JPH08148949A - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
- Publication number
- JPH08148949A JPH08148949A JP28559394A JP28559394A JPH08148949A JP H08148949 A JPH08148949 A JP H08148949A JP 28559394 A JP28559394 A JP 28559394A JP 28559394 A JP28559394 A JP 28559394A JP H08148949 A JPH08148949 A JP H08148949A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- harmonic
- frequency amplifier
- value
- series
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、高周波を増幅して電力を負荷に供
給する高周波増幅器に関し、基本波整合回路に影響しな
い第２高調波短絡回路と第３高調波開放回路を同時に実
現できるようにして、設計の自由度の高い高効率な高周
波増幅器を提供するとともに、基本波整合回路の調整も
独立してできるようにして、特性の良い高周波増幅器を
提供することを目的とする。 【構成】 基本波整合回路２に、増幅素子１と直列に接
続された誘導素子２Ａを設けるとともに、増幅素子１の
出力端に対し並列に接続されて第２高調波に共振する直
列共振回路３と、増幅素子１の出力端及び直列共振回路
３に対し並列に接続されて直列共振回路３と共に基本波
及び第３高調波に共振する並列共振回路４とを設けるよ
うに構成する。
給する高周波増幅器に関し、基本波整合回路に影響しな
い第２高調波短絡回路と第３高調波開放回路を同時に実
現できるようにして、設計の自由度の高い高効率な高周
波増幅器を提供するとともに、基本波整合回路の調整も
独立してできるようにして、特性の良い高周波増幅器を
提供することを目的とする。 【構成】 基本波整合回路２に、増幅素子１と直列に接
続された誘導素子２Ａを設けるとともに、増幅素子１の
出力端に対し並列に接続されて第２高調波に共振する直
列共振回路３と、増幅素子１の出力端及び直列共振回路
３に対し並列に接続されて直列共振回路３と共に基本波
及び第３高調波に共振する並列共振回路４とを設けるよ
うに構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば８００ＭＨｚ帯
〜２．５ＧＨｚ帯の高周波を増幅して電力を負荷に供給
する高周波増幅器に関する。
〜２．５ＧＨｚ帯の高周波を増幅して電力を負荷に供給
する高周波増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、増幅素子を高効率に動作させる
ために、増幅素子の出力に発生する高調波に対して、そ
の負荷を偶数次高調波に対しては短絡、奇数次高調波に
対しては開放とすることによって、高調波による電力発
生を無くし、基本波の電力成分を高めて増幅器を高効率
動作させるようにしたＦ級増幅器が知られている。
ために、増幅素子の出力に発生する高調波に対して、そ
の負荷を偶数次高調波に対しては短絡、奇数次高調波に
対しては開放とすることによって、高調波による電力発
生を無くし、基本波の電力成分を高めて増幅器を高効率
動作させるようにしたＦ級増幅器が知られている。
【０００３】図１２はＦ級増幅器の回路例である。この
図１２に示す高周波増幅器では、増幅素子（電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ））１０１の出力側に、基本波の１
／４波長の伝送線路１０２を介して、基本波整合回路１
０３が接続されるとともに、基本波に共振する並列共振
回路１０４が接続されている。ここで、増幅素子１０１
の出力側に発生する高調波のうち第２高調波以上の周波
数についていえば、並列共振回路１０４はほぼ短絡負荷
とみなせる。したがって、第２高調波についていえば伝
送線路１０２は１／２波長の線路となり、増幅素子１０
１の出力端で短絡負荷にすることができ、第３高調波に
ついていえば伝送線路１０２は３／４波長の線路とな
り、増幅素子１０１の出力端で開放負荷にすることがで
きる。第４次以上の高調波についても同様である。
図１２に示す高周波増幅器では、増幅素子（電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ））１０１の出力側に、基本波の１
／４波長の伝送線路１０２を介して、基本波整合回路１
０３が接続されるとともに、基本波に共振する並列共振
回路１０４が接続されている。ここで、増幅素子１０１
の出力側に発生する高調波のうち第２高調波以上の周波
数についていえば、並列共振回路１０４はほぼ短絡負荷
とみなせる。したがって、第２高調波についていえば伝
送線路１０２は１／２波長の線路となり、増幅素子１０
１の出力端で短絡負荷にすることができ、第３高調波に
ついていえば伝送線路１０２は３／４波長の線路とな
り、増幅素子１０１の出力端で開放負荷にすることがで
きる。第４次以上の高調波についても同様である。
【０００４】なお、図１２中の１０５は増幅素子１０１
の入力バイアス回路、１０６は増幅素子１０１の出力バ
イアス回路、１０７は入力バイアス回路１０５の電源端
子（入力電源端子）、１０８は出力バイアス回路１０６
の電源端子（出力電源端子）である。ところで、増幅器
の出力に含まれる高調波成分は第２，第３高調波成分が
大きいので、第２高調波と第３高調波だけを考慮する場
合が多い。図１３，図１４は第２高調波と第３高調波だ
けを考慮した例である。
の入力バイアス回路、１０６は増幅素子１０１の出力バ
イアス回路、１０７は入力バイアス回路１０５の電源端
子（入力電源端子）、１０８は出力バイアス回路１０６
の電源端子（出力電源端子）である。ところで、増幅器
の出力に含まれる高調波成分は第２，第３高調波成分が
大きいので、第２高調波と第３高調波だけを考慮する場
合が多い。図１３，図１４は第２高調波と第３高調波だ
けを考慮した例である。
【０００５】まず、図１３は増幅素子１０１の出力端
に、第３高調波に共振する並列共振回路１０９を接続し
たものである。ここで、並列共振回路１０９の誘導素子
１０９ａのインダクタンス値を小さくすると、第３高調
波より低い周波数ではインピーダンスはほぼ０とみなせ
る。また、並列共振回路１０９の他端には第２高調波で
共振する直列共振回路１１０が一端を接地されて接続さ
れている。以上の構成から、第２高調波については短絡
負荷、第３高調波については開放負荷を実現している。
に、第３高調波に共振する並列共振回路１０９を接続し
たものである。ここで、並列共振回路１０９の誘導素子
１０９ａのインダクタンス値を小さくすると、第３高調
波より低い周波数ではインピーダンスはほぼ０とみなせ
る。また、並列共振回路１０９の他端には第２高調波で
共振する直列共振回路１１０が一端を接地されて接続さ
れている。以上の構成から、第２高調波については短絡
負荷、第３高調波については開放負荷を実現している。
【０００６】また、図１４は増幅素子１０１の出力側
に、伝送線路１１１を介して第３高調波で共振する直列
共振回路１１３（この直列共振回路１１３の他端は接地
されている）を並列に接続するとともに、更に伝送線路
１１２を介して第２高調波で共振する直列共振回路１１
４（この直列共振回路１１４の他端は接地されている）
を並列に接続したものである。ここで、直列共振回路
（第２高調波共振回路）１１４と増幅素子１０１の距離
は基本波の波長で１／４波長、直列共振回路（第３高調
波共振回路）１１３と増幅素子１０１の距離は基本波の
波長で１／１２に設定されており（従って、伝送線路１
１１の長さは１／４波長相当、伝送線路１１２の長さは
１／６波長相当である）、これにより、第２高調波では
短絡負荷、第３高調波では開放負荷を実現している。
に、伝送線路１１１を介して第３高調波で共振する直列
共振回路１１３（この直列共振回路１１３の他端は接地
されている）を並列に接続するとともに、更に伝送線路
１１２を介して第２高調波で共振する直列共振回路１１
４（この直列共振回路１１４の他端は接地されている）
を並列に接続したものである。ここで、直列共振回路
（第２高調波共振回路）１１４と増幅素子１０１の距離
は基本波の波長で１／４波長、直列共振回路（第３高調
波共振回路）１１３と増幅素子１０１の距離は基本波の
波長で１／１２に設定されており（従って、伝送線路１
１１の長さは１／４波長相当、伝送線路１１２の長さは
１／６波長相当である）、これにより、第２高調波では
短絡負荷、第３高調波では開放負荷を実現している。
【０００７】なお、図１３，１４中、図１２と同じ符号
は同様の部分を示している。
は同様の部分を示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記の回路において
は、共振回路の共振周波数以外では共振回路は理想的な
開放または短絡として扱われているが、実際にはある値
を持つため、共振回路の後段に接続されている基本波整
合回路のインピーダンスに影響を与える。そのため、基
本波整合回路は、各高調波に対する共振回路を接続した
場合、基本波の整合についてそれぞれの共振回路の基本
波成分を考慮して設計しなければならず、その結果、整
合回路を独立に設計できない。これにより、設計が煩雑
となったり、より良い特性を得るための基本波整合回路
だけの調整ができないという課題がある。
は、共振回路の共振周波数以外では共振回路は理想的な
開放または短絡として扱われているが、実際にはある値
を持つため、共振回路の後段に接続されている基本波整
合回路のインピーダンスに影響を与える。そのため、基
本波整合回路は、各高調波に対する共振回路を接続した
場合、基本波の整合についてそれぞれの共振回路の基本
波成分を考慮して設計しなければならず、その結果、整
合回路を独立に設計できない。これにより、設計が煩雑
となったり、より良い特性を得るための基本波整合回路
だけの調整ができないという課題がある。
【０００９】なお、今まで２倍波共振器に基本波に共振
するような並列誘導素子を接続し、回路の小型化をねら
った例（例えば、特開平５−２４３８７３号公報の技術
参照）は提案されているが、より効率を高めるために、
３倍波まで考慮された例はなかった。本発明は、このよ
うな課題に鑑み創案されたもので、基本波整合回路に影
響しない第２高調波短絡回路と第３高調波開放回路を同
時に実現できるようにして、設計の自由度の高い高効率
な高周波増幅器を提供するとともに、基本波整合回路の
調整も独立してできるようにして、特性の良い高周波増
幅器を提供することを目的とする。
するような並列誘導素子を接続し、回路の小型化をねら
った例（例えば、特開平５−２４３８７３号公報の技術
参照）は提案されているが、より効率を高めるために、
３倍波まで考慮された例はなかった。本発明は、このよ
うな課題に鑑み創案されたもので、基本波整合回路に影
