JPH1093375A - 弾性表面波フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は梯子型の弾性表面波フィルタに関
し、通過帯域幅の拡大と通過帯域外の抑圧度の向上とを
同時に達成できる弾性表面波フィルタを提供することを
目的とする。 【解決手段】 所定の共振周波数を有する第１の一端子
対弾性表面波共振器を並列腕に、該第１の共振器の反共
振周波数に略一致する共振周波数をもつ第２の一端子対
弾性表面波共振器を直列腕に配してなる梯子型の弾性表
面波フィルタにおいて、該第１の弾性表面波共振器（Ｒ
₁ Ｂ）に直列にインダクタンス（Ｌ₁ ）を付加し、且つ
該第１の弾性表面波共振器を、中央の励振電極（１３
１）とこの両側の反射器（１３２，１３３）とよりな
り、該反射器を、これと該励振電極との中心間距離をｄ
＝（ｎ＋β）・λ（ここでｎは整数、βは１以下の実
数、λは共振周波数に対応した櫛形電極の周期）とする
とき、βが実質上０．４となる位置に配し、かつ該励振
電極は、電極周期の０．０６倍以下の膜厚を有する構成
とした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は弾性表面波フィルタ
に係り、特に自動車電話及び携帯電話などの小型移動体
無線機器のＲＦ（高周波部）のフィルタに適用しうる梯
子型の弾性表面波フィルタに関する。現在の国内の自動
車・携帯電話の仕様の１例は、９３３．５ＭＨｚを中心
として、±８．５ＭＨｚの範囲が送信帯域である。比帯
域幅にすると、約２％である。

【０００２】弾性表面波フィルタは上記の仕様を満たす
ような特性であることが必要であり、具体的には、通
過帯域幅が比帯域幅にして２％以上と広いこと、損失
が１．５〜２ｄＢ以下と低いこと、抑圧度が２０ｄＢ
〜３０ｄＢ以上と高いことが必要とされる。この要求を
満たすため、弾性表面波フィルタは、従来のトランスバ
ーサル型に代わって、弾性表面波素子を共振器として用
い、これを梯子型に構成した共振器型が希望視されてい
る。

【０００３】

【従来の技術】図７０は、特開昭５２−１９０４４号に
記載されている弾性表面波フィルタ１の等価回路を示
す。このフィルタ１は、直列腕２に弾性表面波共振器３
を配置し、並列腕４に弾性表面波共振器５を配置し、且
つ並列腕４の共振器５の等価並列容量Ｃ_OBを直列腕２の
共振器３の等価並列容量Ｃ_OAより大とした構成である。

【０００４】このフィルタ１は、図７１に線６で示す特
性を有する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記のフィルタ１にお
いて、後述するように等価並列容量Ｃ_OBを大とすると、
矢印７で示すように抑圧度を高めることができる。しか
し、この容量Ｃ_OBを増やすと、矢印８で示すように通過
帯域幅が狭くなり、且つ矢印９で示すように損失が増
え、特性は線１０で示す如くになってしまう。

【０００６】抑圧度を２０ｄＢ以上としようとすると、
通過帯域幅は比帯域幅にして１％以下となってしまい、
上記の自動車携帯電話の仕様を満たすことができなくな
ってしまう。そこで、本発明は、通過帯域幅の拡大と通
過帯域外の抑圧度の向上とを同時に達成することができ
る弾性表面波フィルタを提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、所定の共振周波数を有する第１の一端子対弾性表面
波共振器を並列腕に、該第１の共振器の反共振周波数に
略一致する共振周波数をもつ第２の一端子対弾性表面波
共振器を直列腕に配してなる梯子型の弾性表面波フィル
タにおいて、該第１の弾性表面波共振器（Ｒ₁ Ｂ）に直
列にインダクタンス（Ｌ₁ ）を付加し、且つ該第１の弾
性表面波共振器を、中央の励振電極（１３１）とこの両
側の反射器（１３２，１３３）とよりなり、該反射器
を、これと該励振電極との中心間距離をｄ＝（ｎ＋β）
・λ（ここでｎは整数、βは１以下の実数、λは共振周
波数に対応した櫛形電極の周期）とするとき、βが実質
上０．４となる位置に配し、かつ該励振電極は、電極周
期の０．０６倍以下の膜厚を有する構成としたことを特
徴とする弾性表面波フィルタである。

【０００８】請求項２に記載の発明は、請求項１におい
て、並列腕に形成された第１の一端子対弾性表面波共振
器が、その両側に同じ電極材料で形成された反射器を有
し、該第１の弾性表面波共振器を構成する励振電極及び
反射器を、材料がＡｌ製又は重量比で数％異種金属を混
ぜたＡｌ合金製であり、膜厚が電極周期の０．０６〜
０．０９倍である構成としたことを特徴とする弾性表面
波フィルタである。

【０００９】請求項３に記載の発明は、請求項１におい
て、並列腕に形成された第１の一端子対弾性表面波共振
器が、その両側に同じ電極材料で形成された反射器を有
し、該第１の弾性表面波共振器を構成する励振電極及び
反射器を、材料がＡｕ製であり、膜厚が電極周期の０．
００８６〜０．０１３倍である構成としたことを特徴と
する弾性表面波フィルタである。

【００１０】

【発明の実施の形態】まず、本発明の基本原理について
説明する。図１は本発明の弾性表面波フィルタ２０の原
理構成を示す。２１は第１の一端子弾性表面波共振器で
あり、所定の共振周波数ｆ_rpを有し、並列腕２２に配し
てある。２３は第２の一端子弾性表面波共振器であり、
第１の共振器２１の反共振周波数ｆ_rpに略一致する共振
周波数ｆ_asを有し、直列腕２４に配してある。２５はイ
ンダクタンスであり、第１の共振器２１に直列に付加し
てあり、並列腕２２に配してある。

【００１１】一端子対弾性表面波共振器を直列腕と並列
腕とにもつ回路がフィルタ特性を有する原理は次の通り
である。この原理については、本特許の原理説明にも必
要であるため、ここで詳しくのべる。共振回路がフィル
タ特性を示すか否かを評価するには、イメージパラメー
タによる方法が理解し易い。この方法は柳沢等による
「フィルタの理論と設計」（産報出版：エレクトロニク
ス選書，１９７４年発行）に詳しく述べられている。

【００１２】以下これを基にして原理を述べる。フィル
タ特性を示す基本的な梯子型回路を図２に示す。同図に
おいて斜線のブラックボックスが弾性表面波共振器３
０，３１である。今、説明の簡略化のため、弾性表面波
共振器を抵抗分のないリアクタンス回路であると仮定
し、直列腕の共振器３０のインピーダンスをＺ＝ｊｘ、
並列腕の共振器３１のアドミタンスをＹ＝ｊｂとする。

【００１３】イメージパラメータ法によれば、入力側電
圧・電流をそれぞれＶ₁ ，Ｉ₁ 、出力側をＶ₂ ，Ｉ₂ と
すると（図２参照）、

【００１４】

【数１】

【００１５】で定義されるイメージ伝送量γ（複素数）
が、重要な意味を持つ。即ち、

【００１６】

【数２】

【００１７】の式において、この式で表される値が虚数
であれば図２の二端子対回路全体は通過特性を示し、実
数であれば減衰特性を示す。ここに、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの
記号は図２の回路全体をＦ行列で表した時の四端子定数
であり、それぞれを前述のｘ，ｂで表すと以下のように
なる。 Ａ＝１ Ｂ＝ｊｘ Ｃ＝ｊｂ Ｄ＝１−ｂｘ …（３） 従って、（２）式は、次式になる。

【００１８】

【数３】

【００１９】（４）式より、０＜ｂｘ＜１、即ちｂとｘ
が同符号で小さな値の時、図２の回路全体は通過特性を
示し、ｂｘ＜０またはｂｘ＞１の時、即ちｂとｘが異符
号またはｂｘ積が大きな値の時、減衰特性を示すことが
分かる。ここでさらにｂとｘの周波数特性を定性的に知
るために、弾性表面波共振器のインピーダンス及びアド
ミタンスの周波数特性を調べる。

【００２０】一端子対弾性表面波共振器は図３（Ａ）に
示されるような櫛形電極４０で構成される（日経エレク
トロニクス誌１９７６年１１月２９日号のＰ．７６〜
Ｐ．９８に記載）。４１は電極対で、４２は開口長（交
差幅）、４３は櫛形電極周期である。この櫛形電極は抵
抗分を無視すると一般に図３（Ｂ）に示されるような等
価回路４５で表される。ここにＣ_O は櫛形電極の静電容
量、Ｃ₁ ，Ｌ₁ は等価定数である。

【００２１】この等価回路４５を、以下、図３（Ｃ）に
示す記号４６で表わす。図４（Ａ）（Ｂ）は夫々櫛形電
極を図３（ｂ）のような等価回路で表した時のインピー
ダンス及びアドミタンスの周波数依存性を定性的に示
す。同図の特性は水晶による共振器と同様に２つの共振
周波数ｆｒ，ｆａをもつ２重共振特性となる。ここでｆ
ｒを共振周波数、ｆａを反共振周波数と呼ぶ。このよう
な２重共振特性をもつ共振器をそれぞれ直列腕及び並列
腕に配置し、さらに並列腕の反共振周波数ｆａｐを直列
腕の共振周波数ｆｒｓに略一致させると、それを中心周
波数とするバンドパス型のフィルタ特性を示す回路を構
成できる。その理由は、図５（Ａ）のインミタンスの周
波数特性の図にも示したように、ｆａｐ≒ｆｒｓである
中心周波数近傍では、０＜ｂｘ＜１が満たされ前述の条
件から通過域となり、中心周波数から少し離れた周波数
領域ではｂｘ＞１、大きく離れた領域ではｂｘ＜０とな
り共に減衰域となるからである。

【００２２】従って、図１に示す構成の弾性表面波フィ
ルタ１は、図５（Ｂ）中線４７で示すフィルタ特性を定
性的に有する。 〔通過帯域幅決定要因〕次に、このような共振器型弾性
表面波フィルタにおけるバンド幅決定要因を考察する。

【００２３】図５からも分かるようにバンド幅は主にそ
れぞれの共振器における共振周波数ｆｒと反共振周波数
ｆａとの差で決定されている。この差が大きくとれれば
バンド幅は広く広帯域となり、小さければ狭帯域とな
る。ここでｆｒ，ｆａは図３（Ｂ）の等価回路定数を使
って次式から決定できる。

