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JPH10126457A - 受信された信号のタイミング位相オフセットおよび搬送波位相オフセットを評価するためのシステム、タイミング位相および搬送波位相を再同期させるためのシステム、およびタイミング位相および搬送波位相を再同期させるための方法 - Google Patents

受信された信号のタイミング位相オフセットおよび搬送波位相オフセットを評価するためのシステム、タイミング位相および搬送波位相を再同期させるためのシステム、およびタイミング位相および搬送波位相を再同期させるための方法

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Publication number
JPH10126457A
JPH10126457A JP9261855A JP26185597A JPH10126457A JP H10126457 A JPH10126457 A JP H10126457A JP 9261855 A JP9261855 A JP 9261855A JP 26185597 A JP26185597 A JP 26185597A JP H10126457 A JPH10126457 A JP H10126457A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
timing
signal
carrier
carrier phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP9261855A
Other languages
English (en)
Inventor
Sverrir Olafsson
スベリール・オラフソン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Boeing North American Inc
Original Assignee
Rockwell International Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rockwell International Corp filed Critical Rockwell International Corp
Publication of JPH10126457A publication Critical patent/JPH10126457A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
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    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675—Pilot or known symbols
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 受信器がタイミング位相および搬送波位相を
素早く再獲得することを可能にし、それによって復調プ
ロセスを再開始するために、モデム受信器信号のタイミ
ング位相および搬送波位相を再同期させるためのシステ
ムを提供する。 【解決手段】 システムは、復号化のための適切なアラ
イメントを与えるために、タイミング位相および搬送波
位相の正確な評価と利得補正係数とを与える。受信され
た信号の離散フーリエ変換は、送信された信号の離散フ
ーリエ変換の複素共役によって乗算されて所望の位相の
評価を生じる。利得制御（１３０）および搬送波位相制
御（１３２）は、結果として生じる評価されたタイミン
グ位相および搬送波位相と利得補正とを適合させるため
に対応のエラー信号を決定するように行なわれる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
１．発明の分野 この発明は、半二重またはポーリング化モデムシステム
において受信器の再同期を向上させることに関し、特
に、データ受信を即座に続行させるために、遠隔モデム
によって送信された信号の搬送波位相およびタイミング
位相を評価するための手順に関する。 ２．関連技術の説明 高速データ送信は、新しい、より複雑なモデムの、容認
され、期待される特徴となった。一般に、送信は全二重
（ＨＤＸ）または半二重（ＦＤＸ）として生じる。ＨＤ
Ｘ送信では、情報は所与の時間で一方端から他方へ、た
とえば局所モデムから遠隔へと移動することがあり、こ
うして送信方向を規則的に変える必要性を生じる。たと
えば、ファクシミリ送信では、「ページ」が一方の側か