響しない第２高調波短絡回路と第３高調波開放回路を同
時に実現できるようにして、設計の自由度の高い高効率
な高周波増幅器を提供するとともに、基本波整合回路の
調整も独立してできるようにして、特性の良い高周波増
幅器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理を説
明する電気回路図であり、この図１において、１は増幅
素子で、この増幅素子１に直列に接続された基本波整合
回路２を介して負荷に電力を供給するようになってい
る。また、基本波整合回路２には、増幅素子１と直列に
接続された誘導素子２Ａが設けられている。なお、２Ｂ
はその他の基本波整合回路部分である。
明する電気回路図であり、この図１において、１は増幅
素子で、この増幅素子１に直列に接続された基本波整合
回路２を介して負荷に電力を供給するようになってい
る。また、基本波整合回路２には、増幅素子１と直列に
接続された誘導素子２Ａが設けられている。なお、２Ｂ
はその他の基本波整合回路部分である。
【００１１】さらに、３は直列共振回路で、この直列共
振回路３は、増幅素子１の出力端に一端を接続されると
ともに他端を接地されることにより、増幅素子１の出力
端に対し並列に接続されて、増幅素子１の出力側に発生
する信号の高調波のうちの第２高調波に共振するもので
ある。また、４は並列共振回路であり、この並列共振回
路４は、増幅素子１の出力端に一端を接続されるととも
に他端を接地されることにより、増幅素子の出力端及び
直列共振回路３に対し並列に接続されて、増幅素子１の
出力側に発生する信号の基本波及び第３高調波に直列共
振回路３と共に共振するものである（請求項１）。
振回路３は、増幅素子１の出力端に一端を接続されると
ともに他端を接地されることにより、増幅素子１の出力
端に対し並列に接続されて、増幅素子１の出力側に発生
する信号の高調波のうちの第２高調波に共振するもので
ある。また、４は並列共振回路であり、この並列共振回
路４は、増幅素子１の出力端に一端を接続されるととも
に他端を接地されることにより、増幅素子の出力端及び
直列共振回路３に対し並列に接続されて、増幅素子１の
出力側に発生する信号の基本波及び第３高調波に直列共
振回路３と共に共振するものである（請求項１）。
【００１２】なお、直列共振回路３のインピーダンス値
を、増幅素子１の出力端から入力側を見たときに見込ま
れる増幅素子１の内部インピーダンスの直列誘導成分を
含めて第２高調波で共振する値に設定することができる
（請求項２）。このとき、増幅素子１を電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）で構成した場合は、直列共振回路３の
インピーダンス値を、増幅素子１の内部ドレインインダ
クタンスの値を含めて第２高調波で共振する値に設定す
る（請求項３）。
を、増幅素子１の出力端から入力側を見たときに見込ま
れる増幅素子１の内部インピーダンスの直列誘導成分を
含めて第２高調波で共振する値に設定することができる
（請求項２）。このとき、増幅素子１を電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）で構成した場合は、直列共振回路３の
インピーダンス値を、増幅素子１の内部ドレインインダ
クタンスの値を含めて第２高調波で共振する値に設定す
る（請求項３）。
【００１３】さらに、並列共振回路４のインピーダンス
値を、直列共振回路３のリアクタンス成分と増幅素子１
の出力端から入力側を見たときに見込まれる増幅素子１
の内部インピーダンスの並列容量成分とを含めて基本波
及び第３高調波で共振する値に設定することもできる
（請求項４）。このとき、増幅素子１を電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）で構成した場合は、並列共振回路４の
インピーダンス値を、直列共振回路３のリアクタンス成
分と増幅素子１の内部ドレインソースキャパシタと内部
ドレインインダクタンスとを含めて基本波及び第３高調
波で共振する値に設定する（請求項５）。
値を、直列共振回路３のリアクタンス成分と増幅素子１
の出力端から入力側を見たときに見込まれる増幅素子１
の内部インピーダンスの並列容量成分とを含めて基本波
及び第３高調波で共振する値に設定することもできる
（請求項４）。このとき、増幅素子１を電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）で構成した場合は、並列共振回路４の
インピーダンス値を、直列共振回路３のリアクタンス成
分と増幅素子１の内部ドレインソースキャパシタと内部
ドレインインダクタンスとを含めて基本波及び第３高調
波で共振する値に設定する（請求項５）。
【００１４】さらに、直列共振回路３のインピーダンス
値を、増幅素子１の出力端から入力側を見たときに見込
まれる増幅素子１の内部インピーダンスの直列誘導成分
を含めて第２高調波で共振する値に設定するともに、並
列共振回路４のインピーダンス値を、直列共振回路３の
リアクタンス成分と増幅素子１の出力端から入力側を見
たときに見込まれる増幅素子１の内部インピーダンスの
並列容量成分とを含めて基本波及び第３高調波で共振す
る値に設定することもできる（請求項６）。
値を、増幅素子１の出力端から入力側を見たときに見込
まれる増幅素子１の内部インピーダンスの直列誘導成分
を含めて第２高調波で共振する値に設定するともに、並
列共振回路４のインピーダンス値を、直列共振回路３の
リアクタンス成分と増幅素子１の出力端から入力側を見
たときに見込まれる増幅素子１の内部インピーダンスの
並列容量成分とを含めて基本波及び第３高調波で共振す
る値に設定することもできる（請求項６）。
【００１５】このとき、増幅素子１を電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）で構成した場合は、直列共振回路３のイ
ンピーダンス値を、増幅素子１の内部ドレインインダク
タンスを含めて第２高調波で共振する値に設定するとと
もに、並列共振回路４のインピーダンス値を、直列共振
回路３のリアクタンス成分と増幅素子１の内部ドレイン
ソースキャパシタと内部ドレインインダクタンスとを含
めて基本波及び第３高調波で共振する値に設定する（請
求項７）。
スタ（ＦＥＴ）で構成した場合は、直列共振回路３のイ
ンピーダンス値を、増幅素子１の内部ドレインインダク
タンスを含めて第２高調波で共振する値に設定するとと
もに、並列共振回路４のインピーダンス値を、直列共振
回路３のリアクタンス成分と増幅素子１の内部ドレイン
ソースキャパシタと内部ドレインインダクタンスとを含
めて基本波及び第３高調波で共振する値に設定する（請
求項７）。
【００１６】また、並列共振回路４を構成する誘導素子
が容量素子を介して高周波的に接地されるとともに、こ
の誘導素子と容量素子との接続点に電源が接続されるよ
うにしてもよい（請求項８）。さらに、直列共振回路３
を構成する誘導素子と容量素子の接続点に、電源が接続
されるようにしてもよい（請求項９）。
が容量素子を介して高周波的に接地されるとともに、こ
の誘導素子と容量素子との接続点に電源が接続されるよ
うにしてもよい（請求項８）。さらに、直列共振回路３
を構成する誘導素子と容量素子の接続点に、電源が接続
されるようにしてもよい（請求項９）。
【００１７】なお、基本波整合回路２中の誘導素子２Ａ
と並列に、第３高調波に共振する容量素子を接続しても
よい（請求項１０）。
と並列に、第３高調波に共振する容量素子を接続しても
よい（請求項１０）。
【００１８】
【作用】上述の本発明の高周波増幅器では、増幅素子１
に直列に接続された基本波整合回路２を介して負荷に電
力を供給するが、まず、基本波整合回路２の誘導素子２
Ａによって、基本波よりも高い周波数で高インピーダン
スを実現する。また、直列共振回路３が第２高調波に共
振し、並列共振回路４が直列共振回路３と共に基本波及
び第３高調波に共振して、第２高調波では短絡負荷、第
３高調波では開放負荷を実現する。
に直列に接続された基本波整合回路２を介して負荷に電
力を供給するが、まず、基本波整合回路２の誘導素子２
Ａによって、基本波よりも高い周波数で高インピーダン
スを実現する。また、直列共振回路３が第２高調波に共
振し、並列共振回路４が直列共振回路３と共に基本波及
び第３高調波に共振して、第２高調波では短絡負荷、第
３高調波では開放負荷を実現する。
【００１９】このとき、直列共振回路３のインピーダン
ス値は、増幅素子１の内部インピーダンスの直列誘導成
分を含めて第２高調波で共振する値に設定したり、増幅
素子１の内部ドレインインダクタンスの値を含めて第２
高調波で共振する値に設定され、並列共振回路４のイン
ピーダンス値は、直列共振回路３のリアクタンス成分と
増幅素子１の内部インピーダンスの並列容量成分とを含
めて基本波及び第３高調波で共振する値に設定したり、
直列共振回路３のリアクタンス成分と増幅素子１の内部
ドレインソースキャパシタと内部ドレインインダクタン
スとを含めて基本波及び第３高調波で共振する値に設定
される。
ス値は、増幅素子１の内部インピーダンスの直列誘導成
分を含めて第２高調波で共振する値に設定したり、増幅
素子１の内部ドレインインダクタンスの値を含めて第２
高調波で共振する値に設定され、並列共振回路４のイン
ピーダンス値は、直列共振回路３のリアクタンス成分と
増幅素子１の内部インピーダンスの並列容量成分とを含
めて基本波及び第３高調波で共振する値に設定したり、
直列共振回路３のリアクタンス成分と増幅素子１の内部
ドレインソースキャパシタと内部ドレインインダクタン
スとを含めて基本波及び第３高調波で共振する値に設定
される。
【００２０】また、並列共振回路４を構成する誘導素子
を容量素子を介して高周波的に接地するとともに、この
誘導素子と容量素子との接続点に電源を接続したり、直
列共振回路３を構成する誘導素子と容量素子の接続点
に、電源を接続したりすれば、共振回路を通じて電源を
供給することができる。なお、基本波整合回路２中の誘
導素子２Ａと並列に容量素子を接続して、第３高調波に
共振されるようにすることもできる。
を容量素子を介して高周波的に接地するとともに、この
誘導素子と容量素子との接続点に電源を接続したり、直
列共振回路３を構成する誘導素子と容量素子の接続点
に、電源を接続したりすれば、共振回路を通じて電源を
供給することができる。なお、基本波整合回路２中の誘
導素子２Ａと並列に容量素子を接続して、第３高調波に
共振されるようにすることもできる。
【００２１】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。 （ａ）第１実施例の説明 図２は本発明の一実施例を示す電気回路図であるが、こ
の図２に示す高周波増幅器は、増幅素子としての電界効
果トランジスタ（ＦＥＴ）１に直列に接続された基本波
整合回路２を介して負荷に電力を供給するもので、更に
は基本整合回路２に影響を与えない第２高調波，第３高
調波処理回路を実現するものである。
