JPH08237511A - マルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路 - Google Patents
マルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路Info
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- JPH08237511A JPH08237511A JP7035677A JP3567795A JPH08237511A JP H08237511 A JPH08237511 A JP H08237511A JP 7035677 A JP7035677 A JP 7035677A JP 3567795 A JP3567795 A JP 3567795A JP H08237511 A JPH08237511 A JP H08237511A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
- H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
- H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
- H03K4/60—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor
- H03K4/62—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as a switching device
- H03K4/64—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as a switching device combined with means for generating the driving pulses
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/27—Circuits special to multi-standard receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 水平同期信号の周波数を切り替える際に、水
平偏向回路のトランジスタに過大な電流が流れるのを防
止する。 【構成】 本発明によるマルチスキャン対応水平偏向ド
ライブ回路においては、入力コンポジットビデオ信号の
Ｈ同期パルスの周波数が低下したときは、水平ドライブ
パルスの周波数の低下よりも速くドライブ電源電圧を低
下させる。 【効果】 水平偏向回路のトランジスタに過大なコレク
タ電流が流れるのを防止することができる。
平偏向回路のトランジスタに過大な電流が流れるのを防
止する。 【構成】 本発明によるマルチスキャン対応水平偏向ド
ライブ回路においては、入力コンポジットビデオ信号の
Ｈ同期パルスの周波数が低下したときは、水平ドライブ
パルスの周波数の低下よりも速くドライブ電源電圧を低
下させる。 【効果】 水平偏向回路のトランジスタに過大なコレク
タ電流が流れるのを防止することができる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の水平走査周波数
によって画像表示できるマルチスキャンＣＲＴ（陰極線
管）表示装置の水平偏向ドライブ回路に関する。
によって画像表示できるマルチスキャンＣＲＴ（陰極線
管）表示装置の水平偏向ドライブ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在のテレビジョン放送では、水平走査
線数が５２５本でのその水平走査周波数は１５．７５Ｋ
Ｈｚのものが用いられている。しかし、医療用、或いは
コンピュータディスプレイ用等のものでは、走査線数が
１０００本以上の高精細度映像が必要とされるものもあ
り、また、逆に監視用等のように３００本程度の映像で
もよいものもある。これら走査線数が異なった映像を単
一の装置で受像できるマルチスキャン方式のＣＲＴ表示
装置が知られている。
線数が５２５本でのその水平走査周波数は１５．７５Ｋ
Ｈｚのものが用いられている。しかし、医療用、或いは
コンピュータディスプレイ用等のものでは、走査線数が
１０００本以上の高精細度映像が必要とされるものもあ
り、また、逆に監視用等のように３００本程度の映像で
もよいものもある。これら走査線数が異なった映像を単
一の装置で受像できるマルチスキャン方式のＣＲＴ表示
装置が知られている。
【０００３】かかる受像機に用いられているマルチスキ
ャン水平偏向ドライブ回路の従来技術としては、水平同
期信号に比例した直流電圧を発生させ、この直流電圧に
よって水平ＡＦＣ回路のＶＣＯの発振周波数を制御し