ら他方へと送信された後に、そのページがエラーなしに
受信されたかどうか、または再送信が必要とされるかど
うかを受信側が示さなければならない。これは送信の中
断をもたらし、次のページが送信されるときに送信を高
速で素早く再開させることが重要となる。同様に、ＦＤ
Ｘ送信は一般にＨＤＸモードではじまり、ここで、調整
手順は送信方向の同様の「転換」を必要とする。
【０００２】一般に、モデム送信は、チャネル上でモデ
ム信号を最もよく受信するように受信器がそれ自体を構
成するときの調整位相で始まる。この調整には、チャネ
ルのレベル減衰を補正すること（利得制御）、チャネル
の逆に似たフィルタであるイコライザを調整すること、
受信器をチャネルによって誘起される信号搬送波の位相
オフセットおよび周波数オフセットに同期させること、
ならびに、２つのモデム間のシンボルタイミング位相お
よびクロックオフセットを同期させることが含まれる。
受信器が遠隔信号とそこにおけるチャネルの影響とに一
旦適合されると、データ送信は高いデータ割合で続行で
きる。しかしながら、おそらくは上述のチャネルの「転
換」のために中断が生じるならば、この同期化は失われ
る。送信が再開されるとき、データの高速受信を続ける
ためにシンボルタイミングおよび搬送波位相を再獲得す
ることが必要である。しかしながら、イコライザは一般
に中断の間ストアされ得、搬送波周波数オフセットおよ
びシンボルタイミングクロックオフセットは一般に変化
しない。チャネル減衰は一般にいずれも変化させず、ス
トアも再評価もされることができない。
【０００３】より特定的には、タイミングおよび搬送波
回復ループならびにイコライザが調整される、比較的長
い初期調整シーケンスの間、タイミングループおよび搬
送波ループの周波数オフセットはモデム制御装置によっ
て決定される。通常、これは、擬似ランダムビット発生
器から発生される、４ポイントまたは１６ポイントの不
符号化信号の配列である。再同期のため、タイミング回
復はシンボルの「中心」が決定されることを必要とし、
一方、搬送波回復は搬送波の「基準」位相を求める。た
とえば、送信器の搬送波がｃｏｓ（ωｔ＋ａ）であるな
らば、受信器はｃｏｓ（μｔ＋ｂ）を用いて復調する。
搬送波回復は、μおよびｂが０かまたは何らかの他の予
め定められた値で始まるように、μをωの方へ、ｂをａ
の方へ適合させ、これらが次第にその目標に近づくよう
に補正される。すなわち、μはωに接近し、ｂはａに接
近する。
【０００４】一般に、再獲得するべき最も重要なパラメ
ータはタイミング、またはサンプリング、位相である。
タイミング位相はシンボル基準である。タイミング回復
は、シンボル位相評価のエラーの指示を与えるタイミン
グエラー信号を計算することによって行なわれる。たと
えば、その符号はシンボル位相のタイミングが早すぎる
ならば正であり、遅すぎるならば負であり得る。エラー
信号の大きさは一般に、タイミングが正確なシンボル位
相評価からいかに離れているかを反映する。次に、この
エラー信号は低域フィルタを通され、サンプリングクロ
ックを変化させるかまたは補間器を制御することによっ
てタイミング位相をシフトするために用いられる。規定
ではエラー補正がエラーを減少させるので、タイミング
は最適な位相に向かって収束する傾向にある。たとえ
ば、１シンボル当りのビット数が１０もの高い値であり
得る高いデータ割合では、タイミング位相は１％から２
％に正確に評価されなければならない。しかしながら、
通常の位相同期ループは、シンボル位相の良好な評価に
収束し、かつ落ち着くためにかなりの時間を大抵必要と
する。
【０００５】搬送波位相は一般にタイミング位相に関す
る。たとえば送信クロックが受信器のクロックよりも速
く動作しているならば、搬送波は送信器において受信器
に対してより高い周波数を有する。さらに、チャネル位
相応答は搬送波位相を変化させ、（たとえば、周波数分
割多重システムにおいて）搬送波の周波数を変化させさ
えし得る。搬送波回復はこれらの影響を補正する。しか
しながら、シンボルタイミングとの関係のため、これは
シンボルタイミング回復と一緒かまたはその後に行なわ
なければならない。シンボルタイミングにおける変化ま
たは補正は搬送波位相における変化を生じ、これは、タ
イミング補正の知識によるか、または、単にタイミング
変化によって生じる搬送波位相エラーを測定しそれを補
正することによって補正され得る。
【０００６】
【発明の概要】この発明の目的は、中断時に高速データ
送信の素早い再開を可能にする高速再同期手順を提供す
ることである。この目的および他の目的ならびに利点
は、タイミング位相および搬送波位相の正確な評価と、
利得補正係数とを与える再同期システムにおいて達成さ
れる。再同期手順は異なった型のデータ信号で用いられ
