ｊを横切って供給される。図７は、高電圧発生器50ｊにおける使用に適した例示的な高電圧整流器78ｊの回路図である。高電圧整流器は、全波整流ブリッジ構造で接続されている４個の高電圧ダイオード180 ，182 ，184 および186 を含んでいる。ブリッジの入力ライン188 および190 は、高電圧変圧器72ｊの２次巻線 76ｊに接続されている。ブリッジからの出力ラインは、キャパシタ192 と抵抗19 4 との並列接続を横切って接続されている。動作において、インバータ70ｊによって生成され、変圧器72ｊによって昇圧された高電圧方形波パルスは、入力を介してダイオードブリッジに供給される。ブリッジからの全波整流された出力は、キャパシタ192 および抵抗194 によって濾波されて負荷される。グループIII の高電圧発生器からの整流された出力は、図４および５に示されているＶ₃のグラフに対応する。３．グループIIの高電圧発生器図２を参照すると、好ましい実施形態において、８個のグループIIの高電圧発生器50ｂ，50ｃ，…50ｉはグループIII の高電圧発生器50ｊとほぼ同じ設計を使用して構成されている。インバータ70ｂ，70ｃ，…70ｉは、実質的に図６に示されているように構成されている。わずかな変化は、所望の電流が負荷において示されたときに、グループIIのインバータが動作不能にされないように抵抗166 の値が選択されている点である。その代りとして、抵抗166 の値は各高電圧発生器の過電流保護を行うように選択される。その結果、正常動作において、グループ IIのインバータ70ｂ，70ｃ，…70ｉは、タイミング発生器によって生成された方形波電圧と実質的に同じ出力電圧を生成する。すなわち、インバータは、タイミング方形波の１０ｋＨｚ乃至２０ｋＨｚの周波数で駆動され、この周波数で方形波出力電圧を生成する。各高電圧発生器50ｂ，50ｃ，…50ｉにおける残りの素子は、高電圧発生器50ｊにおける素子と同じである。高電圧変圧器72ｂ，72ｃ，… 72ｉは高電圧変圧器72ｊと同じであり、整流器78ｂ，78ｃ，…78ｉは、図７に示された整流器78ｊの構造と一致する。インバータによって生成された方形波は、変圧器によって昇圧され、整流器によって全波整流される。したがって、各グループIIの高電圧発生器は、１，０００ボルトの振幅を有するほぼＤＣの出力電圧を生成する。制御回路56は、グループIIの各高電圧発生器50ｂ，50ｃ，…50ｉに接続されている。制御回路は、負荷の容量性素子の両端間の電圧Ｖ_cを監視し、グループII の発生器からの出力電圧Ｖ₂がＶ_c以下であるようにグループIIの高電圧発生器を動作可能または動作不能にするように設計されている。図８は、負荷の容量性素子の両端間の電圧降下を監視し、高電圧電源における付加的なグループIIの高電圧発生器を動作可能または動作不能にするのに適した制御回路のブロック図である。図８に示されているように、高電圧分圧ネットワーク82は、Ｖ_cと接地との間に直列に接続された抵抗 200ａ， 200ｂ，… 200ｎから構成されている。抵抗 2 00ａ， 200ｂ，… 200ｎにおける電圧降下が抵抗 200ａの両端間の電圧降下を所望のレベルに低下させるように、抵抗が選択される。抵抗 200ａの両端間の電圧は、ライン54で制御回路56に供給される。制御回路56は、マルチプレクサ202 、アナログ・デジタル変換器204 、デマルチプレクサ206 、マイクロプロセッサ205 および関連したメモリ207 を含んでおり、本発明の好ましい実施形態では８個のオプトアイソレータ 208ａ， 208ｂ， … 208ｈが含まれている。制御回路素子は、アドレス／データバス203 によって互いに結合されている。マルチプレクサ202 は、ライン54によって高電圧分圧ネットワークに、またライン101 によってＡＣ電源84に接続されている。マイクロプロセッサは、マルチプレクサ202 をスイッチすることによって負荷の容量性素子の両端間の電圧Ｖ_cを、またはＡＣ電源からの出力電圧Ｖ_acを選択的にサンプリングする。選択された電圧は、ライン201 でアナログ・デジタル変換器204 に供給される。アナログ・デジタル変換器は、選択された電圧（Ｖ_acまたはＶ_c）の大きさを表す３ビットのデジタル値を発生することが好ましい。抵抗 200ａ， 200ｂ，… 200ｎは、抵抗 200ａの両端間の予想された電圧変動がアナログ・デジタル変換器204 の入力電圧範囲内であるように選択されることが理解されるであろう。ＡＣ電源は、スケールされた電源の電圧がアナログ・デジタル変換器の範囲内にあるように同様にスケールされていなければならない。選択された電圧に対応したデジタル化された値は、マイクロプロセッサ205 に供給される。選択された電圧の値に基づいて、マイクロプロセッサは、付加的なグループIIの高電圧発生器をエネーブルまたはディスエーブルする。高電圧発生器をエネーブルまたはディスエーブルするために、マイクロプロセッサは、バス 203 介してデマルチプレクサ206 に適切な命令を与える。