JPH0851776A

JPH0851776A - 自励式フライバックコンバータ

Info

Publication number: JPH0851776A
Application number: JP6187117A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Higuchi; 善男樋口
Original assignee: Funai Electric Co Ltd
Current assignee: Funai Electric Co Ltd
Priority date: 1994-08-09
Filing date: 1994-08-09
Publication date: 1996-02-20
Anticipated expiration: 2016-06-25
Also published as: JP3178972B2; DE19529333B4; DE19529333A1; US5668704A

Abstract

(57)【要約】【目的】過負荷時にはスイッチング動作を停止させる。【構成】フォトカプラ５の出力でもって出力電圧の誤差
を示し、一次コイル２の電流をスイッチングするスイッ
チングトランジスタＱ３の電流の最大値を、フォトカプ
ラ５の出力が導かれた制御トランジスタＱ２に流れる電
流でもって制御することにより、出力電圧を安定化する
構成に適用している。そしてフォトカプラ５の出力が過
負荷による出力電圧の低下を示すときには、制御トラン
ジスタＱ２に流れる電流を増加させることにより、スイ
ッチングトランジスタＱ３のスイッチング電流を０の近
傍値とする保護回路６を備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、フォトカプラを介して
出力電圧を帰還することにより、出力電圧の安定化を行
う自励式フライバックコンバータに係り、より詳細に
は、過負荷により出力電圧が低下したときにはスイッチ
ング動作を停止させる自励式フライバックコンバータに
関する。

【０００２】

【従来の技術】商用電源を整流することにより得られた
直流を供給源として、安定化された直流電圧を得るスイ
ッチング・レギュレータには、ＰＷＭ制御を行うことに
より出力電圧を安定化する他励式フォワードコンバータ
と、ＲＣＣ方式スイッチング・レギュレータとも呼ばれ
る自励式フライバックコンバータとがある。そして過負
荷による破壊を防止するための保護回路は、各方式毎に
異なる従来技術が提案されている。以下に、保護回路の
従来技術を示す。

【０００３】他励式フォワードコンバータにおいては、
過負荷あるいは短絡等の異常によって出力電圧が低下し
た場合、誤差増幅器の出力電圧が変化する。このため誤
差増幅器の出力電圧が予め設定された範囲を越える場合
には、異常が生じていると判定している。そして異常が
生じていると判定したときには、一定の短い期間内にお
いて異常が継続するかどうかを判定している。すなわ
ち、ノイズ等の影響により発生する瞬間的なレベル変化
を、異常の発生と誤判定する動作を回避している。そし
て一定期間において異常が継続する場合には、過負荷あ
るいは短絡等の異常が生じているとして、スイッチング
素子をオフし、直流の供給を停止する構成としている
（従来技術１とする）。

【０００４】一方、自励式フライバックコンバータで
は、スイッチングトランジスタがオフ状態にあるときベ
ースコイルに発生する負電圧と、スイッチングトランジ
スタのエミッタの電流値を示す正電圧とを加算した電圧
に基づき、スイッチングトランジスタに流れる電流の最
大値を制限する構成を用いている。すなわち、過負荷や
短絡等の異常が生じたときには、負電圧が減少するの
で、加算電圧は増加する。従って、この加算電圧を減少
させるため、スイッチングトランジスタのエミッタ電流
が減少する方向に制御され、出力電圧が低下する。その
結果、出力される電流値は、ある値に制限される。この
構成は、入力電圧が変化したときには、制限される電流
値が変化するという欠陥を有している。このため、スイ
ッチングトランジスタがオン状態にあるときベースコイ
ルに発生した正電圧と、スイッチングトランジスタがオ
フ状態にあるときベースコイルに発生する負電圧と、ス
イッチングトランジスタのエミッタの電流値を示す正電
圧との、３種の電圧を加算した電圧によってスイッチン
グトランジスタに流れる電流の最大値を制限する構成が
提案されている。そして、この構成の場合では、スイッ
チングトランジスタがオン状態にあるときベースコイル
に発生した正電圧の効果により、入力電圧が変化したと
きにも、異常時の出力電流は略一定の電流値に制限され
る。また、３種の電圧を加算する構成の場合では、加算
の割合の設定に従って、制限される出力電流をフォール
ドバック型とすることが可能である。そしてフォールド
バック型とした場合には、異常時における出力電流は、
少ない電流値に制限される（従来技術２とする）。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来技
術２を用いた場合であっても、異常時には、フォールド
バック型として制限された電流により、短絡等を生じた
素子に異常発熱が発生する。このため自励式フライバッ
クコンバータを用いた装置が、例えば、テレビ等の民生
用の装置である場合、以下に示す問題が生じる。すなわ
ち、テレビに異常が生じたときにも、家人がテレビの前
に居ないということがあり、テレビは、異常状態のま
ま、長時間にわたって放置されるという事態が生じる。
このため素子の異常発熱が長時間続くこととなり、素子
破壊が正常な部品にまで及ぶという問題が生じる。

