JPH0732335B2 - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
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- JPH0732335B2 JPH0732335B2 JP2312503A JP31250390A JPH0732335B2 JP H0732335 B2 JPH0732335 B2 JP H0732335B2 JP 2312503 A JP2312503 A JP 2312503A JP 31250390 A JP31250390 A JP 31250390A JP H0732335 B2 JPH0732335 B2 JP H0732335B2
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Description
器として用いられる高周波増幅器に関する。特に、電源
からの直流給電電力に対する高周波出力電力の割合であ
る電力効率を高めた高周波増幅器に関する。
法の一つとして、B級増幅器に高調波処理回路を付加し
たF級増幅器が知られている。
すブロック図である。
が、バイポーラトランジスタや電子管でもよい。
子である。入力信号は、入力端子81から入力伝送路83、
入力整合回路84を介してFET85のゲート端子に入力され
る。FET85のソース端子Sは接地され、出力信号はドレ
イン端子Dから出力整合回路86、出力伝送路87を介して
出力端子82に取り出される。また、F級増幅器の特徴と
して、FET85のドレイン端子には偶数次高調波終端回路8
8が接続される。
波」という。)の周波数f0において、FET85の入力イン
ピーダンスと入力伝送路83の特性インピーダンスZ0との
インピーダンス整合を実現するためのインピーダンス変
換回路である。また、出力整合回路86は、基本波周波数
f0において、FET85の出力インピーダンスと出力伝送路8
7の特性インピーダンスZ0とのインピーダンス整合を実
現するためのインピーダンス変換回路であり、高周波周
波数(2f0、3f0、…)において高インピーダンスとなる
特性を有している。
高調波周波数に対して開放し、かつ偶数次高調波周波数
に対して短絡となるインピーダンス特性を有する。した
がって、FET85の出力端子(ドレイン端子)における負
荷のインピーダンス周波数特性は、基本波周波数で整
合、偶数次高調波周波数で短絡、さらに奇数次高調波周
波数で開放となる。
波周波数f0の正弦波を入力すれば、第12図に示すよう
に、ドレイン端子とソース端子との間の電圧の時間波形
は、基本波と奇数次高調波成分のみを有する矩形波の周
期波が得られる。また、ドレイン端子とソース端子を流
れる電流の時間波形は、基本波と偶数次高調波成分のみ
を有する半波波形の周期波が得られる。なお、横軸は時
間t、縦軸はドレイン電圧vd(破線)とドレイン電流id
(実線)である。
れているときにドレイン電圧vdがゼロとなり(動作領域
A)、逆にドレイン電圧vdが印加されているときにドレ
イン電流idがゼロとなる(動作領域B)ので、ドレイン
端子とソース端子間の消費電力をゼロの状態にすること
ができる。すなわち、第12図に示す電圧電流波形を実現
することにより、FET85が消費する電力Pdissをゼロにす
ることができる。
流入力PDCに対する百分率比 η=(PRFout/PDC)×100 =((PDC−Pdiss)/PDC)×100 で与えられるので、消費電力Pdissをゼロにすることに
より、FET85の電力効率を100%にすることができる。
できる動作原理である。
である。
子、符号92はドレイン電圧給電端子であり、それぞれ高
周波電流を阻止するチョークコイル93を介して印加され
る。入力伝送路83および出力伝送路87に挿入されるコン
デンサ94は、直流を遮断するためのものである。
本波周波数f0で高インピーダンスとなり、かつ2次高調
波周波数で短絡となるようにインダクタンスLとキャパ
シタンスCの直列共振回路で構成される。
Cの低域通過フィルタを用いて構成し、基本波周波数に
ついて出力伝送路87とFET85の出力インピーダンスを整
合させ、かつ2次高調波周波数において高入力インピー
ダンスとなる特性を実現している。
調波終端回路88はすべての偶数次高調波について短絡と
なるように構成されるとしたが、偶数次高調波のうち最
も電力の大きい2高調波のみについて短絡となる構成と
し、4次以上の高調波については何ら対処しなくても十
分に高い効率が得られるので、実際のF級増幅器では2
次高調波のみの処理を行うようにした第13図の回路構成
