JPH0964727A - 同期回路 - Google Patents
同期回路Info
- Publication number
- JPH0964727A JPH0964727A JP7214584A JP21458495A JPH0964727A JP H0964727 A JPH0964727 A JP H0964727A JP 7214584 A JP7214584 A JP 7214584A JP 21458495 A JP21458495 A JP 21458495A JP H0964727 A JPH0964727 A JP H0964727A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- charge
- charge pump
- pass filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 10
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 19
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 12
- 102220519010 Proton-activated chloride channel_N22A_mutation Human genes 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 102220565459 Lymphoid enhancer-binding factor 1_N12A_mutation Human genes 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 102220198018 rs77064436 Human genes 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/089—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses
- H03L7/0891—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses the up-down pulses controlling source and sink current generators, e.g. a charge pump
- H03L7/0895—Details of the current generators
- H03L7/0896—Details of the current generators the current generators being controlled by differential up-down pulses
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 位相比較器の不感帯近傍では、ローパスフィ
ルタからＶＣＯへ入力される信号が、電源電圧又は接地
電圧の一方に張り付いて同相雑音を除去することができ
なかった。 【解決手段】 フィードバック信号と入力された基準信
号との位相差を比較して位相差信号を出力する位相比較
器２１と、位相差信号に基づき充放電信号を出力するチ
ャージポンプ２２と、充放電信号に基づいて容量に蓄積
した電荷量を変化させ制御信号を差動信号として出力す
るローパスフィルタ２３と、制御信号に基づいて出力の
発振周波数を変化させる電圧制御発振器２４と、電圧制
御発振器２４の出力を逓倍してフィードバック信号を出
力する分周器２５と、さらにチャージポンプの出力側に
設けられた固定手段Ｒ２１〜Ｒ２４とを備える。
ルタからＶＣＯへ入力される信号が、電源電圧又は接地
電圧の一方に張り付いて同相雑音を除去することができ
なかった。 【解決手段】 フィードバック信号と入力された基準信
号との位相差を比較して位相差信号を出力する位相比較
器２１と、位相差信号に基づき充放電信号を出力するチ
ャージポンプ２２と、充放電信号に基づいて容量に蓄積
した電荷量を変化させ制御信号を差動信号として出力す
るローパスフィルタ２３と、制御信号に基づいて出力の
発振周波数を変化させる電圧制御発振器２４と、電圧制
御発振器２４の出力を逓倍してフィードバック信号を出
力する分周器２５と、さらにチャージポンプの出力側に
設けられた固定手段Ｒ２１〜Ｒ２４とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、同期回路に関し、特に
ＰＬＬ回路等の同期回路に関する。
ＰＬＬ回路等の同期回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、データ通信の高速化・大容量化、
あるいはマイクロプロセッサの高速化に伴って、Phase
locked Loop （以下、ＰＬＬという）等の同期回路に、
高精度なタイミングの同期が要求されるようになってき
た。
あるいはマイクロプロセッサの高速化に伴って、Phase
locked Loop （以下、ＰＬＬという）等の同期回路に、
高精度なタイミングの同期が要求されるようになってき
た。
【０００３】図５に、従来のＰＬＬ回路の基本的な構成
を示す。位相比較器１１に、外部から基準信号１１Ｒ
と、分周器１５から出力されたフィードバック信号１５
Ａとが入力されてそれぞれの位相差が検知される。ここ
で、位相比較器１１として、位相のずれのみならず周波
数の相違も検知する位相周波数比較器を用いてもよい。
位相比較器１１において、フィードバック信号１５Ａが
基準信号１１Ｒよりも位相が遅れていることが検知され
ると、出力信号１１Ａが位相差に比例した期間だけアク
ティブになる。逆に、フィードバック信号１５Ａが基準
信号１１Ｒよりも位相が進んでいることが検知される
と、出力信号１１Ｂが位相差に比例した期間だけアクテ
ィブになる。ここで、信号１１Ａはフィードバック信号
１５Ａの位相を速めるために用いるものであり、一般に
ＵＰ信号と称する。信号１１Ｂはフィードバック信号１
５Ａの位相を遅くするために用いられ、ＤＯＷＮ信号と
称する。信号１１Ａは、ロウレベルのときアクティブに
なり、信号１１Ｂはハイレベルのときアクティブにな
る。
を示す。位相比較器１１に、外部から基準信号１１Ｒ
と、分周器１５から出力されたフィードバック信号１５
Ａとが入力されてそれぞれの位相差が検知される。ここ
で、位相比較器１１として、位相のずれのみならず周波
数の相違も検知する位相周波数比較器を用いてもよい。
位相比較器１１において、フィードバック信号１５Ａが
基準信号１１Ｒよりも位相が遅れていることが検知され
ると、出力信号１１Ａが位相差に比例した期間だけアク
ティブになる。逆に、フィードバック信号１５Ａが基準
信号１１Ｒよりも位相が進んでいることが検知される
と、出力信号１１Ｂが位相差に比例した期間だけアクテ
ィブになる。ここで、信号１１Ａはフィードバック信号
１５Ａの位相を速めるために用いるものであり、一般に
ＵＰ信号と称する。信号１１Ｂはフィードバック信号１
５Ａの位相を遅くするために用いられ、ＤＯＷＮ信号と
称する。信号１１Ａは、ロウレベルのときアクティブに
なり、信号１１Ｂはハイレベルのときアクティブにな
る。
【０００４】チャージポンプ１２は、位相比較器１１が
出力したこれらの信号１１Ａ及び１１Ｂを与えられて、
後段のローパスフィルタ１３内の図示されていないキャ
パシタに対する充放電動作を行う。より詳細には、チャ
ージポンプ１２は電源電圧Ｖcc端子と接地端子との間
に、定電流源Ｉ１１、ＰチャネルトランジスタＰ１１、
ＮチャネルトランジスタＮ１１及び定電流源Ｉ１２が直
列に接続されており、ＰチャネルトランジスタＰ１１の
ゲートに信号１１Ａが入力され、Ｎチャネルトランジス
タＮ１１のゲートに信号１１Ｂが入力される。信号１１
Ａがアクティブ、即ちロウレベルの場合はＰチャネルト
ランジスタＰ１１がオンしてノードＮ１２Ａが電源電圧
Ｖcc端子に接続された状態になり、このノードＮ１２Ａ
に接続されたローパスフィルタ１３Ａの容量に電荷が蓄
積される。信号１１Ｂがアクティブ、即ちハイレベルの
場合はＮチャネルトランジスタＮ１１がオンしてノード
Ｎ１２Ａが接地され、ローパスフィルタ１３Ａの容量か
ら電荷が引き抜かれる。
出力したこれらの信号１１Ａ及び１１Ｂを与えられて、
後段のローパスフィルタ１３内の図示されていないキャ
パシタに対する充放電動作を行う。より詳細には、チャ
ージポンプ１２は電源電圧Ｖcc端子と接地端子との間
に、定電流源Ｉ１１、ＰチャネルトランジスタＰ１１、
ＮチャネルトランジスタＮ１１及び定電流源Ｉ１２が直
列に接続されており、ＰチャネルトランジスタＰ１１の
ゲートに信号１１Ａが入力され、Ｎチャネルトランジス
タＮ１１のゲートに信号１１Ｂが入力される。信号１１
Ａがアクティブ、即ちロウレベルの場合はＰチャネルト
ランジスタＰ１１がオンしてノードＮ１２Ａが電源電圧
Ｖcc端子に接続された状態になり、このノードＮ１２Ａ
に接続されたローパスフィルタ１３Ａの容量に電荷が蓄
積される。信号１１Ｂがアクティブ、即ちハイレベルの
場合はＮチャネルトランジスタＮ１１がオンしてノード
Ｎ１２Ａが接地され、ローパスフィルタ１３Ａの容量か
ら電荷が引き抜かれる。
【０００５】このように、チャージポンプ１２が行う充
放電動作がローパスフィルタ１３内の容量によって積分
される。そして、容量に蓄積されている電荷量に応じた
レベルを持つ信号１３Ａが出力されて、電圧制御発振器
（以下、ＶＣＯという）１４に与えられる。ＶＣＯ１４
は、入力された信号１３Ａのレベルに応じて出力信号１
