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JPH09131051A - 力率改善コンバータ回路 - Google Patents

力率改善コンバータ回路

Info

Publication number
JPH09131051A
JPH09131051A JP7305242A JP30524295A JPH09131051A JP H09131051 A JPH09131051 A JP H09131051A JP 7305242 A JP7305242 A JP 7305242A JP 30524295 A JP30524295 A JP 30524295A JP H09131051 A JPH09131051 A JP H09131051A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
switching
power factor
winding
converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP7305242A
Other languages
English (en)
Inventor
Masayuki Yasumura
昌之 安村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to JP7305242A priority Critical patent/JPH09131051A/ja
Priority to US08/739,954 priority patent/US5835368A/en
Priority to EP96307853A priority patent/EP0772281A3/en
Publication of JPH09131051A publication Critical patent/JPH09131051A/ja
Priority to US09/083,771 priority patent/US5973946A/en
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 力率改善コンバータ回路を備えた電源回路の
電力変換効率の向上、回路サイズの小型／軽量化、低コ
スト化を図る。 【解決手段】 簡略な回路構成による自励式電流共振形
コンバータを備え、そのスイッチング電圧を直列共振回
路（Ｎ1 、Ｃ1 ）を介して整流経路に帰還することによ
って力率改善を図るように構成した力率改善コンバータ
部１１を、スイッチング電源部１の前段に設けるように
する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源回
路の力率を改善するために設けられる力率改善コンバー
タに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。
【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。
【０００４】そこで、スイッチング電源回路において力
率を改善する力率改善手段として、整流回路系において
ＰＷＭ制御方式の昇圧型コンバータを設けて力率を１に
近付ける、いわゆるアクティブフィルタを設ける方法が
知られている。
【０００５】図７は、上記アクティブフィルタを備えて
力率改善を図るように構成されたスイッチング電源回路
の一例を示す回路図とされる。この図に示す電源回路に
おいては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノ
イズを除去するノイズフィルタとして、コモンモードチ
ョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣL が設けら
れている。商用交流電源ＡＣはブリッジ整流回路Ｄ1 に
より全波整流される。この場合には、ブリッジ整流回路
Ｄ1 の整流出力ラインと、平滑回路である平滑コンデン
サＣｉ間に対してアクティブフィルタ２０が設けられ
て、後述するようにして力率改善を図る。
【０００６】スイッチング電源部１は、平滑コンデンサ
Ｃｉの両端に得られる整流平滑電圧Ｅｉを入力してスイ
ッチング動作し、二次側より直流出力電圧Ｅ1 、Ｅ2 を
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとされ、例えばこの場合
には、ＰＷＭ方式により定電圧化制御を行うスイッチン
グコンバータが備えられているものとされる。なお、こ
の場合のアクティブフィルタ２０は昇圧型とされるが、
このアクティブフィルタ２０により生成される直流電圧
（整流平滑電圧Ｅｉ）は、交流入力電圧レベルの変化に
対して例えば約３８０Ｖで一定となるように制御され
る。
【０００７】次に、アクティブフィルタ２０の構成につ
いて説明する。この図に示すアクティブフィルタ２０に
おいては、ブリッジ整流回路Ｄ1 の正極出力ラインに対
してフィルタチョークコイルＬN −チョークコイルＣＨ
の巻線Ｌｉ−フェライトビーズＦＢ2 −高速リカバリ型
ダイオードＤ2 が直列に接続されている。そして、フィ
ルタチョークコイルＬN の両端には２本のフィルタコン
デンサＣN がそれぞれ一次側アースに対して接続される
ようにして設けられ、これらフィルタチョークコイルＬ
N 及びフィルタコンデンサＣN 、ＣN により、いわゆる
π型のノーマルモードのローパスフィルタを形成する。
そして、これらコモンモード及びノーマルモードのノイ
ズフィルタによって、商用交流電源ＡＣに流れ込むスイ
ッチングノイズなどの高調波ノイズを阻止するようにさ
れている。
【０００８】ここで、チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ
は、後述するスイッチング素子Ｑ20のスイッチング期間
に電流を負荷側（スイッチングコンバータ部側）に流し
込むために、整流平滑電圧よりも高いレベルの電圧源あ
るいは電流源となるためのエネルギー蓄積手段として機
能するインダクタンスとして挿入されている。また、高
速リカバリ型ダイオードＤ2 は、後述するようにしてス
イッチング素子Ｑ20のスイッチング動作によって、整流
出力ラインに高周波電流が流れることに対応して設けら
れるものとされる。
【０００９】上記チョークコイルＣＨの巻線Ｌｉ及び高
速リカバリ型ダイオードＤ2 を介して整流出力ラインを
流れる整流電流は、平滑コンデンサＣｉに対して充電さ
れて、この平滑コンデンサＣｉの両端に後段のスイッチ
ング電源部１の動作電源となる整流平滑電圧が得られ
る。
【００１０】また、アクティブフィルタを形成する部品
であるスイッチング素子Ｑ20は、この場合には、例え
ば、ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタが用いられ、そのドレ
インがチョークコイルＣＨの巻線Ｌｉとフェライトビー