が用いられる。
成する場合には、基本波周波数のみならず2次高調波周
波数においても、FETパッケージ、ワイヤボンディング
その他の影響によるリアクタンス、およびFETチップ自
身のインピーダンスの存在を考慮した回路構成が必要に
なる。第13図に示す回路構成図では、これらのインピー
ダンスを仮に、インダクタンスLとキャパシタンスCの
リアクタンス回路96に集約して表示している。
荷インピーダンスは、2次高調波周波数において、2次
高調波終端回路95とリアクタンス回路96の二つのインピ
ーダンスの合成となる。したがって、2次高調波終端回
路95が2次高調波周波数で共振したとしても、一般にド
レイン端子からみた負荷は共振したインピーダンスで短
絡状態にならないので、期待する高い電力効率を実現す
ることが困難であった。
アクタンス回路96の定数が無視できないときに起こる。
すなわち、一般的に周波数が高いほど、またFET85の物
理的チップサイズが大きく、よって各種の浮遊キャパシ
タンスやインダクタンスが大きくなるような高出力トラ
ンジスタにおいて顕著となる。このために、第13図に示
した従来のF級増幅器の回路構成では、高周波帯におい
てF級増幅器が原理的に有する高効率動作を十分に引き
出すことが困難であった。
ジの存在に起因する各種の浮遊リアクタンスの影響を回
避して電力効率の高い高周波増幅器を提供することを目
的とする。
素子と、前記能動素子の入力信号が伝送される入力伝送
路の出力端と、前記能動素子の入力端とのインピーダン
スを整合する入力整合回路と、前記能動素子の出力端
と、その出力信号が伝送される出力伝送路の入力端との
インピーダンスを整合する出力整合回路と、前記入力信
号の周波数に対して高入力インピーダンスで、かつその
2次高調波周波数に対して低入力インピーダンスとなる
高調波終端回路とを備えた高周波増幅器において、前記
出力整合回路は、前記入力信号の周波数とその2次高調
波周波数の両方に対して、前記能動素子の出力インピー
ダンスと共役整合する入力インピーダンス特性を有する
構成であることを特徴とする。
器において、出力伝送路に2次高調波周波数に対して高
入力インピーダンスとなるリアクタンス回路を備える。
素子と、前記能動素子の入力信号が伝送される入力伝送
路の出力端と、前記能動素子の入力端とのインピーダン
スを整合する入力整合回路と、前記能動素子の出力端
と、その出力信号が伝送される出力伝送路の入力端との
インピーダンスを整合する出力整合回路と、前記出力信
号中の高調波成分を終端する高調波終端回路とを備えた
高周波増幅器において、前記出力整合回路は、前記入力
信号の周波数、その2次高調波周波数および3次高調波
周波数のすべてに対して、前記能動素子の出力インピー
ダンスと共役整合する入力インピーダンス特性を有する
構成であり、前記高調波終端回路は、前記入力信号の周
波数および前記3次高調波周波数に対して高入力インピ
ーダンスで、かつ前記2次高調波周波数に対して低入力
インピーダンスとなる構成であり、前記出力伝送路に前
記3次高調波周波数に対して高入力インピーダンスとな
るリアクタンス回路を備えたことを特徴とする。
器において、出力伝送路に2次高調波周波数に対して高
入力インピーダンスとなるリアクタンス回路を備える。
器において、出力整合回路は、3次高調波周波数に対し
て高入力インピーダンス特性を有する構成である。
器において、出力整合回路は、3次高調波周波数に対し
て高入力インピーダンス特性を有する構成である。
波数)と2次高調波周波数に対して、能動素子の各種浮
遊リアクタンス成分のすべてが出力整合回路によって相
殺されるので、各周波数における能動素子の電流源出力
端子の負荷は、純粋に出力伝送路と高調波終端回路の並
列回路のみの合成インピーダンスとすることができる。
波数おいても純抵抗Z0であり、一方、高調波終端回路の
インピーダンスは基本波周波数に対して高インピーダン
スであり、かつ2次高調波周波数に対して短絡となる。
したがって、例えばFETにおけるドレイン端子の負荷
は、基本波周波数に対して整合で、かつ2次高調波周波
数に対して短絡終端となるインピーダンス条件を高精度
に実現することができる。この結果、F級増幅器に必要
な負荷インピーダンス条件が正確に実現できるので、高
い電力効率を達成することが可能になる。
て、出力伝送路に2次高調波周波数に対して開放インピ
ーダンスとなるリアクタンス回路が備えられるので、そ
の入力インピーダンスは基本波周波数で純抵抗Z0であ
り、かつ2次高調波周波数で高インピーダンスとなる。
したがって、高調波終端回路の2次高調波周波数での短
絡条件がよりゼロインピーダンスに近いものとなり、さ