４Ａの発振周波数を変動させる。分周器１５は、信号１
４Ａの周波数を１／ｎ（ｎは１以上の整数）倍したフィ
ードバック信号１５Ａを生成して位相比較器１１に与え
る。この結果、ＰＬＬが生成したフィードバック信号１
５Ａの位相が基準信号１１Ｒの位相と一致するようにフ
ィードバックがかかることになる。
放電動作がローパスフィルタ１３内の容量によって積分
される。そして、容量に蓄積されている電荷量に応じた
レベルを持つ信号１３Ａが出力されて、電圧制御発振器
（以下、ＶＣＯという）１４に与えられる。ＶＣＯ１４
は、入力された信号１３Ａのレベルに応じて出力信号１
４Ａの発振周波数を変動させる。分周器１５は、信号１
４Ａの周波数を１／ｎ（ｎは１以上の整数）倍したフィ
ードバック信号１５Ａを生成して位相比較器１１に与え
る。この結果、ＰＬＬが生成したフィードバック信号１
５Ａの位相が基準信号１１Ｒの位相と一致するようにフ
ィードバックがかかることになる。
【０００６】ところで、基準信号１１Ｒと同期のとれた
信号を生成しようとする場合に、次のような２つの主だ
った要因によって、フィードバック信号の位相が基準信
号の位相からずれることになる。
信号を生成しようとする場合に、次のような２つの主だ
った要因によって、フィードバック信号の位相が基準信
号の位相からずれることになる。
【０００７】先ず第１に、位相比較器１１には不感帯が
存在する。理想的な位相比較器は、同期回路により生成
された信号と基準信号との位相差が「０」の場合には、
ＵＰ信号及びＤＯＷＮ信号は共にインアクティブであ
り、わずかでも位相差があればいずれか一方の信号がア
クティブになる。しかし、実際の位相比較器には位相差
がある値以下になると検知できない、不感帯と呼ばれる
領域が存在する。
存在する。理想的な位相比較器は、同期回路により生成
された信号と基準信号との位相差が「０」の場合には、
ＵＰ信号及びＤＯＷＮ信号は共にインアクティブであ
り、わずかでも位相差があればいずれか一方の信号がア
クティブになる。しかし、実際の位相比較器には位相差
がある値以下になると検知できない、不感帯と呼ばれる
領域が存在する。
【０００８】この不感帯が存在することにより、フィー
ドバック信号と基準信号との位相差が不感帯の中に入る
と、位相比較器１１から出力されるＵＰ信号及びＤＯＷ
Ｎ信号は共にインアクティブとなる。この結果、ＶＣＯ
１４から出力される信号１４Ａの発振周波数は変化しな
くなり、この時点からは位相合わせが行われなくなる。
よって、二つの信号が不感帯に入ると、これ以上同期回
路から生成される信号と基準信号とのずれは減少しなく
なり、ジッタという形となって表面化される。
ドバック信号と基準信号との位相差が不感帯の中に入る
と、位相比較器１１から出力されるＵＰ信号及びＤＯＷ
Ｎ信号は共にインアクティブとなる。この結果、ＶＣＯ
１４から出力される信号１４Ａの発振周波数は変化しな
くなり、この時点からは位相合わせが行われなくなる。
よって、二つの信号が不感帯に入ると、これ以上同期回
路から生成される信号と基準信号とのずれは減少しなく
なり、ジッタという形となって表面化される。
【０００９】もう一つの要因は、チップ内部の雑音に起
因するものである。このチップ内部の雑音に起因する位
相のずれは、上述した位相比較器の不感帯に起因するも
のよりも多く発生し、またより深刻である場合が多い。
これまでにも、多くの同期回路の設計者は、同期回路単
体で測定した場合にはジッタも小さくフィードバック信
号の位相も基準信号からあまりずれていないが、システ
ムに同期回路を組み込むとジッタが飛躍的に増大し、基
準信号から大きく位相がずれるという問題に悩まされて
きた。このような問題は、システム内の同期回路以外の
回路が動作する場合に電源が変動したり、同期回路と同
一基板に形成された周辺回路が動作して雑音が基板を介
して同期回路に入り込むことが原因と考えられている。
因するものである。このチップ内部の雑音に起因する位
相のずれは、上述した位相比較器の不感帯に起因するも
のよりも多く発生し、またより深刻である場合が多い。
これまでにも、多くの同期回路の設計者は、同期回路単
体で測定した場合にはジッタも小さくフィードバック信
号の位相も基準信号からあまりずれていないが、システ
ムに同期回路を組み込むとジッタが飛躍的に増大し、基
準信号から大きく位相がずれるという問題に悩まされて
きた。このような問題は、システム内の同期回路以外の
回路が動作する場合に電源が変動したり、同期回路と同
一基板に形成された周辺回路が動作して雑音が基板を介
して同期回路に入り込むことが原因と考えられている。
【００１０】このような要因により雑音が生じてＶＣＯ
から出力される信号の発振周波数が変動しないようにす
るために、ＶＣＯ１４に入力される制御信号１３Ａを差
動信号とする方式が考えられている。図６に示されたよ
うに、位相比較器２１から、ＵＰ信号２１Ａ及びＤＯＷ
Ｎ信号２１Ｃと、それぞれを反転した信号２１Ｂ及び２
１Ｄとが出力されてチャージポンプ２２に与えられる。
チャージポンプ２２は、電源電圧Ｖcc端子と接地端子と
の間に、定電流源Ｉ２１と、ＰチャネルトランジスタＰ
２１と、ＮチャネルトランジスタＮ２１と、定電流源Ｉ
２２とが直列に接続され、さらにこれとは並列に定電流
源Ｉ２１と定電流源Ｉ２２との間に、Ｐチャネルトラン
ジスタＰ２２とＮチャネルトランジスタＮ２２とが直列
に接続されている。ＰチャネルトランジスタＰ２１及び
ＮチャネルトランジスタＮ２１のゲートには、それぞれ
ＵＰ信号２１ＡとＤＯＷＮ信号２１Ｃが入力される。Ｐ
チャネルトランジスタＰ２２及びＮチャネルトランジス
タＮ２２のゲートには、それぞれＤＯＷＮ信号２１Ｄと
ＵＰ信号２１Ｂが入力される。Ｐチャネルトランジスタ
Ｐ２１のドレインとＮチャネルトランジスタＮ２１のド
レインとの接続ノードと、ＰチャネルトランジスタＰ２
２のドレインとＮチャネルトランジスタＮ２２のドレイ
ンとの接続ノードとから、それぞれ差動信号２２Ａ及び
２２Ｂが出力される。
から出力される信号の発振周波数が変動しないようにす
るために、ＶＣＯ１４に入力される制御信号１３Ａを差
動信号とする方式が考えられている。図６に示されたよ
うに、位相比較器２１から、ＵＰ信号２１Ａ及びＤＯＷ
Ｎ信号２１Ｃと、それぞれを反転した信号２１Ｂ及び２
１Ｄとが出力されてチャージポンプ２２に与えられる。
チャージポンプ２２は、電源電圧Ｖcc端子と接地端子と
の間に、定電流源Ｉ２１と、ＰチャネルトランジスタＰ
２１と、ＮチャネルトランジスタＮ２１と、定電流源Ｉ
２２とが直列に接続され、さらにこれとは並列に定電流
源Ｉ２１と定電流源Ｉ２２との間に、Ｐチャネルトラン
ジスタＰ２２とＮチャネルトランジスタＮ２２とが直列
に接続されている。ＰチャネルトランジスタＰ２１及び
ＮチャネルトランジスタＮ２１のゲートには、それぞれ
ＵＰ信号２１ＡとＤＯＷＮ信号２１Ｃが入力される。Ｐ
チャネルトランジスタＰ２２及びＮチャネルトランジス
タＮ２２のゲートには、それぞれＤＯＷＮ信号２１Ｄと
ＵＰ信号２１Ｂが入力される。Ｐチャネルトランジスタ
Ｐ２１のドレインとＮチャネルトランジスタＮ２１のド
レインとの接続ノードと、ＰチャネルトランジスタＰ２
２のドレインとＮチャネルトランジスタＮ２２のドレイ
ンとの接続ノードとから、それぞれ差動信号２２Ａ及び
２２Ｂが出力される。
【００１１】ローパスフィルタ２３は、チャージポンプ
２２から出力された差動信号２２Ａ及び２２Ｂに基づい
て充放電を行い、この信号２２Ａと信号２２Ｂとの差に
応じた制御電圧２３Ａ及び２３Ｂを生成してＶＣＯ２４
に与える。ＶＣＯ２４は、制御電圧２３Ａ及び２３Ｂに
基づいた発振周波数を持つ信号２４Ａを出力して分周器
２５が逓倍したフィードバック信号２５Ａを位相比較器
２１に出力する。
２２から出力された差動信号２２Ａ及び２２Ｂに基づい
て充放電を行い、この信号２２Ａと信号２２Ｂとの差に
応じた制御電圧２３Ａ及び２３Ｂを生成してＶＣＯ２４
に与える。ＶＣＯ２４は、制御電圧２３Ａ及び２３Ｂに
基づいた発振周波数を持つ信号２４Ａを出力して分周器
２５が逓倍したフィードバック信号２５Ａを位相比較器
２１に出力する。
【００１２】この同期回路のように、チャージポンプ２
２からの出力を差動出力にしてローパスフィルタ２３に
与えることで、ローパスフィルタ２３から生成される信
号２３Ａ、２３Ｂから同相雑音を除去することができ
る。
２からの出力を差動出力にしてローパスフィルタ２３に
与えることで、ローパスフィルタ２３から生成される信
号２３Ａ、２３Ｂから同相雑音を除去することができ
る。
【００１３】しかし、ＵＰ信号２１Ａ及びＤＯＷＮ信号
２１Ｂを完全に反転した／ＵＰ信号２１Ｃ及び／ＤＯＷ
Ｎ信号を生成することは、事実上不可能である。また、
チャージポンプ１２における充電側の電流量と放電側の
電流量とを完全に一致させることも不可能である。この
ため、チャージポンプ２２によってローパスフィルタ２
３に充電される電荷量と放電される電荷量とを一致させ
ることはできない。従って、差動信号２２Ａ及び２２Ｂ
の初期値を電源電圧ＶDDの１／２とした場合に、信号２
２Ａ及び２２Ｂが電源電位ＶDDと接地電位Ｖssとのいず
れか一方に徐々に偏っていき、最終的には信号の一方が
電源電位ＶDD側と接地電位Ｖss側のいずれかに偏よるこ
とになる。図７は、放電量が充電量よりも勝っており、
信号２２Ａ及び２２Ｂのレベルが時間の経過と共に接地
電位Ｖss側に偏っていく様子を示している。このような
現象が起こる結果、同相雑音を除去することができなく
なる。
２１Ｂを完全に反転した／ＵＰ信号２１Ｃ及び／ＤＯＷ
Ｎ信号を生成することは、事実上不可能である。また、
チャージポンプ１２における充電側の電流量と放電側の