て、複数の広い範囲の水平同期信号の周波数に同期させ
る方法が、例えば、特公昭６１−８６２８号公報に記載
されている。
ャン水平偏向ドライブ回路の従来技術としては、水平同
期信号に比例した直流電圧を発生させ、この直流電圧に
よって水平ＡＦＣ回路のＶＣＯの発振周波数を制御し
て、複数の広い範囲の水平同期信号の周波数に同期させ
る方法が、例えば、特公昭６１−８６２８号公報に記載
されている。
【０００４】以下、かかる従来技術を図１のブロック図
に基づいて具体的に説明する。図１のマルチスキャン対
応水平偏向ドライブ回路は、特公昭６１−８６２６号公
報に開示されており、この回路において、Ｆ−Ｖ変換回
路１は、図示しない同期信号分離回路によって、入力コ
ンポジットビデオ信号から抽出された水平（Ｈ）同期パ
ルスの周波数に応じた周波数電圧を生成する。直流コン
バータ２は、Ｆ／Ｖ変換回路１の出力電圧である周波数
電圧が入力され、この周波数電圧に応じたドライブ電源
電圧ＥHを生成してこれを水平偏向回路３の電源端子に
供給する。ＶＣＯ回路４はドライブ電源電圧ＥHに応じ
た周波数の水平ドライブパルスを生成してこれを水平偏
向回路３のトランジスタＱ１のベースに供給する。ま
た、位相比較器５は、入力Ｈ同期パルスと水平偏向回路
３において現れるパルス電圧との位相差に応じた位相電
圧を生成してこれをＶＣＯ回路４に供給する。ＶＣＯ回
路４は、この位相電圧に応じてその水平ドライブパルス
の位相を制御するのである。
に基づいて具体的に説明する。図１のマルチスキャン対
応水平偏向ドライブ回路は、特公昭６１−８６２６号公
報に開示されており、この回路において、Ｆ−Ｖ変換回
路１は、図示しない同期信号分離回路によって、入力コ
ンポジットビデオ信号から抽出された水平（Ｈ）同期パ
ルスの周波数に応じた周波数電圧を生成する。直流コン
バータ２は、Ｆ／Ｖ変換回路１の出力電圧である周波数
電圧が入力され、この周波数電圧に応じたドライブ電源
電圧ＥHを生成してこれを水平偏向回路３の電源端子に
供給する。ＶＣＯ回路４はドライブ電源電圧ＥHに応じ
た周波数の水平ドライブパルスを生成してこれを水平偏
向回路３のトランジスタＱ１のベースに供給する。ま
た、位相比較器５は、入力Ｈ同期パルスと水平偏向回路
３において現れるパルス電圧との位相差に応じた位相電
圧を生成してこれをＶＣＯ回路４に供給する。ＶＣＯ回
路４は、この位相電圧に応じてその水平ドライブパルス
の位相を制御するのである。
【０００５】前述の如く、入力コンポジットビデオ信号
の１フレームの走査線数が多い場合等には、Ｈ同期パル
スの周波数が高くなるので、水平ドライブパルスの周波
数も上昇すると共にドライブ電源電圧ＥHも上昇する。
次いで、入力コンポジット信号がＮＴＳＣ方式のテレビ
信号になるとＨ同期パスの周波数が低下するので、水平
ドライブパルスの周波数が低下し、これに伴ってドライ
ブ電源電圧ＥHも低下するのである。この場合、水平ド
ライブパルスの周波数が低下するように切り替わったと
き、ドライブ電源電圧ＥHの低下が遅れるとトランジス
タのコレクタパルスが過大となり、コレクタ電流が過大
となってトランジスタＱ１が破壊されることがある。
の１フレームの走査線数が多い場合等には、Ｈ同期パル
スの周波数が高くなるので、水平ドライブパルスの周波
数も上昇すると共にドライブ電源電圧ＥHも上昇する。
次いで、入力コンポジット信号がＮＴＳＣ方式のテレビ
信号になるとＨ同期パスの周波数が低下するので、水平
ドライブパルスの周波数が低下し、これに伴ってドライ
ブ電源電圧ＥHも低下するのである。この場合、水平ド
ライブパルスの周波数が低下するように切り替わったと
き、ドライブ電源電圧ＥHの低下が遅れるとトランジス
タのコレクタパルスが過大となり、コレクタ電流が過大
となってトランジスタＱ１が破壊されることがある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記問題点
を鑑みてなされたものであり、水平同期信号の周波数を
切り替える際に、水平偏向回路のトランジスタに過大な
電流が流れるのを防止したマルチスキャン対応水平偏向
ドライブ回路を提供することを目的とする。
を鑑みてなされたものであり、水平同期信号の周波数を
切り替える際に、水平偏向回路のトランジスタに過大な
電流が流れるのを防止したマルチスキャン対応水平偏向
ドライブ回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によるマルチスキ
ャン対応水平偏向ドライブ回路は、ＣＲＴの水平偏向回
路にドライブ電源電圧と水平ドライブパルスを供給する
マルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路であって、水
平同期パルスの周波数に対応した大きさの第１制御電圧
を発生する第１制御電圧発生手段と、前記第１制御電圧