得るが、送信の初めに反復した定振幅ゼロ自己相関（Ｃ
ＡＺＡＣ）シーケンスとともに用いられるならば特に効
率的である。再同期システムでは、１つ以上の初期タイ
ミング位相、搬送波位相、または信号レベルが、受信さ
れたモデム信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を送信さ
れた信号のＤＦＴの複素共役で乗算することによって評
価される。
【０００７】
【詳細な説明】以下の説明は、現在企図される、この発
明の最良の実施形態である。添付された図面中では、同
様の番号は同様の部分を示す。この説明は、この発明の
一般原理を説明する目的でなされるものであり、限定的
な意味でとられてはならない。前掲請求項を参照するこ
とでこの発明の範囲は最もよく定義される。
【０００８】この発明の実施例によるモデム受信器が、
図１に一般的に示されている。受信された信号入力ｙ
（ｎ）はまず、タイミング位相補間器／サンプラー１１
２に入力される前に、利得制御信号１３０によってスケ
ーリングされる。利得制御１３０は、さまざまな標準的
技術を用いて実行できる。本質的に、利得制御は、補正
の後に入力信号レベルを基準値と比較することによって
発生されるエラー信号を組入れている。このエラー信号
は、通常対数である利得評価を補正するために使用され
る。次に、利得評価は、入力信号をスケーリングして一
定の入力レベルを導くための線形スケール値を生成する
ために使用される。
【０００９】好ましくは、この発明の実施例は送信の開
始時にチャネル応答の高速評価のため反復ＣＡＺＡＣシ
ーケンスを用いて実現される。より特定的には、複素ベ
ースバンドにおいては、２つのシーケンスが整列すると
きを除いては、シーケンス内の信号点はその共役との相
関が通常ゼロとなるよう、同一のエネルギを有するの
で、ＣＡＺＡＣシーケンスが望ましい。すなわち、も
し、反復ＣＡＺＡＣシーケンスがチャネルをわたって送
られ、受信された信号ｙ（ｎ）がＣＡＺＡＣシーケンス
でフィルタリングされるならば、すなわち、ＣＡＺＡＣ
信号点の複素共役をフィルタ係数として使用してフィル
タリングされるのならば、その出力は単純にチャネルイ
ンパルス応答となる。
【００１０】この発明の好ましい実施例によれば、タイ
ミング位相補間器／サンプラー１１２は、受信器のタイ
ミング回復の一部として制御された信号タイミング位相
を与える。これはいくつかの異なった態様で行なわれ得
る。ある方法においては、アナログ信号がＡ／Ｄ変換器
によってサンプリングされる瞬間が制御される１３２。
タイミングエラーはクロック回路を制御しこのサンプリ
ングの瞬間を決定する。したがって、受信された信号の
タイミング位相をシフトするため、次にサンプル時がシ
フトされ制御された信号位相が決定される。
【００１１】より新しいシグマ−デルタＡ／Ｄ変換器を
使用するときには、通常信号タイミング位相を決定する
ために補間器が使用される。補間器は典型的には、同一
の周波数−振幅応答および信号帯域幅を通じての周波数
において一定である群遅延を有する選択可能なフィルタ
を含む。しかしながら、この一定の遅延は、セット内の
各フィルタごとに異なっている。タイミング位相評価を
更新するためにはタイミングエラーが使用される。した
がって、所定のタイミング位相を生成するためには、所
望の遅延に最も近い遅延特性を有するフィルタが選択さ
れる。
【００１２】図２の実施例に示されているように、タイ
ミング位相補間器／サンプラー１１２の出力は復調器１
１６に入力される。復調器において、公称搬送波位相の
逆数を表わす位相を有する複素指数によってこの信号を
乗ずることにより、信号は周波数に変換され、続いて低
域フィルタリングされる。復調器の出力は次にイコライ
ザ１１４に入力される。イコライザは、好ましくは、お
およそチャネルの逆数である適応フィルタである。イコ
ライザ１１４の出力は、搬送波位相評価１２８の負数で
ある位相を持つ複素指数によって乗じられる。すなわ
ち、もしφが位相評価であるとするならば、イコライザ
の出力１１４は
【００１３】
【数９】
【００１４】によって乗じられる。好ましい実施例にお
いては、搬送波位相制御１２８はイコライザ１１４と同
様に適応的であり、その搬送波位相評価を更新するため
に搬送波位相エラー信号を使用する。次に搬送波位相評
価１２８が与えられ、搬送波位相オフセットを取除くた
めにイコライザ１１４からの信号出力を回転させる。
【００１５】利得制御、タイミング回復、イコライザ、
搬送波回復は、すべて、評価に基づいた補正を行ない、
得られたエラーを測定し、次にエラーを用いて評価を改
善するという一般原則に基づいて動作する。したがっ
て、これらの関数は線形であるので、利得制御１３０、