する。 （ａ）第１実施例の説明 図２は本発明の一実施例を示す電気回路図であるが、こ
の図２に示す高周波増幅器は、増幅素子としての電界効
果トランジスタ（ＦＥＴ）１に直列に接続された基本波
整合回路２を介して負荷に電力を供給するもので、更に
は基本整合回路２に影響を与えない第２高調波，第３高
調波処理回路を実現するものである。
【００２２】このために、まず、高周波増幅器における
基本波整合回路２には、ＦＥＴ１と直列に接続された誘
導素子（インダクタ）２Ａが設けられている。なお、２
Ｂはその他の基本波整合回路部分であり、例えば一端を
接地されたキャパシタやこのキャパシタに加えてライン
に直列に挿入されたキャパシタあるいはラインに直列に
挿入されたインダクタを有する回路として構成される。
基本波整合回路２には、ＦＥＴ１と直列に接続された誘
導素子（インダクタ）２Ａが設けられている。なお、２
Ｂはその他の基本波整合回路部分であり、例えば一端を
接地されたキャパシタやこのキャパシタに加えてライン
に直列に挿入されたキャパシタあるいはラインに直列に
挿入されたインダクタを有する回路として構成される。
【００２３】また、ＦＥＴ１の出力側に発生する信号の
高調波のうちの第２高調波に共振すべく、相互に直列に
接続されたインダクタ３Ａとキャパシタ３Ｂとからなる
直列共振回路３が、ＦＥＴ１の出力端に一端（インダク
タ３Ａ側）を接続されるとともに他端（キャパシタ３Ｂ
側）を接地されることにより、ＦＥＴ１の出力端に対し
並列に接続されている。
高調波のうちの第２高調波に共振すべく、相互に直列に
接続されたインダクタ３Ａとキャパシタ３Ｂとからなる
直列共振回路３が、ＦＥＴ１の出力端に一端（インダク
タ３Ａ側）を接続されるとともに他端（キャパシタ３Ｂ
側）を接地されることにより、ＦＥＴ１の出力端に対し
並列に接続されている。
【００２４】さらに、ＦＥＴ１の出力側に発生する信号
の基本波及び第３高調波に直列共振回路３と共に共振す
べく、相互に並列に接続されたインダクタ４Ａとキャパ
シタ４Ｂとからなる並列共振回路４が、ＦＥＴ１の出力
端に一端を接続されるとともに他端を接地されることに
より、ＦＥＴ１の出力端及び直列共振回路３に対し並列
に接続されている。
の基本波及び第３高調波に直列共振回路３と共に共振す
べく、相互に並列に接続されたインダクタ４Ａとキャパ
シタ４Ｂとからなる並列共振回路４が、ＦＥＴ１の出力
端に一端を接続されるとともに他端を接地されることに
より、ＦＥＴ１の出力端及び直列共振回路３に対し並列
に接続されている。
【００２５】なお、図２中の符号５はＦＥＴ１の入力バ
イアス回路、６はＦＥＴ１の出力バイアス回路、７は入
力バイアス回路５の電源端子（入力電源端子）、８は出
力バイアス回路６の電源端子（出力電源端子）である。
このように基本波よりも高い周波数で高インピーダンス
を実現するために、基本波整合回路２に、ラインに直列
に誘導素子（インダクタ）２Ａが挿入されているが、第
３高調波は基本波に比較して周波数が高いので、インピ
ーダンス値の小さな誘導素子２Ａでも十分実用的な高イ
ンピーダンスを実現することができる。
イアス回路、６はＦＥＴ１の出力バイアス回路、７は入
力バイアス回路５の電源端子（入力電源端子）、８は出
力バイアス回路６の電源端子（出力電源端子）である。
このように基本波よりも高い周波数で高インピーダンス
を実現するために、基本波整合回路２に、ラインに直列
に誘導素子（インダクタ）２Ａが挿入されているが、第
３高調波は基本波に比較して周波数が高いので、インピ
ーダンス値の小さな誘導素子２Ａでも十分実用的な高イ
ンピーダンスを実現することができる。
【００２６】さらに、第２高調波の短絡条件は直列共振
回路３によって実現している。また、第２高調波直列共
振回路３のインピーダンスは基本波では容量性、３倍波
では誘導性になるので、直列共振回路３に、基本波と第
３高調波で直列共振回路３と共に並列共振する回路４を
接続することにより、これよりあとに接続された基本波
整合回路２に影響を与えないようにすることができる。
回路３によって実現している。また、第２高調波直列共
振回路３のインピーダンスは基本波では容量性、３倍波
では誘導性になるので、直列共振回路３に、基本波と第
３高調波で直列共振回路３と共に並列共振する回路４を
接続することにより、これよりあとに接続された基本波
整合回路２に影響を与えないようにすることができる。
【００２７】またさらに、並列共振回路４のインピーダ
ンスは低い周波数では誘導性を示し、高い周波数では容
量性を示すので、直列共振回路３と並列にこの並列共振
回路４を接続して、並列共振回路４を構成する素子４
Ａ，４Ｂの値を基本波と第３高調波に並列共振するよう
に設定することにより、基本波整合回路２に影響を与え
ない回路を実現することができるのである。
ンスは低い周波数では誘導性を示し、高い周波数では容
量性を示すので、直列共振回路３と並列にこの並列共振
回路４を接続して、並列共振回路４を構成する素子４
Ａ，４Ｂの値を基本波と第３高調波に並列共振するよう
に設定することにより、基本波整合回路２に影響を与え
ない回路を実現することができるのである。
【００２８】すなわち、基本波では、直列共振回路３が
容量性、並列共振回路４が誘導性となって、これらで基
本波に共振する並列共振回路を構成する一方、第３高調
波では、直列共振回路３が誘導性、並列共振回路４が容
量性となって、これらで第３高調波に共振する並列共振
回路を構成し、更に整合回路２中の直列誘導素子２Ａに
よって、第３高調波のインピーダンスを大きく設定する
ことができるので、基本波整合回路２に影響を与えない
回路を実現することができるのである。
容量性、並列共振回路４が誘導性となって、これらで基
本波に共振する並列共振回路を構成する一方、第３高調
波では、直列共振回路３が誘導性、並列共振回路４が容
量性となって、これらで第３高調波に共振する並列共振
回路を構成し、更に整合回路２中の直列誘導素子２Ａに
よって、第３高調波のインピーダンスを大きく設定する
ことができるので、基本波整合回路２に影響を与えない
回路を実現することができるのである。
【００２９】このようにして、本高周波増幅器では、基
本波整合回路２に影響しない第２高調波短絡回路と第３
高調波開放回路を同時に実現することができ、これによ
り、設計の自由度の高い高効率な高周波増幅器を実現す
ることができ、更には基本波整合回路２に影響しないの
で、基本波整合回路２の調整も独立してすることがで
き、これにより特性の良い高周波増幅器を提供すること
ができる。
本波整合回路２に影響しない第２高調波短絡回路と第３
高調波開放回路を同時に実現することができ、これによ
り、設計の自由度の高い高効率な高周波増幅器を実現す
ることができ、更には基本波整合回路２に影響しないの
で、基本波整合回路２の調整も独立してすることがで
き、これにより特性の良い高周波増幅器を提供すること
ができる。
【００３０】ところで、より高い効率の高周波増幅器を
実現するためには、実際の増幅素子（ＦＥＴ）１の内部
インピーダンスを考慮して、外部に接続する高調波処理
回路を実現する必要がある。このための例が、図３に示
すものであるが、この高周波増幅器は特に第２高調波の
ためのものである。さて、増幅素子１を等価な電流源１
Ｃと考えた場合、増幅素子１の出力リードや出力ワイヤ
等の誘導成分が等価直列誘導成分１Ａとなる。従って、
直列共振回路３のインピーダンス値を、この等価直列誘
導成分１Ａを含めて第２高調波に共振するような値に設
定すれば、正確なインピーダンス設定が可能となり、よ
り高い効率の高周波増幅器を実現することができる。な
お、図３中の１Ｂは増幅素子１の内部サセプタンス（内
部容量成分）である。
実現するためには、実際の増幅素子（ＦＥＴ）１の内部
インピーダンスを考慮して、外部に接続する高調波処理
回路を実現する必要がある。このための例が、図３に示
すものであるが、この高周波増幅器は特に第２高調波の
ためのものである。さて、増幅素子１を等価な電流源１
Ｃと考えた場合、増幅素子１の出力リードや出力ワイヤ
等の誘導成分が等価直列誘導成分１Ａとなる。従って、
直列共振回路３のインピーダンス値を、この等価直列誘
導成分１Ａを含めて第２高調波に共振するような値に設
定すれば、正確なインピーダンス設定が可能となり、よ
り高い効率の高周波増幅器を実現することができる。な
お、図３中の１Ｂは増幅素子１の内部サセプタンス（内
部容量成分）である。
【００３１】また、本実施例のように、増幅素子１がＦ
ＥＴの場合は、増幅素子の等価回路を図４のように表す
ことができるが、この図４からもわかるように、増幅素
子内部の直列誘導成分はドレインインダクタンス１ａと
して表現できるので、そのインピーダンス値を実験や理
論計算などによって求めて、その値を含めて直列共振回
路３を第２高調波に共振するような値に設定すれば、や
はり正確なインピーダンス設定が可能となり、これによ
り、より高い効率の高周波増幅器を実現できる。なお、
図４中の１ｂは増幅素子１のドレインソースキャパシタ
であり、１ｃは電流源である。
ＥＴの場合は、増幅素子の等価回路を図４のように表す
ことができるが、この図４からもわかるように、増幅素
子内部の直列誘導成分はドレインインダクタンス１ａと
して表現できるので、そのインピーダンス値を実験や理
論計算などによって求めて、その値を含めて直列共振回
路３を第２高調波に共振するような値に設定すれば、や
はり正確なインピーダンス設定が可能となり、これによ
り、より高い効率の高周波増幅器を実現できる。なお、
図４中の１ｂは増幅素子１のドレインソースキャパシタ
であり、１ｃは電流源である。
【００３２】さらに、より高い効率の高周波増幅器を実
現するためには、図５に示すように、増幅素子１の内部
インピーダンスを考慮して直列共振回路３に並列接続さ
れる並列共振回路４のインピーダンス値を決定する必要
がある。すなわち、増幅素子１を等価な電流源１Ｃと考
えた場合、内部容量成分１Ｂと直列誘導成分１Ａを考慮
して、並列共振回路４のインピーダンス値を決定するの
である。このようにすれば、より高い効率の高周波増幅
器を実現することができる。
現するためには、図５に示すように、増幅素子１の内部
インピーダンスを考慮して直列共振回路３に並列接続さ
れる並列共振回路４のインピーダンス値を決定する必要
がある。すなわち、増幅素子１を等価な電流源１Ｃと考
えた場合、内部容量成分１Ｂと直列誘導成分１Ａを考慮
して、並列共振回路４のインピーダンス値を決定するの
である。このようにすれば、より高い効率の高周波増幅
器を実現することができる。
【００３３】また、本実施例のように、増幅素子１がＦ
ＥＴの場合は、図６に示すうよに、内部容量成分はドレ
インソースキャパシタ１ｂとして、増幅素子内部の直列
誘導成分はドレインインダクタンス１ａとして表現でき
るので、その値も含めて直列共振回路３に並列接続され
る並列共振回路４のインピーダンス値を決定する。な
お、図６中の１ｃは電流源である。このようにしても、
より高い効率の高周波増幅器を実現することができる。
ＥＴの場合は、図６に示すうよに、内部容量成分はドレ
インソースキャパシタ１ｂとして、増幅素子内部の直列