に応じた電圧を前記ドライブ電源電圧として発生するド
ライブ電源電圧発生手段と、前記水平同期パルスの周波
数に対応した大きさの第２制御電圧を発生す第２制御電
圧発生手段と、前記第２制御電圧に応じた周波数のパル
スを前記水平ドライブパルスとして発生する水平ドライ
ブパルス発生手段とを備え、前記第１制御電圧発生手段
よりの第１制御電圧は、水平同期パルスの周波数が低下
した際には前記第２制御電圧発生手段よりの第２制御電
圧に比して早く発生するようにしたことを特徴とする。
ャン対応水平偏向ドライブ回路は、ＣＲＴの水平偏向回
路にドライブ電源電圧と水平ドライブパルスを供給する
マルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路であって、水
平同期パルスの周波数に対応した大きさの第１制御電圧
を発生する第１制御電圧発生手段と、前記第１制御電圧
に応じた電圧を前記ドライブ電源電圧として発生するド
ライブ電源電圧発生手段と、前記水平同期パルスの周波
数に対応した大きさの第２制御電圧を発生す第２制御電
圧発生手段と、前記第２制御電圧に応じた周波数のパル
スを前記水平ドライブパルスとして発生する水平ドライ
ブパルス発生手段とを備え、前記第１制御電圧発生手段
よりの第１制御電圧は、水平同期パルスの周波数が低下
した際には前記第２制御電圧発生手段よりの第２制御電
圧に比して早く発生するようにしたことを特徴とする。
【０００８】
【作用】本発明によるマルチスキャン対応水平偏向ドラ
イブ回路においては、入力コンポジットビデオ信号のＨ
同期パルスの周波数が低下したときは、水平ドライブパ
ルスの周波数の低下よりも早くドライブ電源電圧を低下
させるのである。
イブ回路においては、入力コンポジットビデオ信号のＨ
同期パルスの周波数が低下したときは、水平ドライブパ
ルスの周波数の低下よりも早くドライブ電源電圧を低下
させるのである。
【０００９】
【実施例】以下に、本発明に係るマルチスキャン対応水
平偏向ドライブ回路を図面を参照しつつ説明する。図２
は、本発明のマルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路
の１実施例を示すブロック図である。
平偏向ドライブ回路を図面を参照しつつ説明する。図２
は、本発明のマルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路
の１実施例を示すブロック図である。
【００１０】かかる水平偏向ドライブ回路は、Ｆ／Ｖ変
換回路１０と、ＶＣＯ回路１１及び１９と、位相比較器
１５及び２０と、第１、２平滑回路１２、１７と、第
１、２遅延回路１３、１８と、直流コンバータ回路１４
と、ワンショットマルチ回路１６と、水平偏向回路２１
と、から構成されている。次に、かかる回路の動作原理
を説明する。
換回路１０と、ＶＣＯ回路１１及び１９と、位相比較器
１５及び２０と、第１、２平滑回路１２、１７と、第
１、２遅延回路１３、１８と、直流コンバータ回路１４
と、ワンショットマルチ回路１６と、水平偏向回路２１
と、から構成されている。次に、かかる回路の動作原理
を説明する。
【００１１】先ず、水平同期信号が、Ｆ／Ｖ変換回路１
０に供給されると、Ｆ／Ｖ変換回路１０はその同期信号
の周波数を検出してかかる周波数にほぼ比例した直流の
周波数電圧を生成して、ＶＣＯ回路１１に供給する。Ｖ
ＣＯ回路１１は、かかる周波数電圧に応じて水平同期信
号と同じ周波数の電圧パルスＥP1を生成し、第１平滑回
路１２、位相比較器１５、ワンショットマルチ回路１６
及び位相比較器２０に夫々供給する。ここで、位相比較
器１５は、ＶＣＯ回路１１から供給される電圧パルスＥ
P1と水平同期信号との位相差を検出して、この位相差信
号をＶＣＯ回路１１に供給する。これによってＶＣＯ回
路１１は水平同期信号に追従するように動作して、電圧
パルスＥP1は水平同期信号に位相同期することになる。
０に供給されると、Ｆ／Ｖ変換回路１０はその同期信号
の周波数を検出してかかる周波数にほぼ比例した直流の
周波数電圧を生成して、ＶＣＯ回路１１に供給する。Ｖ
ＣＯ回路１１は、かかる周波数電圧に応じて水平同期信
号と同じ周波数の電圧パルスＥP1を生成し、第１平滑回
路１２、位相比較器１５、ワンショットマルチ回路１６
及び位相比較器２０に夫々供給する。ここで、位相比較
器１５は、ＶＣＯ回路１１から供給される電圧パルスＥ
P1と水平同期信号との位相差を検出して、この位相差信
号をＶＣＯ回路１１に供給する。これによってＶＣＯ回
路１１は水平同期信号に追従するように動作して、電圧
パルスＥP1は水平同期信号に位相同期することになる。
【００１２】また、第１平滑回路１２はＶＣＯ回路１１
から供給される電圧パルスＥP1を平滑化し直流電圧Ｅd1
を生成して、第１遅延回路１３に供給する。ここで、第
１平滑回路１２は例えば図３の如き、電気抵抗Ｒ１と、