【００２４】

【数４】

【００２５】比帯域幅（Δｆ／ｆ₀ は）は主にｆｒ，ｆ
ａの差から決まってしまうため、（６），（７）式を使
い次式のように表される。 Δｆ／ｆ₀ ＝２（ｆａ−ｆｒ）／（ｆａ＋ｆｒ） ≒２／（４γ＋１） …（８） 上式から明らかなようにγ（容量比）が比帯域幅を決め
る重要な因子となる。しかし、この値は特開昭５２−１
９０４４号公報にも記載されているように、櫛形電極を
形成する基板材料の種類によりほぼ決まってしまう。例
えば材料の電気機械結合係数が小さなＳＴカット水晶で
は、γは１３００以上となるのに対し、電気機械結合係
数が大きな３６°Ｙｃｕｔ−ｘ伝搬ＬｉＴａＯ₃ では、
γは１５位の値になる。比帯域幅は（８）式より、ＳＴ
カット水晶では０．０４％、３６°Ｙｃｕｔ−Ｘ伝搬Ｌ
ｉＴａＯ₃ では３．３％となる。従って、基板材料が決
まれば帯域幅はほぼ決定してしまう。

【００２６】そして、帯域外抑圧度を高めるため、特開
昭５２−１９０４４号に記載されているように、等価並
列容量Ｃ_OBを大とすると、帯域幅はどんどん狭くなって
しまう。これを図６を使って詳しく説明する。前述の原
理説明からも明らかなように並列共振器のｆｒとｆａを
固定したまま、アドミタンス値を大きくしていくと（ア
ドミタンス値を増加するにはγを一定にしたまま櫛形電
極の開口長または対数を増やして静電容量Ｃ₀ を大きく
していく）、図６（Ａ）に示すように帯域外ではｂｘ積
が負で増加するため減衰量は増え特性は良くなるが、中
心周波数の近傍ではｂｘ積が正で増加するためｂｘ＞１
の領域が拡がり、結果として０＜ｂｘ＜１なる通過域が
狭まって帯域が十分取れなくなる。この様子を図６
（Ｂ）中の矢印で表す。

【００２７】〔通過帯域幅の改善〕以上の点を解決する
一つの手段として、直列腕の共振器か若しくは並列腕
の共振器かどちらかすくなくとも一方の共振器のｆｒと
ｆａとの差を広げ、かつそのインピーダンス値若しく
はアドミタンス値を大きくするという２つの条件を満た
すことが必要である。インピーダンス値やアドミタンス
値を大きくする理由は、帯域外減衰量を大きくするため
である。これが実現できれば、通過帯域を広げつつ若し
くは狭くすることなく、帯域外減衰量を改善できること
になる。

【００２８】まず、の条件である共振器のｆｒ，ｆａ
の差を広げる方法としては、一端子対弾性表面波共振器
に直列にインダクタンスＬを付加する方法が有効であ
る。図７（Ａ），（Ｂ）に一端子対弾性表面波共振器に
直列にＬとして８ｎＨを接続した時のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数変化を示す。計算に用いた弾性
表面波共振器の等価回路の各定数は同図に示す。

【００２９】図７（Ａ）中、線５０は、Ｌを付加する前
のインピーダンス特性を示す。線５１は、Ｌを付加した
後のインピーダンス特性を示す。図７（Ｂ）、線５２は
Ｌを付加する前のアドミタンス特性を示す。線５３は、
Ｌを付加した後のアドミタンス特性を示す。図７（Ａ）
より、Ｌを付加することによってｆｒとｆａの間隔は広
がっていることが分かる。この場合では約３０ＭＨｚ拡
大した。この理由は、同図（Ａ）のインピーダンスの周
波数特性から明らかなように、直列にＬが加わることに
より元の共振器だけのインピーダンスが＋側へ、ωＬ分
だけ引上げられる結果、ｆｒがｆｒ’へと変化したため
である。この時ｆａはほとんど動かない。インピーダン
スの逆数であるアドミタンスも同じ理由から同図（Ａ）
に示すように変化する。この場合も、ｆｒがｆｒ’へと
変化していることが明確にわかる。

【００３０】次にの条件であるが、アドミタンス値は
図７（Ｂ）からも明らかのようにＬを付加することで大
きくなっている。しかし、インピーダンス値は図７
（Ａ）に示すように帯域外では逆に小さくなっている。
従って、直列腕の共振回路にこの方法を適用する場合に
はインピーダンス値を大きくする方法が更に必要とす
る。それには直列に複数個の同じ弾性表面波共振器を接
続することにより解決できる。

【００３１】図８中、線５５は、一つの共振器のインピ
ーダンス特性を示す。線５６は、ｎ個の共振器を直列に
接続した場合の共振部分のインピーダンス特性を示す。
図８に示すように、ｎ個の共振器を接続することにより
共振器部のインピーダンス値はｎ倍になる。一方ｆａと
ｆｒの差については、Ｌを繋いだ時の共振周波数の拡が
りはｆｒ”と、１個の共振器の場合のｆｒ’よりやや狭
くなるものの、Ｌを繋がない時よりもｆａとｆｒの差は
大きくとれる。もし必要であればＬの値を増やすことに
よりｆａとｆｒの差はさらに大きくなる。

【００３２】通過帯域幅を拡大する２つ目の手段とし
て、図４４に示すように並列腕共振器の反共振周波数fa
p と直列腕共振周波数frs を略一致させるのではなく、
frs ＞fap とする方法が考えられる。但し、frs ＞fap
とした場合、図４４にも示すように中心周波数近傍でｂ
ｘ＜０となって、前述の通過域条件を満たさなくなり、
損失とリップルが増加する危険がある。

【００３３】しかし、frs −fap ＝ΔｆとしてΔｆの大
きさを制御することで、実質上、損失増加、並びにリッ
プル増加を防いで通過帯域の拡大を実現することが可能
である。また、Δｆの拡大により、帯域外抑圧度の改善
も同時に実現することができる。詳細は実施例１１で後
述する。

【００３４】以下、本発明の内容を具体的な実施例によ
り説明する。実施例はほとんどシミュレーションにより
行った。そこで、まず本発明に用いたシミュレーション
について簡単に述べるとともに、シミュレーションの正
当性を証明するために、実験との比較を示す。図３
（Ｂ）に示した等価回路は一端子対弾性表面波共振器の
特性を簡略にシミュレーションできるが、共振器を構成
する櫛形電極の対数、開口長、電極膜厚などの変化並び
に反射器の効果等を正確にシミュレーションすることが
難しい。そこで発明者等が既に開発したところのスミス
の等価回路を基本にこれを転送行列で表す方法を用い、
共振器へ応用した（O.Ikata et al.:1990 ULTRASONIC S
YMPOSIUM Proceedings,vol.1, pp83-86, (1990).を参
照、これを文献（１）とする。）。

【００３５】図９（Ａ）は並列腕に一端子対弾性表面波
共振器を配した場合の、シミュレーションの結果を示
す。図９（Ｂ）は、並列腕に、材料がＡｌ−２％Ｃｕ、
膜厚が１６００Åの櫛形電極よりなる一端子対弾性表面
波共振器を配し、更にこの共振器に長さ３ｍｍのボンデ
ィングワイヤ（Ｌ＝１．５ｎＨ）を接続した場合の、実
験の結果を示す。

【００３６】図９（Ａ），（Ｂ）を比較するに、開口長
変化による共振点（図中ｆｒ₁ ，ｆｒ₂ ，ｆｒ₃ で示し
た）の動きや共振点近傍での減衰量について、実験値と
計算値が良く一致していることが分かる。図１０（Ａ）
は、直列腕に共振器を配した場合の、シミュレーション
の結果を示す。後述する実験で用いたボンディングパッ
ドがやや大きかったため、シミュレーションでは、その
浮遊容量として、０．５ｐＦのコンデンサを考慮してい
る。

【００３７】図１０（Ｂ）は、直列腕に共振器を接続し
た場合の実験の結果を示す。図１０（Ａ），（Ｂ）を比
較するに、反共振周波数ｆａ₁ ，ｆａ₂ ，ｆａ₃ が開口
長に依存しない点や、反共振周波数近傍での減衰量の変
化などが実験と良く一致していることがわかる。従っ
て、これらを組み合わせた時のフィルタ特性も実験と良
く一致することは明らかであり、以降の実施例はシミュ
レーションで行った。

【００３８】〔実施例１〕図１１は、本発明の第１実施
例になる弾性表面波フィルタ６０を示す。現在、国内の
自動車・携帯電話の仕様のなかで１つの例をあげると、
９３３．５ＭＨｚを中心周波数として、±８．５ＭＨｚ
の範囲が移動機器の送信帯域で、そこから−５５ＭＨｚ
離れた８７８．５ＭＨｚを中心周波数として、±８．５
ＭＨｚの範囲が受信帯域という仕様がある。

【００３９】本実施例は、上記の移動機器の送信側フィ
ルタに適するように設計してある。後述する他の実施例
も同様である。直列腕６１に一端子対弾性表面波共振器
Ｒ₂ 及びＲ₄ が配してある。並列腕６２，６３，６４に
夫々一端子対弾性表面波共振器Ｒ₁ ，Ｒ₃ ，Ｒ₅ が配し
てある。

【００４０】Ｌ₁ ，Ｌ₂ ，Ｌ₃ はインダクタンスであ
り、夫々共振器Ｒ₁ ，Ｒ₃ ，Ｒ₅ と接続して並列腕６
２，６３，６４に配してある。共振器Ｒ₁ 〜Ｒ₅ は、図
３（Ａ）に示す櫛形電極構造を有する。対数は１００、
開口長は８０μｍである。材料は、Ａｌ−２％Ｃｕであ
り、膜厚は３，０００Åである。

【００４１】また、櫛形電極の周期が適宜定めてあり、
並列腕６２，６３，６４中の各共振器Ｒ₁ ，Ｒ₃ ，Ｒ₅
の共振周波数は、９１２ＭＨｚ、反共振周波数は９３４
ＭＨｚとしてある。直列腕６１中の各共振器Ｒ₂ ，Ｒ₄
の共振周波数は９３４ＭＨｚ、反共振周波数は９６２Ｍ
Ｈｚとしてある。

【００４２】インダクタンスＬ₁ ，Ｌ₂ ，Ｌ₃ は共に４
ｎＨである。上記構成の弾性表面波フィルタ６０は、図
１２中、線６５で示す通過特性を有する。インダクタン
スＬが２ｎＨ、６ｎＨの場合、図１１のフィルタ６０の
通過特性は、夫々図１２中、線６６，６７で示す如くに
なる。

【００４３】図１２に基づいて、通過帯域幅に対するＬ
依存性を表わすと、図１３（Ａ）の線７０で示す如くに
なる。ここで、最小挿入損失から−３ｄＢ下がった減衰
量のレベルにおける周波数幅を、通過帯域幅とした。同
様に、図１２に基づいて、通常帯域外抑圧度に対するＬ
依存性を表わすと、図１３（Ｂ）の線７１で示す如くに
なる。

【００４４】図１２より分かるように、Ｌをあまり大き
くすると、中心周波数から５５ＭＨｚ低周波数側の抑圧
領域が充分とれなくなってしまう。そこで、Ｌは上記の
ように４ｎＨとしてある。なお、Ｌの値は、フィルタの
仕様に応じて適当に選択されるものである。図７０に示
す従来構成のフィルタ１の通過特性は、図１２中線６８
で示す如くになる。