電流量とを完全に一致させることも不可能である。この
ため、チャージポンプ２２によってローパスフィルタ２
３に充電される電荷量と放電される電荷量とを一致させ
ることはできない。従って、差動信号２２Ａ及び２２Ｂ
の初期値を電源電圧ＶDDの１／２とした場合に、信号２
２Ａ及び２２Ｂが電源電位ＶDDと接地電位Ｖssとのいず
れか一方に徐々に偏っていき、最終的には信号の一方が
電源電位ＶDD側と接地電位Ｖss側のいずれかに偏よるこ
とになる。図７は、放電量が充電量よりも勝っており、
信号２２Ａ及び２２Ｂのレベルが時間の経過と共に接地
電位Ｖss側に偏っていく様子を示している。このような
現象が起こる結果、同相雑音を除去することができなく
なる。
【００１４】また、ローパスフィルタ２３内の容量に蓄
積された電荷は、リーク電流によって徐々に放電されて
いく。このため、ローパスフィルタ２３の出力信号２３
Ａ及び２３Ｂのレベルも時間の経過と共に徐々に減少し
ていくことになる。このため、最終的には信号２３Ａ及
び２３Ｂのいずれか一方は接地電位Ｖssに偏よる結果を
招く。
積された電荷は、リーク電流によって徐々に放電されて
いく。このため、ローパスフィルタ２３の出力信号２３
Ａ及び２３Ｂのレベルも時間の経過と共に徐々に減少し
ていくことになる。このため、最終的には信号２３Ａ及
び２３Ｂのいずれか一方は接地電位Ｖssに偏よる結果を
招く。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の同期回路にはＶＣＯへ入力すべき制御信号から同相雑
音を的確に除去することができないという問題があっ
た。
の同期回路にはＶＣＯへ入力すべき制御信号から同相雑
音を的確に除去することができないという問題があっ
た。
【００１６】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、同相雑音を的確に除去することが可能な同期回路を
提供することを目的とする。
で、同相雑音を的確に除去することが可能な同期回路を
提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の同期回路は、フ
ィードバック信号と入力された基準信号との位相差を比
較して位相差信号を出力する位相比較器と、位相差信号
に基づき充放電信号を出力するチャージポンプと、充放
電信号に基づいて容量に蓄積した電荷量を変化させ制御
信号を差動信号として出力するローパスフィルタと、制
御信号に基づいて出力の発振周波数を変化させる電圧制
御発振器と、電圧制御発振器の出力を逓倍してフィード
バック信号を出力する分周器と、さらにチャージポンプ
の出力側に設けられた固定手段とを備えている。
ィードバック信号と入力された基準信号との位相差を比
較して位相差信号を出力する位相比較器と、位相差信号
に基づき充放電信号を出力するチャージポンプと、充放
電信号に基づいて容量に蓄積した電荷量を変化させ制御
信号を差動信号として出力するローパスフィルタと、制
御信号に基づいて出力の発振周波数を変化させる電圧制
御発振器と、電圧制御発振器の出力を逓倍してフィード
バック信号を出力する分周器と、さらにチャージポンプ
の出力側に設けられた固定手段とを備えている。
【００１８】この固定手段は、基準信号とフィードバッ
ク信号との位相差が位相比較器の不感帯近傍になるとチ
ャージポンプから出力された充放電信号のレベルが所定
レベルに固定されるように動作するものである。
ク信号との位相差が位相比較器の不感帯近傍になるとチ
ャージポンプから出力された充放電信号のレベルが所定
レベルに固定されるように動作するものである。
【００１９】ここで、チャージポンプから出力される充
放電信号は差動信号であり、固定手段は、チャージポン
プの一方の出力端子と電源電圧端子、一方の出力端子と
接地電圧端子との間にそれぞれ接続された第１、第２の
抵抗と、チャージポンプの他方の出力端子と電源電圧端
子、他方の出力端子と接地電圧端子との間にそれぞれ接
続された第３、第４の抵抗とを有するものであってもよ
い。
放電信号は差動信号であり、固定手段は、チャージポン
プの一方の出力端子と電源電圧端子、一方の出力端子と
接地電圧端子との間にそれぞれ接続された第１、第２の
抵抗と、チャージポンプの他方の出力端子と電源電圧端
子、他方の出力端子と接地電圧端子との間にそれぞれ接
続された第３、第４の抵抗とを有するものであってもよ
い。
【００２０】ここで、第１〜第４の抵抗の替わりに第１
〜第４の定電流源を用いてもよい。
〜第４の定電流源を用いてもよい。
【００２１】また、固定手段として、ローパスフィルタ
から出力された制御信号の平均値を生成する平均値生成
手段と、この平均値と、入力された基準値とを比較して
比較結果を出力する比較器と、比較結果を与えられて、
平均値が基準値に一致するように制御する制御手段とを
備えてもよい。
から出力された制御信号の平均値を生成する平均値生成
手段と、この平均値と、入力された基準値とを比較して
比較結果を出力する比較器と、比較結果を与えられて、
平均値が基準値に一致するように制御する制御手段とを
備えてもよい。
【００２２】ここで、平均値生成手段はローパスフィル
タの一方の出力端子と他方の出力端子との間に直列に接
続された２つの抵抗を有し抵抗同志を接続するノードか
ら平均値を出力し、比較器は平均値を一方の入力端子に
入力され基準信号を他方の入力端子に入力され比較結果
を出力端子から出力し、制御手段は、電源電圧端子と接
地電圧端子との間に直列に接続された第１の定電流源、
第１のＰチャネルトランジスタ、第１のＮチャネルトラ
ンジスタ、第２の定電流源と、これとは並列に、電源電
圧端子と接地電圧端子との間に直列に接続された第３の
定電流源、第２のＰチャネルトランジスタ、第２のＮチ
ャネルトランジスタ、第４の定電流源とを有し、第１、
第２のＰチャネルトランジスタのゲートと第１、第２の
Ｎチャネルトランジスタのゲートには比較器から出力さ
れた比較結果が入力され、第１のＰチャネルトランジス
タのドレインと第１のＮチャネルトランジスタのドレイ
ンとを接続するノードがチャージポンプの一方の出力端
子に接続され、第２のＰチャネルトランジスタのドレイ
ンと第２のＮチャネルトランジスタのドレインとを接続
するノードがチャージポンプの他方の出力端子に接続さ
れており、平均値が基準値よりも大きいときは、ローパ
スフィルタの電荷量が減少するようにチャージポンプか
ら出力される充放電信号のレベルを変化させ、平均値が
基準値よりも小さいときは、ローパスフィルタの電荷量
が増加するようにチャージポンプから出力される充放電
信号のレベルを変化させるものであってもよい。
タの一方の出力端子と他方の出力端子との間に直列に接
続された２つの抵抗を有し抵抗同志を接続するノードか
ら平均値を出力し、比較器は平均値を一方の入力端子に
入力され基準信号を他方の入力端子に入力され比較結果
を出力端子から出力し、制御手段は、電源電圧端子と接
地電圧端子との間に直列に接続された第１の定電流源、
第１のＰチャネルトランジスタ、第１のＮチャネルトラ
ンジスタ、第２の定電流源と、これとは並列に、電源電
圧端子と接地電圧端子との間に直列に接続された第３の
定電流源、第２のＰチャネルトランジスタ、第２のＮチ
ャネルトランジスタ、第４の定電流源とを有し、第１、
第２のＰチャネルトランジスタのゲートと第１、第２の
Ｎチャネルトランジスタのゲートには比較器から出力さ
れた比較結果が入力され、第１のＰチャネルトランジス
タのドレインと第１のＮチャネルトランジスタのドレイ
ンとを接続するノードがチャージポンプの一方の出力端
子に接続され、第２のＰチャネルトランジスタのドレイ
ンと第２のＮチャネルトランジスタのドレインとを接続
するノードがチャージポンプの他方の出力端子に接続さ
れており、平均値が基準値よりも大きいときは、ローパ
スフィルタの電荷量が減少するようにチャージポンプか
ら出力される充放電信号のレベルを変化させ、平均値が
基準値よりも小さいときは、ローパスフィルタの電荷量
が増加するようにチャージポンプから出力される充放電
信号のレベルを変化させるものであってもよい。
【００２３】あるいは、ローパスフィルタから出力され
た制御信号の平均値が基準値に一致するようにローパス
フィルタの出力する制御信号を制御するものであっても
よく、あるいはまた、チャージポンプから出力された充
放電信号の平均値が基準値に一致するように充放電信号
を制御するものであってもよい。
た制御信号の平均値が基準値に一致するようにローパス
フィルタの出力する制御信号を制御するものであっても
よく、あるいはまた、チャージポンプから出力された充
放電信号の平均値が基準値に一致するように充放電信号
を制御するものであってもよい。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００２５】図１に、第１の実施の形態による同期回路
の構成を示す。チャージポンプ２２の信号２２Ａを出力
するノードＮ２２Ａと電源電圧Ｖcc端子との間に抵抗Ｒ
２１が接続され、ノードＮ２２Ａと接地電圧Ｖss端子と
の間に抵抗Ｒ２２が接続されている。同様に、チャージ
ポンプ２２の信号２２Ｂを出力するノードＮ２２Ｂと電
源電圧Ｖcc端子との間に抵抗Ｒ２３が接続され、ノード
Ｎ２２Ｂと接地電圧Ｖss端子との間に抵抗Ｒ２４が接続
されている。他の図６に示された同期回路における要素
と同一のものには同一の番号を付して説明を省略する。
の構成を示す。チャージポンプ２２の信号２２Ａを出力
するノードＮ２２Ａと電源電圧Ｖcc端子との間に抵抗Ｒ
２１が接続され、ノードＮ２２Ａと接地電圧Ｖss端子と
