JP4692155B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータからなるスイッチング電源装置に関し、特に小型化の技術に関する。

出力電圧が低く、出力電流の大きな大電力絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、フォワード方式のブリッジコンバータが用いられる。図７は従来のこの種のスイッチング電源装置の回路構成図である（特許文献１）。

図７において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２との直列回路が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ３とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ４との直列回路が接続されている。

スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点とスイッチＱ３とスイッチＱ４との接続点との間には、トランスＴの１次巻線１ａ（巻数ｎｐで励磁インダクタンスＬｔ）とリアクトルＬ１との直列回路が接続されている。

スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１とコンデンサＣ１とが並列に接続され、スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２とコンデンサＣ２とが並列に接続されている。スイッチＱ３の両端にはダイオードＤｑ３とコンデンサＣ３とが並列に接続され、スイッチＱ４の両端にはダイオードＤｑ４とコンデンサＣ４とが並列に接続されている。

トランスＴの１次巻線１ａと第１の２次巻線１ｂ（巻数ｎｓ１）と第２の２次巻線１ｃ（巻数ｎｓ２）とは、同相に巻回されている。トランスＴの２次側は、第１の２次巻線１ｂと第２の２次巻線１ｃとが直列に接続され、第１の２次巻線１ｂの一端（●側）にはダイオードＤ３のアノードが接続され、第２の２次巻線１ｃの一端にはダイオードＤ４のアノードが接続されている。また、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードとの接続点と第１の２次巻線１ｂと第２の２次巻線１ｃとの接続点との間には、リアクトルＬｏと平滑コンデンサＣｏとの直列回路が接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４とリアクトルＬｏと平滑コンデンサＣｏとは整流平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの第１の２次巻線１ｂ及び第２の２次巻線１ｃに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１００は、スイッチＱ１とスイッチＱ４とのペアと、スイッチＱ２とスイッチＱ３とのペアとを所定の周期で交互にオン／オフ制御し、整流平滑回路の出力電圧が基準電圧以上となったときに、各ペアのスイッチのゲートに印加されるオンパルス幅（オン期間）を狭くし、各ペアのスイッチのゲートに印加されるオフパルス幅（オフ期間）を広くするように制御する。すなわち、整流平滑回路の出力電圧が基準電圧以上となったときに、各ペアのスイッチのオンデューティを狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

次にこのように構成された図７に示す従来のスイッチング電源装置の動作を図８に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

なお、図８において、ｎｓ１ｖはトランスＴの第１の２次巻線１ｂの両端電圧、ｎｓ１ｉはトランスＴの第１の２次巻線１ｂに流れる電流、ＬｏｖはリアクトルＬｏの両端電圧、ＬｏｉはリアクトルＬｏに流れる電流、Ａｉは点Ａに流れる電流を示している。

まず、時刻ｔ０において、スイッチＱ２とスイッチＱ３とがオフで、スイッチＱ１とスイッチＱ４とをオンさせると、Ｖｄｃ１→Ｑ１→Ｌ１→１ａ→Ｑ４→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れる。第１の２次巻線１ｂの一端と第２の２次巻線１ｃの他端（●側）には、負電圧が発生するため、ダイオードＤ３及び第１の２次巻線１ｂには電流ｎｓ１ｉは流れず、ダイオードＤ４に電流が流れる。即ち、１ｃ→Ｄ４→Ｌｏ→Ｃｏ→１ｃの経路で電流Ｌｏｉが流れる。このため、リアクトルＬｏの一端（●側）には正電圧が発生する。

次に、時刻ｔ１１において、スイッチＱ１とスイッチＱ４とをオフさせると、第１の２次巻線１ｂの電圧ｎｓ１ｖも第２の２次巻線１ｃの電圧ｎｓ２ｖ（図示せず）も略零となり、電流ｎｓ１ｉも略零である。このとき、Ｌｏ→Ｃｏ→１ｃ→Ｄ４→Ｌｏの経路で電流Ｌｏｉが流れる。このとき、リアクトルＬｏの一端は負電圧となる。

次に、時刻ｔ１２において、スイッチＱ１とスイッチＱ４とがオフで、スイッチＱ２とスイッチＱ３とをオンさせると、Ｖｄｃ１→Ｑ３→１ａ→Ｌ１→Ｑ２→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れる。第１の２次巻線１ｂの一端と第２の２次巻線１ｃの他端には、正電圧が発生するため、ダイオードＤ３及び第１の２次巻線１ｂには電流ｎｓ１ｉが流れ、ダイオードＤ４には電流が流れなくなる。即ち、１ｂ→Ｄ３→Ｌｏ→Ｃｏ→１ｂの経路で電流Ｌｏｉが流れる。このため、リアクトルＬｏには正電圧が発生する。

次に、時刻ｔ１３において、スイッチＱ２とスイッチＱ３をオフさせると、第１の２次巻線１ｂの電圧ｎｓ１ｖも第２の２次巻線１ｃの電圧ｎｓ２ｖ（図示せず）も略零となり、電流ｎｓ１ｉが徐々に低下していく。このとき、Ｌｏ→Ｃｏ→１ｂ→Ｄ３→Ｌｏの経路で電流Ｌｏｉが流れる。このとき、リアクトルＬｏの一端は負電圧となる。

