JPH08154378A

JPH08154378A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08154378A
Application number: JP6305725A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-09-30
Filing date: 1994-11-16
Publication date: 1996-06-11
Also published as: DE69501245T2; EP0704958A1; EP0704958B1; US5640310A; DE69501245D1

Abstract

(57)【要約】【目的】力率改善が図られている電流共振形のスイッ
チング電源回路において、更に回路の小型・軽量化及び
コストの削減及び、効率、レギュレーション特性等の回
路特性の向上を図る。【構成】絶縁トランスの一次巻線Ｎ₁ 及び共振コンデ
ンサＣ₁ により形成される直列共振回路をブリッジ整流
回路Ｄ₁ の正極出力ラインに対して接続する。また、Ｌ
ＣローパスフィルタのフィルタチョークコイルＬ_N 及び
高速リカバリ型ダイオードＤ₂ を平滑コンデンサＣｉに
対する充電経路に直列に挿入し、フィルタコンデンサＣ
_N は平滑コンデンサＣｉの正極に対して接続する。更
に、チョークコイルＣＨに対して共振用コンデンサＣ₂
を並列接続して並列共振回路を全波整流ラインに形成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。電源の力率を
改善するためには、例えばチョークインプット方式の整
流回路を使用することが最も簡単であり、電磁ノイズの
対策（ＥＭＩ）の上でも好ましい。また、スイッチング
電源の断続電圧を利用して、平滑コンデンサの平均的な
充電電圧を低下し、整流素子の導通角を広げて力率の改
善を計るＭａｇｎｅｔ−Ｓｗｉｔｃｈ方式（以下、ＭＳ
方式という）が考えられている。

【０００４】そして、上記ＭＳ方式の力率改善手段を電
流共振形コンバータによるスイッチング電源回路に応用
した発明が、先に本出願人により提案されており（特願
平６−２１０７４０）、図１６は、この発明に基づいて
構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図で
あり、この場合にはハーフブリッジによる他励式の電流
共振形コンバータとされている。

【０００５】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
している。この交流電源ＡＣに対してはフィルタチョー
クコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N のインピーダ
ンス素子より構成されるＬＣローパスフィルタが設けら
れており、これはスイッチング周波数の高周波ノイズが
ＡＣラインに流入するのを阻止するためのものとされ
る。Ｄ₁ は４本のダイオードからなるブリッジ整流回路
とされ、入力された交流電源ＡＣについて全波整流を行
う。なお、破線で示す２本の整流ダイオードについて
は、いわゆる高速リカバリ型（Ｄ_FRとして示す）が用い
られており、これは全波整流出力ラインに後で述べるス
イッチング周期の高周波電流が流れることによる。この
全波整流出力はチョークコイルＣＨ、三次巻線Ｎ₃ を介
して平滑コンデンサＣｉに充電される。

【０００６】Ｑ₁ 、Ｑ₂ はハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路を形成するスイッチング素子で、この場合には
ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタとされ、図のように平滑コ
ンデンサＣｉの正極側とアース間に対してそれぞれ直列
に接続されている。これらスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ
₂ は発振ドライブ回路２により交互にオン／オフとなる
ようなスイッチング動作が行われるよう駆動される。な
お、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に対してそれぞれ並列
して設けられるＤ_D1、Ｄ_D2はそれぞれスイッチングオフ
時の電流経路を形成するクランプダイオードを示す。３
は起動回路を示しており、例えば電源オン時に平滑コン
デンサＣｉに対して充電が開始されて充電電圧が現れる
と動作して、発振ドライブ回路２を起動させる。

【０００７】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は共
振コンデンサＣ₁ を介してスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
のソース・ドレインの接続点に接続され、他端はアース
に対して接地されている。そして、これら共振コンデン
サＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＩＴのイ
ンダクタンス成分により直列共振回路を形成している。
また、ここでは一次巻線Ｎ₁ が巻き上げられて巻線Ｎ₄
が形成され、この巻線Ｎ₄ に対して、図のようにダイオ
ードＤ₄ とコンデンサＣ₄ からなる整流平滑回路が接続
され、ここで得られる直流が起動回路３に供給されるよ
うになっている。

【０００８】また、この絶縁トランスＰＩＴには三次巻
線Ｎ₃ が巻回されており、この三次巻線Ｎ₃ に誘起され
るスイッチング電圧Ｖ₃ がチョークコイルＣＨ及び平滑
コンデンサＣ_i 間に供給されている。すなわち平滑コン
デンサＣ_i の充電路にスイッチング電圧が供給されるよ
うに構成されている。したがって整流された全波整流電
圧は、チョークコイルＣＨを通過した後、スイッチング
電圧が重畳され平滑用のコンデンサＣ_i に充電される。

【０００９】絶縁トランスＰＩＴの二次側では、一次巻
線Ｎ₁ により二次巻線Ｎ₂ の誘起電圧がブリッジ整流回
路Ｄ₃ 及び平滑コンデンサＣ₃ 、により直流電圧に変換
されて出力電圧Ｅ₀ とされる。制御回路１は二次側の直
流電圧出力Ｅ₀ と基準電圧を比較して、その誤差に応じ
た制御信号を発振ドライブ回路２に供給する。発振ドラ
イブ回路２ではこの制御信号に基づいて、例えばスイッ
チング周波数が可変され、これにより定電圧制御が行わ
れる。

【００１０】このスイッチング電源回路の構成では、一
次巻線Ｎ₁ に共振電流が流れる絶縁トランスＰＩＴに三
次巻線Ｎ₃ が設けられていることで、この三次巻線Ｎ₃
に励起されたスイッチング電圧が平滑用のコンデンサＣ
ｉの充電路に供給されて整流電圧に重畳される。したが
って、ブリッジ整流回路Ｄ₁ から流出する電流の流通角
が拡大して、その平均値は正弦波に近い充電電流にな
る。その結果、商用交流電源から供給された交流電流は
高調波歪みが少なくなり、力率が向上することになる。
なお、整流回路から流出する電流Ｉ₁ はスイッチング周
期で寸断され不連続的に流れることになるから、例えば
ブリッジ整流回路Ｄ₁ のうちいずれか２つのダイオード
について高速リカバリ型を使用することが要請される。
この図では、破線Ｄ_FRで示す正極出力側の２本のダイオ
ードが高速リカバリ型とされている。