かかる電気抵抗Ｒ１の一端と接地間に接続されたコンデ
ンサＣ３とからなる積分回路によって構成することがで
きる。
から供給される電圧パルスＥP1を平滑化し直流電圧Ｅd1
を生成して、第１遅延回路１３に供給する。ここで、第
１平滑回路１２は例えば図３の如き、電気抵抗Ｒ１と、
かかる電気抵抗Ｒ１の一端と接地間に接続されたコンデ
ンサＣ３とからなる積分回路によって構成することがで
きる。
【００１３】一方、第１遅延回路１３は供給される直流
電圧のレベルが増大するときに減少する時に比して大な
る積分定数を有している。かかる第１遅延回路１３は例
えば図４に示される如く、互いに並列に接続された抵抗
Ｒ２及びダイオードＤ３と、かかる並列回路の一端と接
地間に接続されたコンデンサＣ４とからなる積分回路に
より構成することができる。第１遅延回路１３は、供給
される直流電圧Ｅd1のレベルが高くなるときはダイオー
ドＤ３はオフされ回路の時定数が大きくなり（例えば７
００msec）、一方、直流電圧Ｅd1のレベルが低くなると
きはダイオードＤ３がオンして回路の時定数が小さくな
る（例えば１００msec）。
電圧のレベルが増大するときに減少する時に比して大な
る積分定数を有している。かかる第１遅延回路１３は例
えば図４に示される如く、互いに並列に接続された抵抗
Ｒ２及びダイオードＤ３と、かかる並列回路の一端と接
地間に接続されたコンデンサＣ４とからなる積分回路に
より構成することができる。第１遅延回路１３は、供給
される直流電圧Ｅd1のレベルが高くなるときはダイオー
ドＤ３はオフされ回路の時定数が大きくなり（例えば７
００msec）、一方、直流電圧Ｅd1のレベルが低くなると
きはダイオードＤ３がオンして回路の時定数が小さくな
る（例えば１００msec）。
【００１４】ここで、例えば、図６（Ａ）に示されるよ
うな直流電圧Ｅd1が第１遅延回路１３に供給された場合
の動作について説明する。図６（Ａ）において電圧レベ
ルが低い部分は、水平同期信号の周波数が低いところを
示し、電圧レベルが高いところは、周波数が高いところ
を示している。第１遅延回路１３は図６（Ｂ）に示され
るような遅延電圧Ｅd1を生成する。ここで、第１遅延回
路１３は直流電圧Ｅd1の電圧レベルが上昇するときはレ
ベル変化を遅延せしめ、入力電圧レベルが下がるところ
ではほとんど遅延させない。即ち水平同期信号の周波数
が上昇する時には、直流コンバータ１４への入力電圧の
上昇を遅延させる一方、周波数が下がる時には直流コン
バータ１４への入力電圧を速やかに低下させるのであ
る。
うな直流電圧Ｅd1が第１遅延回路１３に供給された場合
の動作について説明する。図６（Ａ）において電圧レベ
ルが低い部分は、水平同期信号の周波数が低いところを
示し、電圧レベルが高いところは、周波数が高いところ
を示している。第１遅延回路１３は図６（Ｂ）に示され
るような遅延電圧Ｅd1を生成する。ここで、第１遅延回
路１３は直流電圧Ｅd1の電圧レベルが上昇するときはレ
ベル変化を遅延せしめ、入力電圧レベルが下がるところ
ではほとんど遅延させない。即ち水平同期信号の周波数
が上昇する時には、直流コンバータ１４への入力電圧の
上昇を遅延させる一方、周波数が下がる時には直流コン
バータ１４への入力電圧を速やかに低下させるのであ
る。
【００１５】かかる遅延電圧ＥC1は、直流コンバータ１
４に供給され、かかる直流コンバータ１４はかかる遅延
電圧ＥC1のレベルに応じたドライブ電源電圧を水平偏向
回路２１のフライバックトランス２３の一端に供給す
る。従って、直流コンバータ１４により供給されるドラ
イブ電源電圧は、水平同期信号の周波数が低くなる時に
は素早く低下することになる。
４に供給され、かかる直流コンバータ１４はかかる遅延
電圧ＥC1のレベルに応じたドライブ電源電圧を水平偏向
回路２１のフライバックトランス２３の一端に供給す
る。従って、直流コンバータ１４により供給されるドラ
イブ電源電圧は、水平同期信号の周波数が低くなる時に
は素早く低下することになる。
【００１６】一方、ワンショットマルチ回路１６は、Ｖ
ＣＯ回路１１から供給される電圧パルスＥP1をトリガ信
号として、電圧パルスＥP1よりも大なるパルス幅でかつ
同一周期のパルス電圧ＥMを生成し、第２平滑回路１７
に供給する。第２平滑回路１７は、かかるパルス電圧Ｅ
Mを平滑化して直流電圧Ｅd2を生成して、第２遅延回路
１８に供給する。ここで、第２平滑回路１８は、第１平
滑回路１３と同様に例えば、図３に示されるような積分
回路によって構成することができる。
ＣＯ回路１１から供給される電圧パルスＥP1をトリガ信
号として、電圧パルスＥP1よりも大なるパルス幅でかつ
同一周期のパルス電圧ＥMを生成し、第２平滑回路１７
に供給する。第２平滑回路１７は、かかるパルス電圧Ｅ
Mを平滑化して直流電圧Ｅd2を生成して、第２遅延回路
１８に供給する。ここで、第２平滑回路１８は、第１平
滑回路１３と同様に例えば、図３に示されるような積分