時刻ｔ１４以降の動作は、時刻ｔ０〜ｔ１３までの動作と同様の繰り返しとなる。
特開２００２−１１２４６５号公報

しかしながら、従来のスイッチング電源装置では、大電力の場合、トランスの１ターン当りの電圧が高くなる。トランスの巻数は、最低で１ターンであるため、スイッチ素子のオンデューティを下げることにより、トランスの１ターン当たりの電圧よりも低い電圧を出力させるようにしている。

この場合、スイッチ素子の電流のピーク値が増大するため、大型なスイッチ素子を使用する必要があり、効率も低下する。従って、低電圧で且つ大電力のスイッチング電源装置の場合には、小容量の電源装置を並列に接続する場合が多く、装置が高価なものとなっていた。

本発明は、スイッチ素子の損失を低減して小型化を図ることができるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は、前記課題を解決するために、以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の直流電圧をオン／オフさせてコンバータトランスの１次巻線に供給し、前記コンバータトランスの２次巻線から正負対称の電圧を出力させる変換回路を備えたスイッチング電源装置において、前記コンバータトランスの２次巻線の一端に一端が接続され、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを有する第１平滑トランスと、前記コンバータトランスの２次巻線の他端に一端が接続され、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを有する第２平滑トランスと、前記第１平滑トランスの２次巻線と前記第２平滑トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、前記第１平滑トランスの他端と前記第２平滑トランスの他端とに一端が接続される平滑コンデンサと、前記第１平滑トランスの第１巻線と第２巻線との接続点と前記平滑コンデンサの他端とに接続される第１ダイオードと、前記第２平滑トランスの第１巻線と第２巻線との接続点と前記平滑コンデンサの他端とに接続される第２ダイオードとを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の直流電圧をオン／オフさせてコンバータトランスの１次巻線に供給し、前記コンバータトランスの２次巻線から正負対称の電圧を出力させる変換回路を備えたスイッチング電源装置において、前記コンバータトランスの２次巻線の一端に一端が接続され、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを有する第１平滑トランスと、前記コンバータトランスの２次巻線の他端に一端が接続され、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを有する第２平滑トランスと、前記第１平滑トランスの２次巻線と前記第２平滑トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、前記第１平滑トランスの他端と前記第２平滑トランスの他端とに一端が接続される平滑コンデンサと、前記第１平滑トランスの第１巻線と第２巻線との接続点と前記平滑コンデンサの他端とに接続される第１スイッチ素子と、前記第２平滑トランスの第１巻線と第２巻線との接続点と前記平滑コンデンサの他端とに接続され、前記第１スイッチ素子とは相補的にオン／オフする第２スイッチ素子とを有することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記各平滑トランスについて前記第１巻線の巻数ｎｐ１と前記第２巻線の巻数ｎｐ２とした場合に、Ａ＝（ｎｐ１＋ｎｐ２）／ｎｐ２で決められる巻数比Ａを調整することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１平滑トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第２脚には前記第２平滑トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、閉磁路が形成された複数脚からなるコアを有し、前記コアの複数脚の内の１脚には、前記第１平滑トランスの１次巻線からなる第１コイルと前記第２平滑トランスの１次巻線からなる第２コイルとが巻回され、前記第１コイルと前記第２コイルとの間には磁気分路が設けられていることを特徴とする。

請求項１の発明及び請求項２の発明によれば、２つの平滑トランスを設け、各々の平滑トランスにより、トランス出力を合成して、各々の平滑トランスの２次巻線に接続されたリアクトルに加えることにより、エネルギーを蓄積させ、平滑トランスの１次巻線にタップを設け、単巻変圧器として動作させることにより、コンバータトランスの２次巻線を１出力１巻線としたので、コンバータトランスの２次電圧が高い場合でも、平滑トランスのタップ位置を調整することにより、コンバータトランスの２次巻線を調整できる。この２次巻線を調整できることから、低電圧大電流に対して、スイッチ素子のオン期間を広げて（即ち、スイッチ素子のオンデューティの最適化）電流のピーク値を減らすことにより、スイッチ素子の損失を低減できる。また、コンバータトランスに流れる電流の実効値を減らすことができるので、２次巻線の線材を低減し、コンバータトランスを小型化できる。

請求項３の発明によれば、平滑トランスの巻数比を調整することにより、スイッチ素子のオンデューティを最適化でき損失を低減できる。

請求項４の発明によれば、３脚のコアを用いることにより、第１平滑トランスと第２平滑トランスとリアクトルを一体化したので、回路を簡単化でき、更なる小型、高効率化が図れる。

請求項５の発明によれば、第１コイルと第２コイルとの結合が良くなり、両コイルで生成された磁束は、ほとんど磁気分路を通るため、磁気分路のギャップにより、広い範囲でインダクタンスを調整できる。従って、ピーク電流の多く流れる用途に対して、ギャップを大きくすることにより、コアが飽和せずに使用できる。