【００１１】また、先に本出願人により、絶縁トランス
の一次側あるいは二次側からスイッチング出力に応じた
電圧をチョークコイルに励起するようにした磁気結合ト
ランスを設けて、これによりブリッジ整流回路の整流出
力にスイッチング周期の電圧を重畳することで力率改善
を図るようにされたスイッチング電源回路が提案されて
いる（特願平６−１９２７３７）。これによれば上記図
１６に示した回路よりも整流平滑電圧Ｖｉの変動を容易
に抑制することが可能となる。

【００１２】図１７は、上記磁気結合トランスを備えて
構成されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図で
ある。この場合には、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ にト
ランジスタを用いた、ハーフブリッジタイプの自励式電
流共振形によるものとされ、図１６と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。

【００１３】この回路のスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
は、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に
対してそれぞれのコレクタ、エミッタを介して接続され
る。また、抵抗Ｒ₆ 、Ｒ₆ は起動抵抗を、またスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ベース−エミッタ間に挿入され
るＤ_D1、Ｄ_D2はそれぞれダンパーダイオードを示す。ま
た、抵抗Ｒ₅ 、Ｒ₅ はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライブ電流）調整用抵抗を示
している。そして、Ｃ₅ 、Ｃ₅ は共振用のコンデンサで
あり、次に説明するドライブトランスＰＲＴの駆動巻線
Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の共振回路を形成してい
る。

【００１４】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング周波数を可変制御するドライブトランスを示
し、この図の場合には駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流
検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して
制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交型の可飽
和リアクトルとされている。このドライブトランスＰＲ
Ｔのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端はコ
ンデンサＣ₅ に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエミッ
タに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の駆動
巻線Ｎ_B の一端はアースに接地され、他端はコンデンサ
Ｃ₅ と接続されて、スイッチング素子Ｑ₁ の前記駆動巻
線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力されるようになされてい
る。また、電流検出巻線Ｎ_D はその一端が磁気結合トラ
ンスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ と接続され、他端は共振コン
デンサＣ₁ を介して絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁
に対して接続される。

【００１５】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は共
振コンデンサＣ₁ を介して電流検出巻線Ｎ_D と直列に接
続され、他端はアースに対して接地されている。そし
て、これら共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を含む
絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分により共振回
路を形成している。二次側では、一次巻線Ｎ₁ に流れる
スイッチング出力により、二次巻線Ｎ₂ 誘起される誘起
電圧が、ブリッジ整流回路Ｄ₃ 及び平滑コンデンサＣ₃
により直流電圧に変換されて出力電圧Ｅ₀ として出力さ
れる。制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力Ｅ_O
と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、
制御電流としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線Ｎ_C
に供給する。

【００１６】この図において、ＭＣＴが磁気結合トラン
スとされる。この磁気結合トランスＭＣＴは先の図１６
においてチョークコイルＣＨに相当する二次巻線Ｎｉ
（Ｌｉは自己インダクタンスを示す）と、絶縁トランス
ＰＩＴの三次巻線に相当する巻線Ｎ₃ （インダクタンス
Ｌ₃ ）を一次巻線として、フェライトコアによって例え
ば１：１の巻線比で密結合したものである。なお、ここ
では磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ は、絶縁ト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に対して共振コンデンサＣ
₁ 及び電流検出巻線Ｎ_D を介して直列に接続されてい
る。

【００１７】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ₆ 、Ｒ₆ を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、電
流検出巻線Ｎ_D →コンデンサＣ₁ →一次巻線Ｎ₁ →に共
振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイ
ッチング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフ
となるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ
₂ を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる自励式の
スイッチング動作が開始される。このように、平滑コン
デンサＣ_i の端子電圧を動作電源としてスイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶
縁トランスの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドラ
イブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ₂ に交番出力を得
る。

【００１８】また、二次側の直流出力電圧（Ｅ_O ）が低
下した時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電
流が制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共
振周波数に近くなるように）にされて、一次巻線Ｎ₁ に
流すドライブ電流が増加するように制御して定電圧化を
図っている。

【００１９】そして、力率改善動作としては磁気結合ト
ランスＭＣＴにより、絶縁トランスＰＩＴに流れる共振
電流に対応するスイッチング電圧を、一次巻線Ｎ₃ によ
り二次巻線Ｎｉの自己インダクタンスＬｉに励起するよ
うにしている。したがって整流された全波整流電圧は、
自己インダクタンスＬｉの巻線Ｎｉでスイッチング電圧
が重畳されて平滑用のコンデンサＣｉに充電されること
になり、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑
コンデンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下
げることになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧
レベルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期
間に充電電流が流れるようになり、この期間がゼロボル
ト近傍にまでおよぶように、上記磁気結合トランスＭＣ
Ｔの巻数等を設定することによって力率が１に近い値を
示すことになる。すなわち、平均的な交流入力電流がＡ
Ｃ電圧波形と同様になって力率改善が図られる。

【００２０】そして、磁気結合トランスを用いた電源回
路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのドライブ電流
が小さくなるから、このドライブ電流によって磁気結合
トランスＭＣＴの二次側に誘起されるスイッチング信号
も小さいものになる。したがって、軽負荷時には充電電
流のレベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大き
くなるため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子
電圧が異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ方式で
は困難だったレギュレーションの改善を行うことができ
る。このため、例えば交流入力電圧Ｖ_AC±２０％の変動
に対しても整流平滑電圧Ｖｉの変動は抑制されるので、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ および平滑コンデンサＣｉ
等の耐圧向上を図る必要はなくなる。