【００４５】図１２中、本実施例のフィルタ６０の通過
特性（線６５）を従来のフィルタの通過特性（線６８）
と比較するに、本実施例のフィルタ６０は、従来のフィ
ルタに比べて、矢印７５で示すように通過帯域幅が広
く、矢印７６で示すように通過帯域外の抑圧度が高く、
しかも矢印７７で示すように損失が低いことが分かる。
図１４及び図１５は、図１１の弾性表面波フィルタ６０
を実現した弾性表面波フィルタ装置８０を示す。

【００４６】８１はセラミックパッケージ、８２はフィ
ルタチップ、８３はアースとして機能する蓋である。セ
ラミックパッケージ８１はアルミナセラミック製であ
り、サイズは５．５×４ｍｍ² の高さが１．５ｍｍと小
さい。このセラミックパッケージ８１にはＡｕ製の電極
端子８４_-1〜８４_-6が形成してある。

【００４７】フィルタチップ８２は、ＬｉＴａＯ₃ 製で
あり、サイズは２×１．５ｍｍ² の厚さが０．５ｍｍで
ある。このフィルタチップ８２の表面に、対数が１０
０、開口長が８０μｍ、材料がＡｌ−２％Ｃｕ、膜厚が
３，０００Åの櫛形電極構造を有する共振器Ｒ₁ 〜Ｒ₅
が、互いに弾性表面波の伝播路を共有しないように、ず
らして配置してある。

【００４８】またフィルタチップ８２の表面には、ボン
ディング用端子としての、二つの信号線用端子８５_-1，
８５_-2及び三つのアース用端子８５_-3，８５_-4，８５_-5
が形成してある。８６_-1〜８６_-5はボンディングワイヤ
であり、Ａｌ又はＡｕ製であり、径が２５μｍφであ
り、夫々端子８４_-1〜８４_-5と端子８５_-1〜８５_-5とに
ボンディングされて接続してある。

【００４９】このうち、ワイヤ８６_-1，８６_-2は夫々図
１１中の直列腕６１の一部６１ａ及び６１ｂを構成す
る。ワイヤ８６_-3はアース用電極端子８４_-3と８５_-3と
の間に接続してあり、ワイヤ８６_-4は別のアース用電極
端子８４_-4と８５_-4との間に接続してあり、ワイヤ８６
_-5は別のアース用電極端子８４_-5と８５_-5との間に接続
してある。

【００５０】このワイヤ８６_-3〜８６_-5は長さが共に
２．０ｍｍと長い。このように、細くて長いワイヤは高
周波の理論によれば、インダクタンス分を持つ。空中リ
ボンインダクタの理論式（倉石：理工学講座、「例題円
周マイクロ波回路」東京電機大学出版局のＰ１９９に記
載）によれば、上記のワイヤ８６_-3，８６_-4，８６_-5の
インダクタンスは約１ｎＨとなる。

【００５１】４ｎＨのインダクタンスを得るためにはこ
れでは不充分であり、後述する図４０及び図４１に図示
するようなセラミックパッケージとフィルタチップ上の
Ｌを利用した。このようにして、図１１中のインダクタ
ンスＬ₁ ，Ｌ₂ ，Ｌ₃ を構成する。 〔実施例２〕図１６は本発明の第２実施例になる弾性表
面波フィルタ９０を示す。

【００５２】図中、図１１に示す構成部分と対応する部
分に同一符号を付す。直列腕６１内の共振器Ｒ₂ の開口
長Ａ_S は、８０μｍである。並列腕６２には、共振器Ｒ
_1AとインダクタンスＬ₁ とが直列に接続されて配してあ
る。共振器Ｒ_1Aは開口長Ａ_P が１２０μｍである。

【００５３】開口長Ａ_P は、開口長Ａ_S より長く、開口
長Ａ_S の１．５倍である。なお、共振器Ｒ₂ 及びＲ_1Aの
対数Ｎ_P ，Ｎ_S は共に１００であり、等しい。このフィ
ルタ９０は、図１７中、線９１で示す通過特性を有す
る。この通過特性を線６５で示す図１１のフィルタ６０
の通過特性と比較すると、通過帯域幅を変えずに、矢印
９２で示すように、通過帯域外抑圧度が改善されている
ことが分かる。

【００５４】図１８は、図１６の構成のフィルタの通過
特性の開口長依存性を示す。同図（Ａ）は、図１６に示
すようにＬが付加されている場合、図４２に示すように
Ｌが付加されていない場合において、夫々の直列腕共振
器の開口長（Ａ_S ）に対する並列腕共振器の開口長（Ａ
_P ）の比Ａ_P ／Ａ_S と、帯域外抑圧度の関係を示す。

【００５５】帯域外抑圧度は、４ｎＨのインダクタンス
Ｌが付加されている場合には、線９２で示す如くにな
り、インダクタンスＬが付加されていない場合には、線
９３で示す如くになる。また、図１８（Ｂ）は、Ａ_P ／
Ａ_S と通過帯域幅との関係を示す。通過帯域幅は、４ｎ
ＨのインダクタンスＬが付加されている場合には、線９
５で示す如くになり、インダクタンスＬが付加されてい
ない場合には、線９６で示す如くになる。

【００５６】図１８（Ａ），（Ｂ）より、以下のことが
分かる。 並列腕６２内の共振器Ｒ_1Aの開口長Ａ_P を直列腕６１
内の共振器Ｒ₂ の開口長Ａ_S より長くすることにより、
帯域外抑圧度が増える。 並列腕６２にインダクタンスＬ₁ を付加することによ
り、インダクタンスを有しない場合に比べて、共振器Ｒ
_1Aの開口長Ａ_P の増大の効果が大きくなり、しかも帯域
幅の劣化も殆ど無い。

【００５７】以上のことからも、上記実施例のフィルタ
９０は、図１１のフィルタ６０に比べて、通過帯域幅は
何ら狭くせずに、通過帯域外抑圧度が増えた通過特性を
有することが分かる。 〔実施例３〕図１９は本発明の第３実施例による弾性表
面波フィルタ１００を示す。

【００５８】図中、図１１及び図１６に示す構成部分と
対応する部分には同一符号を付す。直列腕６１の共振器
Ｒ₂ の対数Ｎ_S は１００である。並列腕６２には、共振
器Ｒ_1BとインダクタンスＬ₁ とが直列に接続されて配し
てある。共振器Ｒ_1Bは、対数Ｎ_P が１５０であり、上記
の共振器Ｒ₂ の対数Ｎ_S よりも多く、その１．５倍であ
る。

【００５９】なお、共振器Ｒ₂ 及びＲ_1Aの開口長Ａ_S ，
Ａ_P は共に８０μｍであり、等しい。このフィルタ１０
０は、図２０中、線１０１で示す通過特性を有する。こ
の通過特性を、線６５で示す図１１のフィルタ６０の通
過特性と比較すると、通過帯域幅を狭めることなく、矢
印１０２で示すように、通過帯域外抑圧度が改善されて
いることが分かる。

【００６０】また、図１７中線９１で示す図１６のフィ
ルタ９０の通過特性と比較すると、損失劣化が少ないこ
とが分かる。従って、本実施例のフィルタ１００は、図
１１のフィルタ１１に比べて、通過帯域幅を狭くせず
に、通過帯域外抑圧度が増し、且つ図１６のフィルタ９
０に比べて、損失劣化が少ない通過特性を有する。

【００６１】〔実施例４〕図２１は本発明の第４実施例
になる弾性表面波フィルタ１１０を示す。本実施例は、
直列腕の共振回路の反共振周波数ｆ_a と共振周波数ｆ_r
との差を拡大することによって通過特性を改善したもの
である。図中、図１１に示す構成部分と対応する部分に
は同一符号を付す。

【００６２】直列腕６１のうち、並列腕６２，６３の間
の部分に同じ共振器Ｒ₂ が二つ直列に接続され、更にこ
れに直列に３ｎＨのインダクタンスＬ_S が付加してあ
る。同じく、直列腕６１のうち、並列腕６３，６４の間
の部分に、同じ共振器Ｒ₄が二つ直列に接続され、更
に、これに直列に３ｎＨのインダクタンスＬ_S が付加し
てある。

【００６３】並列腕６２には、一つの共振器Ｒ位置だけ
が配してある。同じく、並列腕６３には、一の共振器Ｒ
₃ だけが配してある。同様に、並列腕６４には、一の共
振器Ｒ₄ だけが配してある。このフィルタ１１０は、図
２２中、線１１１で示す通過特性を有する。ここで、イ
ンダクタンスＬ_S 及び一の共振器Ｒ₂ ，Ｒ₄ の付加の効
果について説明する。

【００６４】図２１のフィルタ１１０より、インダクタ
ンスＬ_S と一の共振器Ｒ₂ ，Ｒ₄ とを削除すると、図４
２に示す従来のフィルタ１と同じくなる。この状態の通
過特性は、線６８（図１２参照）で示す如くである。上
記インダクタンスＬ_S を追加すると、矢印１１２で示す
ように通過帯域幅が拡大すると共に、矢印１１３で示す
ように帯域外抑圧度が増えた。特に通過帯域幅について
みると、特に高周波数側への拡大が大きく、高周波数側
に約１５ＭＨｚ帯域幅が拡大した。通過特性は、線１１
４で示すごとくになった。

【００６５】この状態では、帯域外抑圧度は十分でな
い。そこで一の共振器Ｒ₂ ，Ｒ₄ を追加した。この一の
共振器Ｒ₂ ，Ｒ₄ を追加すると、通過帯域幅を狭めるこ
となく、矢印１１５で示すように、帯域外抑圧度が約５
ｄＢ改善され、線１１１で示す通過特性となった。

【００６６】線１１１を線６８と比較するに、矢印１１
６で示すように損失も従来に比べて改善されている。な
お、直列腕６１の共振器Ｒ₂ ，Ｒ₄ は夫々三個以上でも
よい。また、図２１中二点鎖線で示すように、並列腕６
２〜６４に、インダクタンスを挿入してもよい。

【００６７】〔実施例５〕図２１は本発明の第５実施例
になる弾性表面波フィルタ１２０を示す。図中、図１１
に示す構成部分と同一部分には同一符号を付し、その説
明は省略する。並列腕６２のインダクタンスＬ₁ のイン
ダクタンス値は４ｎＨである。

【００６８】別の並列腕６３のインダクタンスＬ₂ のイ
ンダクタンス値は５．５ｎＨである。更に別の並列腕６
４のインダクタンスＬ₃ のインダクタンス値は７ｎＨで
ある。このように、各並列腕６２〜６４のインダクタン
スＬ₁ 〜Ｌ₃ のインダクタンス値を異ならしめることに
よって、フィルタ１２０は、図２４中、線１２１で示す
通過特性となる。

【００６９】ここで、インダンタクスＬ₁ 〜Ｌ₃ のイン
ダクタンス値が全て４ｎＨと等しい図１１のフィルタ６
０の通過特性と比較してみる。このフィルタ６０は、図
２４中、線６５で示す通過特性（図１２参照）を有す
る。本実施例のフィルタ１２０の通過特性は、上記フィ
ルタ６０の通過特性に比べて、通過帯域幅を何ら狭める
ことなく、矢印１２２で示すように通過帯域外抑圧度が
高められる。