らに高精度なインピーダンス条件の設定が可能になり、
F級増幅器で高い電力効率を達成することが可能にな
る。
波数と3次高調波周波数に対して、能動素子の出力イン
ピーダンスにおけるリアクタンス成分のすべてが出力整
合回路によって相殺されるので、各周波数における能動
素子の電流源出力端子の負荷は、出力伝送路と高調波終
端回路の並列回路のみの合成インピーダンスとすること
ができる。
ピーダンスとなるリアクタンス回路が備えられるので、
その入力インピーダンスは基本波周波数と2次高調波周
波数に対して純抵抗Z0であり、かつ3次高調波周波数に
対して高インピーダンスとなる。一方、高調波終端回路
のインピーダンスは基本波周波数と3次高調波周波数に
対して高インピーダンスであり、かつ2次高調波周波数
に対して短絡となる。したがって、例えばFETにおける
ドレイン端子の負荷は、基本波周波数に対して整合で、
かつ2次高調波周波数に対して短絡終端となり、さらに
3次高調波周波数では開放終端となるインピーダンス条
件を高精度に実現することができる。この結果、F級増
幅器に必要な負荷インピーダンス条件が、3次高調波を
も考慮して正確に実現できるので、さらに高い電力効率
を達成することが可能になる。
て、出力伝送路に2次高調波周波数と3次高調波周波数
に対して開放インピーダンスとなるリアクタンス回路が
備えられているので、その入力インピーダンスは基本波
周波数で純抵抗Z0であり、かつ2次高調波周波数および
3次高調波周波数で高インピーダンスとなる。したがっ
て、高調波終端回路の2次高調波周波数での短絡条件が
よりゼロインピーダンスに近いものとなりに、さらに高
精度なインピーダンス条件の設定が可能になり、F級増
幅器で高い電力効率を達成することが可能になる。
て、出力整合回路が3次高調波周波数に対して開放イン
ピーダンス特性を有するので、能動素子の負荷インピー
ダンス条件として、3次高調波周波数での開放負荷条件
を実現することができる。この効果、F級増幅器に必要
な負荷インピーダンス条件が、3次高調波をも考慮して
正確に実現できるので、さらに高い電力効率を達成する
ことが可能になる。
て、出力整合回路が3次高調波周波数に対して開放イン
ピーダンス特性を有するので、能動素子の負荷インピー
ダンス条件として、3次高調波周波数での開放負荷条件
を実現することができる。この結果、F級増幅器に必要
な負荷インピーダンス条件が、3次高調波をも考慮して
正確に実現できるので、さらに高い電力効率を達成する
ことが可能になる。
明する。
器の構成例を示すブロック図である。
入力整合回路84、能動素子として用いられるFET85、出
力伝送路87および偶数次高調波終端回路88は、第11図に
示す従来のF級増幅器の構成と同様である。
て、基本波周波数および2次高調波周波数に対して、FE
T85の出力インピーダンスと出力伝送路87とを共役整合
させる構成にある。
端回路88は、インダクタンスやキャパシタンスなどの集
中定数回路素子、あるいはストリップ線路などを用いた
分布定数回路素子により構成することができるが、以下
の説明では集中定数回路素子を用いた回路構成例につい
て示す。
器の実施例構成を示す回路図である。
一符号を付してその説明を省略するが、ここでは偶数次
高調波終端回路88として2次高調波数端回路95を用い
る。以下、各請求項に対応する実施例の説明においても
同様とする。
ピーダンスと出力伝送路87の特性インピーダンスZ0とに
ついて、基本波周波数および2次高調波周波数に対して
共役整合させる素子定数を有するインダクタンスLとキ
ャパシタンスCにより構成される。なお、本実施例で
は、インダクタンスLが出力伝送路87に直列に接続さ
れ、キャパシタンスCが負荷と並列に接続される構成と
なっているが、この出力接合回路11に要求される特性は
共役整合に関するもののみであるので、LとCの接続位
置を反対にすることも可能である。また、本実施例で
は、1段構成のLとCにより出力整合回路11を構成して
いるが、高効率を実現する所定の整合条件を得るために
多段構成としてもよい。以下同様である。
ーダンスにおけるリアクタンス成分が相殺されるので、
FETのドレイン端子に接続される真のリアクタンスは、
2次高調波終端回路88のみとなる。一方、2次高調波終
端回路88は、2次高調波周波数で短絡共振するように構
成されるので、FET85が有する各種の浮遊リアクタンス
の影響を受けず、FET85のドレイン端子で正確に2次高
調波についての短絡負荷条件を実現することができる。
で、第12図に示す理想的なF級増幅器の動作に必要な電
圧電流波形に対して、最も重要な2次高調波についても