【００２１】また、図１８の回路図は、上記図１７と同
様に磁気結合トランスを備えて構成されるハーフブリッ
ジタイプの自励式電流共振形のスイッチング電源回路の
一例を示すものであり、図１７と同一部分は同一符号を
付して説明を省略する。この回路例では、ドライブトラ
ンスはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を所定のスイッチン
グ周波数で駆動するＣＤＴ（Converter Drive Transfor
mer ）とされ、一次側のスイッチング出力を二次側に伝
送するコンバータトランスは、制御巻線Ｎ_C が直交して
設けられた絶縁トランスＰＲＴ（Power Regulation Tra
nsformer）とされ、制御回路１から直流電圧Ｅ_O に応じ
た制御電流を制御巻線Ｎ_C に供給して、絶縁トランスＰ
ＲＴの飽和特性を変化させて、トランスの漏洩磁束をコ
ントロールすることで定電圧制御を図っている（直列共
振周波数制御方式ともいう）。そして、この回路での磁
気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ は、絶縁トランス
ＰＲＴの二次側の巻線Ｎ₄ の両端と接続されて、二次巻
線Ｎ₄ に励起されるスイッチング周期の電圧が供給され
るように構成されている。このように構成しても磁気結
合トランスＭＣＴの動作により図１７で説明したと同様
の力率改善がなされる。なお、二次巻線Ｎ₄ にはダイオ
ードＤ₄ 、Ｄ₅ 及びコンデンサＣ₄ より形成される両波
整流平滑回路が接続されて、直流出力電圧Ｅ₁ が供給可
能となっている。

【００２２】ここで図１９の斜視図により、上記図１
７、図１８に用いられる磁気結合トランスＭＣＴの構造
例を示す。この場合には、フェライト材によるＥ型コア
Ｃ_R1、Ｃ_R2を互いの磁脚が対向するように組み合わせた
ＥＥ型コアを形成し、この際、中央磁脚には図のように
ギャップＧを形成している。そして、この中央磁脚に対
して一次巻線Ｎｉ、二次巻線Ｎ₃ をそれぞれ巻装して磁
気結合トランスが構成される。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】ただし、図１７に示し
た回路では２００Ｗ以上の重負荷に対応する場合には磁
気結合トランスにある程度のサイズが必要とされ小型化
が難しくなる。また、図１８に示した回路においては、
磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎｉは絶縁トランス
ＰＲＴの一次側の回路素子とされるのに対して、二次巻
線Ｎ₃ は絶縁トランスＰＲＴの二次側の低圧出力用巻線
Ｎ₄ と接続されていることから、磁気結合トランスＭＣ
Ｔにおいては一次巻線Ｎｉと二次巻線Ｎ₃ との絶縁距離
を確保して巻装する必要があるため、同様に小型とする
ことが難しい。

【００２４】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は、例えば
力率改善が図られている電流共振形のスイッチング電源
回路において、回路の小型・軽量化及びコストの削減を
さらに実現していくことを目的とする。また、電源回路
としてはその電気的特性も向上が図られることが好まし
い。

【００２５】このため、商用電源を整流する整流回路
と、この整流回路の出力を平滑するチョークコイル及び
平滑コンデンサからなる平滑回路と、この平滑回路より
出力される電圧を断続するスイッチング回路部と、絶縁
トランスの一次巻線及び共振コンデンサにより形成さ
れ、スイッチング回路部のスイッチング出力が供給され
る共振回路とを備えている電流共振形のスイッチング電
源回路において、共振回路は、その共振出力が上ョーク
コイルに重畳されるように、整流回路と平滑回路間のラ
インに対して接続して構成することとした。

【００２６】そして、整流回路の出力側に対してノーマ
ルモードのローパスフィルタを設け、このローパスフィ
ルタのフィルタチョークコイル及び高速リカバリ型のダ
イオードを、チョークコイルと共に平滑コンデンサに対
する充電経路に直列に挿入し、この際、ローパスフィル
タを形成するフィルタコンデンサは、平滑コンデンサの
正極間に対して接続して構成することとした。また、共
振コンデンサを分割して整流回路の出力側に接続して力
率の設定調整を可能とした。また、自励式の場合であれ
ば、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、スイッチング回路部のスイッチング周波数を可
変する、あるいは絶縁トランスの磁束を可変して定電圧
制御を行うように構成することとした。また、スイッチ
ング回路部は他励式による電流共振形コンバータとし
て、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、スイッチング駆動信号を可変させることにより
定電圧制御を行うように構成することとした。さらにス
イッチング回路部としては、ハーフブリッジ式あるいは
フルブリッジ式のいずれでも上記したような構成を適用
するすることが可能とされる。

【００２７】

【作用】本発明のスイッチング電源回路におけるチョー
クコイルは、磁気結合トランスの二次巻線が省略された
ものと等価なものとして考えることができるが、これに
よりチョークコイルを構成するトランスの小型化が可能
となる。また、磁気結合トランスの二次巻線の省略によ
りそれだけトランスにおける電力損失が低減される分、
効率も向上する。また、ＬＣローパスフィルタ及び高速
リカバリ型ダイオードを整流回路の出力側に設けること
で、ＬＣローパスフィルタのフィルタチョークコイルと
高速リカバリ型ダイオード、チョークコイルが有する抵
抗成分の合成によりサージ電流を抑制するようにするこ
とが可能となり、これによりＡＣラインに突入電流制限
抵抗を挿入する必要がなくなる。ＬＣローパスフィルタ
のフィルタコンデンサが、例えばフィルタチョークコイ
ルと高速リカバリ型ダイオードの接続点と平滑コンデン
サの正極間に対して接続されることで、フィルタコンデ
ンサの両端にかかる電圧をＡＣラインに挿入している場
合よりも低減させることが可能となる。また、分割した
直列共振コンデンサを介して整流回路の出力側と一次巻
線を接続するようにすると、分割した共振コンデンサの
容量を変更して力率を可変設定することが可能となる。
更に、チョークコイルのインダクタンスとにより並列共
振回路あるいは直列共振回路が形成されるように共振用
のコンデンサを設けることで、交流入力電圧が高くかつ
軽負荷時の整流平滑電圧の上昇を抑制することが可能に
なる。また、上記してきた構成を倍電圧整流回路を備え
た電源回路に適用することが可能とされる。

【００２８】

【実施例】図１は本発明のスイッチング電源回路の一例
を示すものとされ、この場合にはハーフブリッジ式によ
る自励式電流共振形とされる。なお、図１７と同一部分
は同一符号を付して説明を省略する。この実施例の回路
においては、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力と平滑コ
ンデンサＣｉの正極間に挿入された巻線Ｎｉを備えて構
成されるチョークコイルＣＨが設けられている。そし
て、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ は、その一端が
共振コンデンサＣ₁ と電流検出巻線Ｎ_D を介してスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点に
対して接続されており、他端はアースに接続される代わ
りに、チョークコイルＣＨとブリッジ整流回路Ｄ₁ の全
波整流出力の間の接続点に対して接続される。