回路によって構成することができる。
【００１７】また、第２遅延回路１８は供給される直流
電圧のレベルが減少するときに増大するときに比して大
なる積分定数を有している。そして、第２遅延回路１８
は、例えば図５に示される如き、互いに並列に接続され
た抵抗Ｒ３及びダイオードＤ４と、かかる並列回路の一
端と接地間に接続されたコンデンサＣ５とからなる積分
回路により構成することができる。図５に示される遅延
回路は、供給される直流電圧Ｅd2のレベルが高くなつと
きはダイオードＤ４がオンされ回路の時定数が小さくな
り（例えば１００msec）、一方、直流電圧Ｅd2のレベル
が低下するときはダイオードＤ４がオフされて回路の時
定数が大きくなる（例えば７００msec）。
電圧のレベルが減少するときに増大するときに比して大
なる積分定数を有している。そして、第２遅延回路１８
は、例えば図５に示される如き、互いに並列に接続され
た抵抗Ｒ３及びダイオードＤ４と、かかる並列回路の一
端と接地間に接続されたコンデンサＣ５とからなる積分
回路により構成することができる。図５に示される遅延
回路は、供給される直流電圧Ｅd2のレベルが高くなつと
きはダイオードＤ４がオンされ回路の時定数が小さくな
り（例えば１００msec）、一方、直流電圧Ｅd2のレベル
が低下するときはダイオードＤ４がオフされて回路の時
定数が大きくなる（例えば７００msec）。
【００１８】ここで、例えば、図７（Ａ）に示されるよ
うな直流電圧Ｅd2が第２遅延回路１８に供給された場合
の動作について説明する。図７（Ａ）において電圧レベ
ルが低い部分は水平同期信号の周波数が低いことを示
し、また、電圧レベルが高いところは、周波数が高いこ
とを示している。第２遅延回路１８は図７（Ｂ）に示さ
れるような遅延電圧ＥC2を生成する。第２遅延回路１８
は、直流電圧Ｅd2の電圧レベルが下がる場合は緩やかに
電圧を変化させ、電圧レベルが上昇する場合には出力電
圧を素早く上昇させる。水平同期信号の周波数が下がる
ときには、出力電圧の変化を遅延させる一方、水平同期
周波数が上がる時には出力電圧の変化を遅延させないの
である。
うな直流電圧Ｅd2が第２遅延回路１８に供給された場合
の動作について説明する。図７（Ａ）において電圧レベ
ルが低い部分は水平同期信号の周波数が低いことを示
し、また、電圧レベルが高いところは、周波数が高いこ
とを示している。第２遅延回路１８は図７（Ｂ）に示さ
れるような遅延電圧ＥC2を生成する。第２遅延回路１８
は、直流電圧Ｅd2の電圧レベルが下がる場合は緩やかに
電圧を変化させ、電圧レベルが上昇する場合には出力電
圧を素早く上昇させる。水平同期信号の周波数が下がる
ときには、出力電圧の変化を遅延させる一方、水平同期
周波数が上がる時には出力電圧の変化を遅延させないの
である。
【００１９】かかる遅延電圧ＥC2は、ＶＣＯ回路１９に
供給され、ＶＣＯ回路１９は、かかる遅延電圧ＥC2のレ
ベルに応じた水平ドライブパルスＥP2を生成して、水平
偏向回路２１のトランジスタＱ２に供給する。従って、
水平ドライブパルスＥP2は、水平同期信号の周波数が低
くなるときには遅く応答することになる。ここで、位相
比較器２０には、ＶＣＯ回路１１から電圧パルスＥP1と
フライバックトランス２３の検出コイルから出力される
フライバックパルス信号ＶEPとが供給される。そして、
位相比較器２０は、かかる電圧パルスＥP1とフライバッ
クパルスＶEPとの位相差を検出して、この位相差信号を
ＶＣＯ回路１９に供給する。これによってＶＣＯ回路１
９は電圧パルスＥP1に追従するように動作して、ドライ
ブパルスＥP2は電圧パルスＥP1即ち水平同期信号に位相
同期することになる。
供給され、ＶＣＯ回路１９は、かかる遅延電圧ＥC2のレ
ベルに応じた水平ドライブパルスＥP2を生成して、水平
偏向回路２１のトランジスタＱ２に供給する。従って、
水平ドライブパルスＥP2は、水平同期信号の周波数が低
くなるときには遅く応答することになる。ここで、位相
比較器２０には、ＶＣＯ回路１１から電圧パルスＥP1と
フライバックトランス２３の検出コイルから出力される
フライバックパルス信号ＶEPとが供給される。そして、
位相比較器２０は、かかる電圧パルスＥP1とフライバッ
クパルスＶEPとの位相差を検出して、この位相差信号を
ＶＣＯ回路１９に供給する。これによってＶＣＯ回路１
９は電圧パルスＥP1に追従するように動作して、ドライ
ブパルスＥP2は電圧パルスＥP1即ち水平同期信号に位相
同期することになる。
【００２０】ここで、水平偏向回路２１について説明す
る。かかる水平偏向回路２１においては、フライバック
トランス２３の１次コイルの他端と接地間には、直列接
続されたＣＲＴ水平偏向コイルＬ及びＳ字補正コンデン
サＣ２、共振コンデンサＣ１、ダンパダイオードＤ１及
びトランジスタＱ２が互いに並列接続される。フライバ