本発明の好ましい実施形態において、デマルチプレクサ206 は、デマルチプレクサの入力ラインで受取られたデジタル値に対応した出力ラインをエネーブルする３×８デコーダである。デマルチプレクサからの各出力ラインは、オプトアイソレータ 208ａ， 208ｂ，… 208ｈに結合される。オプトアイソレータは、ライン 210ａ， 210ｂ，… 2 10ｈを介して図６に示されている各グループIIのインバータに含まれている端子 144 およびトライアック146 のゲート結合される。オプトアイソレータ 208ａ， 208ｂ，… 208ｈは、デマルチプレクサ206 と高電圧発生器50ｂ，50ｃ…50ｉとの間に設けられ、高電圧発生器中で生成された高電圧が制御回路56中の論理回路から分離されることを確実にしている。デマルチプレクサの出力ライン上の論理 “１”は、対応した高電圧発生器をオンにし、デマルチプレクサの出力ライン上の論理“０”は対応した高電圧発生器をオフにする。グループIIの高電圧発生器を動作可能にするか、または動作不能にするかの決定は、電源の電圧Ｖ_acまたは負荷の両端間の電圧Ｖ_cにおける測定された変化に基づいて行われる。グループIIの発生器によって生成された合計電圧が電圧Ｖ_c 以下であることを確実にするために、制御回路がグループIIの高電圧発生器中のインバータをエネーブルまたはディスエーブルしなければならない。電圧Ｖ_cが増加した場合、電圧Ｖ_acは減少する。すなわち、（Ｖ_c−Ｖ_ac）が増加し、制御回路がライン 210ａ， 210ｂ… 210ｈで付加的な信号を発生することによって付加的なグループIIの高電圧発生器を動作可能にして、トライアック146 および関連したインバータ70ｂ，70ｃ，…70ｉをオンにバイアスする。電圧Ｖ_cが減少した場合、電圧Ｖ_acは増加する。すなわち、（Ｖ_c−Ｖ_ac）が減少し、制御回路が高電圧発生器のインバータ中の１以上のトライアックをオフに切替えることによって付加的なグループIIの高電圧発生器を動作不能にする。理想的には、グループIIの発生器によって生成された合計電圧は、グループＩの発生器によって生成されることのできる最大電圧を上回る量だけ電圧Ｖ_cより低くなければならない（すなわち、Ｖ_c−Ｖ₂≦Ｖ₁）。これは、グループＩとIIの発生器の合計電圧により、高電圧電源の出力電圧Ｖ_genがＶ_cを正確に追跡できることを確実にしている。グループIIの高電圧発生器からの出力電圧の合計は、図４および５に示されたＶ₂のグラフに対応する。当業者は、マイクロプロセッサを制御回路に含むことによって、電源のフレキシビリティが大幅に改良されることを認識するであろう。例えば、適切なプログラミングにより、マイクロプロセッサは選択された電圧の測定された値を濾波し、またはそうでなければ操作する。上述されたように、マイクロプロセッサ205 はまた、グループIIの高電圧発生器が故障した時を検出するセンサに結合されてもよい。故障が検出された場合、マイクロプロセッサは故障した発生器を置換するために付加的な高電圧発生器をダイナミックに動作可能にする。４．グループＩの高電圧発生器図２を参照すると、好ましい実施形態において、グループＩの高電圧発生器50 ａは、グループIII の高電圧発生器50ｊとほぼ同じ設計を使用して構成されている。インバータ70ａは、図６に示されているように構成されている。インバータ構造における唯一の変更は、抵抗166 の値が負荷における所望の電流を設定するのではなく、過電流保護を行うように選択されていることである。高電圧変圧器 70ａは磁気フェライトコアの周囲に構成され、１次巻線が９０回巻回され、２次巻線が６４０回巻回されている。高電圧変圧器70ａの２次巻線の巻回を追加することによって、グループＩの高電圧発生器により生成される出力電圧が約１，２００ボルトに増大される。整流器78ａは、図７に示されている整流器78ｊの構造と対応している。グループＩの高電圧発生器は、グループIIの高電圧発生器によって生成された電圧と負荷中の容量性素子の両端間の電圧Ｖ_cとの差を追跡するために、ゼロと最大値との間の出力電圧範囲を生成するように設計されている。駆動モード中、グループＩの高電圧発生器はダイナミックに変動する高電圧を生成する。追跡モード中、グループＩの高電圧発生器はＶ₁＋Ｖ₂＝Ｖ_cとなるように電圧を生成する。高電圧発生器50ａが所望の出力電圧を確実に生成するために、高電圧発生器を通る所望の電流を監視し、これを維持する電流制御回路64が設けられている。グループＩの高電圧発生器を通る所望の電流を監視し維持するのに適した電流制御回路の概略図は、図９に示されている。電流制御回路の中心部はＰＷＭ制御装置 220 であり、それは本発明の好ましい実施形態ではシグネティックスＮＥ５５６１である。ＰＷＭ制御装置220 は、２０ｋＨｚのタイミング信号から動作するインバータの実施形態に対して４０ｋＨｚの好ましい周波数を有する内部のこぎり波形電圧を発生する。