【００２９】つまり、この回路構成は図１７に示した磁
気結合トランスＭＣＴにおいて巻線比１：１で結合され
ている一次巻線Ｎ₃ 及び二次巻線Ｎｉのうち、一次巻線
Ｎ₃を省略して、絶縁トランスの一次巻線Ｎ₁ 及び共振
コンデンサＣ₁ の直列共振回路を全波整流出力ラインの
チョークコイルＣＨに対して接続するような構成となる
ものである。この回路では、絶縁トランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ₁ に流れる共振電流に対応するスイッチング出力
が直接、チョークコイルＣＨにおける二次巻線Ｎｉの自
己インダクタンスＬｉに加わるように形成し、これによ
って、全波整流電圧にスイッチング電圧が重畳されて平
滑用コンデンサＣｉに充電されることになる。従って、
力率改善が図１７において説明したとの同様の作用によ
って生じ、その効果も同等とされる。

【００３０】図２の回路図は他の実施例とされる本発明
のスイッチング電源回路の構成例とされ、図１と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。この図２の回路
では、先ずブリッジ整流回路Ｄ₁ を形成するダイオード
はすべて低速リカバリ型を用いている。このためブリッ
ジ整流回路Ｄ₁ としては１パッケージの部品を用いて回
路サイズの小型化及び低コスト化を図ることが可能であ
る。そして、ここではフィルタチョークコイルＬ_N 及び
フィルタコンデンサＣ_N からなるＬＣローパスフィルタ
回路を、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力側に設けるよ
うにしている。つまり、ブリッジ整流回路の整流出力端
子とチョークコイルＣＨの間のラインに対して、ダイオ
ードＤ₂ と直列に接続されたフィルタチョークコイルＬ
_N が挿入されると共に、フィルタコンデンサＣ_N はフィ
ルタチョークコイルＬ_N とダイオードＤ₂ の接続点と平
滑コンデンサＣｉの正極の間に挿入される。ここで、ダ
イオードＤ₂ は高速リカバリ型のダイオードとされ、図
のようにフィルタチョークコイルＬ_N 側にアノードを接
続し、巻線Ｎｉ側にカソードを接続することで、スイッ
チング周期の高周波がＡＣライン側に流入するのを阻止
するものである。

【００３１】このような構成によれば、ブリッジ整流ダ
イオードの整流出力端子と平滑コンデンサＣｉ間のライ
ンに、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速リカバリ型ダ
イオードＤ₂ 、巻線Ｎｉが直列に接続されて挿入されて
いることになるが、これら素子の各抵抗成分を合成して
得られる値を、電源オン時の突入電流を所要のレベルに
まで抑制することのできるようなものに設定すること
で、通常ＡＣラインに挿入される突入電流制限抵抗Ｒｉ
を省略することが可能となり、また、電力消費が上記各
素子の抵抗成分により分散されるため、発熱も抑えられ
る。

【００３２】また、フィルタコンデンサＣ_N の一端は直
接アースに接地せずに、図のように平滑コンデンサＣｉ
の正極に接続することができるが、これによりフィルタ
コンデンサＣ_N 両端にかかる電圧はＡＣライン側に挿入
されている場合よりも非常に低いものとすることができ
るため、例えば安全規格取得品を採用する必要がなくな
り通常の部品を採用すれば充分対応可能となりサイズ、
コストの点で有利となる。

【００３３】ここで図３に、上記図１及び図２に示した
回路に用ることのできるチョークコイルＣＨの構造例を
斜視図により示す。この場合のコアは、図１９に示した
磁気結合トランスＭＣＴの場合と同様にフェライト材に
よるＥ形コアＣ_R1、Ｃ_R2を図のように組み合わせてなる
ＥＥ形コアとされ、中央磁脚にはギャップＧが形成され
る。そして、この場合には巻線Ｎｉのみが巻装されてチ
ョークコイルＣＨが構成される。

【００３４】このため、同一の負荷条件であれば、上記
図１及び図２に示した実施例のチョークコイルＣＨは、
磁気結合トランスＭＣＴよりも小型かつ軽量に構成する
ことが可能であり、これにより、実際の図１及び図２の
構成による回路装置のサイズは、図１６〜図１８等に示
した回路よりもコンパクトにすることができる。更に、
図２のスイッチング電源回路では、前述したようにＡＣ
ラインの突入電流制限抵抗の省略や、整流ブリッジ回路
のパッケージ化、フィルタコンデンサＬ_N の通常耐圧品
の使用などが可能となることによって、図１の回路より
更に基板サイズの小型化・低コスト化が図られる。

【００３５】図４は、図２のスイッチング電源回路の各
部の動作を示す波形図であり、例えば０．８５の力率が
得られるように構成した場合のものとされる。例えば、
図４（ａ）に示すように交流入力電圧Ｖ_ACが供給される
と、ブリッジ整流回路の全波整流出力電圧Ｖ₁ は、図４
（ｂ）に示す波形となり、この際、全波整流出力ライン
の電流Ｉ₁ は図４（ｃ）に示すように流れる。この電流
Ｉ₁ は高速リカバリ型ダイオードＤ₂ を介して図のよう
にスイッチング周期の高周波が重畳された状態で流れて
いる。このとき、図４（ｆ）のように共振コンデンサＣ
₁ 、一次巻線Ｎ₁ を介した共振電流Ｉ₀ が平滑コンデン
サＣｉへの充電ラインに流れることから、この充電ライ
ンにおいてチョークコイルの巻線Ｎｉを介して流れる電
流Ｉ₂ は図４（ｄ）に示すようになり、休止期間に共振
電流Ｉ₀ の成分が帰還されている。なお、この際ＬＣロ
ーパスフィルタのフィルタコンデンサＣ_Nを介して平滑
コンデンサＣｉからアースへ流れようとする高周波電流
Ｉ₃ は図４（ｅ）に示される。これにより、実際に平滑
コンデンサＣｉに流れるスイッチング周期の電流Ｉ₄ は
図４（ｇ）に示す波形となる。また、平滑コンデンサＣ
ｉの端子電圧Ｖ₁ を図４（ｈ）に示す。そして交流電源
ＡＣに流れる交流入力電流Ｉ_ACは、図４（ｉ）に示す波
形とされ、例えば実際には力率が０．８５とされる程度
に導通角が拡大されている。