補間器／サンプラー１１２、復調器１１６、イコライザ
１１４、および搬送波位相制御１２８の動作は交換可能
に行なってよいおよび／または部分的に組合せてもよい
ということはわかるだろう。しかし、もし受信が中断さ
れると、タイミングおよび搬送波位相評価は通常誤りに
なる。評価を適合させる定常状態方法を用いると、最良
でも、高速データ送信が可能化される前にかなりの時間
が必要となる。多くの場合、評価は全く収束しないかも
しれない。というのもエラー信号はエラーが小さいとき
しか有効でないからである。したがって、この発明の実
施例においては、確実に位相エラーが小さくなるような
搬送波位相およびタイミング位相の初期評価を得る方法
が説明される。したがって、高速送信を迅速に開始する
ことができる。
【００１６】より特定的には、送信信号ｘ（ｎ）から始
めると、そのＤＦＴは、
【００１７】
【数１０】
【００１８】と表わされる。この信号が、 ｘ′（ｎ）＝ｘ（ｎ−τ） となるようｘに関して時間シフトされると仮定すると、
ＤＦＴの加算項を再配列することによって、
【００１９】
【数１１】
【００２０】となり、
【００２１】
【数１２】
【００２２】となる。もし信号の搬送波位相もまたシフ
トされるのであれば、
【００２３】
【数１３】
【００２４】となる。結果的に、時間シフトおよび位相
シフトされた後の信号のＤＦＴは、
【００２５】
【数１４】
【００２６】となる。したがって、スケール係数を組入
れることで、信号ｘ″′（ｎ）が与えられる。
【００２７】
【数１５】
【００２８】ｘ（ｎ）をスケーリングし、時間シフトお
よび位相シフトしたもののＤＦＴは、したがって、
【００２９】
【数１６】
【００３０】となる。図２は、この発明の好ましい実施
例のブロック図を示す。図２ではｙ（ｎ）と示されてい
る最初に受信された信号は、まず、前の利得評価に基づ
いてスケーリングされ１３０、前の評価１３２によって
そのタイミング位相がシフトされる１１２。このとき、
これより前の評価は全く不正確でありまた誤りであって
もよい。前に定められた評価はまた、ゼロに初期化され
た値であってもよい。次にこの信号はイコライザ１１４
を通過し、その搬送波位相は、前の評価に基づいて補正
される１２８。この補正は、タイミング位相補正評価と
同様、この時点ではかなり不正確であってもよい。最終
的に、信号ｘ″′（ｎ）が決定される。ここで、チャネ
ル、すなわち、利得制御１３０、タイミング位相補間器
／サンプラー１１２、および搬送波位相制御１２８の組
合された効果による利得、タイミング位相オフセット、
および搬送波位相オフセットは、それぞれ、α、τ、お
よびφで与えられる。すなわち、
【００３１】
【数１７】
【００３２】である。したがって、受信された信号
ｘ″′（ｎ）のＤＦＴ Ｘ″′（ｋ）１２０を決定する
ことができ、送信された信号のＤＦＴ Ｘ（ｋ）の複素
共役１２２によって乗じ、
【００３３】
【数１８】
【００３４】を得ることができる。スケーリング係数α
は
【００３５】
【数１９】
【００３６】と評価できる。ここで、Ｄ（ｋ）＝Ｘ″′
（ｋ）Ｘ* （ｋ）である。明らかにＸ（ｋ）を、すべて
のｋについてＸ（ｋ）Ｘ* （ｋ）＝１となるようにする
ことが有利であろう。この場合、スケーリング係数評価
は、
【００３７】
【数２０】
【００３８】となる。したがって、位相関数の評価を計
算することができ、位相関数は、
【００３９】
【数２１】
【００４０】で与えられる。こうして得られる線形関数
によれば、そのｋ＝０での値は搬送波位相シフトを表わ
し、その傾きはタイミング位相シフトを表わす。αの評
価を利用すると、Ｄ（ｋ）を１／αで乗ずることによっ
てψ（ｋ）の値を計算することができ１３６、または、
別個にＤ（ｋ）の虚部を実部で除した値、すなわちＩｍ
［Ｄ（ｋ）］／Ｒｅ［Ｄ（ｋ）］を個別に考慮すること
によってψ（ｋ）の値を計算することができる。
【００４１】パラメータに対し周知の最小平均二乗エラ
ー（ＭＭＳＥ）解法を使用し、線形関数ｙ＝ａｘ＋ｂの
Ｋ個のサンプル｛ｘn ｝および｛ｙn ｝を仮定すると、
ａおよびｂのＭＭＳＥ評価は、
【００４２】
【数２２】
【００４３】で与えられる。したがって、位相関数ψ
（ｋ）のサンプルが与えられるとすると、τおよびφの
値は位相評価器１２６によって評価できる。上述のｘk
はサンプル周波数を表わし、これは２πｋ／Ｎの間隔で
等間隔にあると仮定される。しかしながら、これらの周
波数の特性は容易に均一な間隔にない場合にも一般化で
きるということは理解されよう。簡素化した後、τおよ
びφは、
【００４４】
【数２３】
【００４５】と決定される。パラメータの多くは予め計
算することができるので、以下の変数は以下のように定
義することができよう。