【００７０】通過帯域より低周波数側についてみると、
フィルタ６０にあっては９０２ＭＨｚ付近に一の減衰極
１２３しかなかったものに対して、８７５ＭＨｚと８９
２ＭＨｚの二個所に減衰極１２４，１２５が発生してい
る。これにより、二つの減衰極１２４，１２５との間の
周波数帯域１２６が阻止域１２７となる。

【００７１】〔実施例６〕図２５は本発明の第６実施例
になる弾性表面波フィルタ１３０を示す。本実施例は、
損失の低下を図ったものである。図中、図１１に示す構
成部分と対応する部分には同一符号を付し、その説明は
省略する。

【００７２】並列腕６２の第１の弾性表面波共振器Ｒ_1B
は、図２６に示すように励振電極１３１と、この両側に
反射器１３２，１３３を配した構成である。反射器１３
２，１３３は励振電極１３１と反射器１３２，１３３と
の中心間距離ｄを次式 ｄ＝（ｎ＋β）・λ … （ここで、ｎは適当な整数、βは１以下の実数、λは共
振周波数に対応した櫛形電極の周期である）で表わすと
き、β＝０．４としたときの位置に配してある。

【００７３】上記反射器１３２，１３３の対数は、５０
である。反射器を備えた共振器Ｒ_1Bは、図２５に示すよ
うに「＊」を追加した記号で表わす。他の並列腕６３，
６４の共振器Ｒ_3B，Ｒ_5Bも、上記の共振器Ｒ_1Bと同様
に、反射器を備えた構成である。

【００７４】上記構成のフィルタ１３０は、図２７中線
１３４で示す通過特性を有する。この通過特性は、図１
１のフィルタ６０の通過特性（線６５で示す）に比べ
て、矢印１３５で示すように、通常帯域の挿入損失が低
減されている。ここで、リップルｒ_P は、図２６に示す
ように並列腕の励振電極１３１の両側に反射器１３２，
１３３を配置したことによって発生したものである。

【００７５】ここで、反射器１３２，１３３の配設位置
を上記のように定めた理由について説明する。上記式
において、βを０から０．５まで変化させてリップルｒ
_P の幅への影響は、図２８中線１４０で示す如くにな
る。同図中、点１４１がリップル幅が最小の点であり、
このときのβが０．４である。

【００７６】このことから、βを０．４に定めてある。
図２９は、図２５のフィルタ１３０を実現した弾性表面
波フィルタ装置１５０を示す。図中、図１４に示す構成
部分と対応する部分には同一符号を付し、その説明は省
略する。

【００７７】１３２，１３３，１５１，１５２，１５
３，１５４は夫々反射器である。次に、第１の一端子対
弾性表面波共振器の変形例について説明する。図３０は
一の変形例を示す。この共振器Ｒ₁ Ｂａは、励振電極１
３１の両側に、反射器として、電気的負荷が短絡型の櫛
形電極１６０，１６１を配した構成である。

【００７８】図３１は、別の変形例を示す。この共振器
Ｒ₁ Ｂ_b は、励振電極１３１の両側に反射器として、ス
トリップアレイ型電極１６５，１６６を配した構成であ
る。 〔実施例７〕図３２は本発明の第７実施例になる弾性表
面波フィルタ１７０を示す。本実施例は、実施例６と同
様に損失の低下を図ったもので、図中、図２１に示す構
成部分と対応する部分には同一符号を付し、その説明は
省略する。

【００７９】フィルタ１７０は、図２１のフィタル１１
０のうち、各並列腕６２，６３，６４の第１の弾性表面
波共振器Ｒ_1B，Ｒ_3B，Ｒ_5Bを夫々図２６に示すように励
振電極１３１の両側のβが０．４で定まる位置に反射器
１３２，１３３を配した構成である。このフィルタ１７
０によれば、図２２中線１１１で示す特性よりも、通過
帯域の損失が少なく、且つリップルも抑えられた通過特
性が得られる。

【００８０】〔実施例８〕本実施例は、図２７中のリッ
プルｒ_P を取り除くことを目的としたものである。ま
ず、前記反射器付加時に現れるリップルを効果的に取り
除く手段について述べる。

【００８１】発明者等は、リップルの現れ周波数位置と
電極膜厚との関係をシミュレーションにより調べた。シ
ミュレーションでは膜厚増加の効果を電極下の音響イン
ピーダンス（Ｚｍ）と自由表面の音響インピーダンス
（Ｚｏ）との比を大きくしていくことで置き換えた。そ
れは文献（１）でも述べているように、電極膜厚の増加
は質量が増加することであり、これはそのまま音響イン
ピーダンスの不連続量の増加に比例すると考えられるた
めである従って、 Ｑ＝Ｚｏ／Ｚｍ＝Ｖｏ／Ｖｍ＝１＋ｋ² ／２＋α（ｔ） …（９） （Ｖｏ，Ｖｍ：自由表面及び電極下での音速、ｋ² ：電
気機械結合係数）とし、α（ｔ）を膜厚ｔに比例するパ
ラメータとしてこれを変化させた。

【００８２】こう置くとフィルタの中心周波数ｆｏは、 ｆｏ＝２ｆｏ’／（１＋Ｑ） …（１０） となり、膜厚を増加するにつれ、音響インピーダンスの
不連続がない時の中心周波数ｆｏ’から低周波数側へ移
動していくという良く知られた実験事実とも一致する。
シミュレーションの結果、α（ｔ）を大きくすると、即
ち電極膜厚を厚くしていくと、リップルｒ_P の現れる周
波数位置が図３３中、矢印１８０で示すように、通過帯
域の高周波側へ移動してゆき、ついには高周波側の減衰
極の中に落ちてしまうことが分かった。これを模式的に
図３３に示す。

【００８３】なお、図３３中、別のリップルｒ_S は、直
列腕共振器の反射器が原因で発生するものである。図３
４はα（ｔ）＝０．０８の時で、並列腕の共振器の反射
器から生じるリップルが、丁度高周波側の減衰極の中に
落ちている場合の通過特性を示す。従って、同図では通
過帯域からリップルが消え、しかも挿入損失がかなり低
減している。なお、この図では、通過帯域の中心が（１
０）式に従って低周波側へ移動したため、これを補正す
べく、中心周波数を９３２ＭＨｚになるように、直列腕
及び並列腕の共振器の共振周波数を１５ＭＨｚだけ高周
波側へシフトしている。

【００８４】これを実際の膜厚との対応でみるため、チ
ップを試作し、その通過特性を調べた。図３５（Ａ），
（Ｂ），（Ｃ）の線１８５，１８６，１８７は、夫々膜
厚が２０００Å，３０００Å，４０００Åの時の通過特
性を対応させて示す。尚、膜厚を変えることにより中心
周波数が変わるが、同図のデータはこれを補正するべ
く、櫛形電極の周期を変え、中心周波数があまり変動し
ないように調整している。

【００８５】図３５から明らかなように、２０００Åの
時に帯域内に現れていた並列腕の共振器のリップル
ｒ_P 、及び帯域外の直列腕のリップルｒ_S が、３０００
Åの時には高周波側へ移動してｒ_P ’，ｒ_S ’となり、
ｒ_P ’は高周波側の減衰極に埋もれてしまった結果、帯
域内にリップルのない良好な特性となった。この結果は
シミュレーションの結果と定性的に良く一致している。

【００８６】しかし、膜厚を増加させた時にはシミュレ
ーションでは計算できないバルク波による損失劣化（江
畑他：「ＬｉＴａＯ₃ 基板上の弾性表面波共振子とその
ＶＴＲ用発振器への応用」，電子通信学会論文誌，vol.
J66-C,No.1, pp23-30,1988)と抵抗損による損失改善が
あり、その兼ね合いも重要な因子となる。そこで図３６
（Ａ）に膜厚を変えた時の最小挿入損の変化をプロット
した。

【００８７】同図中、線１９０はバルク波による損失、
線１９１は抵抗損による損失を示す。線１９２が実験値
である。同図より分かるように、挿入損は２５００Å位
で両者の効果が均衡し、約３５００Åくらいからバルク
波による損失増加が支配的になり劣化し始める。図３６
（Ｂ）の線１９３は、図２６中の励振電極１３１と反射
器１３２，１３３の膜厚を変えた場合の、リップルｒ_P
の周波数位置の、通過帯域中心周波数ｆ ₀ に対する変化
を示す。

【００８８】図３６（Ａ），（Ｂ）を総合的に判断する
と、膜厚としては、２６００Å〜４０００Åが帯域内に
もリップルを作らず、かつ損失劣化も少ないことから適
当である。これを、フィルタの中心周波数からほぼ決ま
る並列腕共振器の電極周期λ _P （９３２ＭＨｚで４．４
μｍであり、図２６参照）で規格化すると、０．０６〜
０．０９となる。

【００８９】本実施例は、上記の検討結果に基づくもの
である。図３７は本発明の弾性表面波フィルタの第１の
一端子対弾性表面波共振器２００を示す。同図中、２０
１励振電極２０２，２０３は反射器であり、夫々Ａｌ製
又は重量比で数％異種金属を混ぜたＡｌ混合製であり、
膜厚ｔ₁ は、電極周期λｐの０．０６〜０．０９倍の厚
さである。

【００９０】この共振器２００を図２５及び図３２中の
共振器Ｒ_1B，Ｒ_3B，Ｒ_5Bに適用した弾性表面波フィルタ
の通過特性は、図３８中、線２０５で示す如くになり、
通過帯域内にリップルは現われていない。なお、上記の
Ａｌ合金製とした場合には、Ａｌ製とした場合に比べて
耐電力特性が向上する。混合させる異種金属はＣｕ，Ｔ
ｉなどである。

【００９１】図３９は、上記共振器の変形例である共振
器２１０を示す。２１１は励振電極、２１２，２１３は
反射器である。これらは、Ａｕ製である。質量付加効果
の影響でこの現象が生じていることから、最適な膜厚値
の範囲Ａｌの密度との比だけ上記値より小さくなる。

【００９２】Ａｌの密度／Ａｕの密度＝２．７／１８．
９＝０．１４３であるため、最適膜厚ｔ₂ は、０．１４
３倍して、電極周期λ_P の０．００８６〜０．０１３倍
の厚さとしてある。この共振器２１０を図２５及び図３
２中の共振器Ｒ_1B，Ｒ_3B，Ｒ_5Bに適用した弾性表面波フ
ィルタの通過特性も、図３８に示す如くになり、通過帯
域にリップルは現われない。

【００９３】〔実施例９〕本実施例は、図１１中のイン
ダクタンスＬ₁ ，Ｌ₂ ，Ｌ₃ を実現する別の例である。
図４０中、図１４に示す構成部分と対応する部分には同
一符号を付し、その説明は省略する。