以下、本発明のスイッチング電源装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

実施の形態のスイッチング電源装置は、低電圧で大電流の絶縁型コンバータからなり、２つの平滑トランスを設け、各々の平滑トランスにより、トランス出力を合成して、各々の平滑トランスの２次巻線に接続されたリアクトルに加えることにより、エネルギーを蓄積させ、平滑トランスの１次巻線にタップを設け、単巻変圧器として動作させることにより、コンバータトランスの２次巻線を１出力１巻線とし、巻数を調整可能としたことを特徴とする。これにより、コンバータトランスの２次電圧が高い場合でも、平滑トランスのタップ位置を調整することにより、スイッチ素子（スイッチ）のオンデューティを最適化し、損失の低減を図る。

また、コンバータトランスの２次巻線の電流の実効値を減らし、コンバータトランスの小型化も図る。また、磁気回路の工夫により、トランスとリアクトルの一体化を行い、さらに回路の小型化を図ることを特徴とする。

図１は実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１に示すスイッチング電源装置は、直流電源の電圧を降圧するコンバータであり、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２との直列回路が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ３とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ４との直列回路が接続されている。

スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点とスイッチＱ３とスイッチＱ４との接続点との間には、トランスＴａ（本発明のコンバータトランスに対応）の１次巻線３ａ（巻数ｎｐで励磁インダクタンスＬｔ）とリアクトルＬ１との直列回路が接続されている。即ち、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４でフルブリッジを構成している。

スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１とコンデンサＣ１とが並列に接続され、スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２とコンデンサＣ２とが並列に接続されている。スイッチＱ３の両端にはダイオードＤｑ３とコンデンサＣ３とが並列に接続され、スイッチＱ４の両端にはダイオードＤｑ４とコンデンサＣ４とが並列に接続されている。

制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフさせ、スイッチＱ３とスイッチＱ４とを、同様に、交互にオン／オフさせ、スイッチＱ１とスイッチＱ３（又はスイッチＱ２とスイッチＱ４）とに位相差を発生させて、トランスＴａの１次巻線３ａに電圧が印加される期間を制御する。すなわち、負荷ＲＬへの出力電圧が基準電圧以上となったときに、この位相差を小さくすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

スイッチＱ１とスイッチＱ２とスイッチＱ３とスイッチＱ４とは変換回路を構成している。

変換回路は、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をオン／オフさせて（断続させて）トランスＴａの１次巻線３ａ（巻数ｎｐ）に供給し、トランスＴａの２次巻線３ｂ（巻数ｎｓ１）から正負対称の電圧（交流電圧）を出力させる。

また、トランスＴａの２次巻線３ｂの一端にはトランスＴ１（本発明の第１平滑トランスに対応）の第１巻線５ａの一端が接続され、トランスＴ１は、第１巻線５ａ（巻数ｎｐ１）と第２巻線５ｂ（巻数ｎｐ２）とからなる１次巻線５と２次巻線５ｃとを有する。トランスＴａの２次巻線３ｂの他端にはトランスＴ２（本発明の第２平滑トランスに対応）の第１巻線６ａの一端が接続され、トランスＴ２は、第１巻線６ａ（巻数ｎｐ１）と第２巻線６ｂ（巻数ｎｐ２）とからなる１次巻線６と２次巻線６ｃとを有する。

トランスＴ１の２次巻線５ｃとトランスＴ２の２次巻線６ｃとが直列に接続された直列回路の両端にはリアクトルＬｏが接続されている。トランスＴ１の第２巻線５ｂの他端とトランスＴ２の第２巻線６ｂの他端とには平滑コンデンサＣｏの一端が接続されている。

トランスＴ１の第１巻線５ａの他端と第２巻線５ｂの一端とが接続され、その接続点と平滑コンデンサＣｏの他端とにはダイオードＤ４（本発明の第１ダイオードに対応）が接続されている。トランスＴ２の第１巻線６ａの他端と第２巻線６ｂの一端とが接続され、その接続点と平滑コンデンサＣｏの他端とにはダイオードＤ３（本発明の第２ダイオードに対応）が接続されている。負荷ＲＬは、平滑コンデンサＣｏから直流出力が供給される。

次に、このように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

なお、図２において、ｎｓ１ｖはトランスＴａの２次巻線３ｂの両端電圧、ｎｓ１ｉはトランスＴａの２次巻線３ｂに流れる電流、ＬｏｖはリアクトルＬｏの両端電圧、ＬｏｉはリアクトルＬｏに流れる電流、Ａｉは点Ａに流れる電流を示している。

ここでは、スイッチＱ１とスイッチＱ２を交互にオン／オフさせ、スイッチＱ３とスイッチＱ４も同様に交互にオン／オフさせる。スイッチＱ１とスイッチＱ３のオン／オフの位相が同一位相である場合に、トランスＴａの２次巻線３ｂには電圧は発生せず、スイッチＱ１とスイッチＱ３とのオン／オフに位相差があった場合に、その位相差の部分のみ電圧が発生する。同様に、スイッチＱ２とスイッチＱ４のオン／オフの位相が同一位相である場合に、トランスＴａの２次巻線３ｂには電圧は発生せず、スイッチＱ２とスイッチＱ４とのオン／オフに位相差があった場合に、その位相差の部分のみ電圧が発生する。従って、トランスＴａの２次巻線３ｂには、図２に示すように正負対称な矩形波電圧ｎｓ１ｖが発生する。