【００４６】
【数２４】
【００４７】こうすると、解はより単純に、
【００４８】
【数２５】
【００４９】と表わすことができる。サンプルデータに
依存しているのはＤおよびＥのみであり、Ａ、Ｂ、およ
びＣは予め計算できるということがわかる。こうして得
られた値は、タイミング位相制御１３２および搬送波位
相制御１２８内の対応する評価に加えられる。
【００５０】受信器に関して、搬送波位相オフセットφ
およびタイミング位相オフセットτを正確かつ迅速に評
価することによって、タイミング位相および搬送波位相
を迅速に再同期することができ、したがって、復号用に
適切に整列させることができる。
【００５１】この発明の実施例はまた位相ジッタトラッ
カ再同期にも適用してもよいことは理解されよう。位相
ジッタトラッカループは、搬送波位相内の周期的な、典
型的には、正弦波の変動をトラッキングする。上述の機
構を受信される信号の連続的なブロックに適用し、ブロ
ックごとの搬送波位相評価の変動を比較することによっ
て、位相ジッタ周波数が前もって決定されているのなら
ば、位相ジッタ位相の評価を得ることができよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例による定常状態モデム受信器
のブロック図である。
【図２】この発明の実施例による高速再同期システムの
ブロック図である。
【符号の説明】
１１２ タイミング位相補間器／サンプラー １１４ イコライザ １１６ 復調器 １２０ ＤＦＴ １２４ 利得評価器 １２８ 搬送波位相制御 １３０ 利得制御 １３２ タイミング位相制御
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (54)【発明の名称】 受信された信号のタイミング位相オフセットおよび搬送波位相オフセットを評価するためのシス テム、タイミング位相および搬送波位相を再同期させるためのシステム、およびタイミング位相 および搬送波位相を再同期させるための方法

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 送信されたデータ信号の高速データ受信
    を再開するために、受信された信号のタイミング位相オ
    フセットおよび搬送波位相オフセットを評価するための
    システムであって、 前記受信された信号の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を決
    定するための手段と、 前記送信された信号のＤＦＴを決定するための手段と、 前記送信された信号の前記ＤＦＴの複素共役を決定する
    ための手段と、 前記受信された信号の前記ＤＦＴと前記送信された信号
    の前記ＤＦＴの複素共役との積を計算するための乗算器
    と、 前記乗算器の積に基づいて位相関数を得るための位相評
    価器とを含み、前記位相関数は前記搬送波位相オフセッ
    トおよび前記タイミング位相オフセットの線形関数であ
    り、さらに、 前記位相関数に従って前記タイミング位相オフセットお
    よび前記搬送波位相オフセットを評価するための手段を
    含む、システム。
  2. 【請求項２】 送信された信号の高速データ受信を再開
    するために、受信された信号ｘ″′（ｎ）のタイミング
    位相オフセットおよび搬送波位相オフセットを評価する
    ことによってタイミング位相および搬送波位相を再同期
    させるためのシステムであって、 ２つ以上のｋの値で前記受信された信号ｘ″′（ｎ）の
    離散フーリエ変換（ＤＦＴ）Ｘ″′（ｋ）を決定するた
    めの手段を含み、前記ＤＦＴは複数の入力サンプルを有
    し、さらに、 ２つ以上のｋの値で前記送信された信号のＤＦＴ Ｘ
    （ｋ）を決定するための手段と、 前記送信された信号の前記ＤＦＴの複素共役Ｘ* （ｋ）
    を決定するための手段と、 Ｘ* （ｋ）でＸ″′（ｋ）を乗算するための乗算器と、 位相関数ψ（ｋ）＝φ−２πτｋ／Ｎの評価を得るため
    の位相評価器とを含み、 前記位相関数はｋの線形関数であり、ｋ＝０での値φは
    搬送波位相オフセットを表わし、傾き２πτ／Ｎはタイ
    ミング位相オフセットを表わし、さらに、 前記位相関数に従って前記タイミング位相オフセットτ
    および前記搬送波位相オフセットφを評価するための手
    段を含む、システム。
  3. 【請求項３】 Ｘ″′（ｋ）とＸ* （ｋ）との積に比例
    するスケール係数αを与えるための利得評価器をさらに
    含む、請求項２に記載のシステム。
  4. 【請求項４】 前記スケール係数αは以下に従って決定