誘導成分はドレインインダクタンス１ａとして表現でき
るので、その値も含めて直列共振回路３に並列接続され
る並列共振回路４のインピーダンス値を決定する。な
お、図６中の１ｃは電流源である。このようにしても、
より高い効率の高周波増幅器を実現することができる。
【００３４】もちろん、直列共振回路３と内部インピー
ダンスとの関係と並列共振回路４と内部インピーダンス
との関係との両方を一般の増幅素子１について考慮する
こともできる。この場合は、図７のようになるが、直列
共振回路３のインピーダンス値は、等価直列誘導成分１
Ａを含めて第２高調波に共振するような値に設定し、基
本波及び第３高調波については内部容量成分１Ｂと直列
誘導成分１Ａと直列共振回路３のリアクタンス成分とを
考慮して、直列共振回路３に並列接続される並列共振回
路４のインピーダンス値を決定するのである。なお、図
７中の１Ｃは電流源である。このようにすれば、更に高
い効率な高周波増幅器を実現することができる。
ダンスとの関係と並列共振回路４と内部インピーダンス
との関係との両方を一般の増幅素子１について考慮する
こともできる。この場合は、図７のようになるが、直列
共振回路３のインピーダンス値は、等価直列誘導成分１
Ａを含めて第２高調波に共振するような値に設定し、基
本波及び第３高調波については内部容量成分１Ｂと直列
誘導成分１Ａと直列共振回路３のリアクタンス成分とを
考慮して、直列共振回路３に並列接続される並列共振回
路４のインピーダンス値を決定するのである。なお、図
７中の１Ｃは電流源である。このようにすれば、更に高
い効率な高周波増幅器を実現することができる。
【００３５】また、本実施例のように、増幅素子１がＦ
ＥＴの場合について、直列共振回路３と内部インピーダ
ンスとの関係と並列共振回路４と内部インピーダンスと
の関係との両方を考慮する場合は、図８に示すように、
直列共振回路３のインピーダンス値をドレインインダク
タンス１ａと共に第２高調波に共振するような値に設定
し、直列共振回路３と共に働く並列共振回路４の値は、
直列共振回路３のリアクタンス成分とドレインソースキ
ャパシタ１ｂとドレインインダクタンス１ａの値も含め
て決定する。なお、図８中の１ｃは電流源である。この
ようにしても、更に高い効率の高周波増幅器を実現する
ことができる。
ＥＴの場合について、直列共振回路３と内部インピーダ
ンスとの関係と並列共振回路４と内部インピーダンスと
の関係との両方を考慮する場合は、図８に示すように、
直列共振回路３のインピーダンス値をドレインインダク
タンス１ａと共に第２高調波に共振するような値に設定
し、直列共振回路３と共に働く並列共振回路４の値は、
直列共振回路３のリアクタンス成分とドレインソースキ
ャパシタ１ｂとドレインインダクタンス１ａの値も含め
て決定する。なお、図８中の１ｃは電流源である。この
ようにしても、更に高い効率の高周波増幅器を実現する
ことができる。
【００３６】なお、図４〜８中、図２と同じ符号は同様
の部分を示す。 （ｂ）第２実施例の説明 この第２実施例は、出力バイアスを並列共振回路４を通
じて供給する場合についての実施例である。即ち、図９
に示すように、並列共振回路４の誘導成分４Ａを利用し
て、一端を直接接地するのではなく、比較的大きな容量
素子４Ｃ（この容量素子４Ｃは高周波短絡用であり、そ
の容量値は例えば２．５Ｇｚ帯域で１０ｐＦ程度のもの
が使用される）を介して高周波的に接地しており、これ
により、他に出力バイアス回路を設けなくても、並列共
振回路４の誘導成分４Ａと容量素子４Ｃの接続点に設け
られた出力電源端子８′から電源電圧を供給することが
可能となるのである。このようにすれば、並列共振回路
４とは別個に設けていた出力バイアス回路を並列共振回
路４で兼用できるので、回路の簡素化におおいに寄与す
る。
の部分を示す。 （ｂ）第２実施例の説明 この第２実施例は、出力バイアスを並列共振回路４を通
じて供給する場合についての実施例である。即ち、図９
に示すように、並列共振回路４の誘導成分４Ａを利用し
て、一端を直接接地するのではなく、比較的大きな容量
素子４Ｃ（この容量素子４Ｃは高周波短絡用であり、そ
の容量値は例えば２．５Ｇｚ帯域で１０ｐＦ程度のもの
が使用される）を介して高周波的に接地しており、これ
により、他に出力バイアス回路を設けなくても、並列共
振回路４の誘導成分４Ａと容量素子４Ｃの接続点に設け
られた出力電源端子８′から電源電圧を供給することが
可能となるのである。このようにすれば、並列共振回路
４とは別個に設けていた出力バイアス回路を並列共振回
路４で兼用できるので、回路の簡素化におおいに寄与す
る。
【００３７】また、出力バイアスを供給する場合、図９
の例以外でも、直列共振回路３の容量成分３Ｂがこの容
量成分３Ｂと誘導成分３Ａとの接続点に何かを接続して
も影響が無い程度に大きければ、並列共振回路４の側で
はなく、図１０に示すように、直列共振回路３の誘導成
分３Ａと容量成分３Ｂとの接続点に出力電源端子８′を
設けて、この出力電源端子８′から電源電圧を供給する
ことができる。このようにすれば、直列共振回路３とは
別個に設けていた出力バイアス回路を直列共振回路３で
兼用できるので、やはり回路の簡素化におおいに寄与す
る。
の例以外でも、直列共振回路３の容量成分３Ｂがこの容
量成分３Ｂと誘導成分３Ａとの接続点に何かを接続して
も影響が無い程度に大きければ、並列共振回路４の側で
はなく、図１０に示すように、直列共振回路３の誘導成
分３Ａと容量成分３Ｂとの接続点に出力電源端子８′を
設けて、この出力電源端子８′から電源電圧を供給する
ことができる。このようにすれば、直列共振回路３とは
別個に設けていた出力バイアス回路を直列共振回路３で
兼用できるので、やはり回路の簡素化におおいに寄与す
る。
【００３８】なお、図９，１０中、図２と同じ符号は同
様の部分を示す。 （ｃ）第３実施例の説明 一般に第３高調波は周波数が高いので、整合回路２中の
インダクタは数ｎＨの大きさであれば十分に実用になる
が、より大きな開放負荷を実現するためには、図１１に
示すように、インダクタンス２Ａに並列に第３高調波に
共振するキャパシタ２Ｃを接続して、インピーダンスを
大きくすればよい。この場合は、基本波整合回路２の設
計の自由度は下がってしまうが、本発明によらない従来
の場合に比較すると、設計自由度は大きくなるという利
点がある。また、第３高調波に対するインピーダンスを
実現できるので、より高効率を達成することができる。
様の部分を示す。 （ｃ）第３実施例の説明 一般に第３高調波は周波数が高いので、整合回路２中の
インダクタは数ｎＨの大きさであれば十分に実用になる
が、より大きな開放負荷を実現するためには、図１１に
示すように、インダクタンス２Ａに並列に第３高調波に
共振するキャパシタ２Ｃを接続して、インピーダンスを
大きくすればよい。この場合は、基本波整合回路２の設
計の自由度は下がってしまうが、本発明によらない従来
の場合に比較すると、設計自由度は大きくなるという利
点がある。また、第３高調波に対するインピーダンスを
実現できるので、より高効率を達成することができる。
【００３９】なお、図１１中、図２と同じ符号は同様の
部分を示す。
部分を示す。
【００４０】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明の高周波増
幅器によれば、基本波整合回路に、増幅素子と直列に接
続された誘導素子が設けられるとともに、第２高調波に
共振する直列共振回路と、直列共振回路と共に基本波及
び第３高調波に共振する並列共振回路とが設けられてい
るので、基本波整合回路に影響しない第２高調波短絡回
路と第３高調波開放回路が同時に実現可能となり、これ
により、設計の自由度の高い高効率な増幅器を得ること
ができ、また、基本波整合回路の調整も独立してできる
ようになるため、特性の良い増幅器が実現可能となる利
点がある。
幅器によれば、基本波整合回路に、増幅素子と直列に接
続された誘導素子が設けられるとともに、第２高調波に
共振する直列共振回路と、直列共振回路と共に基本波及
び第３高調波に共振する並列共振回路とが設けられてい
るので、基本波整合回路に影響しない第２高調波短絡回
路と第３高調波開放回路が同時に実現可能となり、これ
により、設計の自由度の高い高効率な増幅器を得ること
ができ、また、基本波整合回路の調整も独立してできる
ようになるため、特性の良い増幅器が実現可能となる利
点がある。
【００４１】また、直列共振回路のインピーダンス値
を、増幅素子の内部インピーダンスの直列誘導成分を含
めて第２高調波で共振する値に設定したり、増幅素子の
内部ドレインインダクタンスの値を含めて第２高調波で
共振する値に設定したり、並列共振回路のインピーダン
ス値を、直列共振回路のリアクタンス成分と増幅素子の
内部インピーダンスの並列容量成分とを含めて基本波及
び第３高調波で共振する値に設定したり、直列共振回路
のリアクタンス成分と増幅素子の内部ドレインソースキ
ャパシタと内部ドレインインダクタンスとを含めて基本
波及び第３高調波で共振する値に設定したりすることに
より、より高い効率の高周波増幅器を実現できる利点が
ある。
を、増幅素子の内部インピーダンスの直列誘導成分を含
めて第２高調波で共振する値に設定したり、増幅素子の
内部ドレインインダクタンスの値を含めて第２高調波で
共振する値に設定したり、並列共振回路のインピーダン
ス値を、直列共振回路のリアクタンス成分と増幅素子の
内部インピーダンスの並列容量成分とを含めて基本波及
び第３高調波で共振する値に設定したり、直列共振回路
のリアクタンス成分と増幅素子の内部ドレインソースキ
ャパシタと内部ドレインインダクタンスとを含めて基本
波及び第３高調波で共振する値に設定したりすることに
より、より高い効率の高周波増幅器を実現できる利点が
ある。
【００４２】さらに、直列共振回路のインピーダンス値
を、増幅素子の内部インピーダンスの直列誘導成分を含
めて第２高調波で共振する値に設定するともに、並列共
振回路のインピーダンス値を、直列共振回路のリアクタ
ンス成分と増幅素子の内部インピーダンスの並列容量成
分とを含めて基本波及び第３高調波で共振する値に設定
したり、更には直列共振回路のインピーダンス値を、増
幅素子の内部ドレインインダクタンスを含めて第２高調
波で共振する値に設定するとともに、並列共振回路のイ
ンピーダンス値を、直列共振回路のリアクタンス成分と
増幅素子の内部ドレインソースキャパシタと内部ドレイ
ンインダクタンスとを含めて基本波及び第３高調波で共
振する値に設定することにより、更に高い効率の高周波
増幅器を実現できる利点がある。
を、増幅素子の内部インピーダンスの直列誘導成分を含
めて第２高調波で共振する値に設定するともに、並列共
振回路のインピーダンス値を、直列共振回路のリアクタ
ンス成分と増幅素子の内部インピーダンスの並列容量成
分とを含めて基本波及び第３高調波で共振する値に設定
したり、更には直列共振回路のインピーダンス値を、増
幅素子の内部ドレインインダクタンスを含めて第２高調
波で共振する値に設定するとともに、並列共振回路のイ
ンピーダンス値を、直列共振回路のリアクタンス成分と
増幅素子の内部ドレインソースキャパシタと内部ドレイ