まず、時刻ｔ２において、スイッチＱ３がオン状態で、スイッチＱ２をオンさせると、スイッチＱ１とスイッチＱ３とのオン／オフに位相差が生じることになり、Ｖｄｃ１→Ｑ３→３ａ→Ｌ１→Ｑ２→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れる。即ち、トランスＴａの２次巻線３ｂの一端（●側）が正電圧となり、３ｂ→５ａ→５ｂ→Ｃｏ→Ｄ３→６ａ→３ｂの経路で電流が流れる。同時に、トランスＴ１の２次巻線５ｃに電圧が誘起し、５ｃ→Ｌｏ→６ｃ→５ｃの経路で電流Ｌｏｉが流れる。このとき、リアクトルＬｏの電圧Ｌｏｖは正電圧となる。

電流Ｌｏｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬｏにエネルギーを蓄積すると共に、トランスＴ１の１次巻線５の巻数（ｎｐ１＋ｎｐ２＝ｎｐ）と２次巻線５ｃの巻数ｎｓとが同一の場合には、１次巻線５に流れる電流と同じになる。即ち、トランスＴ２の２次巻線６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ２の１次巻線６の第２巻線６ｂには、電流Ｌｏｉの（ｎｓ/ｎｐ２）倍の電流が流れる。

同様に、トランスＴ２の第１巻線６ａに流れる電流により、トランスＴ２の第２巻線６ｂには、電流Ｌｏｉの（ｎｐ１／ｎｐ２）倍の電流が流れる。従って、トランスＴ２の第２巻線６ｂには、電流Ｌｏｉの（ｎｓ/ｎｐ２）＋（ｎｐ１／ｎｐ２）倍の電流、即ち、電流Ｌｏｉの｛（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐ２｝倍の電流が流れる。

また、平滑コンデンサＣｏには、トランスＴ２の第２巻線６ｂに流れる電流に、さらにトランスＴ１に流れる電流が加わるため、１＋｛（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐ２｝倍の電流が流れる。従って、トランスＴ１の１次巻線５及びトランスＴ２の１次巻線６のタップ位置を調整することにより、平滑コンデンサＣｏの出力電流をトランスＴａの２次巻線３ｂの電流に対して調整できる。当然、入力電力と出力電力は同一値であるため、電流の倍率に対して、出力電圧は電流の逆数となる。

次に、時刻ｔ３において、スイッチＱ２がオン状態で、スイッチＱ３をオフさせると、スイッチＱ１とスイッチＱ３のオン／オフの位相が同一となり、トランスＴａの２次巻線３ｂの電圧ｎｓ１ｖは略零となる。この場合、リアクトルＬｏの電圧Ｌｏｖは負電圧となり、リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→５ｂ→Ｃｏ→Ｄ３→６ａ→３ｂ→５ａの経路で電流が流れる。即ち、平滑コンデンサＣｏには、２×ｎｐ／ｎｐ２倍の電流が流れ続ける。第１巻線５ａ，６ａの巻数ｎｐ１と第２巻線５ｂ，６ｂの巻数ｎｐ２とが同じである場合には、４倍の電流を負荷ＲＬに供給でき、出力電圧は１／４倍の電圧となる。

図２では、ｎｐ１＝ｎｐ２の場合を示し、図８に示すものと同一出力で且つ同一尺度である。図２に示すトランスＴａの２次巻線３ｂの電圧ｎｓ１ｖが、図８に示すトランスＴの２次巻線１ｂの電圧ｎｓ１ｖの４倍の電圧であり、電流ｎｓ１ｉが１／４となっていることがわかる。

次に、時刻ｔ４において、スイッチＱ３がオフ状態で、スイッチＱ２をオフさせると、スイッチＱ１とスイッチＱ３とのオン／オフに位相差が生じることになり、Ｖｄｃ１→Ｑ１→Ｌ１→３ａ→Ｑ４→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れる。即ち、トランスＴａの２次巻線３ｂの他端が正電圧となり、３ｂ→６ａ→６ｂ→Ｃｏ→Ｄ４→５ａ→３ｂの経路で電流が流れる。同時に、トランスＴ２の２次巻線６ｃに電圧が誘起し、６ｃ→５ｃ→Ｌｏ→６ｃの経路で電流Ｌｏｉが流れる。このとき、リアクトルＬｏの電圧Ｌｏｖは正電圧となる。

電流Ｌｏｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬｏにエネルギーを蓄積すると共に、トランスＴ２の１次巻線６の巻数（ｎｐ１＋ｎｐ２＝ｎｐ）と２次巻線６ｃの巻数ｎｓとが同一の場合には、１次巻線６に流れる電流と同じになる。即ち、トランスＴ１の２次巻線５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ１の１次巻線５の第２巻線５ｂには、電流Ｌｏｉの（ｎｓ/ｎｐ２）倍の電流が流れる。