【０００６】一方、従来技術１を用いた場合では、異常
時には直ちにスイッチング動作が停止するので、素子破
壊の恐れは少ない。しかし他励式フォワードコンバータ
と自励式フライバックコンバータとを比較すると、保護
回路を除いたとしても、他励式フォワードコンバータは
自励式フライバックコンバータに比して極めて複雑な回
路構成となっている。このため他励式フォワードコンバ
ータを用いる場合では、複雑さに比例して装置の価格が
上昇するという問題を生じていた。

【０００７】本発明は上記課題を解決するため創案され
たものであって、請求項１記載の発明の目的は、フォト
カプラの出力が過負荷による出力電圧の低下を示すとき
には、スイッチングトランジスタのスイッチング電流を
０の近傍値とすることにより、過負荷にはスイッチング
動作を停止させることのできる自励式フライバックコン
バータを提供することにある。

【０００８】また請求項２記載の発明の目的は、過負荷
時にはスイッチング動作を停止させる構成とした場合の
保護回路の構成を簡単化することのできる自励式フライ
バックコンバータを提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１記載の発明に係る自励式フライバックコンバー
タは、フォトカプラの出力でもって外部に出力する出力
電圧の誤差を示し、一次コイルの電流をスイッチングす
るスイッチングトランジスタのスイッチング電流の最大
値を、前記フォトカプラの出力が導かれた制御トランジ
スタに流れる電流でもって制御することにより、前記出
力電圧を安定化する自励式フライバックコンバータに適
用し、前記フォトカプラの出力が過負荷による前記出力
電圧の低下を示すときには、前記制御トランジスタに流
れる電流を増加させることにより、前記スイッチングト
ランジスタのスイッチング電流を０の近傍値とする保護
回路を備えた構成としている。

【００１０】また請求項２記載の発明に係る自励式フラ
イバックコンバータは、前記保護回路に、前記フォトカ
プラの出力が入力端子に導かれた保護トランジスタと、
直流源と前記保護トランジスタの出力端子との間に接続
された負荷抵抗と、前記出力端子の電圧変化に遅延を与
える遅延コンデンサと、アノードには前記保護トランジ
スタの出力端子が接続され、カソードには前記制御トラ
ンジスタの入力端子が接続されたダイオードとを備えた
構成としている。

【００１１】

【作用】請求項１記載の発明の作用を以下に示す。スイ
ッチングトランジスタが、例えばバイポーラ・トランジ
スタである場合、ベース抵抗を介してスイッチングトラ
ンジスタのベースに供給される電流は、その一部が制御
トランジスタに流れるように構成される。つまり制御ト
ランジスタに流れる電流が増加したときには、スイッチ
ングトランジスタのベース電流が減少する。またスイッ
チングトランジスタがＦＥＴである場合、制御トランジ
スタに流れる電流が増加したときには、スイッチングト
ランジスタのゲートに与えられる電圧が減少するように
構成される。そのため、スイッチングトランジスタが、
バイポーラ・トランジスタあるいはＦＥＴのどちらでも
って構成されている場合でも、制御トランジスタに流れ
る電流を増加させたときには、スイッチング電流の最大
値が減少する。このためフォトカプラの出力が過負荷に
よる出力電圧の低下を示すと、制御トランジスタに流れ
る電流が増加し、スイッチングトランジスタのスイッチ
ング電流は０近傍の値となる。この結果、スイッチング
トランジスタのスイッチング動作が停止し、出力電圧が
０Ｖとなる。そのためフォトカプラの出力は、負荷に流
れる電流が０となったときにも、出力電圧の低下を示し
続けることになるので、スイッチングトランジスタはス
イッチング動作を停止した状態に維持される。従って出
力電圧も０Ｖの状態に維持される。