負荷条件を高精度に実現でき、高効率を達成することが
できる。
器の実施例構成を示す回路図である。
路87に挿入接続されるリアクタンス回路として、インダ
クタンスLとキャパシタンスCによる並列共振回路21を
用いた構成にある。
うに素子定数が設定されるので、出力伝送路87の入力イ
ンピーダンスは2次高調波周波数で開放とみなし得るほ
どに極めて高い値となる。また、2次高調波終端回路95
は、上述したように2次高調波周波数で直列共振し、そ
のインピーダンスが極めて低い値となる。
負荷が、2次高調波終端回路95の共振インピーダンスと
出力伝送路87の特性インピーダンスZ0との並列インピー
ダンスで与えられていたが、本実施例の構成では、出力
伝送路87側の入力インピーダンスが極めて高い値となる
ので、2次高調波終端回路95の共振特性に与える影響を
低減することができる。したがって、2次高調波に対す
るFET85の負荷条件は、さらに理想に近い形でF級増幅
器の動作条件とすることが可能になり、一層電力効率を
高めることができる。
器の他の実施例構成を示す回路図である。
続されるリアクタンス回路として、インダクタンスLと
キャパシタンスCによる低域通過フィルタ22を2段接続
で用いた構成にある。
高調波周波数で高インピーダンスにより遮断となる特性
を実現するように設定される。また、第3図の構成にお
いて、並列共振回路21により実現した2次高調波周波数
での出力伝送路87の入力インピーダンスを開放する条件
は、ここでは低域通過フィルタ22により達成して同様の
効果が実現される。なお、第4図に示す例では、2段構
成となっているが、1段あるいは3段でも同様に適用す
ることができる。
に示す出力整合回路11の構成に対して、上述したように
LとCの位置を反対にした出力整合回路11′を用いてい
る。したがって、Cが出力伝送路87に直列に挿入される
ために、直流阻止用のコンデンサ94が不要になってい
る。
器の実施例構成を示す回路図である。
ダンスと出力伝送路87の特性インピーダンスZ0とについ
て、基本波周波数、2次高調波周波数および3次高調波
周波数に対して、共役整合させる素子定数を有するイン
ダクタンスLとキャパシタンスCにより構成される。な
お、出力整合回路31は、便宜上第2図〜第4図に示す出
力整合回路11と同様の構成で示したが、その構成は使用
する能動素子に依存して必ずしも同一にはならない。
として、インダクタンスLとキャパシタンスCによる並
列共振回路32が用いられるが、この並列共振回路32は、
3次高調波周波数で共振するように素子定数が設定され
るので、出力伝送路87の入力インピーダンスは3次高調
波周波数で開放特性を示す。さらに、2次高調波終端回
路95は2次高調波周波数で短絡共振し、3次高調波周波
数を含めてその他の周波数では高インピーダンスの開放
特性を示す。
ダンス特性は、基本波で整合負荷、2次高調波で短絡、
3次高調波で開放の条件を実現することができる。すな
わち、F級増幅器の動作に必要な負荷条件が、2次高調
波のみならず3次高調波まで含めて実現されるので、第
2図〜第4図に示した構成で得られる以上に高効率を達
成することが可能になる。なお、リアクタンス回路とし
ては、並列共振回路32の代わりに、第4図に示すような
低域通過フィルタを用いることもできる。
器の実施例構成を示す回路図である。
路87に挿入接続されるリアクタンス回路として、インダ
クタンスLとキャパシタンスCによる低域通過フィルタ
41を2段接続で用いた構成にある。
高調波周波数および3次高調波周波数で高インピーダン
スにより遮断となる特性を実現するように設定される。
したがって、出力伝送路87の入力インピーダンスは、2
次高調波周波数および3次高調波周波数に対して開放特
性を有する。
調波周波数で短絡共振し、2次高調波周波数でのFET85
の負荷が、2次高調波終端回路95の共振インピーダンス
と出力伝送路87の特性インピーダンスZ0との並列インピ
ーダンスで与えられていたが、本実施例の構成では、出
力伝送路87側の入力インピーダンスが極めて高い値とな
るので、2次高調波終端回路95の共振特性に与える影響
を低減することができる。さらに3次高調波に対して
は、第5図に示す構成と同様の効果が得られる。したが
って、2次高調波および3次高調波に対するFET85の負
荷条件は、さらに一層理想に近い形でF級増幅器の動作
条件とすることが可能になり、電力効率を高めることが
できる。
器の実施例構成を示す回路図である。
ダンスと出力伝送路87の特性インピーダンスZ0とについ
て基本波周波数および2次高調波周波数に対して共役整
合させる素子定数を有するとともに、3次高調波周波数
