[go: up one dir, main page]

JPH0732335B2 - 高周波増幅器 - Google Patents

高周波増幅器

Info

Publication number
JPH0732335B2
JPH0732335B2 JP2312503A JP31250390A JPH0732335B2 JP H0732335 B2 JPH0732335 B2 JP H0732335B2 JP 2312503 A JP2312503 A JP 2312503A JP 31250390 A JP31250390 A JP 31250390A JP H0732335 B2 JPH0732335 B2 JP H0732335B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
harmonic
frequency
output
impedance
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP2312503A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH04183008A (ja
Inventor
俊雄 野島
貞之 西木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nippon Telegraph and Telephone Corp filed Critical Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority to JP2312503A priority Critical patent/JPH0732335B2/ja
Priority to US07/759,565 priority patent/US5146178A/en
Publication of JPH04183008A publication Critical patent/JPH04183008A/ja
Publication of JPH0732335B2 publication Critical patent/JPH0732335B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2176Class E amplifiers
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高周波信号を送受信する通信装置の電力増幅
器として用いられる高周波増幅器に関する。特に、電源
からの直流給電電力に対する高周波出力電力の割合であ
る電力効率を高めた高周波増幅器に関する。
〔従来の技術〕
高周波増幅器の電力効率を高めるために有効な回路構成
法の一つとして、B級増幅器に高調波処理回路を付加し
たF級増幅器が知られている。
第11図は、FETを用いた従来のF級増幅器の構成例を示
すブロック図である。
なお、ここでは能動素子としてFETを用いた例を示す
が、バイポーラトランジスタや電子管でもよい。
図において、符号81は入力端子であり、符号82は出力端
子である。入力信号は、入力端子81から入力伝送路83、
入力整合回路84を介してFET85のゲート端子に入力され
る。FET85のソース端子Sは接地され、出力信号はドレ
イン端子Dから出力整合回路86、出力伝送路87を介して
出力端子82に取り出される。また、F級増幅器の特徴と
して、FET85のドレイン端子には偶数次高調波終端回路8
8が接続される。
ここで、入力整合回路84は、入力信号(以下、「基本
波」という。)の周波数f0において、FET85の入力イン
ピーダンスと入力伝送路83の特性インピーダンスZ0との
インピーダンス整合を実現するためのインピーダンス変
換回路である。また、出力整合回路86は、基本波周波数
f0において、FET85の出力インピーダンスと出力伝送路8
7の特性インピーダンスZ0とのインピーダンス整合を実
現するためのインピーダンス変換回路であり、高周波周
波数(2f0、3f0、…)において高インピーダンスとなる
特性を有している。
偶数次高調波終端回路88は、基本波周波数および奇数次
高調波周波数に対して開放し、かつ偶数次高調波周波数
に対して短絡となるインピーダンス特性を有する。した
がって、FET85の出力端子(ドレイン端子)における負
荷のインピーダンス周波数特性は、基本波周波数で整
合、偶数次高調波周波数で短絡、さらに奇数次高調波周
波数で開放となる。
ところで、FET85をB級バイアス条件で動作させて基本
波周波数f0の正弦波を入力すれば、第12図に示すよう
に、ドレイン端子とソース端子との間の電圧の時間波形
は、基本波と奇数次高調波成分のみを有する矩形波の周
期波が得られる。また、ドレイン端子とソース端子を流
れる電流の時間波形は、基本波と偶数次高調波成分のみ
を有する半波波形の周期波が得られる。なお、横軸は時
間t、縦軸はドレイン電圧vd(破線)とドレイン電流id