の間に抵抗Ｒ２２が接続されている。同様に、チャージ
ポンプ２２の信号２２Ｂを出力するノードＮ２２Ｂと電
源電圧Ｖcc端子との間に抵抗Ｒ２３が接続され、ノード
Ｎ２２Ｂと接地電圧Ｖss端子との間に抵抗Ｒ２４が接続
されている。他の図６に示された同期回路における要素
と同一のものには同一の番号を付して説明を省略する。
【００２６】本実施の形態によれば、このような抵抗Ｒ
２１〜Ｒ２４をチャージポンプ２２の出力側に付加した
ことで、次のような作用、効果が得られる。
２１〜Ｒ２４をチャージポンプ２２の出力側に付加した
ことで、次のような作用、効果が得られる。
【００２７】上述したように、チャージポンプ２２のト
ランジスタＰ２１及びＮ２１、Ｐ２２及びＮ２２のゲー
トには、それぞれ位相比較器２１からの信号２１Ａ及び
２１Ｃと、反転された信号２１Ｄ及び２１Ｃとが入力さ
れる。これによりトランジスタＰ２１及びＮ２１、Ｐ２
２及びＮ２２はオン・オフ動作を制御される。これらの
トランジスタが全てオフ状態にあるとき、即ちチャージ
ポンプ２２からの出力信号２２Ａ及び２２Ｂが全てイン
アクティブである場合は、図６に示された従来の回路で
は電源電位ＶDDと接地電位Ｖssとのいずれか一方に偏る
現象が発生した。
ランジスタＰ２１及びＮ２１、Ｐ２２及びＮ２２のゲー
トには、それぞれ位相比較器２１からの信号２１Ａ及び
２１Ｃと、反転された信号２１Ｄ及び２１Ｃとが入力さ
れる。これによりトランジスタＰ２１及びＮ２１、Ｐ２
２及びＮ２２はオン・オフ動作を制御される。これらの
トランジスタが全てオフ状態にあるとき、即ちチャージ
ポンプ２２からの出力信号２２Ａ及び２２Ｂが全てイン
アクティブである場合は、図６に示された従来の回路で
は電源電位ＶDDと接地電位Ｖssとのいずれか一方に偏る
現象が発生した。
【００２８】これに対し、本実施の形態では、出力ノー
ドＮ２２Ａと出力ノードＮ２２Ｂとに、抵抗Ｒ２１及び
Ｒ２２と、抵抗Ｒ２３及び抵抗Ｒ２４とが設けられてい
る。このため、チャージポンプ２２の出力信号２２Ａ及
び２２Ｂが全てインアクティブの場合には、それぞれ次
の（１）及び（２）式で表されるレベルに固定される。
ドＮ２２Ａと出力ノードＮ２２Ｂとに、抵抗Ｒ２１及び
Ｒ２２と、抵抗Ｒ２３及び抵抗Ｒ２４とが設けられてい
る。このため、チャージポンプ２２の出力信号２２Ａ及
び２２Ｂが全てインアクティブの場合には、それぞれ次
の（１）及び（２）式で表されるレベルに固定される。
【００２９】 Ｖ22A ＝Ｖcc＊Ｒ２１／（Ｒ２１＋Ｒ２２） …（１） Ｖ22B ＝Ｖcc＊Ｒ２３／（Ｒ２３＋Ｒ２４） …（２） 同期回路が生成した分周器２５からの出力信号２５Ａと
基準信号２１Ｒとの間に位相差がある場合には、チャー
ジポンプ２２からの出力信号２２Ａと２２Ｂとの間には
電位差が存在する。そして、信号２５Ａと基準信号２１
Ｒとの位相差が減少していくと、やがて位相比較器２１
の不感帯の領域に入る。この結果、位相比較器２１から
出力される信号２１Ａ〜２１Ｄは全てインアクティブと
なり、チャージポンプ２２のトランジスタＰ２１及びＮ
２１、Ｐ２２及びＮ２２は全てオフする。しかし、抵抗
Ｒ２１〜Ｒ２４が付加されたことで、チャージポンプ２
２からの出力信号２２Ａ及び２２Ｂのレベルは上記
（１）及び（２）式で表されるレベルに戻ろうとする作
用が生じる。これにより、信号２２Ａ及び２２Ｂの電位
差が変動して、ＶＣＯ２４の発振周波数が変化する。フ
ィードバック信号２５Ａと基準信号２１Ｒとの間に不感
帯を越える位相差が生じて、再び位相比較器２１により
この位相差が検知され、チャージポンプ２２がアクティ
ブ状態に変化する。
基準信号２１Ｒとの間に位相差がある場合には、チャー
ジポンプ２２からの出力信号２２Ａと２２Ｂとの間には
電位差が存在する。そして、信号２５Ａと基準信号２１
Ｒとの位相差が減少していくと、やがて位相比較器２１
の不感帯の領域に入る。この結果、位相比較器２１から
出力される信号２１Ａ〜２１Ｄは全てインアクティブと
なり、チャージポンプ２２のトランジスタＰ２１及びＮ
２１、Ｐ２２及びＮ２２は全てオフする。しかし、抵抗
Ｒ２１〜Ｒ２４が付加されたことで、チャージポンプ２
２からの出力信号２２Ａ及び２２Ｂのレベルは上記
（１）及び（２）式で表されるレベルに戻ろうとする作
用が生じる。これにより、信号２２Ａ及び２２Ｂの電位
差が変動して、ＶＣＯ２４の発振周波数が変化する。フ
ィードバック信号２５Ａと基準信号２１Ｒとの間に不感
帯を越える位相差が生じて、再び位相比較器２１により
この位相差が検知され、チャージポンプ２２がアクティ
ブ状態に変化する。
【００３０】このように、位相比較器２１による位相差
の検知がもたらす充放電動作と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４に
より信号２２Ａ及び２２Ｂのレベルが固定されることか
らくる充放電動作との間で均衡がとれた時点でこの同期
回路は安定状態に到達する。従って、信号２２Ａ及び２
２Ｂの一方のレベルが、電源電位Ｖccと接地電位Ｖssの
いずれかに偏ることが防止される。
の検知がもたらす充放電動作と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４に
より信号２２Ａ及び２２Ｂのレベルが固定されることか
らくる充放電動作との間で均衡がとれた時点でこの同期
回路は安定状態に到達する。従って、信号２２Ａ及び２
２Ｂの一方のレベルが、電源電位Ｖccと接地電位Ｖssの
いずれかに偏ることが防止される。
【００３１】図２に、第２の実施の形態による同期回路
の構成を示す。この同期回路は、図６の回路に、抵抗Ｒ
２１〜Ｒ２４を付加させる替わりに、チャージポンプ２
２の出力ノードとローパスフィルタ２３の出力ノードに
次のような回路を付加している。ローパスフィルタ２３
の出力ノードＮ２３Ａと出力ノードＮ２３Ｂとの間に、
抵抗Ｒ３１及びＲ３２が直列に接続されており、抵抗Ｒ
３１と抵抗Ｒ３２とを接続するノードは比較器３１の非
反転入力端子が接続されている。比較器３１の反転入力
端子には、基準信号３２Ｒが入力される。
の構成を示す。この同期回路は、図６の回路に、抵抗Ｒ
２１〜Ｒ２４を付加させる替わりに、チャージポンプ２
２の出力ノードとローパスフィルタ２３の出力ノードに
次のような回路を付加している。ローパスフィルタ２３
の出力ノードＮ２３Ａと出力ノードＮ２３Ｂとの間に、
抵抗Ｒ３１及びＲ３２が直列に接続されており、抵抗Ｒ
３１と抵抗Ｒ３２とを接続するノードは比較器３１の非
反転入力端子が接続されている。比較器３１の反転入力
端子には、基準信号３２Ｒが入力される。
【００３２】電源電圧Ｖcc端子と接地電圧Ｖss端子との
間に、定電流源Ｉ３１、ＰチャネルトランジスタＰ３
１、ＮチャネルトランジスタＮ３１、定電流源Ｉ３３が
直列に接続され、同様に電源電圧Ｖcc端子と接地電圧Ｖ
ss端子との間に、定電流源Ｉ３２、Ｐチャネルトランジ
スタＰ３２、ＮチャネルトランジスタＮ３２、定電流源
Ｉ３４が直列に接続されている。トランジスタＰ３１及
びＰ３２、Ｎ３１及びＮ３２のゲートは、比較器３１の
出力端子に接続されており、トランジスタＰ３１のドレ
インとトランジスタＮ３１のドレインとを接続するノー
ドと、トランジスタＰ３２のドレインとトランジスタＮ
３２のドレインとを接続するノードは、それぞれチャー
ジポンプ２２の出力ノードＮ２２ＡとＮ２２Ｂとに接続
されている。
間に、定電流源Ｉ３１、ＰチャネルトランジスタＰ３
１、ＮチャネルトランジスタＮ３１、定電流源Ｉ３３が
直列に接続され、同様に電源電圧Ｖcc端子と接地電圧Ｖ
ss端子との間に、定電流源Ｉ３２、Ｐチャネルトランジ
スタＰ３２、ＮチャネルトランジスタＮ３２、定電流源
Ｉ３４が直列に接続されている。トランジスタＰ３１及
びＰ３２、Ｎ３１及びＮ３２のゲートは、比較器３１の
出力端子に接続されており、トランジスタＰ３１のドレ
インとトランジスタＮ３１のドレインとを接続するノー
ドと、トランジスタＰ３２のドレインとトランジスタＮ
３２のドレインとを接続するノードは、それぞれチャー
ジポンプ２２の出力ノードＮ２２ＡとＮ２２Ｂとに接続
されている。
【００３３】他の図１又は図５に示された要素と同一の
ものについては、同一の番号を付す。本実施の形態で
は、次のような作用、効果が生じる。
ものについては、同一の番号を付す。本実施の形態で
は、次のような作用、効果が生じる。
【００３４】ローパスフィルタ２３からの出力信号３３
Ａ及び３３Ｂの中間電位が抵抗Ｒ３１及びＲ３２の接続
ノードに生じる。この中間電位が、比較器３１によって
基準電圧３２Ｒと比較される。信号３３Ａ及び３３Ｂの
中間電位が基準電圧３２Ｒよりも大きい場合は、比較器
３１からは論理的にハイレベルの信号が出力される。こ
の信号がトランジスタＰ３１、Ｎ３１、Ｐ３２、Ｎ３２
のゲートに入力されると、ＮチャネルトランジスタＮ３
１及びＮ３２の導通抵抗が、ＰチャネルトランジスタＰ
３１及びＰ３２よりも相対的に小さくなり、出力ノード
Ｎ２２Ａ及びＮ２２Ｂのレベルを接地電圧Ｖss側へ低下
させる。逆に、出力信号３３Ａ及び３３Ｂの中間電位が
基準電圧３２Ｒよりも小さい場合は、比較器３１からは
論理的にロウレベルの信号が出力される。この信号がト
ランジスタＰ３１、Ｎ３１、Ｐ３２、Ｎ３２のゲートに
入力されて、ＰチャネルトランジスタＰ３１及びＰ３２
の導通抵抗が、ＮチャネルトランジスタＮ３１及びＮ３
２よりも相対的に小さくなり、出力ノードＮ２２Ａ及び
Ｎ２２Ｂのレベルを電源電圧Ｖcc側へ上昇させる。
Ａ及び３３Ｂの中間電位が抵抗Ｒ３１及びＲ３２の接続
ノードに生じる。この中間電位が、比較器３１によって
基準電圧３２Ｒと比較される。信号３３Ａ及び３３Ｂの