ＰＷＭ制御装置の周波数は、この制御装置に接続されている抵抗248 およびキャパシタ250 によって決定される。ＰＷＭ制御装置220 は、インバータ70ａによりインダクタ224 を通ってライン 100 上に供給されたＤＣ電圧を接続および遮断するために使用されるスイッチングネットワーク222 に接続されている。スイッチングネットワーク222 は、ライン100 と接続されたドレイン電極と、インダクタ224 と接続されたベースおよびソース電極とを有するＭＯＳＦＥＴトランジスタ226 を含んでいる。トランジスタ226 のゲート電極は、変圧器232 の２次巻線の一方の導線に抵抗230 を通って接続されている。２次巻線の他方の導線は、トランジスタのベースおよびソース電極に接続され、また抵抗228 を通ってゲート電極に接続されている。抵抗230 は、トランジスタ226 のゲートに供給される電流を制限し、抵抗228 はトランジスタのゲート・ソース間キャパシタンスから流れる電流の通路を生成し、トランジスタがオフ・ポジションにさらに迅速に切替えられることを可能にする。変圧器232 の１次巻線の一方の導線は、抵抗240 およびキャパシタ238 を通って接地に接続され、抵抗236 を通ってライン100 に接続されている。抵抗234 は１次巻線と並列に接続されている。１次巻線の他方の導線は、ＰＷＭ制御装置220 に接続されている。動作において、トランジスタ226 は、インダクタ224 およびインバータ70ａを通過する電流を遮断するようにＰＷＭ制御回路220 によって切替えられる。ＰＷＭ制御回路220 がオンに切替えられた時、電流はライン100 から抵抗236 および変圧器232 の１次巻線を通過し、ＰＷＭ制御装置を介してライン102 で接地に流れることができる。これは、トランジスタ226 のゲートを横切って正電圧を発生させ、トランジスタをオンにバイアスし、電流がインダクタ224 を通ってライン 103 によってインバータ70ａに流れることを可能にする。インバータ70ａを通過した後、電流はライン104 上を分路抵抗242 を通ってライン102 を経て接地まで流れる。電流の大きさが分路抵抗242 を通って増加すると、抵抗による電圧降下が増加する。電流が所望のレベルに達した時、電圧降下はＰＷＭ制御装置をオフにするのに十分である。ＰＷＭ制御装置がオフにされると、トランジスタ226 はオフに切替えられ、スイッチングネットワーク222 は電流がインバータに流れることを許さない。したがって、分路抵抗242 はグループＩの高電圧発生器の出力電圧を制御するための電流モニタ60として動作する。スイッチングネットワークがライン100 上の電流を遮断したとき、電流は高電圧変圧器72ａの２次巻線を流れ、インダクタ224 に蓄積されたエネルギが分路抵抗242 およびダイオード244 を通って流れる電流を誘起する。分路抵抗242 を通った電流が、負荷を通って流れる電流レベルが所望の電流レベルより上であることを示した場合、分路抵抗による電圧降下はＰＷＭ制御装置220 をオフ状態に維持するのに十分である。分路抵抗242 を通った電流が、負荷中の電流レベルが所望の電流レベルより下であることを示した場合、分路抵抗242 の両端間の電圧はＰＷＭ制御装置220 をオフ・ポジションに維持するために必要な電圧より低い。したがって、分路抵抗の適切な選択によって、負荷において維持されるべき所望の電流レベルＩ_dが選択される。ＰＷＭ制御装置は、高電圧電源および負荷を通る所望の電流を維持するために高電圧発生器50ａによって生成された出力電圧を調節することが理解されるであろう。インバータの出力電圧は、Ｖ_cとＶ₂との間の差によって決定される。過電流から回路を保護するためにダイオード246 もまた電流制御回路中に設けられている。当業者は、高電圧発生器50ａの出力からの所望の電流レベルを維持するために他の回路または技術が使用可能であることを認識するであろう。グループＩの高電圧発生器からの出力は、図４および５に示されたＶ₁のグラフに対応する。当業者はまたグループIII の高電圧発生器による所望の出力電圧の生成を確実にするために電流制御回路が使用されることができることを理解するであろう。グループIII の高電圧発生器は、上述された好ましい構造ではなく、グループＩの高電圧発生器の構造に類似した電流供給インバータにより構成されてもよい。この電流制御回路は、発生器を通る所望の電流を維持するためにグループIII の高電圧発生器の出力を制御する。駆動モードの動作中、電流制御回路はグループ III の高電圧発生器によって発生された電圧を増加させて、所望の電流Ｉ_dに電流レベルを上昇させる。追跡モード中、グループIII の発生器からの出力はオフに切替えられる。高電圧電源の構造を説明してきたが、以下電源の好ましい実施形態の性能を簡単に例示する。例示のために、２０ｋオームの抵抗性素子、１０ｕＦの容量性素子、および６×１０^-3Ｈの誘導性素子を有する代表的な負荷が選択されている。