(実線)である。
第12図において、FET85の動作は、ドレイン電流idが流
れているときにドレイン電圧vdがゼロとなり(動作領域
A)、逆にドレイン電圧vdが印加されているときにドレ
イン電流idがゼロとなる(動作領域B)ので、ドレイン
端子とソース端子間の消費電力をゼロの状態にすること
ができる。すなわち、第12図に示す電圧電流波形を実現
することにより、FET85が消費する電力Pdissをゼロにす
ることができる。
ここで、増幅器の電力効率ηは、高周波出力PRFoutの直
流入力PDCに対する百分率比 η=(PRFout/PDC)×100 =((PDC−Pdiss)/PDC)×100 で与えられるので、消費電力Pdissをゼロにすることに
より、FET85の電力効率を100%にすることができる。
以上が、F級増幅器が極めて高い電力効率を得ることが
できる動作原理である。
〔発明が解決しようとする課題〕
第13図は、FETを用いた従来のF級増幅器の回路構成図
である。
なお、第11図の各部に対応する部分は同一符号を付す。
第13図において、符号91はゲートバイアス電圧給電端
子、符号92はドレイン電圧給電端子であり、それぞれ高
周波電流を阻止するチョークコイル93を介して印加され
る。入力伝送路83および出力伝送路87に挿入されるコン
デンサ94は、直流を遮断するためのものである。
2次高調波終端回路95は、その入力インピーダンスが基
本波周波数f0で高インピーダンスとなり、かつ2次高調
波周波数で短絡となるようにインダクタンスLとキャパ
シタンスCの直列共振回路で構成される。
出力整合回路86は、インダクタンスLとキャパシタンス
Cの低域通過フィルタを用いて構成し、基本波周波数に
ついて出力伝送路87とFET85の出力インピーダンスを整
合させ、かつ2次高調波周波数において高入力インピー
ダンスとなる特性を実現している。
なお、第11図に示したF級増幅器の説明では、偶数次高
調波終端回路88はすべての偶数次高調波について短絡と
なるように構成されるとしたが、偶数次高調波のうち最
も電力の大きい2高調波のみについて短絡となる構成と
し、4次以上の高調波については何ら対処しなくても十
分に高い効率が得られるので、実際のF級増幅器では2
次高調波のみの処理を行うようにした第13図の回路構成
が用いられる。
ところで、FET素子を用いて高周波帯のF級増幅器を構
成する場合には、基本波周波数のみならず2次高調波周
波数においても、FETパッケージ、ワイヤボンディング
その他の影響によるリアクタンス、およびFETチップ自
身のインピーダンスの存在を考慮した回路構成が必要に
なる。第13図に示す回路構成図では、これらのインピー
ダンスを仮に、インダクタンスLとキャパシタンスCの
リアクタンス回路96に集約して表示している。
このような構成では、FET85のドレイン端子からみた負
荷インピーダンスは、2次高調波周波数において、2次
高調波終端回路95とリアクタンス回路96の二つのインピ
ーダンスの合成となる。したがって、2次高調波終端回
路95が2次高調波周波数で共振したとしても、一般にド
レイン端子からみた負荷は共振したインピーダンスで短
絡状態にならないので、期待する高い電力効率を実現す
ることが困難であった。
この問題は、2次高調波終端回路95の定数と比較してリ
アクタンス回路96の定数が無視できないときに起こる。
すなわち、一般的に周波数が高いほど、またFET85の物
理的チップサイズが大きく、よって各種の浮遊キャパシ
タンスやインダクタンスが大きくなるような高出力トラ
ンジスタにおいて顕著となる。このために、第13図に示
した従来のF級増幅器の回路構成では、高周波帯におい
てF級増幅器が原理的に有する高効率動作を十分に引き
出すことが困難であった。
本発明は、高調波周波数において、FETやそのパッケー
ジの存在に起因する各種の浮遊リアクタンスの影響を回
避して電力効率の高い高周波増幅器を提供することを目
的とする。
〔課題を解決するための手段〕
請求項1に記載の発明は、高周波信号の増幅を行う能動
素子と、前記能動素子の入力信号が伝送される入力伝送
路の出力端と、前記能動素子の入力端とのインピーダン
スを整合する入力整合回路と、前記能動素子の出力端
と、その出力信号が伝送される出力伝送路の入力端との
インピーダンスを整合する出力整合回路と、前記入力信
号の周波数に対して高入力インピーダンスで、かつその
2次高調波周波数に対して低入力インピーダンスとなる
高調波終端回路とを備えた高周波増幅器において、前記
出力整合回路は、前記入力信号の周波数とその2次高調
波周波数の両方に対して、前記能動素子の出力インピー
ダンスと共役整合する入力インピーダンス特性を有する
構成であることを特徴とする。
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の高周波増幅
器において、出力伝送路に2次高調波周波数に対して高
入力インピーダンスとなるリアクタンス回路を備える。
請求項3に記載の発明は、高周波信号の増幅を行う能動