中間電位が基準電圧３２Ｒよりも大きい場合は、比較器
３１からは論理的にハイレベルの信号が出力される。こ
の信号がトランジスタＰ３１、Ｎ３１、Ｐ３２、Ｎ３２
のゲートに入力されると、ＮチャネルトランジスタＮ３
１及びＮ３２の導通抵抗が、ＰチャネルトランジスタＰ
３１及びＰ３２よりも相対的に小さくなり、出力ノード
Ｎ２２Ａ及びＮ２２Ｂのレベルを接地電圧Ｖss側へ低下
させる。逆に、出力信号３３Ａ及び３３Ｂの中間電位が
基準電圧３２Ｒよりも小さい場合は、比較器３１からは
論理的にロウレベルの信号が出力される。この信号がト
ランジスタＰ３１、Ｎ３１、Ｐ３２、Ｎ３２のゲートに
入力されて、ＰチャネルトランジスタＰ３１及びＰ３２
の導通抵抗が、ＮチャネルトランジスタＮ３１及びＮ３
２よりも相対的に小さくなり、出力ノードＮ２２Ａ及び
Ｎ２２Ｂのレベルを電源電圧Ｖcc側へ上昇させる。
【００３５】この結果、ローパスフィルタ２３からの二
つの出力信号３３Ａ及び３３Ｂの中間電位が、基準電圧
３２Ｒに一致するように、チャージポンプ２２からの出
力信号３２Ａ及び３３Ｂのレベルを調節することにな
る。これにより、第１の実施の形態と同様に、本実施の
形態によってもローパスフィルタ２３の出力信号３３Ａ
及び３３Ｂの一方が、電源電圧Ｖcc又は接地電圧Ｖssの
いずれか一方に偏ることが防止され、同相雑音を的確に
除去することができる。
つの出力信号３３Ａ及び３３Ｂの中間電位が、基準電圧
３２Ｒに一致するように、チャージポンプ２２からの出
力信号３２Ａ及び３３Ｂのレベルを調節することにな
る。これにより、第１の実施の形態と同様に、本実施の
形態によってもローパスフィルタ２３の出力信号３３Ａ
及び３３Ｂの一方が、電源電圧Ｖcc又は接地電圧Ｖssの
いずれか一方に偏ることが防止され、同相雑音を的確に
除去することができる。
【００３６】ここで、本実施の形態ではローパスフィル
タ２３の出力信号３３Ａ及び３３Ｂの中間電位を検出
し、これが基準電圧３２Ｒに一致するようにチャージポ
ンプ２２の出力信号３２Ａ及び３３Ｂのレベルを制御し
ている。これに対し、第３の実施の形態では、図３に示
されたように、ローパスフィルタ２３の出力信号３３Ａ
及び３３Ｂの中間電位が基準電圧３２Ｒに一致するよう
に、ローパスフィルタ２３の出力信号３３Ａ及び３３Ｂ
のレベルを制御する。この実施の形態によっても、信号
３３Ａ及び３３Ｂの一方が、電源電圧Ｖcc又は接地電圧
Ｖssのいずれか一方に偏ることが防止される。しかし、
第２の実施の形態と第３の実施の形態とを比較した場
合、第２の実施の形態の方が、より同相雑音を除去する
効果は大きい。これは、第２の実施の形態では、トラン
ジスタＰ３１、Ｎ３１、Ｐ３２及びＮ３２のオン・オフ
状態が切り替わるときに発生するスイッチング雑音が、
ローパスフィルタ２３の入力側に印加されるため、ロー
パスフィルタ２３からの出力信号３３Ａ及び３３Ｂから
はこのような雑音が除去されるためである。
タ２３の出力信号３３Ａ及び３３Ｂの中間電位を検出
し、これが基準電圧３２Ｒに一致するようにチャージポ
ンプ２２の出力信号３２Ａ及び３３Ｂのレベルを制御し
ている。これに対し、第３の実施の形態では、図３に示
されたように、ローパスフィルタ２３の出力信号３３Ａ
及び３３Ｂの中間電位が基準電圧３２Ｒに一致するよう
に、ローパスフィルタ２３の出力信号３３Ａ及び３３Ｂ
のレベルを制御する。この実施の形態によっても、信号
３３Ａ及び３３Ｂの一方が、電源電圧Ｖcc又は接地電圧
Ｖssのいずれか一方に偏ることが防止される。しかし、
第２の実施の形態と第３の実施の形態とを比較した場
合、第２の実施の形態の方が、より同相雑音を除去する
効果は大きい。これは、第２の実施の形態では、トラン
ジスタＰ３１、Ｎ３１、Ｐ３２及びＮ３２のオン・オフ
状態が切り替わるときに発生するスイッチング雑音が、
ローパスフィルタ２３の入力側に印加されるため、ロー
パスフィルタ２３からの出力信号３３Ａ及び３３Ｂから
はこのような雑音が除去されるためである。
【００３７】第４の実施の形態による同期回路は、図４
に示される構成を備えている。この実施の形態では、チ
ャージポンプ２２の出力ノードＮ２２Ａ及びＮ２２Ｂか
ら出力される信号５２Ａと５２Ｂとの中間電位が基準電
圧３２Ｒに一致するように、信号５２Ａ及び５２Ｂのレ
ベルを制御する。この実施によっても、ローパスフィル
タ２３の出力信号５３Ａ及び５３Ｂの一方が、電源電圧
Ｖccと接地電圧Ｖssのいずれかに偏る現象は防止され
る。しかし、第２の実施の形態と第４の実施の形態とを
比較すると、第２の実施の形態の方がより同相雑音除去
の効果は高い。第４の実施の形態では、雑音が含まれて
いるチャージポンプ２２からの出力信号５２Ａ及び５２
Ｂの中間電位と基準電圧３２Ｒとを比較しているが、第
２の実施の形態では、雑音が除去されたローパスフィル
タ２３からの出力信号５３Ａ及び５３Ｂの中間電位と基
準電圧３２Ｒとを比較するため、より正確な比較結果に
基づいて、ＶＣＯ２４への入力信号３３Ａ及び３３Ｂの
レベルを制御することができる。
に示される構成を備えている。この実施の形態では、チ
ャージポンプ２２の出力ノードＮ２２Ａ及びＮ２２Ｂか
ら出力される信号５２Ａと５２Ｂとの中間電位が基準電
圧３２Ｒに一致するように、信号５２Ａ及び５２Ｂのレ
ベルを制御する。この実施によっても、ローパスフィル
タ２３の出力信号５３Ａ及び５３Ｂの一方が、電源電圧
Ｖccと接地電圧Ｖssのいずれかに偏る現象は防止され
る。しかし、第２の実施の形態と第４の実施の形態とを
比較すると、第２の実施の形態の方がより同相雑音除去
の効果は高い。第４の実施の形態では、雑音が含まれて
いるチャージポンプ２２からの出力信号５２Ａ及び５２
Ｂの中間電位と基準電圧３２Ｒとを比較しているが、第
２の実施の形態では、雑音が除去されたローパスフィル
タ２３からの出力信号５３Ａ及び５３Ｂの中間電位と基
準電圧３２Ｒとを比較するため、より正確な比較結果に
基づいて、ＶＣＯ２４への入力信号３３Ａ及び３３Ｂの
レベルを制御することができる。
【００３８】第１の実施の形態では、チャージポンプ２
２の出力ノードＮ２２Ａ及びＮ２２Ｂに抵抗Ｒ２１〜Ｒ
２４を接続したことで、電源電圧Ｖcc端子から接地電圧
Ｖss端子へ電流が流れる。また第２〜第４の実施の形態
では、チャージポンプ２２の出力側又はローパスフィル
タの出力側に抵抗Ｒ３１及びＲ３２を接続しており、こ
の抵抗Ｒ３１及びＲ３２に電流が流れる。
２の出力ノードＮ２２Ａ及びＮ２２Ｂに抵抗Ｒ２１〜Ｒ
２４を接続したことで、電源電圧Ｖcc端子から接地電圧
Ｖss端子へ電流が流れる。また第２〜第４の実施の形態
では、チャージポンプ２２の出力側又はローパスフィル
タの出力側に抵抗Ｒ３１及びＲ３２を接続しており、こ
の抵抗Ｒ３１及びＲ３２に電流が流れる。
【００３９】このように、本発明の実施の形態によれ
ば、ローパスフィルタ２３からの出力信号の振動中心電
位を制御するための電流が流れるが、この電流が大きす
ぎると位相比較器２１で検出される位相差が大きくな
り、チャージポンプ２２による充放電の電流量が大きく
なり、結果的にジッタの増大を招く虞れがある。従っ
て、振動中心電位を制御するための電流は、チャージポ
ンプ２２により供給される充放電電流に対して、例えば
１／１０というように相対的に充分小さくする必要があ
る。
ば、ローパスフィルタ２３からの出力信号の振動中心電
位を制御するための電流が流れるが、この電流が大きす
ぎると位相比較器２１で検出される位相差が大きくな
り、チャージポンプ２２による充放電の電流量が大きく
なり、結果的にジッタの増大を招く虞れがある。従っ
て、振動中心電位を制御するための電流は、チャージポ
ンプ２２により供給される充放電電流に対して、例えば
１／１０というように相対的に充分小さくする必要があ
る。
【００４０】上述した実施の形態はいずれも一例であっ
て、本発明を限定するものではない。図１〜図４にそれ
ぞれ示された回路構成は一例である。ローパスフィルタ
からの差動出力信号の振動中心電位の中間レベルが、基
準電位に一致するように制御し得るものであれば、種々
の変形が可能である。例えば、図１に示された同期回路
おいて、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４の替わりに、それぞれ４つ
の定電流源を接続してもよい。
て、本発明を限定するものではない。図１〜図４にそれ
ぞれ示された回路構成は一例である。ローパスフィルタ
からの差動出力信号の振動中心電位の中間レベルが、基
準電位に一致するように制御し得るものであれば、種々
の変形が可能である。例えば、図１に示された同期回路
おいて、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４の替わりに、それぞれ４つ
の定電流源を接続してもよい。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の同期回路
は、チャージポンプが行う充放電動作の偏りや、ローパ
スフィルタの容量に蓄積される電荷量がリークすること
から生じる制御信号の偏りを、ローパスフィルタ又はチ
ャージポンプの出力の平均値が基準値に一致するように
制御することで防止することができ、同相雑音を的確に
除去することが可能である。
は、チャージポンプが行う充放電動作の偏りや、ローパ
スフィルタの容量に蓄積される電荷量がリークすること
から生じる制御信号の偏りを、ローパスフィルタ又はチ
ャージポンプの出力の平均値が基準値に一致するように
制御することで防止することができ、同相雑音を的確に
除去することが可能である。
【図１】本発明の第１の実施の形態による同期回路の構