ンインダクタンスとを含めて基本波及び第３高調波で共
振する値に設定することにより、更に高い効率の高周波
増幅器を実現できる利点がある。
【００４３】また、並列共振回路を構成する誘導素子が
容量素子を介して高周波的に接地されるとともに、誘導
素子と容量素子との接続点に電源を接続したり、直列共
振回路を構成する誘導素子と容量素子の接続点に、電源
を接続したりすることにより、回路の簡素化を図れる利
点がある。さらに、基本波整合回路中の該誘導素子と並
列に、第３高調波に共振する容量素子を接続することに
より、更に第３高調波に対するインピーダンスを実現で
きるので、より高効率を達成することができ、また、設
計自由度が大きくなるという利点がある。
容量素子を介して高周波的に接地されるとともに、誘導
素子と容量素子との接続点に電源を接続したり、直列共
振回路を構成する誘導素子と容量素子の接続点に、電源
を接続したりすることにより、回路の簡素化を図れる利
点がある。さらに、基本波整合回路中の該誘導素子と並
列に、第３高調波に共振する容量素子を接続することに
より、更に第３高調波に対するインピーダンスを実現で
きるので、より高効率を達成することができ、また、設
計自由度が大きくなるという利点がある。
【図１】本発明の原理を説明する電気回路図である。
【図２】本発明の第１実施例を示す電気回路図である。
【図３】本発明の第１実施例の変形例を示す電気回路図
である。
である。
【図４】本発明の第１実施例の変形例を示す電気回路図
である。
である。
【図５】本発明の第１実施例の変形例を示す電気回路図
である。
である。
【図６】本発明の第１実施例の変形例を示す電気回路図
である。
である。
【図７】本発明の第１実施例の変形例を示す電気回路図
である。
である。
【図８】本発明の第１実施例の変形例を示す電気回路図
である。
である。
【図９】本発明の第２実施例を示す電気回路図である。
【図１０】本発明の第２実施例の変形例を示す電気回路
図である。
図である。
【図１１】本発明の第３実施例を示す電気回路図であ
る。
る。
【図１２】第１従来例を示す電気回路図である。
【図１３】第２従来例を示す電気回路図である。
【図１４】第３従来例を示す電気回路図である。
１ 増幅素子としての電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） １Ａ 直列誘導成分 １Ｂ 内部容量成分 １ａ ドレインインダクタンス １ｂ ドレインソースキャパシタ ２ 基本波整合回路 ２Ａ 誘導素子（インダクタ） ２Ｂ その他の基本波整合回路部分 １Ｃ，１ｃ 電流源 ２Ｃ キャパシタ ３ 直列共振回路 ３Ａ インダクタ ３Ｂ キャパシタ ４ 並列共振回路 ４Ａ インダクタ ４Ｂ キャパシタ ４Ｃ 高周波短絡用容量素子 ５ 入力バイアス回路 ６ 出力バイアス回路 ７ 入力電源端子 ８，８′ 出力電源端子 １０１ 増幅素子（電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）） １０２ 伝送線路 １０３ 基本波整合回路 １０４ 並列共振回路 １０５ 入力バイアス回路 １０６ 出力バイアス回路 １０７ 入力電源端子 １０８ 出力電源端子 １０９ 並列共振回路 １０９ａ 誘導素子 １１０ 直列共振回路 １１１，１１２ 伝送線路 １１３，１１４ 直列共振回路
Claims (10)
- 【請求項１】 増幅素子に直列に接続された基本波整合
回路を介して負荷に電力を供給する高周波増幅器におい
て、 該基本波整合回路に、該増幅素子と直列に接続された誘
導素子が設けられるとともに、 該増幅素子の出力端に一端を接続されるとともに他端を
接地されることにより、該増幅素子の出力端に対し並列
に接続されて、該増幅素子の出力側に発生する信号の第
２高調波に共振する直列共振回路と、 該増幅素子の出力端に一端を接続されるとともに他端を
接地されることにより、該増幅素子の出力端及び該直列
共振回路に対し並列に接続されて、該直列共振回路と共
に該増幅素子の出力側に発生する信号の基本波及び第３
高調波に共振する並列共振回路とが設けられたことを特
徴とする、高周波増幅器。 - 【請求項２】 該直列共振回路のインピーダンス値が、
該増幅素子の出力端から入力側を見たときに見込まれる
該増幅素子の内部インピーダンスの直列誘導成分を含め
て該第２高調波で共振する値に設定されていることを特
徴とする、請求項１記載の高周波増幅器。 - 【請求項３】 該増幅素子が電界効果トランジスタで構
成されるとともに、 該直列共振回路のインピーダンス値が、該増幅素子の内
部ドレインインダクタンスの値を含めて該第２高調波で
共振する値に設定されていることを特徴とする、請求項
１記載の高周波増幅器。 - 【請求項４】 該並列共振回路のインピーダンス値が、
該直列共振回路のリアクタンス成分と該増幅素子の出力
端から入力側を見たときに見込まれる該増幅素子の内部
インピーダンスの並列容量成分とを含めて該基本波及び
該第３高調波で共振する値に設定されていることを特徴
とする、請求項１記載の高周波増幅器。 - 【請求項５】 該増幅素子が電界効果トランジスタで構
成されるとともに、 該並列共振回路のインピーダンス値が、該直列共振回路
のリアクタンス成分と該増幅素子の内部ドレインソース
キャパシタと内部ドレインインダクタンスとを含めて該
基本波及び該第３高調波で共振する値に設定されている
ことを特徴とする、請求項１記載の高周波増幅器。 - 【請求項６】 該直列共振回路のインピーダンス値が、
該増幅素子の出力端から入力側を見たときに見込まれる
該増幅素子の内部インピーダンスの直列誘導成分を含め
て該第２高調波で共振する値に設定されるともに、 該並列共振回路のインピーダンス値が、該直列共振回路
のリアクタンス成分と該増幅素子の出力端から入力側を
見たときに見込まれる該増幅素子の内部インピーダンス
の並列容量成分とを含めて該基本波及び該第３高調波で
共振する値に設定されていることを特徴とする、請求項
１記載の高周波増幅器。 - 【請求項７】 該増幅素子が電界効果トランジスタで構
成され、 且つ、 該直列共振回路のインピーダンス値が、該増幅素子の内
部ドレインインダクタンスを含めて該第２高調波で共振
する値に設定されるとともに、 該並列共振回路のインピーダンス値が、該直列共振回路
のリアクタンス成分と該増幅素子の内部ドレインソース
キャパシタと内部ドレインインダクタンスとを含めて該
基本波及び該第３高調波で共振する値に設定されている
ことを特徴とする、請求項１記載の高周波増幅器。 - 【請求項８】 該並列共振回路を構成する誘導素子が容
量素子を介して高周波的に接地されるとともに、該誘導
素子と該容量素子との接続点に電源が接続されているこ
とを特徴とする、請求項１〜請求項７のいずれかに記載
の高周波増幅器。 - 【請求項９】 該直列共振回路を構成する誘導素子と容
量素子の接続点に、電源が接続されていることを特徴と
する、請求項１〜請求項７のいずれかに記載の高周波増
幅器。 - 【請求項１０】 該基本波整合回路中の該誘導素子と並
列に、第３高調波に共振する容量素子が接続されている
ことを特徴とする、請求項１〜請求項９のいずれかに記
載の高周波増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28559394A JPH08148949A (ja) | 1994-11-18 | 1994-11-18 | 高周波増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28559394A JPH08148949A (ja) | 1994-11-18 | 1994-11-18 | 高周波増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08148949A true JPH08148949A (ja) | 1996-06-07 |
Family
ID=17693565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28559394A Withdrawn JPH08148949A (ja) | 1994-11-18 | 1994-11-18 | 高周波増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08148949A (ja) |
Cited By (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008504745A (ja) * | 2004-06-23 | 2008-02-14 | ペレグリン セミコンダクター コーポレーション | Ｒｆフロントエンド集積回路 |
| WO2008018338A1 (fr) * | 2006-08-08 | 2008-02-14 | National University Corporation The University Of Electro-Communications | Circuit de traitement d'harmoniques et circuit d'amplification mettant en oeuvre ce circuit de traitement |
| JP2009302748A (ja) * | 2008-06-11 | 2009-12-24 | Toshiba Corp | 増幅器及び増幅器モジュール |
| US7860499B2 (en) | 2001-10-10 | 2010-12-28 | Peregrine Semiconductor Corporation | Switch circuit and method of switching radio frequency signals |
| JP2011041315A (ja) * | 2004-06-23 | 2011-02-24 | Peregrine Semiconductor Corp | Ｒｆフロントエンド集積回路 |
| JP2011101408A (ja) * | 2000-10-10 | 2011-05-19 | California Inst Of Technology | Ｅ／ｆ級スイッチング電力増幅器 |
| US8019306B2 (en) | 2003-12-10 | 2011-09-13 | Sony Corporation | Amplifier and communication apparatus |
| US8729952B2 (en) | 2012-08-16 | 2014-05-20 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switching device with non-negative biasing |
| US8829967B2 (en) | 2012-06-27 | 2014-09-09 | Triquint Semiconductor, Inc. | Body-contacted partially depleted silicon on insulator transistor |