【００１２】請求項２記載の発明の作用を以下に示す。
トランジスタがバイポーラ・トランジスタである場合、
入力端子はベース、出力端子はコレクタとなる。またト
ランジスタがＦＥＴである場合、入力端子はゲート、出
力端子はドレインとなる。そして過負荷の発生がなく、
出力電圧が設定電圧である場合、保護トランジスタは、
フォトカプラの出力によってオン状態に設定されるの
で、出力端子は接地レベル近傍の電圧となる。このため
保護トランジスタの出力は、ダイオードによって、制御
トランジスタから切り離された状態にある。しかし過負
荷により出力電圧が低下したときには、フォトカプラの
出力は保護トランジスタをオン状態に設定しない。その
ため保護トランジスタはオフ状態となり、出力端子の電
圧は、遅延コンデンサによって遅延されつつ上昇する。
この結果、負荷抵抗とダイオードとを介して、制御トラ
ンジスタの入力端子には、制御トランジスタに流れる電
流を増加させる入力が与えられる。このためスイッチン
グトランジスタのスイッチング電流は０の近傍値とな
る。

【００１３】

【実施例】以下に、本発明の一実施例について図面を参
照しつつ説明する。図１は、本発明に係る自励式フライ
バックコンバータの一実施例の電気的接続を示す回路図
である。

【００１４】保護トランジスタ、制御トランジスタ、ス
イッチングトランジスタのそれぞれには、バイポーラ・
トランジスタあるいはＦＥＴを用いることが可能である
が、本実施例では、保護トランジスタＱ１、制御トラン
ジスタＱ２、スイッチングトランジスタＱ３の全てをバ
イポーラ・トランジスタとしている。従って、保護トラ
ンジスタＱ１および制御トランジスタＱ２の入力端子は
ベースを意味し、保護トランジスタＱ１の出力端子はコ
レクタを意味することになる。そのため、以下の説明に
おいては、入力端子をベースと称し、出力端子をコレク
タと称することにする。

【００１５】プラス端子ＩＮ＋とマイナス端子ＩＮ−と
は、直流電源の入力端子であり、商用電源を整流し、平
滑することによって得られた直流電流が供給される。

【００１６】スイッチングトランジスタＱ３は、トラン
ス１の一次コイル２に流れる電流をスイッチングするた
めの素子である。このため一次コイル２の一方の端子は
プラス端子ＩＮ＋に接続され、他方の端子はスイッチン
グトランジスタＱ３のコレクタに接続されている。また
スイッチングトランジスタＱ３のエミッタは、エミッタ
電流を、電圧として検出するための抵抗Ｒ１３を介し、
マイナス端子ＩＮ−に接続されている。また、一方の端
子がプラス端子ＩＮ＋に接続された抵抗Ｒ９は、スイッ
チングトランジスタＱ３に起動電流を供給する素子とな
っている。このため抵抗Ｒ９の他方の端子は、ベース電
流を制限する抵抗Ｒ１０を介して、スイッチングトラン
ジスタＱ３のベースに接続されている。なお、一次コイ
ル２に並列に接続されたブロック４は、スイッチングト
ランジスタＱ３がターンオフするとき、一次コイル２に
発生するサージ電圧を吸収するサージ吸収回路であり、
詳細については後述する。