に対して高入力インピーダンス特性を有するインダクタ
ンスLとキャパシタンスCにより構成される。なお、3
次高調波周波数に対して高入力インピーダンス特性は、
LとCによる並列共振回路52により実現される。
調波周波数で短絡共振するように構成され、かつ他の周
波数では高インピーダンスとなるように構成されてい
る。したがって、FET85のドレイン端子の出力負荷イン
ピーダンス特性は、基本波で整合負荷、2次高調波で短
絡、3次高調波で開放となり、2次高調波周波数および
3次高調波周波数に対して、F級増幅器の動作に必要な
負荷条件が得られ、高効率を達成することが可能にな
る。
器の実施例構成を示す回路図である。
高調波周波数での出力伝送路87の入力インピーダンスを
開放とする並列共振回路21の機能を付加するものであ
り、2次高調波周波数での負荷インピーダンス条件とし
て、さらに短絡条件に近い低インピーダンス特性を実現
することができる。なお、並列共振回路17の代わりに、
第4図に示すように低域通過フィルタを用いることも可
能である。
で出力伝送路87に直列にLとCの並列共振回路52が接続
されるので、出力伝送路87には改めて直流阻止用のコン
デンサ94が接続される。
示す従来のF級増幅器について、ドレイン端子における
2次高調波の短絡点調整時の基本波整合条件に対する影
響を調べた結果を示す。
を用いた1段増幅器モデルについて、利得特性の計算機
シュミレーション結果である。横軸は周波数(MHz)で
あり、縦軸は利得(dB)である。
器の利得特性に対して、2次高調波の短絡終端条件を成
立させる調整を行った後には、破線で示す従来増幅器で
は利得が約0.5dB低下するのに対して、太実線で示す本
発明増幅器の利得低下はほとんど見られなかった(2GH
z)。この0.5dBの利得低下は、入力電力Pi、出力電力
P0、トランジスタの直流消費電力PDCとして、例えば70
%の付加効率ηadd(=(P0−Pi)/PDC×100)で利得10
dBの増幅器では、約8%の効率低下につながる。なお、
この利得低下は周波数が高いほど顕著になる。
力電力P0の特性を示す。なお、(a)は、本発明増幅器
を2GHz帯で使用した場合であり、(b)は400MHz帯で使
用した場合である。なお、400MHz帯では、シリコンバイ
ポーラトランジスタでも十分な利得が得られるので、能
動素子としてそれを用いている。
で68%の高い付加効率ηaddが得られている。
17dBmで80%の高い付加効率ηaddが得られている。従来
のC級増幅器では、30〜40%程度であることと比較する
と、本発明により高効率が得られることがわかる。
出力端で基本波のみならず2次高調波についても整合を
とった上で、2次高調波の短絡終端回路を接続する構成
であるので、能動素子が有する出力端のリアクタンスが
2次高調波の短絡終端条件に与える影響を除去すること
ができる。したがって、能動素子の出力負荷として、2
次高調波周波数の短絡条件を精度よく実現することがで
き、電力効率を上げることができる。
入力インピーダンスが高インピーダンスとなるので、2
次高調波の短絡負荷条件をさらに高精度に設定でき、高
い電力効率を得ることができる。
とった上で、開放インピーダンス条件の回路を接続する
ので、同様に3次高調波の負荷条件に対して、能動素子
の出力端のリアクタンスの影響を除去することができ
る。したがって、本発明では、請求項1に記載の発明で
実現される2次高調波についての短絡負荷条件に加え
て、3次高調波についても開放負荷条件を精度よく実現
することができ、電力効率をより一層上げることができ
る。
入力インピーダンスが高インピーダンスとなるので、2
次高調波の短絡負荷条件をさらに高精度に設定でき、3
次高調波についての高精度な開放負荷条件と相まって高
い電力効率を得ることができる。
加えて、出力整合回路そのものが3次高調波についても
開放負荷条件を実現するので、2次高調波のみを考慮し
た場合に比べて、さらに電力効率を得ることができる。
入力インピーダンスが高インピーダンスとなるので、2
次高調波の短絡負荷条件をさらに高精度に設定でき、出
力整合回路そのものが3次高調波について開放負荷条件
を高精度に実現することと相まって、高い電力効率を得
ることができる。
の構成例を示すブロック図。 第2図は請求項1に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第3図は請求項2に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第4図は請求項2に記載の発明に対応する高周波増幅器