ックトランス２３の高圧コイルである２次コイルの出力
は高圧ダイオードＤ２によって整流されて、ＣＲＴのア
ノードに供給される。また、フライバックトランス２３
にはフライバックパルスを抽出してこれをフライバック
パルス信号ＶEPとして出力する検出コイルが設けられ
る。このフライバックパルス信号ＶEPは上述した如く、
位相比較器２０の一端に供給される。
る。かかる水平偏向回路２１においては、フライバック
トランス２３の１次コイルの他端と接地間には、直列接
続されたＣＲＴ水平偏向コイルＬ及びＳ字補正コンデン
サＣ２、共振コンデンサＣ１、ダンパダイオードＤ１及
びトランジスタＱ２が互いに並列接続される。フライバ
ックトランス２３の高圧コイルである２次コイルの出力
は高圧ダイオードＤ２によって整流されて、ＣＲＴのア
ノードに供給される。また、フライバックトランス２３
にはフライバックパルスを抽出してこれをフライバック
パルス信号ＶEPとして出力する検出コイルが設けられ
る。このフライバックパルス信号ＶEPは上述した如く、
位相比較器２０の一端に供給される。
【００２１】引き続き、水平偏向回路１６の動作につい
て説明する。先ず、フライバックトランス２３の一端に
は直流コンバータ１４により電源電圧が供給されてい
る。そして、ＶＣＯ回路１９のドライブパルスＥP2がト
ランジスタＱ２に供給され、トランジスタＱ２がオン状
態となると、水平偏向コイルＬに蓄積された電磁エネル
ギが放出され偏向コイルＬに電流が供給されてこの電流
が直線的に増大する。トランジスタＱ２がオフ状態とな
ると、偏向コイルＬに蓄えられた電磁エネルギが共振コ
ンデンサＣ１を充電するように流れて偏向コイルＬの端
子電圧が上昇する。この電圧が水平帰線パルスとなって
フライバックトランス２３により昇圧されて該トランス
の２次コイルに高電圧が発生し、さらに高圧ダイオード
Ｄ２によって整流されてＣＲＴのアノードに供給され
る。上記電磁エネルギが共振コンデンサＣ１に充電され
てしまうと、偏向コイルＬには電流が流れなくなるが、
その後共振コンデンサＣ１に蓄えられた静電エネルギが
偏向コイルＬに向けて放電され、偏向コイルＬには逆方
向に電流が流れる。次いで、共振コンデンサＣ１の放電
が終了すると、偏向コイルＬに蓄えられたエネルギーは
ダンパダイオードＤ１を介して放電される。そして、再
びトランジスタＱ２がオン状態となって上述の動作が繰
り返されて、上記高電圧が発生すると共に偏向コイルＬ
にのこぎり歯状波水平偏向電流が流れる。
て説明する。先ず、フライバックトランス２３の一端に
は直流コンバータ１４により電源電圧が供給されてい
る。そして、ＶＣＯ回路１９のドライブパルスＥP2がト
ランジスタＱ２に供給され、トランジスタＱ２がオン状
態となると、水平偏向コイルＬに蓄積された電磁エネル
ギが放出され偏向コイルＬに電流が供給されてこの電流
が直線的に増大する。トランジスタＱ２がオフ状態とな
ると、偏向コイルＬに蓄えられた電磁エネルギが共振コ
ンデンサＣ１を充電するように流れて偏向コイルＬの端
子電圧が上昇する。この電圧が水平帰線パルスとなって
フライバックトランス２３により昇圧されて該トランス
の２次コイルに高電圧が発生し、さらに高圧ダイオード
Ｄ２によって整流されてＣＲＴのアノードに供給され
る。上記電磁エネルギが共振コンデンサＣ１に充電され
てしまうと、偏向コイルＬには電流が流れなくなるが、
その後共振コンデンサＣ１に蓄えられた静電エネルギが
偏向コイルＬに向けて放電され、偏向コイルＬには逆方
向に電流が流れる。次いで、共振コンデンサＣ１の放電
が終了すると、偏向コイルＬに蓄えられたエネルギーは
ダンパダイオードＤ１を介して放電される。そして、再
びトランジスタＱ２がオン状態となって上述の動作が繰
り返されて、上記高電圧が発生すると共に偏向コイルＬ
にのこぎり歯状波水平偏向電流が流れる。
【００２２】尚、前記した如く、水平同期信号の周波数
が低下する時には、フライバックトランス２３の一端に
供給されるドライブ電源電圧の低下よりも水平ドライブ
パルスの周波数の低下を遅らせている故、周波数の切り
替わり時において、過大なコレクタ電流が流れるのを防
止することができるのである。さらに、ドライブ電源電
圧及び水平ドライブパルス発生用に夫々ＶＣＯが設けて
いる故、水平同期信号の周波数が変わっても、かかる同
期信号に素早く追従して位相同期させることが可能であ
り、周波数の切り替わり時におけるスキャンの応答を十
分速くすることができるのである。
が低下する時には、フライバックトランス２３の一端に
供給されるドライブ電源電圧の低下よりも水平ドライブ
パルスの周波数の低下を遅らせている故、周波数の切り
替わり時において、過大なコレクタ電流が流れるのを防
止することができるのである。さらに、ドライブ電源電
圧及び水平ドライブパルス発生用に夫々ＶＣＯが設けて
いる故、水平同期信号の周波数が変わっても、かかる同
期信号に素早く追従して位相同期させることが可能であ