【００１７】フォトカプラ５は、出力電圧の誤差を出力
電流値として一次側に帰還するための素子であり、出力
電圧の誤差がプラス方向に増加したときには、出力電流
を増加させる。また制御トランジスタＱ２は、スイッチ
ングトランジスタＱ３のスイッチング電流の最大値を制
御することにより、出力電圧を安定化するための素子で
ある。このため制御トランジスタＱ２のベースには、ダ
イオードＤ４と抵抗Ｒ１２とを介し、トランジスタＱ４
のエミッタが接続されている。また制御トランジスタＱ
２のコレクタには、スイッチングトランジスタＱ３のベ
ースが接続されている。また制御トランジスタＱ２のベ
ースは、ノイズ吸収のためのコンデンサＣ４と、電荷放
電用の抵抗Ｒ１１とを介して、マイナス端子ＩＮ−に接
続されている。また制御トランジスタＱ２のエミッタは
マイナス端子ＩＮ−に接続されている。また制御トラン
ジスタＱ２のベースには、電源投入時にスイッチングト
ランジスタＱ３に流れるスイッチング電流を制限するた
め、抵抗Ｒ１３により検出された電圧が、ダイオードＤ
３を介して与えられている。

【００１８】一方の端子がマイナス端子ＩＮ−に接続さ
れたベースコイル３は、スイッチングトランジスタＱ３
を自励発振させるための補助コイルである。そのためベ
ースコイル３の他方の端子は、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ
１０とを介して、スイッチングトランジスタＱ３のベー
スに接続されている。なお、ダイオードＤ２に並列に接
続されたコンデンサＣ３は、スイッチングトランジスタ
Ｑ３をターンオフさせるときのスピードアップコンデン
サである。またベースコイル３の他方の端子は、抵抗Ｒ
８、抵抗Ｒ２、および抵抗Ｒ１からなる分圧回路を介し
て、プラス端子ＩＮ＋に接続されている。また抵抗Ｒ８
と抵抗Ｒ２との接続点は、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ５と
を介してマイナス端子ＩＮ−に接続されている。また抵
抗Ｒ８と抵抗Ｒ２との接続点は、トランジスタＱ４のコ
レクタに接続されている。

【００１９】図２は、本実施例における出力電圧の誤差
検出回路の電気的接続を示している。なお、トランス１
には、複数の二次コイル６，・・・が巻回されている
が、図２においては、帰還の対象となる出力電圧を発生
する二次コイル６のみが示されている。

【００２０】二次コイル６に発生する電圧は、ダイオー
ドＤ５によって整流された後、コイルＬ１とコンデンサ
Ｃ６，Ｃ７からなるπ型平滑回路を介し、電圧が安定化
された直流電源として、外部に送出されている。またダ
イオードＤ５により整流された電圧は、抵抗Ｒ２２，Ｒ
２４からなる分圧回路によって分圧され、分圧された電
圧は、接地端子が接地されたシャント・レギュレータ７
の比較入力端子に与えられている。またダイオードＤ５
により整流された電圧は、抵抗Ｒ２５を介して、シャン
ト・レギュレータ７の出力端子に与えられている。また
抵抗Ｒ２５には、フォトカプラ５の一方の素子である発
光ダイオードＤ６と抵抗Ｒ２１との直列回路が並列に接
続されている。なお、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ２３とか
らなる直列回路は、制御を安定させるための位相補償回
路となっている。

【００２１】図３は、サージ吸収回路４の電気的接続を
示す回路図であり、一方の端子４１がプラス端子ＩＮ＋
に接続されたコンデンサＣ９の他方の端子は、ダイオー
ドＤ７のカソードに接続されている。またダイオードＤ
７のアノード（４２により示す）は、スイッチングトラ
ンジスタＱ３のコレクタに接続されている。そしてコン
デンサＣ９には抵抗Ｒ２６が並列に接続され、ダイオー
ドＤ７にはコンデンサＣ１０が並列に接続されている。
図１〜図３により示す構成（保護回路６を除く構成）
は、詳細には、自励式フライバックコンバータの従来技
術として公知の回路である。