【００９４】２２０，２２１はジグザグ状のマイクロス
トリップラインであり、夫々端子８４_-3及び８４_-5より
延出してセラミックパッケージ８１上に形成してある。
各マイクロストリップライン２２０，２２１の先端がア
ースと接続してある。各マイクロストリップライン２２
０，２２１のパターン幅は１００μｍ、マイクロストリ
ップラインとアース間の長さは０．５ｍｍである。

【００９５】セラミックパッケージ８１の比誘電率を９
とすると、リボンインダクタの理論式から、上記のマイ
クロストリップライン２２０，２２１のインダクタンス
値は２ｎＨとなる。 〔実施例１０〕本実施例は、図１１中のインダクタンス
Ｌ₁ ，Ｌ₂ ，Ｌ₃ を実現する更に別の例である。

【００９６】図４１中、図１４に示す構成部分と対応す
る部分には同一符号を付し、その説明は省略する。２３
０，２３１はジグザグ状のマイクロストリップラインで
あり、夫々共振器Ｒ₁ ，Ｒ₂ より延出して、フィルタチ
ップ８２上に形成してある。各マイクロストリップライ
ン２３０，２３１の先端に、端子８５_-3，８５_-5が形成
してある。

【００９７】各マイクロストリップライン２３０，２３
１は、厚さが３０００Å、幅が６０μｍ、全長が約２ｍ
ｍである。フィルタチップ（ＬｉＴａＯ₃ ）８２の比誘
電率を４４とすると、マイクロストリップライン２３
０，２３１のインダクタンス値は、理論式より、２．２
ｎＨとなる。

【００９８】なお、インダクタンスを、ボンディングワ
イヤ８６_-3、セラミックパッケージ８１上のマイクロス
トリップライン２２０，フィルタチップ８２上のマイク
ロストリップライン２３０を適宜組合わせることによっ
て形成することもできる。 〔実施例１１〕図４２は本発明の第１１実施例による弾
性表面波フィルタ２４０を示す。図４３はこれを具体化
した構成を示す。

【００９９】説明の便宜上、まず本実施例の概要及び本
実施例の基本構成についての説明する。 本実施例の概要 本実施例は、直列腕の共振器の共振周波数frs を並列腕
の共振器の反共振周波数fap より適宜高く定めて、通過
帯域幅を拡大するものであり、また、Δｆ≡frs −fap
を、通過帯域内の損失を著しく劣化させない範囲に定め
た構成である。

【０１００】本実施例の基本構成 前記各実施例においては、fap ＝frs はフィルタの通過
帯域を形成するためには必須な条件とされている。しか
し、この条件を守る限り、通過帯域には上限が生じてし
まう。そこで通過帯域幅を拡大するために、図４４に示
すようにfap ＜frs とすることを考えた。

【０１０１】こうすると、同図から明らかなように、fa
p ＜ｆ＜frs の範囲ではｂｘ＜０となり、前述の理論か
ら減衰域となる恐れがある。しかし、現実には以下に述
べるようにΔｆ（＝frs −fap ）の大きさを制限してや
れば、ｂｘ積の値は非常に小さい値に留まるため、減衰
は起こらず、実質上通過帯域として何ら問題がないこと
がわかった。

【０１０２】図４５は、Δｆ＝frs −fap を零から増加
していった時の梯子型フィルタの通過特性を示す。実験
条件としては、圧電基板は電気機械結合係数が０．０５
のＬｉＴａＯ₃ を、櫛形電極用のＡｌ電極は膜厚３００
０Åの条件を用いた。電極構成は、図４２に示すような
並列共振器と直列共振器を梯子型に接続したものを基本
構成としてこれを２段に縦続接続し、それに入力側及び
出力側を対称とするための並列共振器を最後段に接続し
たものである。梯子型回路を多段化するのは、帯域外抑
圧度を実用的な値にまで高めるためである。

【０１０３】しかし、多段化により通過帯域内の損失も
増加するため、多段化の段数は具体的なフィルタの仕様
により調整する。本例は損失２ｄＢ以下、帯域外抑圧度
２０ｄＢ以上を実現する１つの構成例として挙げたもの
である。櫛形電極の設計条件としては、直並列腕の共振
器共に開口長が１８０μｍで対数が５０対である。直並
列共振器の対数、開口長条件が等しいのでそれぞれの静
電容量の比Ｐ＝Ｃｐ／Ｃｓは１である。

【０１０４】図４５において、（Ａ）はΔｆ＝０の場
合、即ち前記の実施例の場合である。同図（Ｂ）はΔｆ
＝１０ＭＨｚの場合である。同図（Ａ）と比べると、通
過帯域の最小挿入損はほとんど劣化せずに、通過帯域幅
（損失２．５ｄＢ以下を保証する帯域幅とする）が２２
ＭＨｚから４０ＭＨｚへ改善されている。Δｆの増加以
上に帯域幅が改善されているのは、通過帯域の低周波側
の損失回復が見られるためである。

【０１０５】また、帯域外抑圧度も改善される。図４５
（Ａ），（Ｂ）において高周波側の帯域外抑圧度（図中
に示した）が１９ｄＢから２０ｄＢに改善されている。
このように、Δｆの拡大は、単に帯域幅拡大に効果があ
るのみでなく、同時に帯域外抑圧の改善も図れる技術で
ある。このようにΔｆを増加させると特性の改善がみら
れるがその増加量には制限がある。

【０１０６】図４５（Ｃ）はΔｆ＝１９ＭＨｚとした時
の通過特性図である。通過帯域内のやや高周波側に損失
劣化が見られ始める。この場合で約２．５ｄＢである。
これは帯域内リップルを増加させる原因ともなり、この
例ではリップル仕様限度の約１．０ｄＢとなった。これ
以上のΔｆの増加は損失劣化と帯域内リップルの増加と
なった。従って、Δｆ＝１９ＭＨｚが、Δｆを増加させ
る場合の限度となる。また、この時の帯域外抑圧度は図
４５（Ｃ）で示すように約２１ｄＢとなり、従来の図４
５（Ａ）に比べ２ｄＢの改善が得られる。

【０１０７】この時に前述のｂｘ積はどのような値にな
っているのかを図４５（Ｃ）のΔｆ＝１９ＭＨｚの場合
を例に調べた。まず、図４２の並列腕を構成する弾性表
面波共振器と直列腕を構成する弾性表面波共振器を個別
に作製し、図４６（Ａ），（Ｂ）で示すような回路構成
で、並列腕の共振器はアドミタンスを、直列腕の共振器
はインピーダンスをそれぞれ測定した。測定はネットワ
ークアナライザを使用して行ない、各々のＳ₂₁を測定し
た。そして、その値を図４６（Ａ），（Ｂ）に示す式に
代入し、インピーダンスＺ_p 及びアドミタンスＹ_p を求
めた。

【０１０８】その結果、図４７に示すような周波数特性
を得た。この特性はアドミタンス、インピーダンスの虚
数部のみの値、即ちｂまたはｘの値である。これらより
ｂｘ積の値を計算するとその周波数特性は図４８のよう
になる。同図からfap ＜ｆ＜frs の範囲ではｂｘ積が負
で小さな値をとっていることがわかる。

【０１０９】ｂｘ積の絶対値の最大値｜ｂｘ_max ｜は後
述するように

【０１１０】

【数５】

【０１１１】の時に与えられ、本実施例では０．０６で
あった。即ち｜ｂｘ_max ｜値がこの値以下であれば、前
述した挿入損の劣化及び帯域内リップルが共に１ｄＢ以
下と小さく抑ええられることがわかる。Δｆ＞１９ＭＨ
ｚとすると、｜ｂｘ_max ｜値も増加し、損失劣化、帯域
内リップルが共に１ｄＢ以上となり実用的ではない。

【０１１２】従って、｜ｂｘ_max ｜値が特性劣化の上限
の指標となり、Δｆの許容値を定める。以下に更に一般
化して詳述する。図４９に図３と同じように弾性表面波
共振器をＬＣの２重共振回路で近似して図２のように梯
子型フィルタに組んだ時の等価回路図を示す。

【０１１３】直列腕の弾性表面波共振器のインピーダン
スをＺｓ、並列腕の弾性表面波共振器のアドミタンスを
Ｙｐとすると、

【０１１４】

【数６】

【０１１５】となる。ここで、

【０１１６】

【数７】

【０１１７】である。（１１），（１２）式よりｂｘ積
を求めると

【０１１８】

【数８】

【０１１９】となる。（１３）式のｂｘに極値を与える
角周波数ωは∂（ｂｘ）／∂ω＝０から求まり、それ
は、

【０１２０】

【数９】

【０１２１】となる。これを（１３）式に代入した値が
通過帯域内のｂｘ積の絶対値の最大値となる。これを求
めると

【０１２２】

【数１０】

【０１２３】となる。ここで、 Δω＝ω_rs−ω_ap＝２π・Δｆ …（１６） である。（１５）式をｂｘ_max とΔｆ／ｆ_rsの関係とし
てＰ＝Ｃ_op／Ｃ_osをパラメータとしてプロットすると図
５０のようになる。

【０１２４】同図において、先に実験的に求めたｂｘの
積の許容値０．０６以下という条件を図示すると斜線の
ような領域になる。従って、Ｐ＝Ｃ_op／Ｃ_osによって異
なるΔｆ／ｆ_rsの許容値αが決定でき、それは（１５）
式の｜ｂｘ_max ｜＝０．０６として、次式となる。

【０１２５】

【数１１】

【０１２６】容量比γは基板材料できまり、実験によれ
ば、３６°Ｙカット伝搬ＬｉＴａＯ ₃ で約１５であっ
た。このため、（１７）式は、

【０１２７】

【数１２】

【０１２８】となる。Ｐ＝１の時、α＝０．０２とな
り、ｆ_rs＝９４８ＭＨｚの図４５の実施例の場合でΔｆ
＝１９ＭＨｚとなり、（１８）式が成り立っていること
が確認できる。Δｆを増大させる効果は、容量比γが小
さい圧電基板材料、即ち電気機械結合係数の大きな基板
材料に有効であり、そのような圧電基板材料に対して
（１７）式を求めた。

【０１２９】γ値は電気機械結合係数ｋ² の逆数に比例
するため、３６°ＹカットＸ伝搬のＬｉＴａＯ₃ のγ値
と、ｋ² ＝０．０５の値とを用いて、他の高い電気機械
結合係数をもつ材料６４°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ₃
（ｋ² ＝０．１１）と、４１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂ
Ｏ₃ （ｋ² ＝０．１７）のγ値を求めると、前者が６．
８、後者が４．４である。尚これらのｋ² の値は文献
（“Applications for Piezoelectric Leaky Surface W
ave":K.Yamanouchi and M.Takeuchi,1990 ULTRASONICS
SYMPOSIUM Proceedings, pp11-18, 1990) を参照した。