【００３６】図５は、本発明の更に他の実施例のスイッ
チング電源回路を示す回路図であり、この場合にはハー
フブリッジタイプの他励式による電流共振形とされる。
なお、図１、図２及び図１６と同一部分については同一
符号を付して説明を省略する。この場合には他励式とさ
れているため、絶縁トランスの一次巻線Ｎ₁ は共振コン
デンサを介して、ＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング素
子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のソース−ドレインの接続点に対して接続
されて、スイッチング電流が共振回路に流れるようにさ
れる。また、この実施例においても図２の場合と同様
に、ＬＣローパスフィルタはブリッジ整流回路Ｄ₁ の出
力側に設けられているが、ここでは、高速リカバリ型ダ
イオードＤ₂ とチョークコイルＣＨの接続順が、図２の
場合とは逆とされている。このような接続形態でも、図
２に示したと同様の作用により力率改善が図られ、ま
た、ＡＣラインの突入電流制限抵抗も同様に省略可能で
ある。なお、この回路では絶縁トランスに設けた三次巻
線Ｎ₃ 、ダイオードＤ₄ 、コンデンサＣ₄ により低圧の
直流電圧を得て起動回路３に供給している。

【００３７】図６は、更に他の実施例として、ハーフブ
リッジタイプの自励式による電流共振形のスイッチング
電源回路を示しており、図２、図５及び図１８と同一の
構成部分は同一符号を付して説明を省略する。この図に
おいては、直列に接続された２つの共振コンデンサ
Ｃ_1A、Ｃ_1Bが、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ と並列に
接続され、絶縁トランスの一次巻線Ｎ₁ の一端が共振コ
ンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bの接続点に対して接続されている。
そして、共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bは、例えば先に示し
た各図における共振コンデンサＣ₁を分割したものとさ
れ、そのキャパシタンスについてＣ₁ ＝Ｃ_1A＋Ｃ_1B となるようにされている。この回路構成では、共振コン
デンサＣ_1A、Ｃ_1Bのキャパシタンスを変化させること
で、力率を可変設定することができ、例えば共振コンデ
ンサＣ_1Aの値を増加させ、共振コンデンサＣ_1Bの値を減
少させるようにすると力率が向上するようにされる。あ
るいは、チョークコイルＣＨのインダクタンスＬｉを変
化させても力率を可変設定可能で、このように本実施例
では容易に力率を任意設定することができる。

【００３８】図７は、フルブリッジタイプの自励式によ
る電流共振形コンバータのスイッチング電源回路として
構成される更に他の実施例の回路図であり、図のように
スイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ とこれらスイッチング素子
Ｑ₃ 、Ｑ₄ の駆動をするための抵抗Ｒ₅ 、Ｒ₆ 、コンデ
ンサＣ₅ 、駆動巻線Ｎ_B 、ダンパーダイオードＤ_D3、Ｄ
_D4等が設けられている。なお、他の図２と同一部分は同
一符号を付して説明を省略する。この図において、共振
コンデンサＣ₁ は上述の図６と同様に、共振コンデンサ
Ｃ_1A、Ｃ_1Bに分割されている。そして、共振コンデンサ
Ｃ_1AはチョークコイルＣＨと高速リカバリ型ダイオード
Ｄ₂ の接続点と一次巻線Ｎ₁ との間に挿入され、共振コ
ンデンサＣ_1Bは、チョークコイルＣＨと高速リカバリ型
ダイオードＤ₂ の接続点と電流検出巻線Ｎ_D （この場
合、電流検出巻線Ｎ_D はスイッチング素子Ｑ₁ の駆動巻
線Ｎ_B を巻上げて形成している）との間に挿入されてい
る。この構成においても、共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bの
キャパシタンスを変化させる、あるいは、チョークコイ
ルＣＨのインダクタンスＬｉを変化させることで力率を
任意設定することは可能である。

【００３９】図８は、更に他の実施例とされるハーフブ
リッジタイプの自励式電流共振形によるスイッチング電
源回路の回路図であり、図２と同一部分は同一符号を付
して、スイッチング動作、定電圧制御及び力率改善動作
については説明を省略する。この実施例では先に図２に
示したスイッチング電源回路に対して、チョークコイル
ＣＨに並列に接続される並列共振コンデンサＣ₂ を設け
て、上記チョークコイルＣＨの自己インダクタンスＬｉ
と共に所要の共振周波数を有するようにされた並列共振
回路を形成するように構成されている。

【００４０】ここで、図９（ａ）は上記図８に示したス
イッチング電源回路の等価回路とされる。この回路にお
いてｉ_ACはスイッチングされることによって一次巻線に
流れる交流電流源を示し、絶縁トランスＰＩＴの一次側
では、この交流電流源ｉ_ACに対して直列共振コンデンサ
Ｃ₁ 、一次巻線Ｎ₁ 、インダクタンスＬｉ（チョークコ
イルＣＨ）を直列接続した閉回路が形成されて、インダ
クタンスＬｉには並列共振コンデンサＣ₂ が並列接続さ
れる。また、絶縁トランスＰＩＴの二次側巻線Ｎ₂ に接
続されているＲ_L は負荷抵抗を示す。なお、Ｖ₂ はイン
ダクタンスＬｉ及び並列共振コンデンサＣ₂ の並列回路
の両端に得られる交流電圧を示す。そして図９（ｂ）
は、上記図９（ａ）の等価回路に基づいて得られる、交
流電圧Ｖ₂ の交流電流源ｉ_ACの周波数に対する特性を示
すもので、直線Ａは並列共振コンデンサＣ₂ が設けられ
ていない場合（このときには交流電圧Ｖ₂ はインダクタ
ンスＬｉの両端に発生する電圧となる）の特性を、曲線
Ｂは並列共振コンデンサＣ₂ ＝０．０５６μＦの場合の
特性を、曲線Ｃは並列共振コンデンサＣ₂ ＝０．１μＦ
の場合の特性をそれぞれ示している、なお、インダクタ
ンスＬｉは２００μＨに設定されているものとする。