【００２２】保護回路６は、フォトカプラ５の出力が過
負荷による出力電圧の低下を示すときには、制御トラン
ジスタＱ２に流れるコレクタ電流を増加させることによ
り、スイッチングトランジスタＱ３のスイッチング電流
を０の近傍値とするブロックとなっている。

【００２３】このため、トランジスタＱ４のエミッタ
（フォトカプラ５の出力）が、抵抗Ｒ５を介して、ベー
スに導かれた保護トランジスタＱ１を備えている。また
直流源となる分圧電圧を発生する抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続
点と、保護トランジスタＱ１のコレクタとの間には負荷
抵抗Ｒ３が接続されている。また保護トランジスタＱ１
のコレクタとマイナス端子ＩＮ−との間には、保護トラ
ンジスタＱ１のコレクタの電圧変化を遅延させる遅延コ
ンデンサＣ１が接続されている。またアノードが保護ト
ランジスタＱ１のコレクタに接続され、カソードが制御
トランジスタＱ２のベースに接続されたダイオードＤ１
が設けられている。

【００２４】なお、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ４とからな
る直列回路は、電源投入時にのみ、保護トランジスタＱ
１をオンとするための起動回路となっている。また抵抗
Ｒ６は、トランジスタＱ４のコレクタ電圧が負電圧とな
ったとき、トランジスタＱ４のエミッタが解放状態とな
ることを回避するための抵抗であり、ノイズの影響を低
減するための素子となっている。

【００２５】上記構成からなる実施例の動作を以下に説
明する。なお、説明を簡明なものとするため、抵抗Ｒ１
と抵抗Ｒ２との接続点の電圧は変化しないもの仮定す
る。保護トランジスタＱ１がオン状態にあるため、保護
回路６が動作しないときには、本実施例は従来技術と同
様に動作する。すなわち、電源を投入したときには、コ
ンデンサＣ２と抵抗Ｒ４とを介して、保護トランジスタ
Ｑ１にベース電流が供給され、保護トランジスタＱ１は
オン状態となる。一方、スイッチングトランジスタＱ３
には、抵抗Ｒ９，Ｒ１０を介してベース電流が供給さ
れ、スイッチング電流が流れる。そしてスイッチング電
流が流れるとベースコイル３に電圧が発生し、ダイオー
ドＤ２を介してスイッチングトランジスタＱ３のベース
電流を増加させる。

【００２６】また、このときには、出力電圧が発生して
いないため、トランジスタＱ４のエミッタ電流は０であ
る。このためベースコイル３に発生した電圧は、スイッ
チングトランジスタＱ３のベース電流の大幅な増加を招
くのであるが、制御トランジスタＱ２は、抵抗Ｒ１３に
発生する電圧に従ってスイッチングトランジスタＱ３の
ベース電流を抑制する。このためスイッチングトランジ
スタＱ３のコレクタ電流（スイッチング電流）は、ある
制限された値に抑制される。

【００２７】そしてスイッチング電流の増加が停止した
とき、ベースコイル３に発生する電圧の極性が反転し、
スイッチングトランジスタＱ３はオフとなる。またスイ
ッチングトランジスタＱ３がオフとなる期間において
は、トランス１に蓄積されたエネルギが二次コイル６に
電圧を発生させ、出力電圧を上昇させる。そしてトラン
ス１に蓄積されたエキネルが放出されつくしたときに
は、再びスイッチングトランジスタＱ３がオンとなり、
トランス１のエネルギの蓄積が開始される。

【００２８】以下、同様の動作が繰り返されることによ
って出力電圧が上昇する。そして出力電圧が上昇したと
きには、トランジスタＱ４のエミッタから出力される電
流に従って、スイッチングトランジスタＱ３に流れるス
イッチング電流の最大値が制限される。このため、抵抗
Ｒ２２，Ｒ２４によって分圧された電圧が、シャント・
レギュレータ７の内部比較電圧（例えば２．５Ｖ）に一
致するように出力電圧が制御され、安定状態となる。ま
た安定状態においては、保護トランジスタＱ１のベース
には、トランジスタＱ４からのエミッタ電流が供給さ
れ、保護トランジスタＱ１はオン状態となる。このた
め、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ４とからなる直列回路は、
トランジスタＱ４からエミッタ電流が供給されない期間
（電源投入後の所定期間）において、保護トランジスタ
Ｑ１をオン状態に維持することが可能な値に設定され
る。