ズＦＢ2 を介した高速リカバリ型ダイオードＤ2 のアノ
ードの接続点に、フェライトビーズＦＢ1 を介するよう
にして接続され、ソースは突入電流制限抵抗ＲD1を介し
て一次側アースに接地されるようにして設けられてい
る。このスイッチング素子Ｑ20は、後述するアクティブ
フィルタ制御回路２０内のドライブ回路からゲートに対
してスイッチング駆動信号が供給されることによって、
スイッチング動作が行われる。
【００１１】また、このアクティブフィルタ２０におい
ては上記スイッチング素子Ｑ20に対応して、フェライト
ビーズＦＢ1 、及びコンデンサＣS1と抵抗Ｒ5Aからなる
スナバ回路が設けられると共に、また、高速リカバリ型
ダイオードＤ2 に対しては、フェライトビーズＦＢ2 、
及びコンデンサＣS2と抵抗Ｒ5Bからなるスナバ回路が設
けられている。スイッチング素子Ｑ20及び高速リカバリ
型ダイオードＤ2 は、それぞれ次に説明するように、ア
クティブフィルタ制御回路２０ＡのＰＷＭ制御に基づい
てスイッチング動作を行うが、この時のターンオン／タ
ーンオフ電流の立ち上がり／立ち下がり時間が速いため
に比較的高レベルの輻射ノイズが発生する。そこで、上
記スナバ回路によってスイッチング電流波形の立ち上が
り／立ち下がり期間に傾斜をつけることで、輻射ノイズ
を抑圧するようにしている。
【００１２】アクティブフィルタ制御回路２０Ａは、こ
の場合には力率を１に近付けるように力率改善を行うア
クティブフィルタの動作を制御するもので、例えば１石
の集積回路（ＩＣ）とされている。この場合、アクティ
ブフィルタ制御回路２０Ａは電源投入時にスイッチング
素子Ｑ20を駆動させる起動回路、所要のスイッチング周
波数を発生させる発振回路、上記発振周波数の信号を増
幅してスイッチング素子Ｑ20を駆動するためのゲート信
号を生成するドライブ回路、上記ドライブ回路より出力
されるスイッチング駆動信号についてＰＷＭ制御を行う
ＰＷＭ制御回路、及び、次に説明するフィードフォワー
ド回路及びフィードバック回路の入力に基づいて乗算を
行って、上記ＰＷＭ制御回路の制御入力信号を生成する
乗算器等によって構成される。この場合、ブリッジ整流
回路Ｄ1 の正極出力端子と一次側アース間には分圧抵抗
Ｒ1 、Ｒ2 が直列に挿入されており、この分圧抵抗Ｒ
1 、Ｒ2 の分圧値がアクティブフィルタ制御回路２０Ａ
に入力され、これによって、交流入力電圧に対応するフ
ィードフォワード回路が形成されている。また、フィー
ドバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平
滑電圧）を分圧抵抗Ｒ3 、Ｒ4 により分圧した電圧値を
アクティブフィルタ制御回路２０Ａに入力するようにし
て形成される。つまり、この図に示すアクティブフィル
タ制御回路２０Ａに対しては、フィードフォワード回路
より交流入力電圧のレベルに対応する電圧値が入力さ
れ、フィードバック回路からは、整流平滑電圧レベルに
対応する電圧値が入力されることになる。
【００１３】この場合、チョークコイルＣＨに巻装され
た巻線Ｎ5 と整流ダイオードＤ6 による半波整流回路の
出力がアクティブフィルタ制御回路２０Ａの動作電源と
して供給されている。
【００１４】上記のように構成されるアクティブフィル
タによる力率改善動作の概略としては、次のようにな
る。例えば、アクティブフィルタ制御回路２０Ａではフ
ィードフォワード回路より入力された電圧値に基づいて
交流入力電圧レベルを検出し、内部の乗算器に入力す
る。また、一方でフィードバック回路から入力された電
圧値に基づいて整流平滑電圧の変動差分を検出する。ア
クティブフィルタ制御回路２０Ａでは、この整流平滑電
圧の変動差分に基づいて整流平滑電圧Ｅｉの平均値を３
６０Ｖ〜３８０Ｖの範囲で一定となるように制御すると
共に、この整流平滑電圧の変動差分を内部の乗算器に入
力する。そして、乗算器において、上記交流入力電圧レ
ベルと整流平滑電圧の変動差分を乗算するが、この乗算
結果によって例えば交流入力電圧ＶACと同一波形の電流
指令値が生成される。そして、ＰＷＭ制御回路では上記
電流指令値と実際の交流入力電流レベルを比較して、こ
の差に応じたＰＷＭ信号を生成してドライブ回路に供給
する。スイッチング素子Ｑ20は、このＰＷＭ信号に基づ
くドライブ信号によってスイッチング駆動される。この
結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるよ
うに制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率
改善が図られることになる。この場合には、交流入力電
圧変動あるいは負荷変動に対して、０．９５〜０．９９
の力率が得られるようにされる。また、この場合には、
乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧
の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるた
め、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図７に
示した電源回路においては、力率改善コンバータとして
アクティブフィルタ回路２０が用いられているが、その
構成部品が高価であると共に構成部品の点数も比較的に
多くなって、回路の小型化及び低コスト化には不利であ
るという問題を有している。また、図７に示す電源回路
の場合、アクティブフィルタ回路２０及び後段のスイッ
チング電源部１は、共にＰＷＭ制御に基づくスイッチン
グ動作を行うことから、矩形波形の動作となって高レベ
ルのＥＭＩ（電磁妨害波）を輻射する。このため、例え
ばアクティブフィルタ回路２０の入力段に設けるノーマ
ルモードのローパスフィルタ（ＬN 及びＣN 、ＣN ）及
びコモンモードのノイズフィルタ（ＣＭＣ、ＣL ）を強
化する必要があり、それだけこれらノイズフィルタを形
成する素子の大型化及びコストアップとなる。また、前
述のようにＥＭＩ対策として、アクティブフィルタ回路
２０におけるスイッチング素子Ｑ20及び高速リカバリ型
ダイオードＤ2 に対してスナバ回路を設けた場合には、
それだけ電力損失も増加することが分かっており、例え
ば図７におけるアクティブフィルタ回路２０ではＡＣ−
ＤＣ電力変換効率は９０％程度に低減する。従って、例
えばスイッチング電源部１のＤＣ−ＤＣ変換効率が８５
％とすれば、電源回路全体としての総合電力変換効率は ９０％×８５％＝７６．５％ までに低減することになる。
【００１６】更に、図７に示したアクティブフィルタ回
路２０は、その直流出力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）が３
８０Ｖ程度で一定となるように制御されるため、交流入
力電圧がＡＣ１００Ｖ系の条件に対応する場合には、既
存のＡＣ１００Ｖ系対応のスイッチング電源部をそのま
ま用いることは不可能とされ、スイッチング素子の耐圧