同様に、トランスＴ１の第１巻線５ａに流れる電流により、トランスＴ１の第２巻線５ｂには、電流Ｌｏｉの（ｎｐ１／ｎｐ２）倍の電流が流れる。従って、トランスＴ１の第２巻線５ｂには、電流Ｌｏｉの（ｎｓ/ｎｐ２）＋（ｎｐ１／ｎｐ２）倍の電流、即ち、電流Ｌｏｉの｛（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐ２｝倍の電流が流れる。

また、平滑コンデンサＣｏには、トランスＴ１の第２巻線５ｂに流れる電流に、さらにトランスＴ２に流れる電流が加わるため、１＋｛（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐ２｝倍の電流が流れる。従って、トランスＴ１の１次巻線５及びトランスＴ２の１次巻線６のタップ位置を調整することにより、平滑コンデンサＣｏの出力電流をトランスＴａの２次巻線３ｂの電流に対して調整できる。

次に、時刻ｔ５において、スイッチＱ２がオフ状態で、スイッチＱ３をオンさせると、スイッチＱ１とスイッチＱ３のオン／オフの位相が同一となり、トランスＴａの２次巻線３ｂの電圧ｎｓ１ｖは略零となる。この場合、リアクトルＬｏの電圧Ｌｏｖは負電圧となり、リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーにより、６ａ→６ｂ→Ｃｏ→Ｄ４→５ａ→３ｂ→６ａの経路で電流が流れる。即ち、平滑コンデンサＣｏには、２×ｎｐ／ｎｐ２倍の電流が流れ続ける。第１巻線５ａ，６ａの巻数ｎｐ１と第２巻線５ｂ，６ｂの巻数ｎｐ２とが同じである場合には、４倍の電流を負荷ＲＬに供給でき、出力電圧は１／４倍の電圧となる。

図２では、ｎｐ１＝ｎｐ２の場合を示し、図８に示すものと同一出力で且つ同一尺度である。図２に示すトランスＴａの２次巻線３ｂの電圧ｎｓ１ｖは、図８に示すトランスＴの第１の２次巻線１ｂの電圧ｎｓ１ｖの４倍の電圧であり、電流ｎｓ１ｉは、１／４倍となっていることがわかる。

また、図８に示す例では、第１の２次巻線１ｂと第２の２次巻線１ｃとを有し、この各巻線に流れる電流は、ダイオードＤ３，Ｄ４が導通する半波のみ流れるが、図２に示す例では、同一の２次巻線３ｂに正負の電流が流れる。このため、２次巻線の損失を同一とした場合には、実施例１においては、２次巻線３ｂの銅量を１／２とすることができ、２次巻線３ｂの小型化が図れる。

また、トランスＴ１及びトランスＴ２のタップ位置（第１巻線５ａ，６ａと第２巻線５ｂ，６ｂとの接続点）、即ち、トランスＴ１及びトランスＴ２の巻数比Ａ＝ｎｐ／ｎｐ２（Ａ≧１）を調整することにより、スイッチ素子のオンデューティを最適化して、低電圧の出力電圧に対して対応可能となる。

このように実施例１のスイッチング電源装置によれば、２つのトランスＴ１，Ｔ２を設け、各々のトランスＴ１，Ｔ２により、トランス出力を合成して、各々のトランスＴ１，Ｔ２の２次巻線５ｃ，６ｃに接続されたリアクトルＬｏに加えることにより、エネルギーを蓄積させ、トランスＴ１，Ｔ２の１次巻線５，６にタップを設け、単巻変圧器として動作させることにより、トランスＴａの２次巻線３ｂを１出力１巻線としたので、トランスＴａの２次電圧が高い場合でも、トランスＴ１，Ｔ２のタップ位置を調整することにより、トランスＴａの２次巻線３ｂを調整できる。

この２次巻線３ｂを調整できることから、低電圧大電流に対して、スイッチ素子のオン期間を広げて（スイッチ素子のオンデューティを最適化し）電流のピーク値を減らすことにより、スイッチ素子の損失を低減できる。

また、トランスＴａに流れる電流の実効値を、（２^１／２／Ｎ）とすることができるので、２次巻線３ｂの線材を低減し、トランスＴａを小型化できる。ここで、Ｎは、従来トランスとの２次巻線の巻数比である。

図３は実施例２のスイッチング電源装置の回路構成図である。図３に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置に対して、ダイオードＤ４をＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ５（本発明の第１スイッチ素子に対応）に置き換え、ダイオードＤ３をＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ６（本発明の第２スイッチ素子に対応）に置き換え、制御回路１０にスイッチＱ５をスイッチＱ１に同期してオン／オフさせ、スイッチＱ６をスイッチＱ２に同期してオン／オフさせる制御を追加した制御回路１０ａで制御回路１０を置き換えたことを特徴とする。