【０１３０】なお、図５１は容量比γと電気機械結合係
数ｋ² との関係を示す。同図の関係は３６°Ｙカット伝
搬ＬｉＴａＯ₃ のｋ² とγ値との値を使い、

【０１３１】

【数１３】

【０１３２】として求めたものである。図５１の関係か
ら、６４Ｙ°カットと４１°ＹカットのＸ伝搬ＬｉＴａ
Ｏ₃ のγ値を求めることができ、前記と同じくそれぞれ
γ＝６．８、と４．４となる。 実施例１１の構成 こゝで、図４２及び図４３に示す実施例の構成について
説明する。

【０１３３】２４１は３６°Ｙ−ＬｉＴａＯ₃ の圧電基
板であり、１．５×２×０．５ｍｍの大きさである。入
力側から順番に並列腕共振器（Ｒｐ₁ ）、直列腕共振器
（Ｒｓ₁ ）、並列腕共振器（Ｒｐ₂ ）、直列腕共振器
（Ｒｓ₂ ）、並列腕共振器（Ｒｐ₃ ）の順で並んでい
る。

【０１３４】個々の共振器は両サイドに反射器２４２
（短絡型）をもった構造である。個々の共振器はいづれ
も開口長が１８０μｍ、電極指の対数が５０対、反射器
も５０対である。櫛形電極指の周期のみ並列腕共振器と
直列腕共振器とで変えてある。並列腕共振器の周期はλ
ｐ＝４．３９μｍ（パターン幅とギャップは１：１ で
あるため、パターン幅はλｐ／４≒１．１μｍ）、直列
共振器の周期はλｓ＝４．１６μｍ（同様にパターン幅
はλｓ／４＝１．０４μｍ）である。

【０１３５】それぞれの周期はそれぞれの共振器の共振
周波数（frp ，frs)が所定の値（frp ＝８９３ＭＨｚ、
frs ＝９４２ＭＨｚ）となるように λｓ＝Ｖ_m ／frs 、及び λｐ＝Ｖ_m ／frp より決定したものである。ここで、Ｖ_m は電極膜厚３０
００Åの時の３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃ 結晶の
表面波の音速であり、実験的にＶ_m ＝３９２０ｍ／ｓと
求められた。

【０１３６】上記構成の弾性表面波フィルタ２４０は、
図４５（Ｃ）に示す広帯域で且つ低損失の通過特性を有
する。なお、Δｆ＝１９ＭＨｚである。図４３中、λｐ
だけを変えて４．３５μｍとすると、Δｆが１０ＭＨｚ
となり、図４５（Ｂ）の特性が得られる。

【０１３７】尚、電極材料はＡｌ−Ｃｕ合金であり、膜
厚は３０００Åで、表面波が圧電基板２４１のＸ軸方向
に伝搬するように配置してある。次に、他の圧電基板を
用いた場合の例について説明する。６４°ＹカットＸ伝
搬ＬｉＮｂＯ₃ の場合には、γ＝６．８であり（１７）
式は、

【０１３８】

【数１４】

【０１３９】となる。４１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ
₃ の場合には、γ＝４．４であり、

【０１４０】

【数１５】

【０１４１】となる。γ値が小さくなる程、即ち電気機
械結合係数が大きな基板になる程、αは大きくなり、Δ
ｆを大きく広げても特性劣化は起りにくい。 〔実施例１２〕図５２は本発明の第１２実施例になる表
面波フィルタ２５０の回路構成図を示す。

【０１４２】図５３は、図５２の回路構成の弾性表面波
フィルタを具体化した構造を示す。図５４及び図５５
は、図５２，５３の弾性表面波フィルタの特性を示す。 実施例の概要 説明の便宜上、まず本実施例の概要について説明する。
本実施例の弾性表面波フィルタは、直並列に弾性表面波
共振器を接続し、これを複数個多段化した梯子型の弾性
表面波フィルタにおいて、直並列共振器１つずつからな
る単位区間の間のイメージインピーダンスの整合を図
り、各接続点での損失を減らす構成としたものである。

【０１４３】これにより、通過帯域における挿入損失を
低減することが可能となる。 発明の完成までの思考過程 次に、本発明の完成までの思考過程について説明する。
図５６（Ａ），（Ｂ）に示すように少なくとも１個づつ
の直列腕共振器と並列腕共振器の梯子型接続により、バ
ンドパス特性を得ることができる。なお、この一個づつ
の直列腕共振器と並列腕共振器の梯子型接続が、フィル
タの単位区間となる。

【０１４４】この際、直列腕共振器の共振周波数と並列
共振器の反共振周波数は一致若しくは、通過帯域幅拡大
の上から前者が後者より高い周波数を持つことが望まし
い。図５６（Ａ），（Ｂ）の単位区間は互いに入出力端
が直列腕であるかで、二つのタイプがあり、これらを多
段に接続したものは、図５７（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に
示すように３つのタイプに分類される。

【０１４５】図５７（Ａ）は入出力側の一方が直列腕で
他方が並列腕である場合、（非対称型）、（Ｂ）は入出
力端共に並列腕である場合（対称型）、同図（Ｃ）は入
出力端共に直列腕である場合（対称型）である。このよ
うに多段化した場合、挿入損失、帯域外抑圧度ともに単
位区間のｎ倍となり、一般に挿入損失は悪くなるもの
の、帯域外抑圧度は改善する。とくに単位区間の損失が
０に近い場合はこの多段化は有効である。

【０１４６】しかしながら、単位区間同士の通過帯域に
おけるインピーダンス整合が適切でないと、挿入損失が
理論的なｎ倍よりもさらに悪化する。インピーダンス整
合が適切でないと、単位区間の境界（図５７中の線１−
１’からｎ−ｎ’までの各境界）で電力の反射が起こ
り、損失増加となるからである。

【０１４７】単位区間同士の電力反射をГとすると損失
もｎ１０ｌｏｇ（Г）となる。従って単位区間同士のイ
ンピーダンス整合をはかり、境界での電力反射を押さえ
ることにより、挿入損失の増加を極力押さえることが重
要である。次に、単位区間同士のインピーダンス整合を
図る方法について説明する。図５８に示すように、一般
に２つの異なる４端子定数（Ｆ行列の４つの定数Ａ，
Ｂ，Ｃ，Ｄ）をもつ回路同士を、インピーダンス整合を
図って接続する場合、境界ｂ−ｂ’からそれぞれの回路
側を見たイメージインピーダンスが互いに等しいと置け
ば良い。

【０１４８】図５８に示すように回路１側をみたイメー
ジインピーダンスＺ_i1は、回路１の４端子定数Ａ₁ ，Ｂ
₁ ，Ｃ₁ ，Ｄ₁ を使って次式のように表される。

【０１４９】

【数１６】

【０１５０】同様に回路２側をみたイメージインピーダ
ンスＺ_i2は、次式のように表される。

【０１５１】

【数１７】

【０１５２】これらのイメージインピーダンスは負荷抵
抗（純抵抗）Ｒ₀ とは無関係に決まる。（２１）式と
（２２）式を等しいと置くと、次式のようなインピーダ
ンス整合条件が求まる。 Ｄ₁ Ｂ₁ ／Ｃ₁ Ａ₁ ＝Ａ₂ Ｂ₂ ／Ｃ₂ Ｄ₂ …（２３） 図５９は、前述のインピーダンス整合条件を梯子型回路
の単位区間に適用した場合を示す。

【０１５３】図５９（Ａ）は、インピーダンス整合が悪
い接続方法で、（２３）式の条件を満たさない。境界ｂ
−ｂ’から右側をみた反射係数Гは、

【０１５４】

【数１８】

【０１５５】となる。Ｚ_s Ｙ_p は実際の素子では通過帯
域でも完全に０とはならないためГも０にはならない。
これに比べ、図５９（Ｂ）、または図５９（Ｃ）は境界
ｂ−ｂ’で（２３）式の条件を満たすため反射は０とな
り、損失は生じない。例えば、図５９（Ｂ）の場合、境
界ｂ−ｂ’から左側みたイメージインピーダンスは、
（２１）式から、

【０１５６】

【数１９】

【０１５７】となる。境界ｂ−ｂ’から右側をみたイメ
ージインピーダンスＺ_i2も（２２）式から求めると、Ｚ
_i1と等しくなることが分かる。従ってインピーダンス整
合がとれ、境界での反射係数は０となる。図５９（Ｃ）
も同様にインピーダンス整合がとれていることが証明さ
れる。次に図５９（Ｂ），（Ｃ）のような接続法を利用
して単位区間を多段接続する方法を考察する。

【０１５８】図６０（Ａ）は、図５９（Ｂ），（Ｃ）の
接続法を交互に繰り返して単位区間をｎ（＞２）段接続
した回路を示す。このような接続方法をつかえば、前述
の理由から何段接続しても各単位区間の電力反射は起こ
らない。図６０（Ａ）の構成で、互いに隣接しあう並列
腕の共振器同士、または直列腕の共振器同士を加えてひ
とまとめにすると図６０（Ｂ）と等価になる。

【０１５９】この結果、最も入出力端に近い腕のみがそ
れより内側の腕に対して半分の大きさのインピーダンス
あるいはアドミタンス値をもつようになることがわか
る。図５７で示した３種類の多段化の仕方に対してこの
原理を適用すると、インピーダンス整合を図った接続法
として、それぞれ図６１（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）の方法
が得られる。

【０１６０】図６１（Ａ）は図５７（Ａ）に対応する整
合化接続法で、入出力端のどちらか一方が直列腕で、他
方が並列腕の場合である。この場合は、端部の直列腕共
振器のインピーダンス値は、内側直列腕共振器のインピ
ーダンス値の半分であり、また、他方の端部の並列腕共
振器のアドミタンス値も、内側の並列腕共振器のアドミ
タンス値の半分である。

【０１６１】同様に図６１（Ｂ）は図５７（Ｂ）の、ま
た図６１（Ｃ）は図５７（Ｃ）の整合化接続法である。
図６１（Ｂ）の場合は両端部が並列腕の場合で、両端部
の並列腕共振器のアドミタンス値は、それより内側の並
列腕共振器のアドミタンス値の半分となっている。

【０１６２】図６１（Ｃ）の場合は両端部が直列腕の場
合で、両端部の直列腕共振器のインピーダンス値は、そ
れより内側の直列腕共振器のインピーダンス値の半分と
なっている。 実施例１２の構成 次に、上記の考え方に基づく、本発明の第１２実施例に
ついて説明する。

【０１６３】図５２は本発明の第１２実施例になる弾性
表面波フィルタ２５０の基本的構成を示す。この弾性表
面波フィルタを具体化すると、図５３に示す如くにな
る。３つの直列腕共振器（Ｒｓ₁ ，Ｒｓ₂ ，Ｒｓ₃ ）と
３つの並列腕共振器（Ｒｐ ₁ ，Ｒｐ₂ ，Ｒｐ₃ ）とから
成り、それぞれ図５２に示す等価回路のように接続され
ている。

【０１６４】これらの６つの共振器は共に開口長（９０
μｍ）が同じであり、且つ電極指対数（１００対）も同
じである。また、各共振器は同図に示すような短絡型の
反射器を両側に有し、Ｑを高めている。反射器の対数は
１００対程度である。