【００２９】図４は、上記した安定状態における主要部
の信号波形を示しており、波形５１は、スイッチングト
ランジスタＱ３のスイッチング電流の変化を示してい
る。また波形５２は、トランジスタＱ４のコレクタに与
えられる電圧変化を示している。

【００３０】すなわち、本実施例では、スイッチングト
ランジスタＱ３がオフしている期間では、制御トランジ
スタＱ２に電流を流さない構成としている。このため制
御トランジスタＱ２が消費する電力は低減されることに
なり、負荷の消費電力が微小であるときの変換効率の悪
化が防止されている。また波形５３は、保護トランジス
タＱ１のコレクタの電圧変化を示しており、スイッチン
グトランジスタＱ３がオフとなる期間では、トランジス
タＱ４のエミッタ電流が０である。このため保護トラン
ジスタＱ１がオフとなり、保護トランジスタＱ１のコレ
クタ電圧が上昇する。しかしスイッチングトランジスタ
Ｑ３がオンとなったときには、保護トランジスタＱ１が
オンとなるので、保護トランジスタＱ１のコレクタ電圧
は低下することになる。このような変化を示すコレクタ
電圧の最大値は、スイッチングトランジスタＱ３がオフ
となる期間と、負荷抵抗Ｒ３の値と、遅延コンデンサＣ
１の値とに基づいて決定され、電圧値が最大となったと
きにも、抵抗Ｒ３を介して制御トランジスタＱ２にベー
ス電流が流れることのないように設定される。

【００３１】上記した安定状態において負荷に異常が生
じ、過負荷によって出力電圧が低下した場合、トランジ
スタＱ４のエミッタ電流が０近傍の電流値となる。この
ため保護トランジスタＱ１は、オン状態からオフ状態に
移行する。その結果、保護トランジスタＱ１のコレクタ
電圧が、負荷抵抗Ｒ３の値と遅延コンデンサＣ１の値と
により決定される速度でもって上昇する。

【００３２】保護トランジスタＱ１のコレクタ電圧が上
昇したときには、制御トランジスタＱ２のベース電流が
増加するので、制御トランジスタＱ２のコレクタ電流が
増加する。このためスイッチングトランジスタＱ３のベ
ース電流が０となり、スイッチングトランジスタＱ３の
スイッチング電流は０となる。またスイッチングトラン
ジスタＱ３が既にオフ状態であるときには、オフ状態が
維持される。すなわち、スイッチングトランジスタＱ３
のスイッチング動作が停止する。

【００３３】スイッチングトランジスタＱ３がスイッチ
ング動作を停止したときには、出力電圧が低下し、負荷
に流れる電流が０となる。そして負荷に流れる電流が０
となったときにも、トランジスタＱ４のエミッタ電流は
０に維持されることから、スイッチングトランジスタＱ
３の動作の停止状態は維持される。この停止状態は、保
護トランジスタＱ１がオフ状態にある限りは変化しな
い。このため、電源が切断された後、再度電源が投入さ
れるまでは、出力電圧が０Ｖの状態、すなわち出力電流
が０の状態に維持される。

【００３４】以上説明したように、本実施例では、保護
トランジスタＱ１がオフとなったときのコレクタ電圧の
上昇に対して、遅延コンデンサＣ１の値と負荷抵抗Ｒ３
の値とにより定まる期間の遅延を与えている。このた
め、制御トランジスタＱ２の消費電力を低減するため、
スイッチングトランジスタＱ３がオフであるとき、トラ
ンジスタＱ４のエミッタ電流が０となるようにした場合
にも、制御トランジスタＱ２の動作に影響を与えないよ
うにすることが可能となっている。またノイズ等の影響
によって保護トランジスタＱ１が瞬間的にオンとなった
場合にも、保護トランジスタＱ１のコレクタ電圧は上昇
しないため、ノイズによる誤動作が低減されるという効
果を有している。