成を示した回路図。
成を示した回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態による同期回路の構
成を示した回路図。
成を示した回路図。
【図３】本発明の第３の実施の形態による同期回路の構
成を示した回路図。
成を示した回路図。
【図４】本発明の第４の実施の形態による同期回路の構
成を示した回路図。
成を示した回路図。
【図５】従来の同期回路の構成を示した回路図。
【図６】従来の他の同期回路の構成を示した回路図。
【図７】従来の同期回路における信号のレベルの変化を
示した説明図。
示した説明図。
２１ 位相比較器 ２２ チャージポンプ ２３ ローパスフィルタ ２４ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ２５ 分周器 Ｐ２１、Ｐ２２、Ｐ３１、Ｐ３２ Ｐチャネルトランジ
スタ Ｎ２１、Ｎ２２、Ｎ３１、Ｎ３２ Ｎチャネルトランジ
スタ Ｒ２１〜Ｒ２４、Ｒ３１、Ｒ３２ 抵抗 Ｉ２１、Ｉ２２、Ｉ３１〜Ｉ３４ 定電流源 ３１ 比較器
スタ Ｎ２１、Ｎ２２、Ｎ３１、Ｎ３２ Ｎチャネルトランジ
スタ Ｒ２１〜Ｒ２４、Ｒ３１、Ｒ３２ 抵抗 Ｉ２１、Ｉ２２、Ｉ３１〜Ｉ３４ 定電流源 ３１ 比較器
Claims (7)
- 【請求項１】フィードバック信号と入力された基準信号
との位相差を比較し、この位相差に応じた位相差信号を
出力する位相比較器と、 前記位相比較器から出力された前記位相差信号に基づ
き、充放電信号を出力するチャージポンプと、 前記チャージポンプから出力された前記充放電信号に基
づいて容量に蓄積した電荷量を変化させ、この電荷量に
応じた制御信号を差動信号として出力するローパスフィ
ルタと、 前記ローパスフィルタから出力された前記制御信号に基
づいて出力の発振周波数を変化させる電圧制御発振器
と、 前記電圧制御発振器の出力を逓倍して前記フィードバッ
ク信号を出力する分周器とを備え、さらに前記チャージ
ポンプの出力側に設けられ、前記基準信号と前記フィー
ドバック信号との位相差が前記位相比較器の不感帯近傍
になると前記チャージポンプから出力された前記充放電
信号のレベルが所定レベルに固定されるように動作する
固定手段を備えたことを特徴とする同期回路。 - 【請求項２】前記固定手段は、前記チャージポンプの一
方の出力端子と電源電圧端子、前記一方の出力端子と接
地電圧端子との間にそれぞれ接続された第１、第２の抵
抗と、前記チャージポンプの他方の出力端子と電源電圧
端子、前記他方の出力端子と接地電圧端子との間にそれ
ぞれ接続された第３、第４の抵抗とを有することを特徴
とする請求項１記載の同期回路。 - 【請求項３】前記固定手段は、前記チャージポンプの一
方の出力端子と電源電圧端子、前記一方の出力端子と接
地電圧端子との間にそれぞれ接続された第１、第２の定
電流源と、前記チャージポンプの他方の出力端子と電源
電圧端子、前記他方の出力端子と接地電圧端子との間に
それぞれ接続された第３、第４の定電流源とを有するこ
とを特徴とする請求項１記載の同期回路。 - 【請求項４】フィードバック信号と入力された基準信号
との位相差を比較し、この位相差に応じた位相差信号を
出力する位相比較器と、 前記位相比較器から出力された前記位相差信号に基づ
き、充放電信号を出力するチャージポンプと、 前記チャージポンプから出力された前記充放電信号に基
づいて容量に蓄積した電荷量を変化させ、この電荷量に
応じた制御信号を差動信号として出力するローパスフィ
ルタと、 前記ローパスフィルタから出力された前記制御信号に基
づいて出力の発振周波数を変化させる電圧制御発振器
と、 前記電圧制御発振器の出力を逓倍して前記フィードバッ
ク信号を出力する分周器とを備え、さらに前記ローパス
フィルタから出力された前記制御信号の平均値を生成す
る平均値生成手段と、 前記平均値生成手段から出力された前記平均値と、入力
された基準値とを比較し、比較結果を出力する比較器
と、 前記比較器から出力された前記比較結果を与えられ、前
記平均値が前記基準値に一致するように制御する制御手
段とを備えたことを特徴とする同期回路。 - 【請求項５】前記平均値生成手段は、前記ローパスフィ
ルタの一方の出力端子と他方の出力端子との間に直列に
接続された２つの抵抗を有し、前記抵抗同志を接続する
ノードから前記平均値を出力し、 前記比較器は、前記平均値生成手段から出力された前記
平均値を一方の入力端子に入力され、前記基準信号を他
方の入力端子に入力され、前記比較結果を出力端子から
出力し、 前記制御手段は、電源電圧端子と接地電圧端子との間に
直列に接続された第１の定電流源、第１のＰチャネルト
ランジスタ、第１のＮチャネルトランジスタ、第２の定
電流源と、これとは並列に、電源電圧端子と接地電圧端
子との間に直列に接続された第３の定電流源、第２のＰ
チャネルトランジスタ、第２のＮチャネルトランジス
タ、第４の定電流源とを有し、前記第１、第２のＰチャ
ネルトランジスタのゲートと前記第１、第２のＮチャネ
ルトランジスタのゲートには前記比較器から出力された
前記比較結果が入力され、前記第１のＰチャネルトラン
ジスタのドレインと前記第１のＮチャネルトランジスタ
のドレインとを接続するノードが前記チャージポンプの
一方の出力端子に接続され、前記第２のＰチャネルトラ
ンジスタのドレインと前記第２のＮチャネルトランジス
タのドレインとを接続するノードが前記チャージポンプ
の他方の出力端子に接続されており、前記平均値が前記
基準値よりも大きいときは、前記ローパスフィルタの電
荷量が減少するように前記チャージポンプから出力され
る前記充放電信号のレベルを変化させ、前記平均値が前
記基準値よりも小さいときは、前記ローパスフィルタの
電荷量が増加するように前記チャージポンプから出力さ
れる前記充放電信号のレベルを変化させることを特徴と
する請求項４記載の同期回路。 - 【請求項６】フィードバック信号と入力された基準信号
との位相差を比較し、この位相差に応じた位相差信号を
出力する位相比較器と、 前記位相比較器から出力された前記位相差信号に基づ
き、充放電信号を出力するチャージポンプと、 前記チャージポンプから出力された前記充放電信号に基
づいて容量に蓄積した電荷量を変化させ、この電荷量に
応じた制御信号を差動信号として出力するローパスフィ
ルタと、 前記ローパスフィルタから出力された前記制御信号に基
づいて出力の発振周波数を変化させる電圧制御発振器
と、 前記電圧制御発振器の出力を逓倍して前記フィードバッ
ク信号を出力する分周器とを備え、さらに前記ローパス
フィルタから出力された前記制御信号の平均値を生成す
る平均値生成手段と、 前記平均値生成手段から出力された前記平均値と、入力
された基準値とを比較し、比較結果を出力する比較器
と、 前記比較器から出力された前記比較結果を与えられ、前
記平均値が前記基準値に一致するように制御する制御手
段とを備えたことを特徴とする同期回路。 - 【請求項７】フィードバック信号と入力された基準信号
との位相差を比較し、この位相差に応じた位相差信号を
出力する位相比較器と、 前記位相比較器から出力された前記位相差信号に基づ
き、充放電信号を出力するチャージポンプと、 前記チャージポンプから出力された前記充放電信号に基
づいて容量に蓄積した電荷量を変化させ、この電荷量に
応じた制御信号を差動信号として出力するローパスフィ
ルタと、 前記ローパスフィルタから出力された前記制御信号に基
づいて出力の発振周波数を変化させる電圧制御発振器
と、 前記電圧制御発振器の出力を逓倍して前記フィードバッ
ク信号を出力する分周器とを備え、さらに前記チャージ
ポンプから出力された前記充放電信号の平均値を生成す
る平均値生成手段と、 前記平均値生成手段から出力された前記平均値と、入力
された基準値とを比較し、比較結果を出力する比較器
と、 前記比較器から出力された前記比較結果を与えられ、前
記平均値が前記基準値に一致するように制御する制御手
段とを備えたことを特徴とする同期回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7214584A JPH0964727A (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 同期回路 |
| US08/698,892 US5781048A (en) | 1995-08-23 | 1996-08-16 | Synchronous circuit capable of properly removing in-phase noise |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7214584A JPH0964727A (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 同期回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964727A true JPH0964727A (ja) | 1997-03-07 |
Family
ID=16658144
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7214584A Pending JPH0964727A (ja) | 1995-08-23 | 1995-08-23 | 同期回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5781048A (ja) |