の他の実施例構成を示す回路図。 第5図は請求項3に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第6図は請求項4に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第7図は請求項5に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第8図は請求項6に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第9図は本発明実施例による利得特性の計算機シュミレ
ーション結果を示す図。 第10図は本発明実施例による入出力特性の計算機シュミ
レーション結果を示す図。 第11図はFETを用いた従来のF級増幅器の構成例を示す
ブロック図。 第12図は高効率な増幅動作の達成に必要な能動素子出力
端の電圧電流波形例を示す図。 第13図はFETを用いた従来のF級増幅器の回路構成図。 11、11′……出力整合回路、21……並列共振回路、22…
…低域通過フィルタ、31……出力整合回路、32……並列
共振回路、41……低域通過フィルタ、51……出力整合回
路、81……入力端子、82……出力端子、83……入力伝送
路、84……入力整合回路、85……FET、86……出力整合
回路、87……出力伝送路、88……偶数次高調波終端回
路、91……ゲートバイアス電圧給電端子、92……ドレイ
ン電圧給電端子、93……チョークコイル、94……コンデ
ンサ、95……2次高調波終端回路、96……リアクタンス
回路。
Claims (6)
- 【請求項1】高周波信号の増幅を行う能動素子と、 前記能動素子の入力信号が伝送される入力伝送路の出力
端と、前記能動素子の入力端とのインピーダンスを整合
する入力整合回路と、 前記能動素子の出力端と、その出力信号が伝送される出
力伝送路の入力端とのインピーダンスを整合する出力整
合回路と、 前記入力信号の周波数に対して高入力インピーダンス
で、かつその2次高調波周波数に対して低入力インピー
ダンスとなる高調波終端回路と を備えた高周波増幅器において、 前記出力整合回路は、前記入力信号の周波数とその2次
高調波周波数の両方に対して、前記能動素子の出力イン
ピーダンスと共役整合する入力インピーダンス特性を有
する構成である ことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項2】請求項1に記載の高周波増幅器において、 出力伝送路に2次高調波周波数に対して高入力インピー
ダンスとなるリアクタンス回路を備えた ことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項3】高周波信号の増幅を行う能動素子と、 前記能動素子の入力信号が伝送される入力伝送路の出力
端と、前記能動素子の入力端とのインピーダンスを整合
する入力整合回路と、 前記能動素子の出力端と、その出力信号が伝送される出
力伝送路の入力端とのインピーダンスを整合する出力整
合回路と、 前記出力信号中の高調波成分を終端する高調波終端回路
と を備えた高周波増幅器において、 前記出力整合回路は、前記入力信号の周波数、その2次
高調波周波数および3次高調波周波数のすべてに対し
て、前記能動素子の出力インピーダンスと共役整合する
入力インピーダンス特性を有する構成であり、 前記高調波終端回路は、前記入力信号の周波数および前
記3次高調波周波数に対して高入力インピーダンスで、
かつ前記2次高調波周波数に対して低入力インピーダン
スとなる構成であり、 前記出力伝送路に前記3次高調波周波数に対して高入力
インピーダンスとなるリアクタンス回路を備えた ことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項4】請求項3に記載の高周波増幅器において、 出力伝送路に2次高調波周波数に対して高入力インピー
ダンスとなるリアクタンス回路を備えた ことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項5】請求項1に記載の高周波増幅器において、 出力整合回路は、3次高調波周波数に対して高入力イン
ピーダンス特性を有する構成である ことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項6】請求項2に記載の高周波増幅器において、 出力整合回路は、3次高調波周波数に対して高入力イン
ピーダンス特性を有する構成である ことを特徴とする高周波増幅器。
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