向上をはじめ、各部の設計変更をしなければならず、こ
の点においてもコスト的に不利となる。
【００１７】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、アクティブフィルタ回路による方
式よりも低コストで小型化を図ることが可能とされ、ま
た、電力変換効率等の電気的特性が向上された力率改善
コンバータを提供することを目的とする。このため、整
流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコイ
ル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードのロ
ーパスフィルタと、整流回路の整流電流経路に直列に挿
入される高速リカバリ型整流素子と、平滑回路から出力
される整流平滑電圧を動作電源としてスイッチング動作
を行い、そのスイッチング出力を直列共振コンデンサ及
び直列共振巻線のインダクタンスにより形成される直列
共振回路に供給するようにされる電流共振形スイッチン
グコンバータと、上記直列共振回路から整流電流経路に
対して帰還されたスイッチング出力に基づいて力率改善
を図るようにされた力率改善回路とを備えて力率改善コ
ンバータ回路を構成することとした。
【００１８】そして上記構成によれば、例えば、自励式
電流共振形コンバータによるスイッチング出力を整流経
路に帰還して力率改善を図るようにされるため、回路構
成は簡略となり、またスイッチングノイズも低レベルと
なる。また、本発明の構成による電流共振形コンバータ
では、交流入力電圧レベルに対応した直流出力電圧（整
流平滑電圧）が得られるようにされる。
【００１９】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施の形態と
しての力率改善コンバータを備えて構成されるスイッチ
ング電源回路の構成を示す回路図とされ、図７と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。この図に示す力
率改善コンバータ部１０においては、先ず、ブリッジ整
流回路Ｄ1 の正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極
端子間のライン（整流出力ライン）に対して、フィルタ
チョークコイルＬN −高速リカバリ型ダイオードＤ2 −
磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉが直列に挿入さ
れている。なお、この場合には高速リカバリ型ダイオー
ドＤ2 はアノードがブリッジ整流回路Ｄ1 側となる方向
により挿入されている。この場合、上記フィルタチョー
クコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2の接続点
と平滑コンデンサＣｉの正極端子間にはフィルタコンデ
ンサＣN が挿入されて、フィルタチョークコイルＬN と
共にノーマルモードのローパスフィルタを形成してい
る。また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎｉに対
して並列に共振用コンデンサＣ2 が接続されているが、
その作用については後述する。
【００２０】この力率改善コンバータ部１０においては
整流平滑電圧Ｅｉを動作電源とする、自励式の電流共振
形コンバータが備えられている。この電流共振形コンバ
ータは、図のようにハーフブリッジ結合された２つのス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が備えられ、平滑コンデンサ
Ｃｉの正極側の接続点と一次側アース間に対してそれぞ
れのコレクタ、エミッタを介して接続されている。この
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−ベース間に
は、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入され、抵抗
ＲB1、ＲB2によりスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のベース
電流（ドライブ電流）を調整する。また、スイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダ
ンパーダイオードＤB1、ＤB2が挿入される。そして、共
振用コンデンサＣB1、ＣB2は次に説明するドライブトラ
ンスＰＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の
直列共振回路を形成している。また、スイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−エミッタ間にはそれぞれコン
デンサＣC1、ＣC2が並列に接続されて、スイッチング素
子Ｑ1 、Ｑ2 から輻射されるスイッチングノイズを抑制
するようにしている。なお、コンデンサＣC1、ＣC2に
は、例えば安価なセラミックコンデンサなどを用いるこ
とができる。
【００２１】磁気結合トランスＭＣＴは、図のように一
次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎｉを磁気的に密結合して巻装し
て構成される。なお、この場合には上記一次巻線Ｎ1 、
二次巻線Ｎｉに加えて、三次巻線として駆動巻線ＮB1、
ＮB2が巻装されている。また、駆動巻線ＮB2は一次巻線
Ｎ1 を巻き上げることによって形成されている。この磁
気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 の一端は直列共振
コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッ
タとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点（スイッチ
ング出力点）と接続され、その他端は一次側アースに接
地されており、これにより一次巻線Ｎ1 にスイッチング
出力が供給される。この場合、磁気結合トランスＭＣＴ
の一次巻線Ｎ1 と直列共振コンデンサＣ1は直列に接続
されているが、一次巻線Ｎ1 のインダクタンス成分と直
列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンスとによって、こ
のスイッチングコンバータを電流共振形とするための直
列共振回路を形成するようにされている。
【００２２】また、磁気結合トランスＭＣＴに対して巻
装されたスイッチング素子Ｑ1 側の駆動巻線ＮB1は、そ
の一端が共振用コンデンサＣB1を介して抵抗ＲB1に接続
され、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接続さ
れる。また、スイッチング素子Ｑ2 側の駆動巻線ＮB2の