【００４１】ところで、図８に示すスイッチング電源回
路においては、前述のようにドライブトランスＰＲＴに
よりスイッチング周波数を変化させることによって出力
電圧Ｅ₀ の定電圧化を図るが、このような回路構成で
は、例えば交流入力電圧Ｖ_ACが高い場合又は負荷電力の
減少したときには、スイッチング周波数は高くなるよう
に制御される。ここで、上記図９（ｂ）から分かるよう
に、並列共振コンデンサＣ₂ が設けられていない場合に
は交流電流源ｉ_ACの周波数の上昇、即ち、スイッチング
周波数の上昇に伴ってインダクタンスＬｉ（チョークコ
イルＣＨ）両端の交流電圧Ｖ₂も上昇するが、曲線Ｂあ
るいは曲線Ｃに示すように並列共振コンデンサＣ₂ が設
けられて共振回路が形成されると、スイッチング周波数
の上昇に伴って、Ｌｉ及びＣ₂ の並列共振回路の両端の
交流電圧Ｖ₂ は低下していくようにされる。従って、図
８に示したスイッチング電源回路では、例えば図９
（ｂ）における曲線Ｂの特性が得られる並列共振コンデ
ンサＣ₂ （＝０．０５６μＦ）を設けることで、交流入
力電圧Ｖ_ACの上昇時および軽負荷時における、整流平滑
電圧Ｖｉの上昇を抑制するように制御することができ
る。

【００４２】ここで図１０は、軽負荷時における交流入
力電圧Ｖ_ACに対する整流平滑電圧Ｖｉの特性を示すもの
で、直線Ｄは図８に示したスイッチング電源回路の特性
を示し、直線Ｅは例えば先に図１７に示したと同様のス
イッチングコンバータの構成で、力率改善を図っていな
いスイッチング電源回路の特性を示す。この図に示すよ
うに、図８のスイッチング電源回路は力率改善前の回路
に比べ、交流入力電圧Ｖ_ACの変化に対する整流平滑電圧
Ｖｉの変化率が小さくなっており、また、交流入力電圧
Ｖ_ACの上限値（３００Ｖ付近）は力率改善前の回路と同
程度に抑制されている。

【００４３】例えば、先に図１７に示したようなスイッ
チング電源回路により欧州向けのものを構成する際に、
交流入力電圧に対して±２０％の変動を保証しようとす
ると、欧州では交流入力電圧Ｖ_AC＝２２０Ｖと２４０Ｖ
の地域が混在することから、交流入力電圧Ｖ_AC＝２２０
Ｖ／±２０％の保証、つまり交流入力電圧Ｖ_AC＝２８８
Ｖまでを保証することになる。この際、図１７に示した
回路では交流入力電圧Ｖ_AC＝２８８Ｖ、軽負荷（負荷電
力１Ｗ）時の整流平滑電圧Ｖｉは、具体的には力率改善
を図る前より４３Ｖ程度上昇して４４８Ｖ程度となるた
め、平滑コンデンサＣｉに用いる電解コンデンサ、スイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ などについて４００Ｖから４５
０Ｖ以上に耐圧性を向上した部品を選定し、直列共振コ
ンデンサＣ₁ については８００Ｖから１２００Ｖに向上
した耐圧品を選定することになる。これに対して、本実
施例では図１０に示したような特性が得られることか
ら、平滑コンデンサＣｉに用いる電解コンデンサ、スイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、及び直列共振コンデンサＣ₁
などに高耐圧性能を要求しなくてもよいことになり、例
えば力率改善前の回路で用いていたのと同等の規格の部
品で構成することが可能となり、力率改善を図りながら
も更にコストの低下を実現することが可能となる。

【００４４】図１１に示す整流平滑回路部は、図８に示
したスイッチング電源回路の変形例を示すもので、この
図に示される以外の回路部分は図８に示した構成と同様
でよいものとされることから図示を省略している。ま
た、この図において図８と同一部分は同一符号を付して
説明を省略する。

【００４５】この場合には、チョークコイルＣＨの一端
と平滑コンデンサＣｉの正極間に共振コンデンサＣ_2Sが
挿入される。これにより、全波整流ラインに対して、共
振コンデンサＣ_2SとチョークコイルＣＨのインダクタン
スＬｉとにより形成される直列共振回路が設けられるこ
とになる。そして、共振コンデンサＣ_2Sとチョークコイ
ルＣＨの直列共振回路に対して並列にダイオードＤ_2Aが
接続される。このダイオードＤ_2Aは、スイッチング帰還
出力を整流することによって、連続した電流で平滑コン
デンサＣｉを充電する連続モードを形成する。

【００４６】この連続モード型の力率改善回路もスイッ
チング周波数が変化した時は、図９（ｂ）に示したと同
様の特性が得られるため、交流入力電圧上限、軽負荷時
の整流平滑電圧Ｖｉの上昇を抑制することが可能になっ
て、図８に示したスイッチング電源回路と同様の効果を
得ることができる。

【００４７】また、図１２に示す整流平滑回路部も、図
８に示したスイッチング電源回路の変形例を示すものと
され、図１１に示した２つのダイオードＤ₂ 、Ｄ_2Aが１
個で実現されるように改良したものでとされる。この図
に示される以外の回路部分は図示を省略し、また、この
図において図８と同一部分は同一符号を付して説明を省
略する。この場合には、チョークコイルＣＨの一端と平
滑コンデンサＣｉの正極間に共振コンデンサＣ_2Sが挿入
される。また、チョークコイルＣＨに対してはタップ出
力端子が設けられ、このタップ出力端子には高速リカバ
リ型ダイオードＤ₂ のアノードが接続され、カソードは
平滑コンデンサＣｉの正極間に対して接続される。な
お、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ はタップ出力端
子と高速リカバリ型ダイオードダイオードＤ₂ のアノー
ドの接続点に対して接続されて、全波整流ラインにスイ
ッチング出力を供給するようにされる。従って、この場
合には整流平滑ラインに対して、共振コンデンサＣ₂ と
インダクタンスＬｉ及びＬ₄ により形成される直列共振
回路が設けられたことになるが、このような構成とされ
ても図１１に示した回路と同様に、図９（ｂ）に示した
と同様の特性が得られて、交流入力電圧上限、軽負荷時
の整流平滑電圧Ｖｉの上昇を抑制するようにすることが
できる。