各高電圧発生器50ａ，50ｂ，…50ｊは、ほぼ１，０００ボルトの出力電圧を生成し、それによって１０ｋＶの高電圧電源用の潜在的な最大出力電圧を生成する。タイミング発生器66は、６６×１０^-6秒の周期を有するほぼ１５ｋＨｚの方形波タイミング信号を生成する。高電圧電源の駆動モード中、グループＩ、IIおよびIII の高電圧発生器の合計電圧は、負荷の容量性素子の両端間の電圧をほぼ１，０００ボルトだけ越える電圧を生成する。式（１）から、負荷中の電流の変化率は：ｄi／ｄｔ＝１０００／（６×１０^-3）したがって、負荷中の電流が最初に駆動モード中に降下し、次に０．５アンペアの所望の値に達するには、ほぼ６×１０^-3秒かかる。負荷中の電流が所望の値に達すると、高電圧電源は追跡モードにはいる。グループIIの高電圧発生器は、負荷の容量性素子の両端間の電圧以下の出力電圧を生成し続ける。グループＩの高電圧発生器は、グループIIの出力電圧と負荷の容量性素子の両端間の電圧との間に差を生じさせる。追跡モード中、負荷の誘導性素子の両端間の電圧降下は生じないため、負荷中の電流は一定のままである。本発明にしたがって形成される高電圧電源は、従来技術より優れた多数の利点を提供することが理解されるであろう。出力電圧を所望の値に維持するために使用されるエネルギ蓄積素子はほとんどないため、本発明の高電圧電源は迅速にオンまたはオフに切替えられる。エネルギ蓄積素子がないことにより、負荷電圧の変化への速い応答時間が実現される。したがって、本発明の高電圧電源は、負荷が迅速に変化する容量性、抵抗性および誘導性構成素子を有するダイナミックな適用における使用に適している。別の利点は、特定の適用のそれぞれに高電圧電源を適合させることのできる所望の出力電圧を生成するために多数の高電圧発生器が使用されることである。高電圧発生器は、最大発生電圧を増加して、さらに電源のダイナミックな範囲を生成するためにグループIIの発生器に付加されてもよい。同様にして、それより多くの、または少ない高電圧発生器を制御するために制御回路56が拡張または減少されることができる。高電圧発生器をダイナミックにエネーブルまたはディスエーブルする能力はまた多数の動作利点を生成する。高電圧発生器をエネーブルまたはディスエーブルすることは、出力電圧が所望の波形を生成するように制御されることを可能にし、電源をこれまでに開発されたレーダおよびその他類似の用途に適したものにする。高電圧発生器はまた、低周波数入力ＡＣ電圧におけるリップルからの影響を取除くようにダイナミックに付加または除去されてもよい。入力電圧リップルの影響を取除くために高電圧発生器を使用することによって、入力電圧を調整するための大型で高価な容量性フィルタが不要になる。さらに、高電圧発生器はまた、電源中の他の高電圧発生器が故障した場合に交換されることができる。代わりの発生器のダイナミックな置換によって、電源の全体的な信頼性が高められる。以上、本発明の好ましい実施形態を図示し、説明してきたが、ここにおいて本発明の技術的範囲を逸脱することなく種々の変更が可能であることが理解されるであろう。例えば、電源の好ましい実施形態はグループＩおよびIII において１個の高電圧発生器しか含んでいないが、当業者は、所望の出力電圧を生成するために各グループにおいて多数の高電圧発生器がカスコード形式で接続されることが可能であることを認識するであろう。付加的なグループＩおよびIII の高電圧発生器をダイナミックにエネーブルまたはディスエーブルし、グループIIの発生器に関して上記に説明された付随的に生じる利点を提供するために制御回路が設けられることができる。同様にして、高電圧電源の好ましい実施形態はグループ IIにおいて８個の高電圧発生器を有しているが、発生器の個数は予測される負荷および負荷変動に応じて変化されてもよい。各高電圧発生器内に含まれる高電圧変圧器の構造は、変化されてもよいこともまた理解されるであろう。各高電圧変圧器に単一の２次巻線を有する代わりに、変圧器は複数の２次巻線を有して構成されてもよい。複数の各２次巻線が高電圧整流器に結合され、各高電圧整流器の出力電圧が高電圧発生器の出力電圧を生成するように合計されてもよい。各変圧器の１次巻線はまた複数のタップで構成されてもよい。各タップは、高電圧発生器のインバータからの出力にスイッチにより結合されてもよい。所望のタップを１次巻線からスイッチしてインバータと接続することによって、各高電圧発生器からの出力電圧は選択的に変化されることができる。当業者は、グループＩの出力電圧が負荷中の容量性素子の両端間の電圧を追跡することを確実にするために電流制御回路64が使用されているが、別の制御方法がグループＩの出力電圧を制御するために使用可能であることを認識するであろう。例えば、Ｖ₁およびＶ₂の合計がＶ_cを追跡することを確実にするために、電圧Ｖ_cを監視して、グループＩの出力電圧Ｖ₁を変化するために専用の回路を使用することができる。