り、周波数の切り替わり時におけるスキャンの応答を十
分速くすることができるのである。
【００２３】尚、上記した第１及び第２遅延手段につい
ては、積分回路を用いたがこれに限定されず、例えば、
マイクロプロセッサを用いて、入力直流電圧の低下及び
上昇に対して異なる遅延時間を有する遅延回路を形成さ
せることができるのは明らかである。要するに、水平偏
向回路に供給されるドライブ電源電圧の低下を水平ドラ
イブパルスの周波数低下に先だって行なうように第１及
び第２遅延回路の遅延時間を設定すれば良いのである。
ては、積分回路を用いたがこれに限定されず、例えば、
マイクロプロセッサを用いて、入力直流電圧の低下及び
上昇に対して異なる遅延時間を有する遅延回路を形成さ
せることができるのは明らかである。要するに、水平偏
向回路に供給されるドライブ電源電圧の低下を水平ドラ
イブパルスの周波数低下に先だって行なうように第１及
び第２遅延回路の遅延時間を設定すれば良いのである。
【００２４】
【発明の効果】本発明のマルチスキャン対応水平偏向ド
ライブ回路によれば、水平同期信号の周波数が下がる時
には水平偏向回路に供給されるドライブ電源電圧の低下
を水平ドライブパルスの周波数の低下に先立って行う
故、水平偏向回路のトランジスタに過大なコレクタ電流
が流れるのを防止することができる。
ライブ回路によれば、水平同期信号の周波数が下がる時
には水平偏向回路に供給されるドライブ電源電圧の低下
を水平ドライブパルスの周波数の低下に先立って行う
故、水平偏向回路のトランジスタに過大なコレクタ電流
が流れるのを防止することができる。
【図１】マルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路の従
来技術を示すブロック図である。
来技術を示すブロック図である。
【図２】本発明に係るマルチスキャン対応水平偏向ドラ
イブ回路の実施例を示すブロック図である。
イブ回路の実施例を示すブロック図である。
【図３】図２の第１、２平滑回路の具体例を示す回路図
である。
である。
【図４】図２の第１遅延回路の具体例を示す回路図であ
る。
る。
【図５】図２の第２遅延回路の具体例を示す回路図であ
る。
る。
【図６】図２の第１遅延回路の動作を説明するための波
形図である。
形図である。
【図７】図２の第２遅延回路の動作を説明するための波
形図である。
形図である。
１、１０、１８ Ｆ／Ｖ変換回路 ２、１４ 直流コンバータ ３、２１ 水平偏向回路 ２３ フライバックトランス ５、１５、２０ 位相比較器 ４、１１、１９ ＶＣＯ回路 １２、１７ 第１及び第２平滑回路 １３、１８ 第１及び第２遅延回路
Claims (3)
- 【請求項１】 ＣＲＴの水平偏向回路にドライブ電源電
圧と水平ドライブパルスを供給するマルチスキャン対応
水平偏向ドライブ回路であって、 水平同期パルスの周波数に対応した大きさの第１制御電
圧を発生する第１制御電圧発生手段と、 前記第１制御電圧に応じた電圧を前記ドライブ電源電圧
として発生するドライブ電源電圧発生手段と、 前記水平同期パルスの周波数に対応した大きさの第２制
御電圧を発生す第２制御電圧発生手段と、 前記第２制御電圧に応じた周波数のパルスを前記水平ド
ライブパルスとして発生する水平ドライブパルス発生手
段とを備え、 前記第１制御電圧発生手段よりの第１制御電圧は、水平
同期パルスの周波数が低下した際には前記第２制御電圧
発生手段よりの第２制御電圧に比して早く発生するよう
にしたことを特徴とするマルチスキャン対応水平偏向ド
ライブ回路。 - 【請求項２】 ＣＲＴの水平偏向回路にドライブ電源電
圧と水平ドライブパルスを供給するマルチスキャン対応
水平偏向ドライブ回路であって、 水平同期パルスの周波数に対応した大きさの周波数電圧
を発生する周波数電圧変換手段と、 前記周波数電圧に応じかつ前記水平同期パルスに位相同
期した電圧パルスを生成する手段と、 前記電圧パルスを平滑化して直流電圧を生成する第１平
滑手段と、 前記第１平滑手段により平滑化された直流電圧を遅延し
第１遅延電圧を生成する第１遅延手段と、 前記第１遅延電圧のレベルに応じた電圧を前記ドライブ
電源電圧として生成するコンバータ電源と、 前記電圧パルスを平滑化して直流電圧を生成する第２平
滑手段と、 前記第２平滑手段により平滑化された直流電圧を遅延し
て第２遅延電圧を生成する第２遅延手段と、 前記第２遅延電圧に応じかつ前記電圧パルスに位相同期
したパルスを前記水平ドライブパルスとして生成する水
平ドライブパルス生成手段と、からなり、 前記第１遅延手段は、入力直流電圧のレベルの低下の際
には前記第２遅延手段の遅延時間より短い遅延時間を呈
することを特徴とするマルチスキャン対応水平偏向ドラ
イブ回路。 - 【請求項３】 前記第１遅延手段は、入力直流電圧のレ
ベル低下のときはレベル上昇の時に比して小なる遅延時