【０１６５】直列腕共振器（Ｒｓ₁ 〜Ｒｓ₃ ）はすべて
同じ長さの電極指周期（λｓ）であり、λｓ＝４．１９
μｍである。又、並列腕共振器（Ｒｐ₁ 〜Ｒｐ₃ ）の周
期は、これと異なる周期λｐ＝４．３８μｍとしてあ
る。比較の対象として、この構成に対する従来構成を図
６２に示す。

【０１６６】図５２及び図６２の両方について、インピ
ーダンスＺ_s で示される直列腕の一端子弾性表面波共振
器の設計条件は、開口長９０μｍ、対数１００対であ
る。アドミタンスＹ_p で示される並列腕の一端子対弾性
表面波共振器も同じ条件である。圧電基板結晶は、３６
°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃ を用い、その上に弾性表
面波共振器として３０００ÅのＡｌ合金膜の櫛形パター
ンが形成してある。

【０１６７】図５４中、実線２５１は図５３のフィルタ
２５０の特性を示す。破線２５２は図６２の従来のフィ
ルタの特性を示す。両者より本実施例のフィルタ２５０
の方が、低損失化されていることがわかる。特に通過帯
域の両端での改善が大きい。次に図６２の従来のフィル
タにおいて、単位区間（３）のアドミタンスＹ_p で表さ
れる並列共振器のみ、対数を１００対から８０対に減ら
してアドミタンスＹ _p の値を小さくした時の通過特性を
図５５中、線２５３で示す。同様に挿入損失が改善され
ていることが分かる。従って、端部のアドミタンス値は
１／２としなくとも、内側のアドミタンス値より減らす
だけでも、十分ではないが効果があると言える。インピ
ーダンス値に対しても同様である。

【０１６８】以上、図６１（Ａ）の基本形に対する実施
例を示したが、これは中央部に多数の単位区間が増えて
も同様な効果を有する。 〔実施例１３〕図６３は、本発明の第１３実施例になる
弾性表面波フィルタ２６０である。この弾性表面波フィ
ルタは、図６１（Ｂ）に示す構成方法に基づいたもので
ある。

【０１６９】この弾性表面波フィルタ２６０は、図５４
の線２５１で示したものと同様な損失低減効果をもたら
す。 〔実施例１４〕図６４は、本発明の第１４実施例になる
弾性表面波フィルタ２７０である。この弾性表面波フィ
ルタは、図６１（Ｃ）に示す構成方法に基づいたもので
ある。

【０１７０】この弾性表面波フィルタ２７０も、図５４
の線２５１で示したものと同様な損失低減効果をもたら
す。 〔実施例１５〕次に本発明の第１５実施例になる弾性表
面波フィルタについて図６５及び図６６等を参照して説
明する。

【０１７１】実施例の概要 説明の便宜上、まず本実施例の概要について説明する。
本実施例は、通過帯域における挿入損失を決定している
原因として、櫛形電極の抵抗分とコンダクタンス分に着
目し、直列配列の共振器に対しては抵抗分を減少させ、
並列腕の共振器に対しては、コンダクタンス分を減少さ
せることによりこれらを梯子型に組んだ時のフィルタ特
性の挿入損失を低減させるものである。

【０１７２】次に、本発明の背景等について説明する。 本発明の背景 図６５に直列腕と並列腕にそれぞれ共振周波数（frs ，
frp)の異なる２つの弾性表面波共振器を配置した梯子型
フィルタ回路の基本構成を示す。ここで、並列腕共振器
のアドミタンスを、 Ｙ_p ＝ ｇ ＋ ｊ・ｂ …（２６） ｇ：コンダクタンス分 ｂ：サセプタンス分 とする。

【０１７３】また直列腕共振器のインピーダンスを、 Ｚ_s ＝ ｒ ＋ ｊ・ｘ …（２７） ｒ：抵抗分 ｘ：リアクタンス分 とする。

【０１７４】このように仮定すると、ｇ，ｂ，ｒ，ｘの
周波数特性は図６９のようになる。並列腕共振器のアド
ミタンスＹ_p のサセプタンス分ｂ（図６９中の点線）
は、共振周波数frp で最大値をとり、そこで符号を＋か
ら−へ変え、反共振周波数fap で０（零）となり、fap
以上で符号が再び＋になり、少しづつ増大してゆく。一
方、Ｙ_p のコンダクタンス分ｇ（図６９中の一点鎖線）
は、同様にfap で最大値をとり、fap を越えると急激に
減少し、除々に０に近づいていく。

【０１７５】尚コンダクタンス分ｇは＋の値しかとらな
い。直列腕共振器のインピーダンス分Ｚ_s のリアクタン
ス分ｘ（図６９中の実線）は、アドミタンスとは逆で共
振周波数frs で０となり、反共振周波数fas で最大値を
とり、さらに＋から−へ符号を変え、fas 以上では一側
から０へ近づいていく。

【０１７６】また、抵抗分ｒは０から徐々に増加してゆ
き、反共振周波数fas で最大値をとり、それ以上で徐々
に減少していく。ｒもｇと同様に＋の値しかとらない。
ここで、フィルタ特性を作るためには、前記並列共振器
の反共振周波数fap と直列共振器の共振周波数frs とは
略一致もしくは後者がやや大きいことが条件である。

【０１７７】図６９の下部に上のインピーダンス、アド
ミタンスの周波数特性に合わせて、フィルタ回路として
の通過特性を示す。fap ≒frs 近傍で通過帯域をとり、
それ以外では減衰領域となる。同図からも明らかなよう
に、通過帯域の特に中心周波数近傍ではｂ及びｘは０に
なる。

【０１７８】従って、フィルタとしての通過特性はＳ₂₁
は、ｒとｇのみで決まり、

【０１７９】

【数２０】

【０１８０】となる。こゝで、ｒ＞０，ｇ＞０であるの
で、（２８）式はｒ，ｇ共に増加するほどＳ ₂₁は１より
小さくなり、２０ｌｏｇ｜Ｓ₂₁｜で表される挿入損失も
増大していく。従って、ｒ，ｇは共に０に近い程、挿入
損失は小さいことになる。

【０１８１】次に、ｒ，ｇは弾性表面波共振器を形成す
る櫛形電極のどのような部分から生じているのかを説明
する。こゝでは、図３（Ｂ）中、ｒ₁ をも考慮に入れて
考える。ｒ₁ は櫛形電極の電気抵抗分及び櫛形電極指の
各端部から基板内部へバルク波となっと漏れていくエネ
ルギー損失分を音響抵抗分として表したものを合計した
ものである。

【０１８２】今、バルク波放射による抵抗分は櫛形電極
の形状に殆ど依存しないため、櫛形電極の電気抵抗ｒ₁
に比例する。特にｘ＝０の中心周波数近傍ではｒ＝ｒ₁
となる。また、並列腕共振器のアドミタンスのコンダク
タンス分ｇは、櫛形電極の電気抵抗のコンダクタンス１
／ｒ₁ に比例する。

【０１８３】今、櫛形電極の電極指の抵抗率をρ_o 、電
極指の幅をＷ、膜厚をｔとし、直列腕共振器の開口長を
ｌ_s 、対数をＮ_s とすると、 ｒ＝ｌ_s ・ρ_o ／（Ｎ_s ・Ｗ・ｔ） …（２９） となる。また、並列腕共振器の開口長をｌ_p 、対数をＮ
_p とすると、同一基板、同一金属膜を使う場合はρ_o ，
Ｗ，ｔはほぼ等しいから、 ｇ＝Ｎ_p ・Ｗ・ｔ／（ｌ_p ・ρ_o ） …（３０） となる。

【０１８４】従って、（２８）式における挿入損失にお
ける増加分は、 ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ ＝ｌ_s ・ρ_o ／（Ｎ_s ・Ｗ・ｔ）＋５０・（ｌ_s ／ｌ_p ）・（Ｎ_p ／Ｎ_s ） ＋２５００・Ｎ_p ・Ｗ・ｔ／（ｌ_p ・ρ_o ）…（３１） となる。

【０１８５】（３１）式より、直列腕共振器は開口長ｌ
_s が短く、対数Ｎ_s が多い程、また、並列共振器は開口
長ｌ_p が長く、対数Ｎ_p が少ない程、損失低減に効果が
あることが分かる。特に、ｌ_s ／ｌ_p ＜１，Ｎ_p ／Ｎ_s
＜１である程、言い換えれば開口長は、直列腕共振器の
方が並列腕共振器より短い方が、対数は、直列腕共振器
の方が並列腕共振器より多い方が一層効果がある。

【０１８６】ここで、この理由について述べる。上記
（３１）式において、ｒ＝ｒ_s （ｒ_s ：直列腕共振器の
電気抵抗）及びｇ＝１／ｒ_p （ｒ_p ：並列腕の電気抵
抗）であるから ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ＝ｒ_s ＋５０（ｒ_s ／
ｒ_p ）＋２５００（１／ｒ_p ） となる。従って、（ｒ_s ／ｒ_p ）＜１、即ちｒ_s ＜ｒ_p
であれば挿入損失の増大は抑制できる。

【０１８７】なお、この場合ｌ_s をあまり狭め過ぎると
表面波の回折による損失が現れ、逆にｌ_p を長くしすぎ
ると抵抗増大による並列共振器のＱ低下を招き、低周波
側の帯域外抑圧度が悪くなるため、その大きさには限度
がある。さらに櫛形電極を形成している金属膜の膜厚を
直列腕の方をｔ_s 、並列腕の方をｔ_p とすると（３１）
式は次のようになる。

【０１８８】 ｒ＋５０ｒ・ｇ＋２５００ｇ ＝ｌ_s ・ρ_o ／（Ｎ_s ・Ｗ・ｔ）＋５０・（ｌ_s ／ｌ_p ）・（Ｎ_p ／Ｎ_s ） （ｔ_p ／ｔ_s ）＋２５００・Ｎ_p ・Ｗ・ｔ_p ／（ｌ_p ・ρ_o ）…（３２） 従って、ｔ_p ／ｔ_s とすることで同様に損失を低減でき
る。この他にも抵抗率の異なる（ρ_os，ρ_op）２種類の
金属膜からなる共振器を、直列腕と並列腕に配置してフ
ィルタを作り、ρ_os／ρ_op＜１とすることも可能である
が、実際に素子をつくる場合、量産性等を考慮すると実
際的ではない。

【０１８９】実施例１５の構成 次に、上記考え方を採用した実施例について説明する。
図６５は本発明の第１５実施例の弾性表面波フィルタ２
８０の回路構成を示す。図６６は図６５の回路構成を具
体化した構造を示す。