当業者は、この形態では負荷の容量性素子の両端間の電圧を正確に監視して、Ｖ_cの変化に応答してＶ₁を迅速に修正するために付加的な回路が必要であることを認識するであろう。さらに、高電圧電源の好ましい実施形態では、負荷の容量性素子の両端間の電圧Ｖ_cがフィードバックとして使用されているが、エネーブルまたはディスエーブルされるグループIIの発生器の個数を制御するために負荷中の電圧または電流の別の尺度をフィードバックとして使用することが可能なことが認識されるであろう。例えば、負荷中を流れる電流の表示として、負荷中のキャパシタの充電率または放電率の尺度が使用されてもよい。その代りに、負荷中の電流の大きさまたは方向を直接測定してもよい。負荷中の電流を監視するために使用される実際のパラメータは、負荷におけるパラメータの利用可能度およびアクセス可能度に依存してもよい。好ましい実施形態において、各グループIIの発生器は同じ出力電圧を生成するが、グループIIの発生器はまた異なる出力電圧を生成するように構成されてもよいこともまた認識されるであろう。例えば３０，０００ボルトの電源の構造の１つでは、３個のグループII発生器のそれぞれが１０，０００ボルトを生成するように設計されることができる。したがって、グループＩの発生器もまた１０，０００ボルトの最大電圧を生成するように設計されなければならない。電源の好ましい実施形態におけるグループＩの発生器は磁気エネルギが蓄積される物理的に大型のインダクタを含んでいるため、電源の寸法および重量が増加する。３０，０００ボルトの電源の第２の構造では、３個のグループIIの発生器は１７，１００ボルト、８，６００ボルトおよび４，３００ボルトを生成するように設計されることができる。この第２の構造は、グループＩの発生器が４，３００ボルトの最大電圧だけを生成することを可能にする。より小さい出力電圧により、グループＩの発生器の寸法、重量および蓄積されるエネルギが減少される。したがって、開示された電源設計は、著しく高いフレキシビリティにより特定の適用に電源を適合させる。高電圧電源の好ましい実施形態が上述されているが、その他のよく知られている部品、構成素子およびそれらの組合せが、ＰＷＭ方形波電圧を生成して所望の出力電流を維持するためにこの回路において使用されることが可能である。図２の高電圧電源の構成素子ブロックを置換するために、等価な機能および性能を有するいくつかの異なる設計が利用可能である。したがって、本発明は添付された請求の範囲の技術的範囲内においてここに記載された形態に限定されることなく実施されることが可能である。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９７年５月１４日【補正内容】請求の範囲１．容量性および誘導性構成素子を有する負荷中で制御された電流を発生する高電圧電源において、（ａ）タイミング信号の各反復期間中に電源が、電源の出力電圧が負荷の容量性構成素子の両端間の電圧を越える駆動モードと、電源の出力電圧が負荷の容量性素子の両端間の電圧と実質的に等しい追跡モードとを経て循環する反復的なタイミング信号を生成するタイミング発生器と、（ｂ）タイミング発生器に接続され、負荷の容量性構成素子の両端間の電圧変化により変化する追跡電圧を追跡モード中に生成する第１の電圧発生器と、（ｃ）タイミング発生器に接続され、第１の電圧発生器とカスコード結合されており、負荷の容量性構成素子の両端間の電圧に近い電圧レベルに設定されたベース電圧を駆動モードおよび追跡モード中に生成する第２の電圧発生器と、（ｄ）タイミング発生器に接続され、第１および第２の電圧発生器とカスコード結合されており、負荷の容量性構成素子の両端間の電圧より高い電圧に電源の合計出力電圧を増加させる加速電圧を駆動モード中に生成する第３の電圧発生器とを含んでおり、駆動モード中に電源からの出力電圧が負荷中の電流を所望のレベルに上昇させるように負荷の容量性構成素子の両端間の電圧を越え、また追跡モード中に電源からの出力電圧が負荷中の電流を実質的に所望のレベルに維持するように負荷の容量性構成素子の両端間の電圧と実質的に等しくするように、電源によって生成された出力電圧が第１の電圧発生器、第２の電圧発生器および第３の電圧発生器によって生成された追跡電圧、ベース電圧および加速電圧の合計に等しくされる電源。２．第２の電圧発生器は、互いにカスコード結合された複数の高電圧発生器を含んでいる請求項１記載の電源。３．複数の各高電圧発生器は、同じ大きさを有する出力電圧を生成する請求項２記載の電源。４．複数の高電圧発生器のいくつかのものは、異なる大きさを有する出力電圧を生成する請求項３記載の電源。５．さらに、複数の高電圧発生器および負荷に結合された制御回路を含んでおり、前記制御回路が負荷の構成素子の両端間の電圧を監視して、負荷の構成素子の両端間の電圧の変化に応答して複数の高電圧発生器の所望の個数のものを動作可能または動作不能にする請求項２記載の電源。６．さらに制御回路は、各高電圧発生器の動作状態を監視し、動作状態が高電圧発生器の故障を示した場合に、付加的な高電圧発生器を動作可能にする請求項５記載の電源。