一端はアースに接地されると共に、他端は共振用コンデ
ンサＣB2を介して抵抗ＲB2と接続されてスイッチング素
子Ｑ1 側の駆動巻線ＮB1とは逆の極性の電圧が出力され
るようになされている。
【００２３】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共
振電流検出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデン
サＣ1 →一次側アースに共振電流が流れるが、この共振
電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ2 がオン、ス
イッチング素子Ｑ1 がオフとなるように制御される。そ
して、スイッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共
振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が
交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始され
る。このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作
電源としてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を
繰り返すことによって、スイッチング出力点に接続され
た直列共振コンデンサＣ1 を介して、磁気結合トランス
ＭＣＴの一次側巻線Ｎ1 に共振電流ＩO の波形に近いド
ライブ電流を供給する。
【００２４】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部１０における力率改善動作は次のようになる。上述
のようにして、電流共振形コンバータのスイッチング動
作が行われると、そのスイッチング出力は磁気結合トラ
ンスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 に供給される。そして、磁気
結合トランスＭＣＴにおいては一次巻線Ｎ1 に供給され
たスイッチング出力により発生するスイッチング周期の
交番電圧を、その磁気結合を介して二次巻線Ｎｉに伝送
する。この二次巻線Ｎｉはブリッジ整流回路Ｄ1 の正極
出力ラインに挿入されていることから、二次巻線Ｎｉに
励起されたスイッチング電圧により、整流経路を介する
整流出力電圧に対してスイッチング電圧が重畳されるこ
とになる。そして、このスイッチング電圧の重畳分によ
って、整流経路に挿入されている高速リカバリ型ダイオ
ードＤ2 により整流電流をスイッチング周期で断続する
動作が得られることになる。この動作により、力率改善
コンバータ部１０においては整流出力電圧にスイッチン
グ出力が重畳された状態で平滑コンデンサＣｉに充電を
行うようにされ、スイッチング電圧の重畳分によって平
滑コンデンサＣｉの両端電圧をスイッチング周期で引き
下げるようにされる。このため、整流出力電圧レベルが
平滑コンデンサの両端電圧よりも低いとされる期間にも
平滑コンデンサＣｉへ充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流の平均的な波形が交流入力電圧
の波形に近付くようにされ、交流入力電流の導通角が拡
大されることになって力率改善が図られることになる。
【００２５】また、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎｉに対して並列に接続される共振用コンデンサＣ2
は、上記二次巻線ＮｉのインダクタンスＬｉと共に並列
共振回路を形成する。この並列共振回路は負荷変動に対
応してその共振インピーダンスが変化するようにされて
おり、この電源回路の負荷が軽くなった時に、整流経路
に帰還されるスイッチング電圧を抑圧するようにしてい
る。この結果、軽負荷時の平滑コンデンサＣｉの端子電
圧の上昇を抑制することになる。
【００２６】本実施の形態の力率改善コンバータ部１０
では０．９０程度の力率が適正力率として得られるよう
に設定される。具体的には、後段のスイッチング電源部
１に対する入力電力が１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝
１００Ｖの条件で力率を０．９に設定するには、フィル
タチョークコイルＬN には１００μＨ、フィルタコンデ
ンサＣN には０．１μＦ、高速リカバリ型ダイオードＤ
2 には３Ａ／２０Ｖ、直列共振コンデンサＣ1 には０．
０４７μＦのものが選定される。また、磁気結合トラン
スＭＣＴは例えばフェライト材によるＥＥ−２８のサイ
ズのＥＥ型コアが用いられ、二次巻線Ｌｉのインダクタ
ンスＬｉ＝２０μＨ、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ
1 ＝５０μＨとなるようにされる。そして平滑コンデン
サＣｉには５６０μＦ／１８０Ｖのものが選定されて、
整流平滑電圧Ｅｉとしては１４９Ｖが得られるようにさ
れる。
【００２７】図２は、上記構成による力率改善コンバー
タ部１０を備えた、図１の電源回路の要部の動作を商用
電源周期で示す波形図とされ、この場合には上述の条件
設定のもとでの動作を示しているものとされる。例え
ば、図２（ａ）に示すようにＡＣ１００Ｖの交流入力電
圧ＶACが入力されている場合、高速リカバリ型ダイオー
ドＤ2 を流れる整流電流Ｉ1 は、図２（ｂ）に示すよう
に、交流入力電圧レベルが整流平滑電圧レベルよりも高
いとされるτ期間においてスイッチング周期で断続され
た高周波電流が流れる波形となる。また、磁気結合トラ
ンスＭＣＴの二次巻線Ｎｉの両端電圧に相当する、高速
リカバリ型ダイオードＤ2 と二次巻線Ｎｉの接続点と一
次側アース間の電位Ｖ1 は、図２（ｃ）に示すように、
ブリッジ整流回路Ｄ1 の整流出力電圧に対してスイッチ
ング周期の交番電圧が重畳された波形となり、そのピー
クレベルの抱絡線が整流平滑電圧Ｅｉに相当する。そし
て、交流入力電流ＩACは図２（ｄ）に示すようにτ期間
において正弦波状に流れる波形が得られ、実際には０．
９の力率が得られる程度にその導通角が拡大されてい
る。
【００２８】また図３は、図１に示す力率改善コンバー
タ部１０の動作を、電流共振形コンバータのスイッチン
グ周期により示す波形図とされ、この場合には１００Ｋ
Ｈｚの（１周期＝２０ｍｓ）スイッチング周波数により
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング動作が行わ
れている場合について示されている。前述のようにスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 は交互にオン／オフ動作を繰り
返すが、これらスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレク
タ−エミッタ間を介して流れるスイッチング電流ＩC1、