【００４８】また、本発明は倍電圧整流回路を備えて構
成されるスイッチング電源回路に対しても適用が可能で
あり、これまで述べてきた先の各実施例と同様の効果が
得られるようにすることが可能とされる。以下、図１３
〜図１５により倍電圧整流回路を備えたスイッチング電
源回路の実施例について説明する。

【００４９】図１３の回路図に倍電圧整流回路を備えた
スイッチング電源回路の実施例の構成を示す。この場合
にはスイッチングコンバータは自励式による電流共振形
とされ、また、ドライブトランスはＰＲＴとして構成さ
れてスイッチング周波数制御による定電圧方式を採るも
のとされていることから、図２と同一部分は同一符号を
付して説明を省略する。この図においては、交流電源Ａ
Ｃに対してＬＣローパスフィルタ（Ｌ_N ，Ｃ_N）が設け
られている。そして、交流電源ＡＣの一方の極はフィル
タチョークコイルＬ_N 、チョークコイルＣＨの直列接続
を介して、整流ダイオードＤ₁₁のアノードとＤ₁₂のカソ
ードの接続点に対して接続され、他方の極は平滑コンデ
ンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点に対して接続されている。
この平滑コンデンサＣｉ₁ 、Ｃｉ₂ は図のように整流平
滑ラインとアース間に対して直列に接続される。また、
整流ダイオードＤ₁₁のカソード側は平滑コンデンサＣｉ
_A の正極に接続され、整流ダイオードＤ₁₂のアノードは
アースに接続される。また、この実施例の場合には、絶
縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端を、チョークコ
イルＣＨと整流ダイオードＤ₁₁とＤ₁₂のアノード・カソ
ードの接続点に接続して、ＡＣライン側にスイッチング
出力が重畳されるようにしている。これに対応して、本
実施例では整流ダイオードＤ₁₁及びＤ₁₂については高速
リカバリ型を用いている。

【００５０】このスイッチング電源回路の倍電圧動作と
しては、交流電源ＡＣが正の期間の充電経路は、交流電
源ＡＣ→フィルタチョークコイルＬ_N →チョークコイル
ＣＨ→整流ダイオードＤ₁₁→平滑コンデンサＣｉ_A →交
流電源ＡＣとなり、平滑コンデンサＣｉ_A に対して充電
が行われる。また、交流電源ＡＣが負の期間の充電経路
は、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサＣｉ_B →整流ダイオ
ードＤ₁₂→チョークコイルＣＨ→フィルタチョークコイ
ルＬ_N →交流電源ＡＣとなって、平滑コンデンサＣｉ_B
に充電される。これによって、整流平滑電圧としては、
平滑コンデンサＣｉ_A とＣｉ_B のそれぞれの両端電圧を
合わせた、倍電圧が得られることになる。そしてこの実
施例では、上記充電電流が流れる経路に対して、前述の
ようにチョークコイルＣＨと整流ダイオードＤ₁₁（アノ
ード），Ｄ₁₂（カソード）の接続点を介してスイッチン
グ出力が重畳されることから、図２にて説明したと同様
の作用によって力率改善が図られることになる。

【００５１】図１４は倍電圧整流回路を備えたスイッチ
ング電源回路の他の実施例の構成を示す回路図とされ、
図２、図６及び図１３と同一部分は同一符号を付して、
スイッチング動作、倍電圧動作、力率改善動作及び定電
圧制御動作等については説明を省略する。この図の回路
では、チョークコイルＣＨに対して並列に並列共振コン
デンサＣ₂ が設けられて、倍電圧整流回路の充電経路に
対して、チョークコイルＣＨの自己インダクタンスＬｉ
と共に並列共振回路を形成するように構成される。この
並列共振周波をスイッチング周波数の最低周波数近傍に
設定することにより、スイッチング周波数が上昇する軽
負荷時には、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂を介して帰還す
る電力が減少し、図８の実施例の回路図により説明した
のと同様に、交流入力電圧が高い時、又は軽負荷時の整
流平滑電圧の上昇を抑制することが可能になる。

【００５２】図１５は、倍電圧整流回路を備えたスイッ
チング電源回路の更に他の実施例の構成を示す回路図と
される。この図のスイッチング電源回路の場合、スイッ
チングコンバータはスイッチング素子にＭＯＳ−ＦＥＴ
を用いた他励式によるハーフブリッジタイプとされるた
め、図５と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。また倍電圧整流回路の構成も、先に実施例として示
した図１３と同様とされるため、同一符号を付して説明
を省略する。この実施例の場合には、直列共振コンデン
サＣ₁ をＣ_1A，Ｃ_1Bに分割した上で直列接続している。
そして、この分割された直列共振コンデンサＣ_1Aの端部
は平滑コンデンサＣｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点に対して接続
し、直列共振コンデンサＣ_1Bの端部はチョークコイルＣ
Ｈ及び整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂のアノード・カソード
の接続点に対して接続している。つまり、直列共振コン
デンサをＣ_1A及びＣ_1Bの直列接続は、整流ダイオードＤ
₁₁及び平滑コンデンサＣ_1Aの正期間用の整流平滑回路
と、整流ダイオードＤ₁₂及び平滑コンデンサＣ_1Bの負期
間用の整流平滑回路のいずれに対しても並列接続される
ように設けられていることになる。また、直列共振コン
デンサをＣ_1A，Ｃ_1Bの接続点に対しては一次巻線Ｎ₁ の
端部が接続されて、これにより倍電圧整流回路の充電経
路にスイッチング出力が重畳されるように構成される。
従って、このスイッチング電源回路の場合には、先の実
施例として図６により説明したのと同様に、直列共振コ
ンデンサＣ_1A，Ｃ_1Bの静電容量の比を変化させることで
力率を任意に設定することができる。