| JP (1) | JPH0964727A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008179145A (ja) * | 2007-01-24 | 2008-08-07 | Xerox Corp | 電子写真システム用ｒｏｓドライバ回路およびその切り換え方法 |
| JP2009268047A (ja) * | 2008-04-29 | 2009-11-12 | Renesas Technology Corp | Ｐｌｌ回路 |
| CN109831183A (zh) * | 2019-03-27 | 2019-05-31 | 河南天硕机电设备工程有限公司 | 一种粮食用空调智能管理系统的信号滤波电路 |
Families Citing this family (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100382328B1 (ko) * | 1997-01-23 | 2003-12-18 | 산요 덴키 가부시키가이샤 | Pll회로및위상록검출회로 |
| JPH11298323A (ja) * | 1998-04-16 | 1999-10-29 | Nec Yamagata Ltd | 高速ロックアップｐｌｌ回路 |
| US6075406A (en) * | 1998-06-16 | 2000-06-13 | Macronix International Ltd. | High speed differential charge pump apparatus and method using a replica circuit to control common mode output voltage |
| KR20000018820A (ko) * | 1998-09-04 | 2000-04-06 | 윤종용 | 락-인 시간을 줄이기 위한 위상 동기 루프 회로 |
| US7364577B2 (en) | 2002-02-11 | 2008-04-29 | Sherwood Services Ag | Vessel sealing system |
| US6448820B1 (en) * | 1998-11-04 | 2002-09-10 | Altera Corporation | Fast locking phase frequency detector |
| US6130561A (en) * | 1998-12-28 | 2000-10-10 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for performing fractional division charge compensation in a frequency synthesizer |
| JP3609658B2 (ja) * | 1999-08-05 | 2005-01-12 | ユーディナデバイス株式会社 | Ｐｌｌ回路 |
| US6184732B1 (en) * | 1999-08-06 | 2001-02-06 | Intel Corporation | Setting the common mode level of a differential charge pump output |
| DE19939104A1 (de) * | 1999-08-18 | 2001-07-19 | Infineon Technologies Ag | Ladungspumpe |
| US6292065B1 (en) * | 2000-01-27 | 2001-09-18 | International Business Machines Corporation | Differential control topology for LC VCO |
| JP2001274682A (ja) * | 2000-03-27 | 2001-10-05 | Toshiba Corp | フェーズロックドループ回路 |
| EP1292032A4 (en) * | 2000-06-05 | 2003-08-20 | Mitsubishi Electric Corp | SYNCHRONOUS DEVICE |
| US7473253B2 (en) | 2001-04-06 | 2009-01-06 | Covidien Ag | Vessel sealer and divider with non-conductive stop members |
| US6810366B2 (en) * | 2002-03-25 | 2004-10-26 | Caterpillar Inc | Method and apparatus for filtering a signal using a deadband |
| US6930562B2 (en) * | 2002-07-16 | 2005-08-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillation with multiple series circuits in parallel |
| US7931649B2 (en) | 2002-10-04 | 2011-04-26 | Tyco Healthcare Group Lp | Vessel sealing instrument with electrical cutting mechanism |
| US6903585B2 (en) * | 2003-06-27 | 2005-06-07 | Analog Devices, Inc. | Pulse width modulated common mode feedback loop and method for differential charge pump |
| US7367976B2 (en) | 2003-11-17 | 2008-05-06 | Sherwood Services Ag | Bipolar forceps having monopolar extension |
| US6958636B2 (en) * | 2004-01-16 | 2005-10-25 | International Business Machines Corporation | Charge leakage correction circuit for applications in PLLs |
| US20060141963A1 (en) * | 2004-12-28 | 2006-06-29 | Adrian Maxim | Method and apparatus to reduce the jitter in wideband PLL frequency synthesizers using noise attenuation |
| US7909823B2 (en) | 2005-01-14 | 2011-03-22 | Covidien Ag | Open vessel sealing instrument |
| US7922953B2 (en) | 2005-09-30 | 2011-04-12 | Covidien Ag | Method for manufacturing an end effector assembly |
| US7541881B2 (en) * | 2006-02-23 | 2009-06-02 | International Business Machines Corporation | Power supply noise insensitive charge pump, loop filter, VCO control, and VCO |
| JP4668868B2 (ja) * | 2006-08-21 | 2011-04-13 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Ｐｌｌ回路 |
| US20080150596A1 (en) * | 2006-12-22 | 2008-06-26 | Eyal Fayneh | Charge pump circuit |
| TWI327816B (en) * | 2007-04-27 | 2010-07-21 | Mstar Semiconductor Inc | A voltage providing circuit and a related method of which |
| US8142473B2 (en) | 2008-10-03 | 2012-03-27 | Tyco Healthcare Group Lp | Method of transferring rotational motion in an articulating surgical instrument |
| US8016827B2 (en) | 2008-10-09 | 2011-09-13 | Tyco Healthcare Group Lp | Apparatus, system, and method for performing an electrosurgical procedure |
| US8114122B2 (en) | 2009-01-13 | 2012-02-14 | Tyco Healthcare Group Lp | Apparatus, system, and method for performing an electrosurgical procedure |
| US8187273B2 (en) | 2009-05-07 | 2012-05-29 | Tyco Healthcare Group Lp | Apparatus, system, and method for performing an electrosurgical procedure |