ＩC2は、それぞれ図３（ｂ）（ｃ）に示すように、スイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 がそれぞれオンとなる期間に、
図に示す波形により流れるようにされる。この際、スイ
ッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間電位Ｖ2 は、
図３（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ2 がオフと
される期間にパルス状の波形が得られることになる。そ
して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のスイッチング出力
が供給される直列共振回路に流れる直列共振電流ＩO
は、図３（ｄ）に示すようにスイッチング周期による正
弦波として得られることになる。
【００２９】ここで、本実施の形態である図１の電源回
路と従来例である図７の電源回路とを比較した場合、図
１のような自励式の電流共振形コンバータによる力率改
善コンバータ部１０ではＡＣ−ＤＣ電力変換効率は９
４．５％が計測され、図７におけるアクティブフィルタ
回路２０のＡＣ−ＤＣ電力変換効率が９０％程度とされ
ていたのと比較して、４．５％程度の向上が図られてい
る。これによって、後段のスイッチング電源部１を含め
たスイッチング電源回路の総合的な電力変換効率も向上
されることになり、図７に示した説明と同様にスイッチ
ング電源部１のＤＣ−ＤＣ変換効率が８５％とすれば、
図７の電源回路では総合電力変換効率が７６．５％とさ
れていたのに対して、図１の電源回路では ９４．５％×８５％≒８０．３％ となって、３．８％程度向上されることになる。
【００３０】また、図１の力率改善コンバータ部１０で
は電流共振形コンバータが用いられていることから、ス
イッチング動作により発生するノイズレベルも低いた
め、例えば、図１に示したように各１組のフィルタチョ
ークコイルＬN 及びフィルタコンデンサＣN により形成
されるノーマルモードのノイズフィルタで対応すること
が可能となり、図７にしめしたようなπ型のノイズフィ
ルタを構成する必要はなくなる。また、コモンモードの
ノイズフィルタも強化する必要がなくなることから、コ
モンモードチョークコイルＣＭＣ及びアクロスコンデン
サＣL についても、より小型で安価なものを選定するこ
とが可能となる。また、力率改善コンバータ部１０の回
路構成は、図７に示したアクティブフィルタ回路２０よ
りも簡略な構成となることから構成部品点数も削減され
ることになる。
【００３１】そして、本実施の形態の力率改善コンバー
タ部１０の場合には、前述のように交流入力電圧として
ＡＣ１００Ｖが入力されている場合には、１４９Ｖの整
流平滑電圧が得られているが、これは力率改善コンバー
タ部１０が設けられない場合に得られる整流平滑電圧レ
ベルとほぼ同等とされる。これにより、後段のＰＷＭ方
式によるスイッチング電源部１には既存のＡＣ１００Ｖ
系対応のスイッチングコンバータを再設計することなく
そのまま利用することが可能となり、それだけコスト的
にも有利となる。
【００３２】図４は、本発明の力率改善コンバータ回路
の他の実施の形態を示す回路図とされ、図１と同一部分
は同一符号を付して説明を省略する。この図に示す力率
改善コンバータ部１１においては、ブリッジ整流回路Ｄ
1 の正極出力ラインに対して、フィルタチョークコイル
ＬN 及び高速リカバリ型ダイオードＤ2 が直列に接続さ
れている。この場合、共振用コンデンサＣ2 は高速リカ
バリ型ダイオードＤ2 に対して並列に接続され、例え
ば、フィルタチョークコイルＬN のインダクタンス成分
と共に並列共振回路を形成するが、その作用は図１にて
説明した共振用コンデンサＣ2 と同様とされて、低交流
入力電圧時あるいは軽負荷時の整流平滑電圧の上昇を抑
制するようにされる。この力率改善コンバータ部１１に
おいては、コンバータトランスＣＶＴ（Converter Tran
sformer)が備えられている。このコンバータトランスＣ
ＶＴには一次巻線Ｎ1 が巻装され、二次巻線としてスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 にそれぞれ対応する駆動巻線Ｎ
B1、ＮB2が巻装されて形成される。そして、コンバータ
トランスＣＶＴの一次巻線Ｎ1 の一端はスイッチング素
子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点と接続されてスイッチング出力が
供給されると共に、他端は直列共振コンデンサＣ1 と直
列に接続されて直列共振回路を形成するようにされてい
る。また、この場合には一次巻線Ｎ1 は直列共振コンデ
ンサＣ1 を介してフィルタチョークコイルＬN と高速リ
カバリ型ダイオードＤ2 との接続点に対して接続されて
いる。
【００３３】上述のようにして構成される力率改善コン
バータ部１１においては、コンバータトランスＣＶＴの
一次巻線Ｎ1 に得られたスイッチング出力は直列共振コ
ンデンサＣ1 の静電容量結合を介して、フィルタチョー
クコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2 との接続
点に対して帰還されることになる。このようにして整流
経路に印加されたスイッチング出力によって、整流出力
電圧に対してスイッチング電圧が重畳されることになる
が、このスイッチング電圧の重畳分によって高速リカバ
リ型ダイオードにより整流電流をスイッチング周期で断
続する動作が得られることになる。これにより、以降は
図１で説明したと同様の動作によって交流入力電流の導
通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【００３４】そして、本実施の形態による力率改善コン
バータ部１１によっても、図１の実施の形態と同様に、
図７に示したアクティブフィルタ回路２０と比較して、
総合電力変換効率の向上が図られると共に、スイッチン
グノイズのレベルが低減されることから、ノイズフィル
タを形成する素子をはじめとする各種部品について小型
／軽量化及び低コスト化を図ることが可能となる。ま
た、スイッチング電源部１の再設計も必要なくなる。更
に、本実施の形態の力率改善コンバータ部１１は、先の
図１の実施の形態と比較した場合には、磁気結合トラン
スＭＣＴに巻装されていた二次巻線Ｎｉが省略されるた
め、コンバータトランスＣＶＴを磁気結合トランスＭＣ
Ｔよりも小型化することが可能とされ、それだけ力率改
善コンバータ部１１の回路サイズを縮小することが可能
となる。
【００３５】図５は、本発明の更に他の実施の形態を示
す回路図とされ、図１及び図４と同一部分については同
一符号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善
コンバータ部１２においては、整流経路に直列に挿入さ