なお、実施例２のスイッチング電源装置の動作は、図２のタイミングチャートによる動作と略同様であるので、ここでは、その動作の詳細は省略する。

即ち、制御回路１０ａにより、時刻ｔ０〜ｔ２において、スイッチＱ６をオフさせて、スイッチＱ５をオンさせ、時刻ｔ２〜ｔ４において、スイッチＱ５をオフさせて、スイッチＱ６をオンさせれば、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の動作と同様に動作させることができる。

このように実施例２のスイッチング電源装置によれば、同期整流を行なうＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ５，Ｑ６を用いたので、低電圧、大電流におけるダイオードの損失を低減することができる。

図４は実施例３のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１では、スイッチＱ１〜Ｑ４で構成したフルブリッジ型を用いたが、図４では、スイッチＱ１，Ｑ２とコンデンサＣ３，Ｃ４で構成したハーフブリッジ型とした変換回路を用いたことを特徴とする。

この変換回路は、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をオン／オフさせて（断続させて）トランスＴａの１次巻線３ａ（巻数ｎｐ）に供給し、トランスＴａの２次巻線３ｂ（巻数ｎｓ１）から正負対称の電圧（交流電圧）を出力させる。

図４において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２との直列回路が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端には、コンデンサＣ３とコンデンサＣ４との直列回路が接続されている。スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点とコンデンサＣ３とコンデンサＣ４との接続点との間には、トランスＴａの１次巻線３ａが接続されている。

スイッチＱ１の両端にはダイオードＤｑ１とコンデンサＣ１とが並列に接続され、スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｑ２とコンデンサＣ２とが並列に接続されている。

制御回路１０ｂは、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを所定の周期で交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬへの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１、Ｑ２のゲートに印加されるオンパルス幅を狭くし、スイッチＱ１、Ｑ２のゲートに印加されるオフパルス幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬへの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１、Ｑ２のオンデューティを狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

このような実施例３のスイッチング電源装置は、図１に示す構成に対して、トランスＴａの２次側回路は同じであり、トランスＴａの１次側の変換回路のみが異なるので、ここでは、変換回路のみの動作を説明する。タイミングチャートは図２を参照する。

まず、時刻ｔ２において、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２をオンさせると、Ｖｄｃ１→Ｃ３→３ａ→Ｑ２→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れ、トランスＴａの２次巻線３ｂに電圧が誘起される。次に、時刻ｔ３において、スイッチＱ２をオフさせると、トランスＴａの２次巻線３ｂの電圧ｎｓ１ｖは略零となる。

次に、時刻ｔ４において、スイッチＱ２がオフで、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→Ｑ１→３ａ→Ｃ４→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れ、トランスＴａの２次巻線３ｂに電圧が誘起される。次に、時刻ｔ５において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴａの２次巻線３ｂの電圧ｎｓ１ｖは略零となる。

このように実施例３のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られるとともに、変換回路の構成が簡単で済む。

図５は実施例４のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１では、スイッチＱ１〜Ｑ４で構成したフルブリッジ型を用いたが、図５では、スイッチＱ１、Ｑ２で構成したプッシュプル型とした変換回路を用いたことを特徴とする。

この変換回路は、直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をオン／オフさせて（断続させて）トランスＴｂの１次巻線３ａ１（巻数ｎｐ）及び３ａ２（巻数ｎｐ）に交互に供給し、トランスＴｂの２次巻線３ｂ（巻数ｎｓ１）から正負対称の電圧（交流電圧）を出力させる。

図５において、トランスＴｂの第１の１次巻線３ａ１（巻数ｎｐ）に第２の１次巻線３ａ２（巻数ｎｐ）が直列に接続され、第１の１次巻線３ａ１の一端と第２の１次巻線３ａ２の一端との接続点には直流電源Ｖｄｃ１の正極が接続されている。第１の１次巻線３ａ１の他端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１の一端（ドレイン）とダイオードＤｑ１のカソードとコンデンサＣ１の一端が接続され、スイッチＱ１の他端（ソース）とダイオードＤｑ１のアノードとコンデンサＣ１の他端は、直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されている。

第２の１次巻線３ａ２の他端は、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２の一端（ドレイン）とダイオードＤｑ２のカソードとコンデンサＣ２の一端に接続され、スイッチＱ２の他端（ソース）とダイオードＤｑ２のアノードとコンデンサＣ２の他端は、直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されている。トランスＴｂの第１の１次巻線３ａ１と第２の１次巻線３ａ２と２次巻線３ｂ（巻数ｎｓ１）とが互いに同相に巻回されている。

制御回路１０ｃは、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを所定の周期で交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬへの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１、Ｑ２のゲートに印加されるオンパルス幅を狭くし、スイッチＱ１、Ｑ２のゲートに印加されるオフパルス幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬへの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１、Ｑ２のオンデューティを狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

なお、図５に示すその他の構成は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

このような実施例４のスイッチング電源装置は、図１に示す構成に対して、トランスＴｂの２次側回路は同じであり、トランスＴｂの１次側回路のみが異なるので、ここでは、１次側回路のみの動作を説明する。タイミングチャートは図２を参照する。