７．さらに制御回路は電源への入力電圧を監視し、入力電圧の変化に応答して複数の高電圧発生器の所望の個数を動作可能または動作不能にする請求項５記載の電源。８．制御回路は、複数の高電圧発生器によって生成されたベース電圧を制御回路により監視されている負荷の構成素子の両端間の電圧以下のレベルに維持する請求項５記載の電源。９．さらに、電源に動作電力を供給するように接続されているＤＣ電源を含んでいる請求項１記載の電源。１０．複数の各高電圧発生器は、（ａ）ＤＣ電源に結合された第１の入力およびタイミング発生器に結合されている第２の入力を有しているインバータと、（ｂ）インバータからの出力に結合されている１次巻線を有する変圧器と、（ｃ）変圧器の２次巻線に結合されている整流器とを含んでいる請求項９記載の電源。１１．複数の各高電圧発生器は、タイミング発生器により発生されたタイミング信号と同期して整流された方形波出力電圧を生成する請求項１０記載の電源。１２．変圧器の１次巻線は、複数のスイッチを介してインバータからの出力に結合されている複数のタップを含んでいる請求項１０記載の電源。１３．さらに、ＤＣ電源と第３の電圧発生器との間に結合されている電流制御回路を含んでいる請求項９記載の電源。１４．さらに、ＤＣ電源と第１の電圧発生器との間に結合されている電流制御回路を含んでいる請求項９記載の電源。１５．第１の電圧発生器は、（ａ）それを流れる電流を所望のレベルに維持する定電流調整器に結合されている第１の入力、およびタイミング発生器に結合されている第２の入力を有しているインバータと、（ｂ）インバータからの出力に結合されている１次巻線を有する変圧器と、（ｃ）変圧器の２次巻線に結合されている整流器とを含んでいる請求項１４記載の電源。１６．第１の電圧発生器は、負荷の構成素子の両端間の電圧から第２の電圧発生器によって生成されたバイアス電圧をマイナスした電圧値に等しい追跡電圧を生成する請求項１５記載の電源。１７．第３の電圧発生器は、（ａ）ＤＣ電源に結合されている第１の入力、およびタイミング発生器に結合されている第２の入力を有しているインバータと、（ｂ）インバータからの出力に結合されている１次巻線を有する変圧器と、（ｃ）変圧器の２次巻線に結合されている整流器と、（ｄ）インバータに結合され、電源中の電流を監視して、所望の電流レベルが達成された場合に、第３の電圧発生器を動作不能にするフィードバック回路とを含んでいる請求項９記載の電源。１８．第３の電圧発生器は、周期的な方形パルスを生成する請求項１７記載の電源。１９．反復的なタイミング信号は、周期的なバイポーラ信号である請求項１記載の電源。２０．反復的なタイミング信号は、非周期的である請求項１記載の電源。２１．第１の電圧発生器は、追跡電圧を生成するようにカスコード結合されている複数の高電圧発生器を含んでいる請求項１記載の電源。２２．第３の電圧発生器は、加速電圧を生成するようにカスコード結合されている複数の高電圧発生器を含んでいる請求項１記載の電源。２３．容量性構成素子を有する負荷中で制御された電流を生成する高電圧電源において、（ａ）反復的なタイミング信号を生成するタイミング回路と、（ｂ）タイミング信号の各反復中に電圧を生成する電圧発生器とを具備し、この電圧発生器が、（ｉ）負荷およびタイミング回路に結合され、負荷中で増加した電流を誘導するための、負荷の容量性構成素子の両端間の電圧を越える駆動電圧を生成し、その駆動電圧をタイミング信号の各反復と同期的して負荷中の電流が所望の大きさに達するまで負荷に供給する第１の発生器と、（ii）負荷およびタイミング回路に結合され、第１の発生器による駆動電圧の生成に追従して負荷の容量性素子の両端間の電圧変化により変化する追跡電圧を生成してそれを負荷に供給し、追跡電圧が負荷の容量性素子の両端間で測定された電圧に等しくされ、負荷中の電流がほぼ一定のレベルに維持されるようにする第２の発生器とを具備している高電圧電源。２４．第１の発生器は、（ａ）整流された矩形パルスを出力電圧として生成する加速発生器と、（ｂ）加速発生器とカスコード結合され、整流された方形波を出力電圧として生成するベース発生器とを含んでおり、加速発生器からの出力電圧とベース発生器からの出力電圧の合計が負荷中の電圧を越え、したがって負荷において増加する電流を生じさせる請求項２３記載の高電圧電源。２５．第２の発生器は、（ａ）負荷の両端間で測定された電圧以下の振幅を有する整流された方形波を出力電圧として生成するベース発生器と、（ｂ）ベース発生器とカスコード結合され、ベース発生器により生成された出力電圧と負荷の両端間で測定された電圧との間の差に等しい電圧を生成する追跡発生器とを含んでおり、ベース発生器によって生成された出力電圧と追跡発生器によって生成された出力電圧との合計が負荷の両端間の電圧に等しい請求項２３記載の高電圧電源。２６．反復的なタイミング信号は、周期的なバイポーラ信号である請求項２３記載の高電圧電源。２７．