れる二次巻線Ｎｉと、駆動巻線ＮB1、ＮB2を巻装したチ
ョークコイルＣＨ1 が設けられ、また、一次巻線Ｎ1 を
巻装したチョークコイルＣＨ1 が設けられている。つま
り、この力率改善コンバータ部１２では、先に実施の形
態として図１に示した力率改善コンバータ部１０におけ
る、磁気結合トランスＭＣＴの一次側と二次側を分離し
て、それぞれ独立したチョークコイルＣＨ1 、ＣＨ2 と
して構成したものとされる。 従って、その力率改善動
作も図１にて説明したと同様とされ、二次巻線Ｎｉのイ
ンダクタンスを介する整流出力に重畳されたスイッチン
グ電圧に基づいて、高速リカバリ型ダイオードＤ2 のス
イッチング動作が促される結果、力率改善が図られるこ
とになる。また、本実施の形態においても図１の力率改
善コンバータ部１２と同様の効果を有することが可能と
なる。
【００３６】図６は、本発明の更に他の実施の形態を示
す回路図とされ、図１、図４及び図５と同一部分は同一
符号を付して説明を省略する。この図に示す力率改善コ
ンバータ部１３においては、自励式の電流共振形コンバ
ータとして、４石のスイッチング素子によるフルブリッ
ジ結合タイプとされて、例えば、先の各実施の形態の場
合よりも重負荷に対応可能とされていることから、先
ず、この力率改善コンバータ部１３における電流共振形
コンバータの構成について説明する。
【００３７】力率改善コンバータ部１３内に備えられる
電流共振形コンバータにおいて、４石のスイッチング素
子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 は、フルブリッジ結合式のス
イッチングコンバータを形成するスイッチング素子であ
る。図のようにスイッチング素子Ｑ1 及びＱ2 は、平滑
コンデンサＣｉの正極とアース間に対して、それぞれの
コレクタ−エミッタを介して直列に接続されている。ま
た、スイッチング素子Ｑ3 及びＱ4 側もまた、上記と同
様にして接続される。
【００３８】そして、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各
コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗ＲS1、Ｒ
S2は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各
ベース−エミッタ間に挿入されるクランプダイオードＤ
B1、ＤB2はそれぞれスイッチングオフ時の逆方向電流の
経路を形成するために設けられる。また、ダンピング抵
抗ＲB1、ＲB2はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のベース電流（ドライブ電流）調整する。そして、共振
コンデンサＣB1、ＣB2は、後述するドライブトランスＰ
ＲＴの駆動巻線ＮB1、ＮB2と共に、自励発振用の直列共
振回路を形成しており、これらの素子によりスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 の駆動回路系が形成される。
【００３９】また、スイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 に対し
ても、それぞれ起動抵抗ＲS3、ＲS4、クランプダイオー
ドＤB3、ＤB3、ダンピング抵抗ＲB3、ＲB4、共振コンデ
ンサＣB3、ＣB4、及び駆動巻線ＮB3、ＮB4が、上述と同
様の接続形態により設けられて、スイッチング素子Ｑ
3 、Ｑ4 の各駆動回路系を形成している。
【００４０】また、この場合にはスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 の各コレクタ−エミッタ間に対し
て、それぞれコンデンサＣC1、ＣC2、ＣC3、ＣC4が接続
されて、スイッチングノイズを吸収するようにされてい
る。
【００４１】コンバータドライブトランスＣＤＴ（Conv
erter Drive Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
4 を駆動するために設けられている。この図の場合に
は、駆動巻線ＮB1〜ＮB4及び、駆動巻線ＮB1を巻き上げ
て形成される共振電流検出巻線ＮD が巻装されて構成さ
れている。このコンバータドライブトランスＣＤＴのス
イッチング素子Ｑ1 側の駆動巻線ＮB1の一端は共振コン
デンサＣB1に、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタ
に接続される。また、スイッチング素子Ｑ2 側の駆動巻
線ＮB2の一端はアースに接地されると共に他端はコンデ
ンサＣB2と接続されて、駆動巻線ＮB1と逆の極性の電圧
が出力されるようにされている。
【００４２】また、スイッチング素子Ｑ3 に対応する駆
動巻線ＮB3の一端は、コンデンサＣB3に、他端はスイッ
チング素子Ｑ3 のエミッタに接続される。また、スイッ
チング素子Ｑ4 側の駆動巻線ＮB4の一端はアースに接地
されると共に他端はコンデンサＣB4と接続されて、駆動
巻線ＮB3とは逆の極性の電圧が出力されるようになされ
ている。
【００４３】この場合、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の
スイッチング出力は、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻
線Ｎ1 及び直列共振コンデンサＣ1 からなる直列共振回
路に供給される。この図に示す直列共振回路としては、
磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1の一端が共振電
流検出巻線ＮD を介して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のエミッタ−コレクタの接続点（スイッチング出力点）
と接続され、他端は直列共振コンデンサＣ1 を介してス
イッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 のエミッタ−コレクタの接続
点（スイッチング出力点）と接続されている。
【００４４】上記構成の電流共振形のスイッチング動作
としては、例えばスイッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］の組
とスイッチング素子［Ｑ2 、Ｑ3 ］の組が交互にオン／
オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商用交流電
源が投入されると、起動抵抗ＲS1〜ＲS4を介してスイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のベースにベース電流が供給され
ることになるが、仮にスイッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］