【０１９０】用いた圧電基板２４１は３６°ＹカットＸ
ＬｉＴａＯ₃ であり、電極材料は３０００ÅのＡｌ膜で
ある。従来は、直列腕、並列腕共に、櫛形電極の開口長
ｌ_s ＝ｌ_p ＝９０μｍ、対数Ｎ_p ＝Ｎ_s ＝１００対であ
るのに対し、本実施例では、直列腕を、ｌ_s ＝４５μ
ｍ、Ｎ_s ＝２００対、並列腕をｌ_p ＝１８０μｍ、Ｎ_p
＝５０対とした。ｌ_p ＞ｌ_s であり、Ｎ_s ＞Ｎ_p であ
る。また、ｌ_s ／ｌ_p ＝０．２５及びＮ_p ／Ｎ_s ＝０．
２５である。

【０１９１】この時、対数と開口長の積で形状的に決ま
る櫛形電極の静電容量Ｃ_O は変わらないようにした。図
６６の実線２８１が本実施例の特性、破線２８２が従来
例の特性である。従来では損失が２．５ｄＢであったも
のが本実施例により２．０ｄＢとなり、本実施例により
０．５ｄＢ以上改善した。即ち、フィルタの挿入損失が
ｄＢ換算で２５％も改善された。

【０１９２】また、本実施例の場合、直列腕共振器の対
数を増加したことにより、耐電力性も向上し、印加可能
な最大電力が２０％向上した。以上の実施例の場合、ｌ
_s ＝３０μｍ以下で回折損が現れ始め、ｌ_p ＝３００μ
ｍ以上で低周波側の帯域外劣化が起こり始めたことか
ら、これらの値が限度であった。

【０１９３】以上、直列腕の電気抵抗を下げ、並列腕の
電気抵抗を上げる（コンダクトタンスを下げる）ことに
より、通過帯域の挿入損が改善されることは明らかであ
る。また、並列腕共振器の膜厚を直列腕共振器の膜厚よ
り薄くした構成とすることもできる。この構成によって
も、上記実施例の場合と同様に、通過帯域の損失を少な
くできる。

【０１９４】

【発明の効果】以上説明した様に、請求項１ないし３に
記載の発明によれば、従来のものに比べて、通過帯域外
抑圧度を高めることができ、しかも同時に通過帯域幅を
広げることができ、更にはリップルを小さく又は実質的
に無くすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の弾性表面波フィルタの原理図である。

【図２】共振器を用いたフィルタ回路の基本構成を示す
図である。

【図３】一端子対弾性表面波共振器の構造とその等価回
路及びその記号を示す図である。

【図４】一端子対弾性表面波共振器のインピーダンス及
びアドミタンスの周波数特性を示す図である。

【図５】共振周波数近傍における弾性表面波共振器のイ
ンミタンス特性及びそれらを接続してなる図１のフィル
タのフィルタ特性を示す図である。

【図６】図４２の従来の弾性表面波フィルタを説明する
図である。

【図７】共振器にインダクタンスを直列に付加した場合
の効果を示す図である。

【図８】一端子対弾性表面波共振器を直列にｎ個接続し
た場合の効果を示す図である。

【図９】並列腕共振器の通過特性の開口長依存性を示す
図である。

【図１０】直列腕共振器の通過特性の開口長依存性を示
す図である。

【図１１】本発明の弾性表面波フィルタの第１実施例の
回路図である。

【図１２】図１１のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図１３】並列腕共振器へのインダクタンス付加の効果
を示す図である。

【図１４】図１１の弾性表面波フィルタの構造をその蓋
を取り外した状態で示す平面図である。

【図１５】図４１中、XV−XV線に沿う断面図である。

【図１６】本発明の弾性表面波フィルタの第２実施例を
示す図である。

【図１７】図１６のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図１８】並列腕共振器の開口長（Ａ_P ）と直列腕共振
器の開口長（Ａ_S ）の比（Ａ_P ／Ａ_S ）の増大効果を示
す図である。

【図１９】本発明の弾性表面波フィルタの第３実施例を
示す図である。

【図２０】図１９のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図２１】本発明の弾性表面波フィルタの第４実施例を
示す図である。

【図２２】図２１のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図２３】本発明の弾性表面波フィルタの第５実施例を
示す図である。

【図２４】図２３のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図２５】本発明の弾性表面波フィルタの第６実施例の
回路図である。

【図２６】図２５中、第１の一端子対弾性表面共振器を
示す図である。

【図２７】図２５のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【図２８】反射器設置位置ｄ＝（ｎ＋β）・λのβによ
るリップル幅への影響を示す図である。

【図２９】図２５の弾性表面波フィルタの構造をその蓋
を取り外した状態で示す平面図である。

【図３０】図２５中の第１の一端子対弾性表面波共振器
の一の変形例を示す図である。

【図３１】図２５中の第１の一端子対弾性表面波共振器
の別の変形例を示す図である。

【図３２】本発明の弾性表面波フィルタの第７実施例を
示す図である。

【図３３】電極膜厚（ｔ）のリップル発生位置への効果
を示す図である。

【図３４】並列腕共振器の反射器によるリップル
（ｒ_P ）が高周波減衰極へ落ちたときの状態を示す図で
ある。

【図３５】共振器型フィルタの通過特性の膜厚依存性を
示す図である。

【図３６】挿入損失及びリップル発生位置の膜厚依存性
の実験の結果を示す図である。

【図３７】本発明の弾性表面波フィルタの第８実施例の
第１の一端子対弾性表面波共振器を示す図である。

【図３８】図３７の共振器を適用した弾性表面波フィル
タの通過特性を示す図である。

【図３９】本発明の弾性表面波フィルタの第８実施例の
第１の一端子対弾性表面波共振器の変形例を示す図であ
る。

【図４０】図１１の弾性表面波フィルタのインダクタン
スを実現する別の例を示す図である。

【図４１】図１１の弾性表面波フィルタのインダクタン
スを実現する更に別の例を示す図である。

【図４２】本発明の弾性表面波フィルタの第１１実施例
の回路図である。

【図４３】図４２の回路を具体化した構成を示す図であ
る。

【図４４】fap ＜frp としたときの弾性表面波共振器の
インミタンス特性を示す図である。

【図４５】Δｆ≡frs −fap を零から増加させたときの
梯子型フィルタの通過特性の変化を説明する図である。

【図４６】弾性表面波共振器の特性測定法を説明する図
である。

【図４７】並列腕及び直列腕の各弾性表面波共振器のア
ドミタンス及びインピーダンスの特性を示す図である。

【図４８】ｂｘ積の周波数依存性を示す図である。

【図４９】図４２の回路の一部をＬとＣの等価回路で表
した図である。

【図５０】｜ｂｘ_max ｜とΔｆ／frs との関係を示す図
である。

【図５１】ｋ² とγとの関係を示す図である。

【図５２】本発明の弾性表面波フィルタの第１２実施例
の回路図である。

【図５３】図５２の回路を具体化した構成を示す図であ
る。

【図５４】図５３の弾性表面波フィルタの特性を示す図
である。

【図５５】図６３のフィルタ中、出力側Ｙ_p を減少させ
た場合の特性を示す図である。

【図５６】１個づつの弾性表面波共振器を梯子型にした
単位区間の回路図である。

【図５７】図５６の単位区間を多段（ｎ段）に接続して
なる回路の回路図である。

【図５８】二つの４端子回路の接続とその境界を示す図
である。

【図５９】単位区間同士の接合を示す図である。

【図６０】ｎ（＞２）段に単位区間を接続する方法を説
明する図である。

【図６１】本実施例の梯子型回路の構成方法を説明する
図である。

【図６２】従来の弾性表面波フィルタの回路図である。

【図６３】本発明の弾性表面波フィルタの第１３実施例
の回路図である。

【図６４】本発明の弾性表面波フィルタの第１４実施例
の回路図である。

【図６５】本発明の弾性表面波フィルタの第１５実施例
の回路図である。

【図６６】図６５の回路を具体化した構成を示す図であ
る。

【図６７】図６６のフィルタの特性を示す図である。

【図６８】並列腕と直列腕に共振周波数の異なる弾性表
面波共振器を配置した梯子型フィルタ回路を示す図であ
る。

【図６９】並列腕共振器のアドミタンス（Ｙ_p ）の周波
数特性及び直列腕共振器のインピーダンス（Ｚ_s ）の周
波数特性を対応させて示す図である。

【図７０】従来の弾性表面波フィルタの１例を示す図で
ある。

【図７１】図７０のフィルタの通過特性を示す図であ
る。

【符号の説明】

６０，９０，１００，１１０，１２０，１３０，２４
０，２５０，２６０，２７０，２８０ 弾性表面波フィ
ルタ ８０，１５０ 弾性表面波フィルタ装置 ８１ セラミックパッケージ ８２ フィルタチップ ８３ 蓋 ８４_-1〜８５_-6 電極端子 ８５_-1〜８５_-5 端子 ８６_-1〜８６_-5 ボンディングワイヤ １２４，１２５ 減衰極 １２７ 阻止域 １３１，２０１，２１１ 励振電極 １３２，１３３，１６０，１６１，１６６，１６７，２
０２，２０３，２１２，２１３，２４２ 反射器 ２２０，２２１，２３０，２３１ マイクロストリップ
ライン ２４１ ３６°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ₃ 基板（チッ
プ） Ｒｓ₁ ，Ｒｓ₂ 直列腕共振器 Ｒｐ₁ 〜Ｒｐ₃ 並列腕共振器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮下 勉 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 松田 隆志 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 高松 光夫 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の共振周波数を有する第１の一端子
   対弾性表面波共振器を並列腕に、該第１の共振器の反共
   振周波数に略一致する共振周波数をもつ第２の一端子対
   弾性表面波共振器を直列腕に配してなる梯子型の弾性表
   面波フィルタにおいて、 該第１の弾性表面波共振器（Ｒ₁ Ｂ）に直列にインダク
   タンス（Ｌ₁ ）を付加し、 且つ該第１の弾性表面波共振器を、中央の励振電極（１
   ３１）とこの両側の反射器（１３２，１３３）とよりな
   り、該反射器を、これと該励振電極との中心間距離をｄ
   ＝（ｎ＋β）・λ（ここでｎは整数、βは１以下の実
   数、λは共振周波数に対応した櫛形電極の周期）とする
   とき、βが実質上０．４となる位置に配し、かつ該励振
   電極は、電極周期の０．０６倍以下の膜厚を有する構成
   としたことを特徴とする弾性表面波フィルタ。
2. 【請求項２】並列腕に形成された第１の一端子対弾性表
   面波共振器が、その両側に同じ電極材料で形成された反
   射器を有し、該第１の弾性表面波共振器を構成する励振
   電極及び反射器を、 材料がＡｌ製又は重量比で数％異種金属を混ぜたＡｌ合
   金製であり、 膜厚が電極周期の０．０６〜０．０９倍である構成とし
   たことを特徴とする請求項１記載の弾性表面波フィル
   タ。
3. 【請求項３】 並列腕に形成された第１の一端子対弾性
   表面波共振器が、その両側に同じ電極材料で形成された
   反射器を有し、該第１の弾性表面波共振器を構成する励
   振電極及び反射器を、 材料がＡｕ製であり、 膜厚が電極周期の０．００８６〜０．０１３倍である構
   成としたことを特徴とする請求項１記載の弾性表面波フ
   ィルタ。