誘導性、容量性および抵抗性構成素子を有する負荷中で制御された電流を生成する高電圧電源において、（ａ）ＤＣ電源と、（ｂ）タイミング信号の各反復期間中に高電圧電源が、電源の出力電圧が負荷の容量性構成素子の両端間の電圧を越える駆動モードと、電源の出力電圧が負荷の容量性素子の両端間の電圧と実質的に等しい追跡モードとを経て循環する反復的なタイミング信号を生成するタイミング発生器と、（ｃ）複数の高電圧発生器とを具備し、複数の高電圧発生器のそれぞれは各高電圧発生器によって生成された出力電圧が合計されるように負荷にカスコード結合され、駆動モード動作中に、高電圧発生器が負荷の容量性構成素子の両端間の電圧を越える出力電圧を生成し、それによって電流が所望のレベルに達するまで負荷中に増加する電流を生じさせ、その後高電圧発生器が追跡モード動作に入り、この追跡モードにおいて高電圧発生器が負荷の容量性構成素子の両端間の電圧に実質的に等しい出力電圧を生成し、それによって負荷中の電流を所望のレベルのままであるように維持し、各高電圧発生器は、（ｉ）前記ＤＣ電源に接続されている入力と、前記タイミング発生器に結合されている入力とを有し、タイミング信号と同期してＡＣ電圧を生成するインバータと、（ii）前記インバータに結合され、このインバータによって生成されたＡＣ電圧を昇圧する変圧器と、（iii）前記インバータに結合され、インバータによって生成されたＡＣ電圧を整流する整流器とを含んでいる高電圧電源。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者シニッチナ、アイリナ・ゼットアメリカ合衆国、ワシントン州 98011、ボウセル、ワンハンドレッドエイティース・ストリート・ナンバーエフエフ201 12616 【要約の続き】よび追跡モードが反復的に実行される。入力電圧および負荷の両端間の電圧の変動に応答して付加的なグループ IIの高電圧発生器を動作可能または動作不能にするために、制御回路(56)もまた電源に設けられている。

Claims

【特許請求の範囲】１．構成素子を有する負荷中で制御された電流を発生する高電圧電源において、（ａ）タイミング信号の各反復期間中に電源が、駆動モードと追跡モードとを経て循環する反復的なタイミング信号を生成するタイミング発生器と、（ｂ）タイミング発生器に接続され、追跡モード中に追跡電圧を生成する第１の電圧発生器と、（ｃ）タイミング発生器に接続され、第１の電圧発生器とカスコード結合されており、駆動モードおよび追跡モード中にベース電圧を生成する第２の電圧発生器と、（ｄ）タイミング発生器に接続され、第１および第２の電圧発生器とカスコード結合されており、駆動モード中に加速電圧を生成する第３の電圧発生器とを含んでおり、駆動モード中に電源からの出力電圧が負荷中で増加した電圧を誘導して負荷中の電流を所望のレベルに上昇させ、追跡モード中に電源からの出力電圧が負荷中の電流を実質的に所望のレベルに維持するように、電源によって生成された出力電圧が第１の電圧発生器、第２の電圧発生器および第３の電圧発生器によって生成された追跡電圧、ベース電圧および加速電圧の合計に等しくされる電源。２．第２の電圧発生器は、互いにカスコード結合された複数の高電圧発生器を含んでいる請求項１記載の電源。３．複数の各高電圧発生器は、同じ大きさを有する出力電圧を生成する請求項２記載の電源。４．複数の高電圧発生器のいくつかのものは、異なる大きさを有する出力電圧を生成する請求項３記載の電源。５．さらに、複数の高電圧発生器および負荷に結合された制御回路を含んでおり、前記制御回路が負荷の構成素子の両端間の電圧を監視して、負荷の構成素子の両端間の電圧の変化に応答して複数の高電圧発生器の所望の個数のものを動作可能または動作不能にする請求項２記載の電源。６．さらに制御回路は、各高電圧発生器の動作状態を監視し、動作状態が高電圧発生器の故障を示した場合に、付加的な高電圧発生器を動作可能にする請求項５記載の電源。７．さらに制御回路は電源への入力電圧を監視し、入力電圧の変化に応答して複数の高電圧発生器の所望の個数を動作可能または動作不能にする請求項５記載の電源。８．制御回路は、複数の高電圧発生器によって生成されたベース電圧を制御回路により監視されている負荷の構成素子の両端間の電圧以下のレベルに維持する請求項５記載の電源。９．さらに、電源に動作電力を供給するように接続されているＤＣ電源を含んでいる請求項１記載の電源。１０．複数の各高電圧発生器は、（ａ）ＤＣ電源に結合された第１の入力およびタイミング発生器に結合されている第２の入力を有しているインバータと、（ｂ）インバータからの出力に結合されている１次巻線を有する変圧器と、（ｃ）変圧器の２次巻線に結合されている整流器とを含んでいる請求項９記載の電源。１１．複数の各高電圧発生器は、タイミング発生器により発生されたタイミング信号と同期して整流された方形波出力電圧を生成する請求項１０記載の電源。１２．変圧器の１次巻線は、複数のスイッチを介してインバータからの出力に結合されている複数のタップを含んでいる請求項１０記載の電源。