まず、時刻ｔ２において、スイッチＱ２がオフで、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→３ａ１→Ｑ１→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れ、トランスＴｂの２次巻線３ｂに電圧が誘起される。次に、時刻ｔ３において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴｂの２次巻線３ｂの電圧ｎｓ１ｖは略零となる。

次に、時刻ｔ４において、スイッチＱ１がオフで、スイッチＱ２をオンさせると、Ｖｄｃ１→３ａ２→Ｑ２→Ｖｄｃ１の経路で電流が流れ、トランスＴｂの２次巻線３ｂに電圧が誘起される。次に、時刻ｔ５において、スイッチＱ２をオフさせると、トランスＴｂの２次巻線３ｂの電圧ｎｓ１ｖは略零となる。

このように実施例４のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られるとともに、変換回路の構成が簡単で済む。

（トランスとリアクトルとを一体化した磁気回路の例）
図６は実施例１乃至実施例４のスイッチング電源装置のトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。図６では、トランスとリアクトルとを一体化する手法を示している。

実施例１乃至実施例４のスイッチング電源装置におけるトランスＴ１は、図６（ａ）に示すように、閉磁路が形成された磁性材料からなるコア２１の第１脚２１ａに１次巻線５（巻数ｎｐ）を巻回し、コア２１の第２脚２１ｂに２次巻線５ｃを巻回して構成されている。トランスＴ２は、閉磁路が形成されたコア２２の第１脚２２ｂに１次巻線６（巻数ｎｐ）を巻回し、コア２２の第２脚２２ａに２次巻線６ｃを巻回して構成されている。リアクトルＬｏは、ギャップ（空隙）が形成されたコア２３の第１脚２３ａに巻線７を巻回して構成されている。コア２３の第２脚２３ｂにギャップ２４が形成されている。

このトランスＴ１とトランスＴ２とリアクトルＬｏとは、図６（ｂ）に示すように、接続されている。これより、図６（ａ）に示すトランスＴ１とトランスＴ２とリアクトルＬｏのコアを一体化して図６（ｃ）としても動作は変化しない。

図６（ｃ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア３０の第１脚３０ａにトランスＴ１の１次巻線５を巻回し、第２脚３０ｂにトランスＴ１の２次巻線５ｃを巻回し、第３脚３０ｃに巻線７を巻回し、第４脚３０ｄにトランスＴ２の１次巻線６を巻回し、第５脚３０ｅにトランスＴ２の２次巻線６ｃを巻回し、第６脚３０ｆにはギャップ３４が形成されている。トランスＴ１の２次巻線５ｃを貫く磁束は、Φ１であり、リアクトルＬｏの巻線７を貫く磁束は、Φ２であり、トランスＴ２の２次巻線６ｃを貫く磁束は、Φ３である。

ここで、トランスＴ１の２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とトランスＴ２の２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とリアクトルＬｏとは、リング状（閉ループ状）に接続されているため、トランスＴ１の２次巻線５ｃの電圧をＶ１とし、リアクトルＬｏの巻線７の電圧をＶ２とし、トランスＴ２の２次巻線６ｃの電圧をＶ３とすると、各巻線５ｃ，６ｃ，７に発生する電圧の総和は、Ｖ１＋Ｖ２＋Ｖ３＝０である。

各巻線５ｃ，６ｃ，７の巻数が互いに等しく、その巻数をＮとした場合に、巻線が巻回されるコアの磁束Φは、ｄΦ／ｄｔ＝Ｖであるため、各巻線の電圧の総和が零であるので、コアの磁束変化の総和も零となる。従って、図６（ａ）に示す磁気回路から図６（ｃ）に示す磁気回路に置き換えても、磁束の総和は、Φ１＋Φ２＋Φ３＝０であるため、動作に影響しない。

また、ΔΦ１＋ΔΦ２＋ΔΦ３＝０（ΔΦ１，ΔΦ２，ΔΦ３は、各々Φ１，Φ２，Φ３の磁束の変化示す）であるため、磁束Φ１が通る脚３０ｂ、磁束Φ２が通る脚３０ｃ、磁束Φ３が通る脚３０ｅの３つの脚を全て取り去って、図６（ｄ）に示すような磁気回路としても動作に影響しない。図６（ｄ）に示す磁気回路は、閉磁路が形成されたコア４０の第１脚４０ａにトランスＴ１の１次巻線５を巻回し、第２脚４０ｂにトランスＴ２の１次巻線６を巻回し、第３脚４０ｃにギャップ４４が形成されている。即ち、磁気回路を小型化することができる。

このように、３脚からなるコアを用いることにより、２個のトランスとリアクトルを簡単化して、回路構成を簡単化できる。

また、図６（ｅ）に示すように、閉磁路が形成されたコア５０の中央脚５０ａに、トランスＴ１の１次巻線５からなる第１コイルと、トランスＴ２の１次巻線６からなる第２コイルとを巻回し、２つのコイル間に磁性材料からなる磁気分路５２を設けている。この磁気分路５２とコア５０の外側脚との間にはギャッブ５４が形成されている。