| US8847672B2 (en) | 2013-01-15 | 2014-09-30 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switching device with resistive divider |
| WO2014178141A1 (ja) * | 2013-05-02 | 2014-11-06 | 三菱電機株式会社 | 出力モード切替電力増幅器 |
| US8923782B1 (en) | 2013-02-20 | 2014-12-30 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switching device with diode-biased field-effect transistor (FET) |
| US8947166B2 (en) | 2011-06-28 | 2015-02-03 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Radio frequency power amplifier |
| US8977217B1 (en) | 2013-02-20 | 2015-03-10 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switching device with negative bias circuit |
| US8994452B2 (en) | 2008-07-18 | 2015-03-31 | Peregrine Semiconductor Corporation | Low-noise high efficiency bias generation circuits and method |
| US9190902B2 (en) | 2003-09-08 | 2015-11-17 | Peregrine Semiconductor Corporation | Low noise charge pump method and apparatus |
| US9203396B1 (en) | 2013-02-22 | 2015-12-01 | Triquint Semiconductor, Inc. | Radio frequency switch device with source-follower |
| US9214932B2 (en) | 2013-02-11 | 2015-12-15 | Triquint Semiconductor, Inc. | Body-biased switching device |
| US9264053B2 (en) | 2011-01-18 | 2016-02-16 | Peregrine Semiconductor Corporation | Variable frequency charge pump |
| US9354654B2 (en) | 2011-05-11 | 2016-05-31 | Peregrine Semiconductor Corporation | High voltage ring pump with inverter stages and voltage boosting stages |
| US9379698B2 (en) | 2014-02-04 | 2016-06-28 | Triquint Semiconductor, Inc. | Field effect transistor switching circuit |
| US9419565B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-08-16 | Peregrine Semiconductor Corporation | Hot carrier injection compensation |
| JP2016533688A (ja) * | 2013-09-12 | 2016-10-27 | ドックオン エージー | 周波数変換することなく高感度選択的受信機として使用する対数検出増幅器システム |
| EP3059859A3 (en) * | 2012-02-29 | 2016-11-02 | Fujitsu Limited | Amplifier |
| US9608619B2 (en) | 2005-07-11 | 2017-03-28 | Peregrine Semiconductor Corporation | Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge |
| US9660590B2 (en) | 2008-07-18 | 2017-05-23 | Peregrine Semiconductor Corporation | Low-noise high efficiency bias generation circuits and method |
| US9831857B2 (en) | 2015-03-11 | 2017-11-28 | Peregrine Semiconductor Corporation | Power splitter with programmable output phase shift |
| US9948281B2 (en) | 2016-09-02 | 2018-04-17 | Peregrine Semiconductor Corporation | Positive logic digitally tunable capacitor |
| US10236872B1 (en) | 2018-03-28 | 2019-03-19 | Psemi Corporation | AC coupling modules for bias ladders |
| US10505530B2 (en) | 2018-03-28 | 2019-12-10 | Psemi Corporation | Positive logic switch with selectable DC blocking circuit |
| US10622990B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-04-14 | Psemi Corporation | Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink |
| EP3534537A4 (en) * | 2016-10-31 | 2020-07-01 | Vanchip (Tianjin) Technology Co., Ltd. | RADIO FREQUENCY POWER AMPLIFIER FOR HARMONIC WAVE AND DISPERSION INHIBITION, CHIP AND COMMUNICATION TERMINAL |
| JP2020123919A (ja) * | 2019-01-31 | 2020-08-13 | 富士通株式会社 | 増幅回路及び増幅器 |
| US10790390B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-09-29 | Psemi Corporation | Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink-harmonic wrinkle reduction |
| US10804892B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-10-13 | Psemi Corporation | Circuit and method for controlling charge injection in radio frequency switches |
| US10886911B2 (en) | 2018-03-28 | 2021-01-05 | Psemi Corporation | Stacked FET switch bias ladders |
| US10951210B2 (en) | 2007-04-26 | 2021-03-16 | Psemi Corporation | Tuning capacitance to enhance FET stack voltage withstand |
| US11082014B2 (en) | 2013-09-12 | 2021-08-03 | Dockon Ag | Advanced amplifier system for ultra-wide band RF communication |
| US11183974B2 (en) | 2013-09-12 | 2021-11-23 | Dockon Ag | Logarithmic detector amplifier system in open-loop configuration for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion |
| USRE48965E1 (en) | 2005-07-11 | 2022-03-08 | Psemi Corporation | Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge |
| US11476849B2 (en) | 2020-01-06 | 2022-10-18 | Psemi Corporation | High power positive logic switch |
-
1994
- 1994-11-18 JP JP28559394A patent/JPH08148949A/ja not_active Withdrawn
Cited By (69)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011101408A (ja) * | 2000-10-10 | 2011-05-19 | California Inst Of Technology | Ｅ／ｆ級スイッチング電力増幅器 |
| US10790820B2 (en) | 2001-10-10 | 2020-09-29 | Psemi Corporation | Switch circuit and method of switching radio frequency signals |
| US10812068B2 (en) | 2001-10-10 | 2020-10-20 | Psemi Corporation | Switch circuit and method of switching radio frequency signals |
| US7860499B2 (en) | 2001-10-10 | 2010-12-28 | Peregrine Semiconductor Corporation | Switch circuit and method of switching radio frequency signals |