１３．さらに、ＤＣ電源と第３の電圧発生器との間に結合されている電流制御回路を含んでいる請求項９記載の電源。１４．さらに、ＤＣ電源と第１の電圧発生器との間に結合されている電流制御回路を含んでいる請求項９記載の電源。１５．第１の電圧発生器は、（ａ）それを流れる電流を所望のレベルに維持する定電流調整器に結合されている第１の入力、およびタイミング発生器に結合されている第２の入力を有しているインバータと、（ｂ）インバータからの出力に結合されている１次巻線を有する変圧器と、（ｃ）変圧器の２次巻線に結合されている整流器とを含んでいる請求項１４記載の電源。１６．第１の電圧発生器は、負荷の構成素子の両端間の電圧から第２の電圧発生器によって生成されたバイアス電圧をマイナスした電圧値に等しい追跡電圧を生成する請求項１５記載の電源。１７．第３の電圧発生器は、（ａ）ＤＣ電源に結合されている第１の入力、およびタイミング発生器に結合されている第２の入力を有しているインバータと、（ｂ）インバータからの出力に結合されている１次巻線を有する変圧器と、（ｃ）変圧器の２次巻線に結合されている整流器と、（ｄ）インバータに結合され、電源中の電流を監視して、所望の電流レベルが達成された場合に、第３の電圧発生器を動作不能にするフィードバック回路とを含んでいる請求項９記載の電源。１８．第３の電圧発生器は、周期的な方形パルスを生成する請求項１７記載の電源。１９．反復的なタイミング信号は、周期的なバイポーラ信号である請求項１記載の電源。２０．反復的なタイミング信号は、非周期的である請求項１記載の電源。２１．第１の電圧発生器は、追跡電圧を生成するようにカスコード結合されている複数の高電圧発生器を含んでいる請求項１記載の電源。２２．第３の電圧発生器は、加速電圧を生成するようにカスコード結合されている複数の高電圧発生器を含んでいる請求項１記載の電源。２３．容量性構成素子を有する負荷中で制御された電流を生成する高電圧電源において、（ａ）反復的なタイミング信号を生成するタイミング回路と、（ｂ）タイミング信号の各反復中に電圧を生成する電圧発生器とを具備し、この電圧発生器が、（ｉ）負荷およびタイミング回路に結合され、負荷中で増加した電流を誘導し、負荷中の電流が所望の大きさに達するまで供給される駆動電圧を生成し、その駆動電圧をタイミング信号の各反復と同期的して負荷に供給する第１の発生器と、（ii）負荷およびタイミング回路に結合され、第１の発生器による駆動電圧の生成に追従する追跡電圧を生成してそれを負荷に供給し、追跡電圧が負荷の容量性素子の両端間で測定された電圧に等しくされ、負荷中の電流がほぼ一定のレベルに維持されるようにする第２の発生器とを具備している高電圧電源。２４．第１の発生器は、（ａ）整流された矩形パルスを出力電圧として生成する加速発生器と、（ｂ）加速発生器とカスコード結合され、整流された方形波を出力電圧として生成するベース発生器とを含んでおり、加速発生器からの出力電圧とベース発生器からの出力電圧の合計が負荷中の電圧を越え、したがって負荷において増加する電流を生じさせる請求項２３記載の高電圧電源。２５．第２の発生器は、（ａ）負荷の両端間で測定された電圧以下の振幅を有する整流された方形波を出力電圧として生成するベース発生器と、（ｂ）ベース発生器とカスコード結合され、ベース発生器により生成された出力電圧と負荷の両端間で測定された電圧との間の差に等しい電圧を生成する追跡発生器とを含んでおり、ベース発生器によって生成された出力電圧と追跡発生器によって生成された出力電圧との合計が負荷の両端間の電圧に等しい請求項２３記載の高電圧電源。２６．反復的なタイミング信号は、周期的なバイポーラ信号である請求項２３記載の高電圧電源。２７．変化する誘導性、容量性および抵抗性ＣＣを有する負荷において制御された電流を生成する高電圧電力源において、（ａ）ＤＣ電源と、（ｂ）タイミング信号の各反復中に高電圧電力源が駆動モードおよび追跡モードを経て一巡する反復的なタイミング信号を生成するタイミング発生器と、（ｃ）駆動動作モード中に、高電圧発生器が負荷の容量性ＣＣを横切った電圧を越える出力電圧を生成し、それによって電流が所望のレベルに達するまで負荷において増加する電流を生じさせ、その後高電圧発生器が追跡動作モードにはいり、ここで高電圧発生器が負荷の容量性ＣＣを横切った電圧に実質的に等しい出力電圧を生成し、それによって負荷中の電流を所望のレベルのままであるようにする、複数の高電圧発生器によって生成された出力電圧が合計されるように負荷にカスコード結合された複数の高電圧発生器とを含んでおり、複数の高電圧発生器のそれぞれが、（ｉ）前記ＤＣ電源に接続されている入力、および前記タイミング発生器に結合されている入力を有しており、タイミング信号と同期してＡＣ電圧を生成するインバータと、（ii）インバータによって生成されたＡＣ電圧を逓昇するインバータに結合されている変圧器と、（iii）インバータによって生成されたＡＣ電圧を整流するインバータに結合されている整流器とを含んでいる高電圧電力源。