が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子［Ｑ
2 、Ｑ3 ］はオフとなるように制御される。そして、ス
イッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］の出力として、スイッチ
ング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ→共振電流検出巻線
ＮD →磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 →直列共
振コンデンサＣ1 →スイッチング素子Ｑ4 のコレクタ−
エミッタ→一次側アースの経路で電流が流れるが、この
際、一次側直列共振回路を流れる共振電流が０となる近
傍でスイッチング素子［Ｑ2 、Ｑ3 ］がオン、スイッチ
ング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］がオフとなるように制御され
る。そして、スイッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方
向に直列共振回路に対して共振電流が流れる。以降、ス
イッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］及び［Ｑ2 、Ｑ3 ］が交
互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始され
る。 このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動
作電源としてスイッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］及び［Ｑ
2 、Ｑ3 ］が交互に開閉を繰り返すことによって、直列
共振回路を形成する磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線
Ｎ1 に共振電流波形に近いドライブ電流を供給する。
【００４５】力率改善コンバータ部１３に設けられる磁
気結合トランスＭＣＴは、電流共振形コンバータの直列
共振回路を形成する一次巻線Ｎ1 と、図１と同様の接続
形態によって整流出力ラインに挿入される二次巻線Ｎｉ
を磁気的に密結合して構成される。
【００４６】そして、上記のようにして構成される力率
改善コンバータ部１３においては、上述のようにして電
流共振形コンバータのスイッチング動作が行われること
で、磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ1 にスイッチ
ング出力が供給され、磁気結合トランスＭＣＴにおいて
はその磁気結合を介して、スイッチング電圧が二次巻線
Ｎｉに励起されることになる。これにより、本実施の形
態においても以降は図１にて説明したと同様の作用によ
って力率改善が図られることにる。また、本実施の形態
の場合には４本のスイッチング素子を備えて力率改善コ
ンバータ部１３が構成されることになるが、例えば図７
に示すアクティブフィルタ回路２０が同程度の負荷電力
等の条件に対応するように構成されたものと比較した場
合には、本実施の形態のほうが電力変換効率、及びスイ
ッチングノイズの低減に伴う部品の削減及び小型化が図
られることになる。
【００４７】なお、上記各実施の形態に示すスイッチン
グ電源部１としては、ＰＷＭ方式によるフライバックコ
ンバータあるいはフォワードコンバータ等のほか、ＲＣ
Ｃ（リンギングチョークコンバータ）をはじめとする他
の方式による各種タイプのスイッチングコンバータが用
いられても構わないことはいうまでもないが、スイッチ
ング動作の電流波形もしくは電圧波形が矩形波となるス
イッチングコンバータが接続される場合に適用して好適
とされる。また、先に本出願人により上記各実施の形態
に示す回路構成以外で、電流共振形コンバータのスイッ
チング出力を整流電流経路に帰還することにより力率改
善を図るスイッチング電源回路が各種提案されている
が、これらの発明の構成を本発明の力率改善コンバータ
回路の構成として適用することも可能とされる。
【００４８】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、自励式に
よる電流共振形コンバータのスイッチング出力を整流経
路に帰還して力率改善を図るようにされた力率改善コン
バータ回路とすることで、例えばアクティブフィルタに
よって力率改善を図る場合よりも電力変換効率が向上さ
れるという効果を有している。また、電流共振形コンバ
ータはアクティブフィルタよりも簡略な回路構成により
形成可能であると共に、スイッチングノイズが大幅に低
減されてノイズフィルタを強化する必要もなくなること
から、大幅に力率改善コンバータ回路基板及び電源回路
サイズの小型／軽量化を促進することが可能となり、そ
れだけコストも抑えられることになる。更には、力率改
善コンバータ回路として電流共振形コンバータが用いら
れることで、交流入力電圧レベルにほぼ対応した直流出
力電圧（整流平滑電圧）を生成するため、特にＡＣ１０
０Ｖ系に対応する場合には、後段のスイッチング電源の
再設計を行う必要がなくなり、これによっても低コスト
化や製品管理の点でも有利となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態としての力率改善コンバ
ータ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回
路図である。
【図２】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の動作
を商用周期で示す波形図である。
【図３】本実施の形態の力率改善コンバータ回路の動作
をスイッチング周期で示す波形図である。
【図４】他の実施の形態としての力率改善コンバータ回
路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図で
ある。
【図５】更に他の実施の形態としての力率改善コンバー
タ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。
【図６】更に他の実施の形態としての力率改善コンバー
タ回路を備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。
【図７】従来例としての力率改善コンバータ回路を備え
たスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ スイッチング電源部 １０，１１，１２，１３ 力率改善コンバータ回路 Ｄ1 ブリッジ整流回路 Ｄ2 高速リカバリ型ダイオード Ｃｉ 平滑コンデンサ ＣＶＴ コンバータトランス ＣＤＴ コンバータドライブトランス Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 スイッチング素子 Ｃ1 直列共振コンデンサ Ｎ1 一次巻線 ＭＣＴ 磁気結合トランス Ｎｉ 二次巻線 ＣＨ1 ，ＣＨ2 チョークコイル ＬN フィルタチョークコイル ＣN フィルタコンデンサ Ｃ2 共振用コンデンサ