    され、 【数１】 ここで、Ｄ（ｋ）＝Ｘ″′（ｋ）Ｘ* （ｋ）である、請
    求項３に記載のシステム。
  5. 【請求項５】 前記スケール係数αは以下に従って決定
    され、 【数２】 ここで、Ｄ（ｋ）＝Ｘ″′（ｋ）Ｘ* （ｋ）であり、あ
    らゆるｋでＸ（ｋ）Ｘ*（ｋ）＝１である、請求項３に
    記載のシステム。
  6. 【請求項６】 前記位相関数は以下に従って決定され、 【数３】 ここで、以下のとおりである、 【数４】 請求項２に記載のシステム。
  7. 【請求項７】 前記タイミング位相オフセットτおよび
    前記搬送波位相オフセットφは次式に従って評価され
    る、 【数５】 請求項６に記載のシステム。
  8. 【請求項８】 入力された受信信号は周期的である、請
    求項２に記載のシステム。
  9. 【請求項９】 前記入力された受信信号は定振幅ゼロ自
    己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスである、請求項２に記
    載のシステム。
  10. 【請求項１０】 前記ＣＡＺＡＣシーケンスは周期的で
    ある、請求項９に記載のシステム。
  11. 【請求項１１】 エラー信号を決定し、前記エラー信号
    に基づいて利得評価を調節するための利得制御装置をさ
    らに含み、前記利得制御装置は前記受信された信号によ
    って乗算されるべきスケール係数を与える、請求項２に
    記載のシステム。
  12. 【請求項１２】 制御された信号位相を決定するため
    に、前記利得制御装置のスケール係数によって乗算され
    た前記受信された信号を処理するためのタイミング位相
    補間器／サンプラーをさらに含む、請求項１１に記載の
    システム。
  13. 【請求項１３】 前記タイミング位相補間器／サンプラ
    ーに結合され、前記受信された信号を周波数において変
    換するための復調器をさらに含む、請求項１２に記載の
    システム。
  14. 【請求項１４】 前記タイミング位相補間器／サンプラ
    ーの前記制御された信号位相を受取るためのイコライザ
    と、 エラー信号に従って、評価された搬送波位相を適合させ
    るための搬送波位相制御装置とをさらに含み、前記搬送
    波位相制御装置の出力は、前記評価された搬送波位相を
    更新するために前記イコライザの出力に与えられる、請
    求項１２に記載のシステム。
  15. 【請求項１５】 前記イコライザは適応フィルタを含
    む、請求項１４に記載のシステム。
  16. 【請求項１６】 前記タイミング位相補間器は予め定め
    られた位相特性を有する選択可能なフィルタを含む、請
    求項１２に記載のシステム。
  17. 【請求項１７】 受信された信号ｘ″′（ｎ）のタイミ
    ング位相オフセットおよび搬送波位相オフセットを評価
    することによってタイミング位相および搬送波位相を再
    同期させるための方法であって、 ２つ以上のｋの値で前記受信された信号ｘ″′（ｎ）の
    離散フーリエ変換（ＤＦＴ）Ｘ″′（ｋ）を決定するス
    テップと、 送信された信号のＤＦＴ Ｘ（ｋ）を決定するステップ
    と、 前記送信された信号の前記ＤＦＴの複素共役Ｘ* （ｋ）
    を計算するステップと、 Ｘ* （ｋ）でＸ″′（ｋ）を乗算するステップと、 位相関数ψ（ｋ）＝φ−２πτｋ／Ｎの評価を得るステ
    ップとを含み、 前記位相関数はｋの線形関数であり、ｋ＝０での値φは
    搬送波位相オフセットを表わし、傾き２πτｋ／Ｎはタ
    イミング位相オフセットを表わし、さらに、 前記位相関数に従ってタイミング位相τおよび搬送波位
    相φを評価するステップを含む、方法。
  18. 【請求項１８】 Ｘ″′（ｋ）とＸ* （ｋ）との積に比
    例するスケール係数αを計算するステップをさらに含
    む、請求項１７に記載の方法。
  19. 【請求項１９】 以下に従って前記位相関数を決定する
    ステップをさらに含み、 【数６】 ここで、以下のとおりである、 【数７】 請求項１７に記載の方法。
  20. 【請求項２０】 前記タイミング位相τおよび前記搬送
    波位相φは次式に従って評価される、 【数８】 請求項１９に記載の方法。
  21. 【請求項２１】 入力された受信信号は定振幅ゼロ自己
    相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスである、請求項１７に記
    載のシステム。
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