図６（ｅ）に示すような磁気回路の場合には、第１コイルと第２コイルとの結合が良くなり、両コイルで生成された磁束は、ほとんど磁気分路５２を通るため、磁気分路５２のギャップ５４により、広い範囲でインダクタンスを調整できる。従って、ピーク電流の多く流れる用途に対して、ギャップ５４を大きくすることにより、コアが飽和せずに使用できる。

なお、本発明は実施例１乃至実施例４のスイッチング電源装置に限定されるものではない。例えば、図４又は図５に示す構成に対して、ダイオードＤ４を図３に示すスイッチＱ５に置き換え、ダイオードＤ３を図３に示すスイッチＱ６に置き換え、スイッチＱ１，Ｑ２に同期してスイッチＱ５、Ｑ６を制御するようにしてもよい。このようにすれば、実施例２の効果と同様な効果が得られる。

また、実施例１乃至実施例４では、変換回路としてフルブリッジ型、ハーフブリッジ型、プッシュプル型を例示したが、本発明は、出力電圧が正負対称の交流電圧となる変換回路であれば、いかなる変換回路を用いても良い。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置の電源回路に適用可能である。

実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図である。 実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例２のスイッチング電源装置の回路構成図である。 実施例３のスイッチング電源装置の回路構成図である。 実施例４のスイッチング電源装置の回路構成図である。 実施例１乃至実施例４のスイッチング電源装置のトランスとリアクトルとを一体化した磁気回路を示す図である。 従来のスイッチング電源装置の回路構成図である。 従来のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
Ｌｏ，Ｌ１ リアクトル
ＲＬ 負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ スイッチ
Ｔ，Ｔａ，Ｔｂ，Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｄ３，Ｄ４，Ｄｑ１〜Ｄｑ４ ダイオード
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
１ａ，３ａ，５，６ １次巻線
５ａ，６ａ 第１巻線
５ｂ，６ｂ 第２巻線
３ｂ，５ｃ，６ｃ ２次巻線
３ａ１ 第１の１次巻線
３ａ２ 第２の１次巻線
１ｂ 第１の２次巻線
１ｃ 第２の２次巻線
１０，１０ａ〜１０ｃ，１００ 制御回路
２４，３４，４４，５４ ギャップ
２１，２２，２３，３０，４０，５０ コア
５２ 磁気分路

Claims (5)

1. 直流電源の直流電圧をオン／オフさせてコンバータトランスの１次巻線に供給し、前記コンバータトランスの２次巻線から正負対称の電圧を出力させる変換回路を備えたスイッチング電源装置において、
   前記コンバータトランスの２次巻線の一端に一端が接続され、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを有する第１平滑トランスと、
   前記コンバータトランスの２次巻線の他端に一端が接続され、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを有する第２平滑トランスと、
   前記第１平滑トランスの２次巻線と前記第２平滑トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、
   前記第１平滑トランスの他端と前記第２平滑トランスの他端とに一端が接続される平滑コンデンサと、
   前記第１平滑トランスの第１巻線と第２巻線との接続点と前記平滑コンデンサの他端とに接続される第１ダイオードと、
   前記第２平滑トランスの第１巻線と第２巻線との接続点と前記平滑コンデンサの他端とに接続される第２ダイオードと、
   を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 直流電源の直流電圧をオン／オフさせてコンバータトランスの１次巻線に供給し、前記コンバータトランスの２次巻線から正負対称の電圧を出力させる変換回路を備えたスイッチング電源装置において、
   前記コンバータトランスの２次巻線の一端に一端が接続され、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを有する第１平滑トランスと、
   前記コンバータトランスの２次巻線の他端に一端が接続され、第１巻線と第２巻線とからなる１次巻線と２次巻線とを有する第２平滑トランスと、
   前記第１平滑トランスの２次巻線と前記第２平滑トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、
   前記第１平滑トランスの他端と前記第２平滑トランスの他端とに一端が接続される平滑コンデンサと、
   前記第１平滑トランスの第１巻線と第２巻線との接続点と前記平滑コンデンサの他端とに接続される第１スイッチ素子と、
   前記第２平滑トランスの第１巻線と第２巻線との接続点と前記平滑コンデンサの他端とに接続され、前記第１スイッチ素子とは相補的にオン／オフする第２スイッチ素子と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 前記各平滑トランスについて前記第１巻線の巻数ｎｐ１と前記第２巻線の巻数ｎｐ２とした場合に、Ａ＝（ｎｐ１＋ｎｐ２）／ｎｐ２で決められる巻数比Ａを調整することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 閉磁路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記コアの第１脚には前記第１平滑トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第２脚には前記第２平滑トランスの１次巻線が巻回され、前記コアの第３脚に空隙が形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
5. 閉磁路が形成された複数脚からなるコアを有し、前記コアの複数脚の内の１脚には、前記第１平滑トランスの１次巻線からなる第１コイルと前記第２平滑トランスの１次巻線からなる第２コイルとが巻回され、前記第１コイルと前記第２コイルとの間には磁気分路が設けられていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

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