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 整流回路の出力に対して設けられるフィ
    ルタチョークコイル及びフィルタコンデンサからなるノ
    ーマルモードのローパスフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
    リ型整流素子と、 平滑回路から出力される整流平滑電圧を動作電源として
    スイッチング動作を行い、そのスイッチング出力を直列
    共振コンデンサ及び直列共振巻線のインダクタンスによ
    り形成される直列共振回路に供給するようにされる電流
    共振形スイッチングコンバータと、 上記直列共振回路から整流電流経路に対して帰還された
    スイッチング出力に基づいて力率改善を図るようにされ
    た力率改善手段と、 を備えて構成されていることを特徴とする力率改善コン
    バータ回路。
  2. 【請求項２】 上記電流共振形スイッチングコンバータ
    は、スイッチング素子を自励発振によりスイッチング駆
    動する自励発振回路を備えた、自励式とされていること
    を特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ回
    路。
  3. 【請求項３】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコ
    イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
    ローパスフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
    リ型整流素子と、 少なくとも上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列に
    挿入される重畳巻線とを磁気的に密結合して形成される
    磁気結合トランスと、 を備えて構成されていることを特徴とする請求項１又は
    請求項２に記載の力率改善コンバータ回路。
  4. 【請求項４】 上記磁気結合トランスに対して、上記自
    励発振回路を形成する駆動巻線が三次巻線として巻装さ
    れていることを特徴とする請求項２及び請求項３に記載
    の力率改善コンバータ回路。
  5. 【請求項５】 上記重畳巻線に対して並列に共振用コン
    デンサが接続されていることを特徴とする請求項３又は
    請求項４に記載の力率改善コンバータ回路。
  6. 【請求項６】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコ
    イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
    ローパスフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
    リ型整流素子と、 上記直列共振巻線を一次巻線とし、上記自励発振回路を
    形成する駆動巻線を二次巻線として巻装したコンバータ
    トランスを備え、 上記直列共振回路を整流電流経路に接続して構成されて
    いることを特徴とする請求項１及び請求項２に記載の力
    率改善コンバータ回路。
  7. 【請求項７】 上記高速リカバリ型整流素子に対して並
    列に共振用コンデンサが接続されていることを特徴とす
    る請求項６に記載の力率改善コンバータ回路。
  8. 【請求項８】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコ
    イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
    ローパスフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
    リ型整流素子と、 上記直列共振巻線を巻装して形成される第１のチョーク
    コイルと、 少なくとも整流電流経路に直列に挿入される重畳巻線を
    巻装して形成される第２のチョークコイルとを備え、 上記直列共振回路を整流電流経路に接続して構成されて
    いることを特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバ
    ータ回路。
  9. 【請求項９】 上記第２のチョークコイルに対して、上
    記自励発振回路を形成する駆動巻線が二次巻線として巻
    装されていることを特徴とする請求項２及び請求項８に
    記載の力率改善コンバータ回路。
  10. 【請求項１０】 上記重畳巻線に対して並列に共振用コ
    ンデンサが接続されていることを特徴とする請求項８又
    は請求項９に記載の力率改善コンバータ回路。
  11. 【請求項１１】 上記力率改善手段は、 整流回路の出力に対して設けられるフィルタチョークコ
    イル及びフィルタコンデンサからなるノーマルモードの
    ローパスフィルタと、 整流回路の整流電流経路に直列に挿入される高速リカバ
    リ型整流素子と、 上記直列共振巻線と、整流電流経路に直列に挿入される
    重畳巻線とを磁気的に密結合して形成される磁気結合ト
    ランスと、 少なくとも上記自励発振回路を形成する駆動巻線が巻装
    されたコンバータドライブトランスと、 備えて構成されていることを特徴とする請求項１及び請
    求項２に記載の力率改善コンバータ回路。
  12. 【請求項１２】 上記電流共振形スイッチングコンバー
    タは、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合し
    て形成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項
    １１の何れかに記載の力率改善コンバータ回路。
  13. 【請求項１３】 上記電流共振形スイッチングコンバー
    タは、４石のスイッチング素子をフルリッジ結合して形
    成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項１１
    の何れかに記載の力率改善コンバータ回路。
JP7305242A 1995-10-31 1995-10-31 力率改善コンバータ回路 Withdrawn JPH09131051A (ja)

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