| US9225378B2 (en) | 2001-10-10 | 2015-12-29 | Peregrine Semiconductor Corpopration | Switch circuit and method of switching radio frequency signals |
| US10622993B2 (en) | 2001-10-10 | 2020-04-14 | Psemi Corporation | Switch circuit and method of switching radio frequency signals |
| US10797694B2 (en) | 2001-10-10 | 2020-10-06 | Psemi Corporation | Switch circuit and method of switching radio frequency signals |
| US9190902B2 (en) | 2003-09-08 | 2015-11-17 | Peregrine Semiconductor Corporation | Low noise charge pump method and apparatus |
| US10965276B2 (en) | 2003-09-08 | 2021-03-30 | Psemi Corporation | Low noise charge pump method and apparatus |
| US8019306B2 (en) | 2003-12-10 | 2011-09-13 | Sony Corporation | Amplifier and communication apparatus |
| JP2011041315A (ja) * | 2004-06-23 | 2011-02-24 | Peregrine Semiconductor Corp | Ｒｆフロントエンド集積回路 |
| US11588513B2 (en) | 2004-06-23 | 2023-02-21 | Psemi Corporation | Integrated RF front end with stacked transistor switch |
| US11070244B2 (en) | 2004-06-23 | 2021-07-20 | Psemi Corporation | Integrated RF front end with stacked transistor switch |
| US9369087B2 (en) | 2004-06-23 | 2016-06-14 | Peregrine Semiconductor Corporation | Integrated RF front end with stacked transistor switch |
| US9680416B2 (en) | 2004-06-23 | 2017-06-13 | Peregrine Semiconductor Corporation | Integrated RF front end with stacked transistor switch |
| US10715200B2 (en) | 2004-06-23 | 2020-07-14 | Psemi Corporation | Integrated RF front end with stacked transistor switch |
| JP2008504745A (ja) * | 2004-06-23 | 2008-02-14 | ペレグリン セミコンダクター コーポレーション | Ｒｆフロントエンド集積回路 |
| US10797172B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-10-06 | Psemi Corporation | Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink-harmonic wrinkle reduction |
| US10622990B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-04-14 | Psemi Corporation | Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink |
| US10804892B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-10-13 | Psemi Corporation | Circuit and method for controlling charge injection in radio frequency switches |
| US9608619B2 (en) | 2005-07-11 | 2017-03-28 | Peregrine Semiconductor Corporation | Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge |
| USRE48944E1 (en) | 2005-07-11 | 2022-02-22 | Psemi Corporation | Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETS using an accumulated charge sink |
| US10797691B1 (en) | 2005-07-11 | 2020-10-06 | Psemi Corporation | Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink |
| USRE48965E1 (en) | 2005-07-11 | 2022-03-08 | Psemi Corporation | Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge |
| US10818796B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-10-27 | Psemi Corporation | Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge |
| US10790390B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-09-29 | Psemi Corporation | Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink-harmonic wrinkle reduction |
| US10680600B2 (en) | 2005-07-11 | 2020-06-09 | Psemi Corporation | Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink |
| US8164396B2 (en) | 2006-08-08 | 2012-04-24 | National University Corporation, The University Of Electro-Communications | Harmonic processing circuit and amplifying circuit using the same |
| JPWO2008018338A1 (ja) * | 2006-08-08 | 2009-12-24 | 国立大学法人電気通信大学 | 高調波処理回路及びこれを用いた増幅回路 |
| WO2008018338A1 (fr) * | 2006-08-08 | 2008-02-14 | National University Corporation The University Of Electro-Communications | Circuit de traitement d'harmoniques et circuit d'amplification mettant en oeuvre ce circuit de traitement |
| US10951210B2 (en) | 2007-04-26 | 2021-03-16 | Psemi Corporation | Tuning capacitance to enhance FET stack voltage withstand |
| JP2009302748A (ja) * | 2008-06-11 | 2009-12-24 | Toshiba Corp | 増幅器及び増幅器モジュール |
| US8994452B2 (en) | 2008-07-18 | 2015-03-31 | Peregrine Semiconductor Corporation | Low-noise high efficiency bias generation circuits and method |
| US9660590B2 (en) | 2008-07-18 | 2017-05-23 | Peregrine Semiconductor Corporation | Low-noise high efficiency bias generation circuits and method |
| US9413362B2 (en) | 2011-01-18 | 2016-08-09 | Peregrine Semiconductor Corporation | Differential charge pump |
| US9264053B2 (en) | 2011-01-18 | 2016-02-16 | Peregrine Semiconductor Corporation | Variable frequency charge pump |
| US9354654B2 (en) | 2011-05-11 | 2016-05-31 | Peregrine Semiconductor Corporation | High voltage ring pump with inverter stages and voltage boosting stages |
| US8947166B2 (en) | 2011-06-28 | 2015-02-03 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Radio frequency power amplifier |
| EP2634918B1 (en) * | 2012-02-29 | 2017-08-30 | Fujitsu Limited | Amplifier |
| EP3059859A3 (en) * | 2012-02-29 | 2016-11-02 | Fujitsu Limited | Amplifier |