| US8246618B2 (en) | 2009-07-08 | 2012-08-21 | Tyco Healthcare Group Lp | Electrosurgical jaws with offset knife |
| US8133254B2 (en) | 2009-09-18 | 2012-03-13 | Tyco Healthcare Group Lp | In vivo attachable and detachable end effector assembly and laparoscopic surgical instrument and methods therefor |
| US8112871B2 (en) | 2009-09-28 | 2012-02-14 | Tyco Healthcare Group Lp | Method for manufacturing electrosurgical seal plates |
| US9585709B2 (en) * | 2010-02-05 | 2017-03-07 | Covidien Lp | Square wave for vessel sealing |
| IT1401686B1 (it) * | 2010-08-31 | 2013-08-02 | St Microelectronics Srl | Circuito di scarica per moltiplicatori di tensione. |
| US9113940B2 (en) | 2011-01-14 | 2015-08-25 | Covidien Lp | Trigger lockout and kickback mechanism for surgical instruments |
| US8575979B2 (en) * | 2011-04-21 | 2013-11-05 | Conexant Systems, Inc. | Fully differential adaptive bandwidth PLL with differential supply regulation |
| USD680220S1 (en) | 2012-01-12 | 2013-04-16 | Coviden IP | Slider handle for laparoscopic device |
| US10987159B2 (en) | 2015-08-26 | 2021-04-27 | Covidien Lp | Electrosurgical end effector assemblies and electrosurgical forceps configured to reduce thermal spread |
| US10213250B2 (en) | 2015-11-05 | 2019-02-26 | Covidien Lp | Deployment and safety mechanisms for surgical instruments |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3579281A (en) * | 1969-06-04 | 1971-05-18 | Sierra Research Corp | Combining network providing compensated tuning voltage for varactor |
| JP2933472B2 (ja) * | 1993-10-04 | 1999-08-16 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | 位相同期回路 |
-
1995
- 1995-08-23 JP JP7214584A patent/JPH0964727A/ja active Pending
-
1996
- 1996-08-16 US US08/698,892 patent/US5781048A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008179145A (ja) * | 2007-01-24 | 2008-08-07 | Xerox Corp | 電子写真システム用ｒｏｓドライバ回路およびその切り換え方法 |
| JP2009268047A (ja) * | 2008-04-29 | 2009-11-12 | Renesas Technology Corp | Ｐｌｌ回路 |
| JP2013102458A (ja) * | 2008-04-29 | 2013-05-23 | Renesas Electronics Corp | Ｐｌｌ回路 |
| US8754713B2 (en) | 2008-04-29 | 2014-06-17 | Renesas Electronics Corporation | PLL circuit with improved phase difference detection |
| CN109831183A (zh) * | 2019-03-27 | 2019-05-31 | 河南天硕机电设备工程有限公司 | 一种粮食用空调智能管理系统的信号滤波电路 |
| CN109831183B (zh) * | 2019-03-27 | 2023-06-13 | 宝鸡国瑞达新能源科技有限公司 | 一种粮食用空调智能管理系统的信号滤波电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5781048A (en) | 1998-07-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0964727A (ja) | 同期回路 | |
| US6870411B2 (en) | Phase synchronizing circuit | |
| US6825731B2 (en) | Voltage controlled oscillator with frequency stabilized and PLL circuit using the same | |
| US6586976B2 (en) | Charge pump circuit for improving switching characteristics and reducing leakage current and phase locked loop having the same | |
| US6448832B1 (en) | Variable delay circuit | |
| US7161401B2 (en) | Wide output-range charge pump with active biasing current | |
| US5559476A (en) | Voltage controlled oscillator including voltage controlled delay circuit with power supply noise isolation | |
| JP3250540B2 (ja) | Ｐｌｌ回路 | |
| KR100429127B1 (ko) | 클럭 동기 장치 | |
| US6066988A (en) | Phase locked loop circuit with high stability having a reset signal generating circuit | |
| US20030107419A1 (en) | Charge pump circuit for reducing jitter | |
| US6952126B2 (en) | Charge pump circuit for a PLL | |
| US7061290B2 (en) | PLL circuit with simulation components to reduce phase offset | |
| US7271619B2 (en) | Charge pump circuit reducing noise and charge error and PLL circuit using the same | |
| JP2000134092A (ja) | 位相同期ループ回路および電圧制御型発振器 | |
| US7541881B2 (en) | Power supply noise insensitive charge pump, loop filter, VCO control, and VCO | |
| US6407596B1 (en) | Apparatus and method for a clock period subdivider | |
| KR100510504B1 (ko) | 차동 전하펌프 및 이를 구비하는 위상 동기 루프 | |
| US20060022760A1 (en) | Current-controlled oscillator | |
| JPH09223965A (ja) | クロック発生回路 | |
| JPH0685625A (ja) | 発振器 | |
| US7504892B1 (en) | Charge-pump for phase-locked loop | |
| JP2000036741A (ja) | Ｐｌｌ回路 | |
| US7162001B2 (en) | Charge pump with transient current correction | |
| JPWO2005008895A1 (ja) | チャージポンプ回路 |