【００３５】なお、本発明は上記実施例に限定されず、
保護トランジスタＱ１、制御トランジスタＱ２、スイッ
チングトランジスタＱ３については、全てをバイポーラ
・トランジスタとした場合について説明したが、任意の
トランジスタＱ１〜Ｑ３にＦＥＴを用いた構成とするこ
とが可能である。

【００３６】

【発明の効果】請求項１記載の発明に係る自励式フライ
バックコンバータは、フォトカプラの出力でもって外部
に出力する出力電圧の誤差を示し、一次コイルの電流を
スイッチングするスイッチングトランジスタのスイッチ
ング電流の最大値を、フォトカプラの出力が導かれた制
御トランジスタに流れる電流でもって制御することによ
り、出力電圧を安定化する構成に適用している。そして
フォトカプラの出力が過負荷による出力電圧の低下を示
すときには、制御トランジスタに流れる電流を増加させ
ることにより、スイッチングトランジスタのスイッチン
グ電流を０の近傍値とする保護回路を備えている。この
ためフォトカプラの出力が、過負荷による出力電圧の低
下を示すときには、スイッチングトランジスタのスイッ
チング電流が０の近傍値となる。そして出力電圧が０Ｖ
となることと、スイッチング電流が０の近傍値となるこ
ととのループが形成されるので、過負荷時にはスイッチ
ング動作を停止させることが可能となっている。

【００３７】また請求項２記載の発明に係る自励式フラ
イバックコンバータは、保護回路に、フォトカプラの出
力が入力端子に導かれた保護トランジスタと、直流源と
保護トランジスタの出力端子との間に接続された負荷抵
抗と、出力端子の電圧変化に遅延を与える遅延コンデン
サと、アノードには保護トランジスタの出力端子が接続
され、カソードには制御トランジスタの入力端子が接続
されたダイオードとを備えている。このため、過負荷の
検出を行う比較器等が不要となるので、過負荷時にはス
イッチング動作を停止させる構成とした場合にも、保護
回路の構成を簡単化することが可能となっている。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る自励式フライバックコンバータの
一実施例における一次側ブロックの電気的接続を示す回
路図である。

【図２】実施例における誤差検出回路の電気的接続を示
す回路図である。

【図３】実施例におけるサージ吸収回路の電気的接続を
示す回路図である。

【図４】実施例における主要信号の波形を示す説明図で
ある。

【符号の説明】

４サージ吸収回路５フォトカプラ６保護回路Ｃ１遅延コンデンサＤ１ダイオードＱ１保護トランジスタＱ２制御トランジスタＱ３スイッチングトランジスタＲ３負荷抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】フォトカプラの出力でもって外部に出力
する出力電圧の誤差を示し、一次コイルの電流をスイッ
チングするスイッチングトランジスタのスイッチング電
流の最大値を、前記フォトカプラの出力が導かれた制御
トランジスタに流れる電流でもって制御することによ
り、前記出力電圧を安定化する自励式フライバックコン
バータにおいて、前記フォトカプラの出力が過負荷による前記出力電圧の
低下を示すときには、前記制御トランジスタに流れる電
流を増加させることにより、前記スイッチングトランジ
スタのスイッチング電流を０の近傍値とする保護回路を
備えたことを特徴とする自励式フライバックコンバー
タ。
【請求項２】前記保護回路は、前記フォトカプラの出力が入力端子に導かれた保護トラ
ンジスタと、直流源と前記保護トランジスタの出力端子との間に接続
された負荷抵抗と、前記出力端子の電圧変化に遅延を与える遅延コンデンサ
と、アノードには前記保護トランジスタの出力端子が接続さ
れ、カソードには前記制御トランジスタの入力端子が接
続されたダイオードとを備えたことを特徴とする請求項
１記載の自励式フライバックコンバータ。