| US8829967B2 (en) | 2012-06-27 | 2014-09-09 | Triquint Semiconductor, Inc. | Body-contacted partially depleted silicon on insulator transistor |
| US8729952B2 (en) | 2012-08-16 | 2014-05-20 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switching device with non-negative biasing |
| US8847672B2 (en) | 2013-01-15 | 2014-09-30 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switching device with resistive divider |
| US9214932B2 (en) | 2013-02-11 | 2015-12-15 | Triquint Semiconductor, Inc. | Body-biased switching device |
| US8977217B1 (en) | 2013-02-20 | 2015-03-10 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switching device with negative bias circuit |
| US8923782B1 (en) | 2013-02-20 | 2014-12-30 | Triquint Semiconductor, Inc. | Switching device with diode-biased field-effect transistor (FET) |
| US9203396B1 (en) | 2013-02-22 | 2015-12-01 | Triquint Semiconductor, Inc. | Radio frequency switch device with source-follower |
| US9419565B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-08-16 | Peregrine Semiconductor Corporation | Hot carrier injection compensation |
| WO2014178141A1 (ja) * | 2013-05-02 | 2014-11-06 | 三菱電機株式会社 | 出力モード切替電力増幅器 |
| US11050393B2 (en) | 2013-09-12 | 2021-06-29 | Dockon Ag | Amplifier system for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion |
| JP2016533688A (ja) * | 2013-09-12 | 2016-10-27 | ドックオン エージー | 周波数変換することなく高感度選択的受信機として使用する対数検出増幅器システム |
| KR20180088921A (ko) * | 2013-09-12 | 2018-08-07 | 도콘 아게 | 주파수 변환 없이 고감도 선택적 수신기로서 사용되기 위한 대수 검출 증폭기 시스템 |
| US11183974B2 (en) | 2013-09-12 | 2021-11-23 | Dockon Ag | Logarithmic detector amplifier system in open-loop configuration for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion |
| US11095255B2 (en) | 2013-09-12 | 2021-08-17 | Dockon Ag | Amplifier system for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion |
| US11082014B2 (en) | 2013-09-12 | 2021-08-03 | Dockon Ag | Advanced amplifier system for ultra-wide band RF communication |
| US10333475B2 (en) | 2013-09-12 | 2019-06-25 | QuantalRF AG | Logarithmic detector amplifier system for use as high sensitivity selective receiver without frequency conversion |
| US9379698B2 (en) | 2014-02-04 | 2016-06-28 | Triquint Semiconductor, Inc. | Field effect transistor switching circuit |
| US9831857B2 (en) | 2015-03-11 | 2017-11-28 | Peregrine Semiconductor Corporation | Power splitter with programmable output phase shift |
| US9948281B2 (en) | 2016-09-02 | 2018-04-17 | Peregrine Semiconductor Corporation | Positive logic digitally tunable capacitor |
| US10879850B2 (en) | 2016-10-31 | 2020-12-29 | Vanchip (Tianjin) Technology Co., Ltd. | Radio frequency power amplifier for inhibiting harmonic wave and stray, chip and communication terminal |
| EP3534537A4 (en) * | 2016-10-31 | 2020-07-01 | Vanchip (Tianjin) Technology Co., Ltd. | RADIO FREQUENCY POWER AMPLIFIER FOR HARMONIC WAVE AND DISPERSION INHIBITION, CHIP AND COMMUNICATION TERMINAL |
| US11018662B2 (en) | 2018-03-28 | 2021-05-25 | Psemi Corporation | AC coupling modules for bias ladders |
| US10505530B2 (en) | 2018-03-28 | 2019-12-10 | Psemi Corporation | Positive logic switch with selectable DC blocking circuit |
| US10886911B2 (en) | 2018-03-28 | 2021-01-05 | Psemi Corporation | Stacked FET switch bias ladders |
| US10862473B2 (en) | 2018-03-28 | 2020-12-08 | Psemi Corporation | Positive logic switch with selectable DC blocking circuit |
| US10236872B1 (en) | 2018-03-28 | 2019-03-19 | Psemi Corporation | AC coupling modules for bias ladders |
| US11418183B2 (en) | 2018-03-28 | 2022-08-16 | Psemi Corporation | AC coupling modules for bias ladders |
| JP2020123919A (ja) * | 2019-01-31 | 2020-08-13 | 富士通株式会社 | 増幅回路及び増幅器 |
| US11476849B2 (en) | 2020-01-06 | 2022-10-18 | Psemi Corporation | High power positive logic switch |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH08148949A (ja) | 高周波増幅器 | |
| KR930001293B1 (ko) | 고주파전력증폭회로 | |
| US5406224A (en) | Circuit for stabilizing RF amplifier | |
| JPH0732335B2 (ja) | 高周波増幅器 | |
| US4783638A (en) | Frequency doubling oscillator working at ultra-high frequencies | |
| JPH11136045A (ja) | マイクロ波増幅器 | |
| US8773224B2 (en) | Frequency multiplier | |
| WO2001003290A1 (fr) | Amplificateur de micro-ondes | |
| JPH05243873A (ja) | 高効率増幅器 | |
| JP6095787B2 (ja) | 高周波電力増幅器 | |
| JP3504598B2 (ja) | マイクロ波又はミリ波に対するバランス型周波数逓倍器 | |
| JPH05191176A (ja) | 高周波電力増幅器 | |
| TWI741782B (zh) | 高頻放大器 | |
| CN111819788B (zh) | 放大器 | |
| JPH04298105A (ja) | 半導体増幅器 | |
| JP2000077957A (ja) | 高出力増幅器 | |
| JPH0918255A (ja) | 半導体装置 | |
| JP2001237647A (ja) | 高周波用電力増幅器 | |
| JP2001237658A (ja) | 高周波増幅器 | |
| JPS58159002A (ja) | 高周波電力用半導体回路 | |
| JPH0613806A (ja) | 電力増幅器 | |
| RU2207706C2 (ru) | Высокочастотный ключевой генератор | |
| JPH10322145A (ja) | 高周波用電力増幅器 | |
| JPH01264407A (ja) | 高能率電力増幅器 | |
| JPH11266125A (ja) | 高周波増幅器およびそれを用いた電圧制御発振器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020205 |