間を有し、 前記第２遅延手段は、入力直流電圧のレベル低下のとき
はレベル上昇のときに比して大なる遅延時間を有するこ
とを特徴とする請求項２記載のマルチスキャン対応水平
偏向ドライブ回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7035677A JPH08237511A (ja) | 1995-02-23 | 1995-02-23 | マルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路 |
| US08/603,973 US5754015A (en) | 1995-02-23 | 1996-02-20 | Horizontal deflection circuit for multiscan type display devices |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7035677A JPH08237511A (ja) | 1995-02-23 | 1995-02-23 | マルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237511A true JPH08237511A (ja) | 1996-09-13 |
Family
ID=12448522
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7035677A Pending JPH08237511A (ja) | 1995-02-23 | 1995-02-23 | マルチスキャン対応水平偏向ドライブ回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5754015A (ja) |
| JP (1) | JPH08237511A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100223644B1 (ko) * | 1997-01-14 | 1999-10-15 | 윤종용 | 개인용 컴퓨터 모니터 겸용 멀티시스템 텔레비젼 수상기 |
| JPH11205627A (ja) * | 1998-01-19 | 1999-07-30 | Sony Corp | 水平偏向装置、自動周波数制御装置および映像信号受信装置 |
| KR20010013971A (ko) * | 1998-04-21 | 2001-02-26 | 이데이 노부유끼 | 수평편향회로 |
| JP3271581B2 (ja) * | 1998-04-24 | 2002-04-02 | 株式会社村田製作所 | 偏向高圧一体型電源装置 |
| JPH11341298A (ja) * | 1998-05-25 | 1999-12-10 | Sony Corp | 水平偏向回路 |
| DE19955777C1 (de) * | 1999-11-19 | 2001-06-07 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung zum Steuern der Speisespannung einer Bildsignal-Ablenkungseinheit sowie deren Verwendung |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS618628A (ja) * | 1984-06-22 | 1986-01-16 | Satake Eng Co Ltd | 穀粒の秤量袋詰装置 |
| JPH0646786B2 (ja) * | 1985-04-19 | 1994-06-15 | ソニー株式会社 | マルチ走査形テレビジヨン受像機の水平偏向回路 |
| CA1235822A (en) * | 1985-06-11 | 1988-04-26 | Walter Kurz | Regulation of picture size with varying scan frequency |
| US5329211A (en) * | 1992-02-17 | 1994-07-12 | Hitachi, Ltd. | CRT display unit |
-
1995
- 1995-02-23 JP JP7035677A patent/JPH08237511A/ja active Pending
-
1996
- 1996-02-20 US US08/603,973 patent/US5754015A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5754015A (en) | 1998-05-19 |
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