【００５３】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイッチ
ング電源回路としての自励発振形／他励発振形、スイッ
チング周波数制御方式（ドライブトランスを直交形のＰ
ＲＴとする）／直列共振周波数制御方式（絶縁トランス
を直交形のＰＲＴとする）、スイッチング素子のハーフ
ブリッジ結合タイプ／フルブリッジ結合タイプ、更には
倍電圧整流回路などの各種組み合わせパターンにより構
成される電源回路に対して適用が可能であって、上記各
図に実施例として示した組み合わせのパターンに限定さ
れるものでないことはいうまでもない。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、倍電圧整
流回路によるものを含め、各種タイプの電流共振形スイ
ッチング電源回路において、磁気結合トランスの二次巻
線が省略されたものとされるチョークコイルを備えるこ
とで、磁気結合トランスを構成する場合よりもチョーク
コイルのトランスを小型化することが可能となる結果、
さらにコストの低減や、電源回路のサイズの縮小を実現
することが可能になるという効果がある。磁気結合トラ
ンスの二次巻線の省略により、それだけ電力損失が低減
されて効率も向上される。

【００５５】また、ＬＣローパスフィルタ及び高速リカ
バリ型ダイオードを整流回路の出力側に設け、この際フ
ィルタコンデンサを平滑コンデンサの正極に対して接続
することで、大型の突入電流制限抵抗の削除が可能とな
ると共に、フィルタコンデンサには安全規格取得品を採
用する必要がなくなり通常の部品を採用すればよいた
め、さらにサイズの縮小、コストの低減が促進される。
また、共振コンデンサを分割して接続した場合には、実
際の使用条件に応じて電力変換効率などの諸条件とのバ
ランスを考慮しながら任意に力率を設定できるという効
果も有している。

【００５６】更に、チョークコイルと共振回路が形成さ
れるように共振用のコンデンサを接続すれば、この共振
回路の作用によって、ＡＣ３００Ｖ程度の交流入力電圧
上限／軽負荷時の整流平滑電圧の上昇が抑制される。こ
のことから、例えば欧州などの仕向地用のスイッチング
電源回路を構成するような場合でも、平滑コンデンサ用
の電解コンデンサ、スイッチング素子及び直列共振コン
デンサなどについて、例えば力率改善前の回路と程度の
耐圧性を有する部品を選定することが可能となり、力率
改善を図りながらも更にコストの低下が実現される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図３】実施例におけるチョークコイルの構造を示す斜
視図である。

【図４】他の実施例のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。

【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図６】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図７】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図８】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。

【図９】図８に示す実施例の回路の等価回路図及び交流
電流源に対する交流入力電圧特性を示す図である。

【図１０】図８に示す実施例の交流入力電圧に対する整
流平滑電圧特性を示す図である。

【図１１】図８に示す実施例の変形例を示す回路図であ
る。

【図１２】図８に示す実施例の変形例を示す回路図であ
る。

【図１３】倍電圧整流回路を備えた実施例としてのスイ
ッチング電源回路を示す回路図である。

【図１４】倍電圧整流回路を備えた他の実施例としての
スイッチング電源回路を示す回路図である。

【図１５】倍電圧整流回路を備えたさらに他の実施例と
してのスイッチング電源回路を示す回路図である。

【図１６】先行技術としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図１７】先行技術としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図１８】先行技術としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図１９】磁気結合トランスの構造を示す斜視図であ
る。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ₂ 高速リカバリ型ツインダイオードＣＨチョークコイルＰＩＴ絶縁トランスＰＲＴ制御トランスＣＤＴドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ スイッチング素子Ｃｉ平滑コンデンサＣ₁ ，Ｃ_1A，Ｃ_1B 直列共振コンデンサＮ₁ 一次巻線Ｃ₂ 並列共振コンデンサＣ_2S 共振用コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 7/04 Ｅ 9472−5Ｈ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流
手段の出力を平滑するチョークコイル及び平滑コンデン
サからなる平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧
を断続するスイッチング手段と、絶縁トランスの一次巻
線及び共振コンデンサにより形成され、上記スイッチン
グ手段のスイッチング出力が供給される共振回路とを備
えている電流共振形のスイッチング電源回路において、上記共振回路は、上記スイッチング出力が上記整流手段
と上記平滑手段間のラインに重畳されるようにして接続
されていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記整流手段の出力側に対してノーマル
モードのローパスフィルタを設け、上記ローパスフィル
タのフィルタチョークコイルが、上記チョークコイルと
共に上記平滑コンデンサに対する充電経路に直列に挿入
されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項３】上記フィルタチョークコイルと直列接続
される高速リカバリ型のダイオードが設けられているこ
とを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチ
ング電源回路。
【請求項４】上記ローパスフィルタのフィルタコンデ
ンサは、上記フィルタチョークコイルの一端と上記平滑
コンデンサの正極間に対して接続されていることを特徴
とする請求項１又は請求項２又は請求項３に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項５】上記共振回路は、上記共振コンデンサが
分割されて上記整流手段の出力側に接続されていること
を特徴とする請求項１乃至請求項４に記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項６】上記チョークコイルの自己インダクタン
スとにより共振回路を形成するように接続された共振用
コンデンサが設けられていることを特徴とする請求項１
乃至請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】上記整流手段及び上記平滑手段により倍
電圧整流回路が構成されていることを特徴とする請求項
１乃至請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】上記整流手段を形成する整流素子は、高
速リカバリ型が用いられていることを特徴とする請求項
７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】上記ノーマルモードのローパスフィルタ
は、上記フィルタチョークコイルが、上記倍電圧整流回
路における平滑コンデンサの充電経路に挿入されるよう
にして設けられていることを特徴とする請求項７に記載
のスイッチング電源回路。
【請求項１０】上記絶縁トランスの二次側で得られる
直流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することにより定電圧制御を行う
ように構成されていることを特徴とする請求項１乃至請
求項９に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】上記絶縁トランスの二次側で得られる
直流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可
変して定電圧制御を行うように構成されていることを特
徴とする請求項１乃至請求項９に記載のスイッチング電
源回路。
【請求項１２】上記スイッチング手段は他励式とさ
れ、上記絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧
に基づいて、スイッチング駆動信号を可変させることに
より定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項９に記載のスイッチング電源
回路。
【請求項１３】上記スイッチング手段はハーフブリッ
ジ式あるいはフルブリッジ式によりスイッチング素子が
接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１
２に記載のスイッチング電源回路。