素子と、前記能動素子の入力信号が伝送される入力伝送
路の出力端と、前記能動素子の入力端とのインピーダン
スを整合する入力整合回路と、前記能動素子の出力端
と、その出力信号が伝送される出力伝送路の入力端との
インピーダンスを整合する出力整合回路と、前記出力信
号中の高調波成分を終端する高調波終端回路とを備えた
高周波増幅器において、前記出力整合回路は、前記入力
信号の周波数、その2次高調波周波数および3次高調波
周波数のすべてに対して、前記能動素子の出力インピー
ダンスと共役整合する入力インピーダンス特性を有する
構成であり、前記高調波終端回路は、前記入力信号の周
波数および前記3次高調波周波数に対して高入力インピ
ーダンスで、かつ前記2次高調波周波数に対して低入力
インピーダンスとなる構成であり、前記出力伝送路に前
記3次高調波周波数に対して高入力インピーダンスとな
るリアクタンス回路を備えたことを特徴とする。
請求項4に記載の発明は、請求項3に記載の高周波増幅
器において、出力伝送路に2次高調波周波数に対して高
入力インピーダンスとなるリアクタンス回路を備える。
請求項5に記載の発明は、請求項1に記載の高周波増幅
器において、出力整合回路は、3次高調波周波数に対し
て高入力インピーダンス特性を有する構成である。
請求項6に記載の発明は、請求項2に記載の高周波増幅
器において、出力整合回路は、3次高調波周波数に対し
て高入力インピーダンス特性を有する構成である。
〔作 用〕
請求項1に記載の発明は、基本波周波数(入力信号の周
波数)と2次高調波周波数に対して、能動素子の各種浮
遊リアクタンス成分のすべてが出力整合回路によって相
殺されるので、各周波数における能動素子の電流源出力
端子の負荷は、純粋に出力伝送路と高調波終端回路の並
列回路のみの合成インピーダンスとすることができる。
ここで、出力伝送路の特性インピーダンスはいずれの周
波数おいても純抵抗Z0であり、一方、高調波終端回路の
インピーダンスは基本波周波数に対して高インピーダン
スであり、かつ2次高調波周波数に対して短絡となる。
したがって、例えばFETにおけるドレイン端子の負荷
は、基本波周波数に対して整合で、かつ2次高調波周波
数に対して短絡終端となるインピーダンス条件を高精度
に実現することができる。この結果、F級増幅器に必要
な負荷インピーダンス条件が正確に実現できるので、高
い電力効率を達成することが可能になる。
請求項2に記載の発明は、請求項1の発明の作用に加え
て、出力伝送路に2次高調波周波数に対して開放インピ
ーダンスとなるリアクタンス回路が備えられるので、そ
の入力インピーダンスは基本波周波数で純抵抗Z0であ
り、かつ2次高調波周波数で高インピーダンスとなる。
したがって、高調波終端回路の2次高調波周波数での短
絡条件がよりゼロインピーダンスに近いものとなり、さ
らに高精度なインピーダンス条件の設定が可能になり、
F級増幅器で高い電力効率を達成することが可能にな
る。
請求項3に記載の発明は、基本波周波数と2次高調波周
波数と3次高調波周波数に対して、能動素子の出力イン
ピーダンスにおけるリアクタンス成分のすべてが出力整
合回路によって相殺されるので、各周波数における能動
素子の電流源出力端子の負荷は、出力伝送路と高調波終
端回路の並列回路のみの合成インピーダンスとすること
ができる。
ここで、出力伝送路には、3次高調波周波数で開放イン
ピーダンスとなるリアクタンス回路が備えられるので、
その入力インピーダンスは基本波周波数と2次高調波周
波数に対して純抵抗Z0であり、かつ3次高調波周波数に
対して高インピーダンスとなる。一方、高調波終端回路
のインピーダンスは基本波周波数と3次高調波周波数に
対して高インピーダンスであり、かつ2次高調波周波数
に対して短絡となる。したがって、例えばFETにおける
ドレイン端子の負荷は、基本波周波数に対して整合で、
かつ2次高調波周波数に対して短絡終端となり、さらに
3次高調波周波数では開放終端となるインピーダンス条
件を高精度に実現することができる。この結果、F級増
幅器に必要な負荷インピーダンス条件が、3次高調波を
も考慮して正確に実現できるので、さらに高い電力効率
を達成することが可能になる。
請求項4に記載の発明は、請求項3の発明の作用に加え
て、出力伝送路に2次高調波周波数と3次高調波周波数
に対して開放インピーダンスとなるリアクタンス回路が
備えられているので、その入力インピーダンスは基本波
周波数で純抵抗Z0であり、かつ2次高調波周波数および
3次高調波周波数で高インピーダンスとなる。したがっ
て、高調波終端回路の2次高調波周波数での短絡条件が
よりゼロインピーダンスに近いものとなりに、さらに高
精度なインピーダンス条件の設定が可能になり、F級増
幅器で高い電力効率を達成することが可能になる。
請求項5に記載の発明は、請求項1の発明の作用に加え
て、出力整合回路が3次高調波周波数に対して開放イン
ピーダンス特性を有するので、能動素子の負荷インピー
ダンス条件として、3次高調波周波数での開放負荷条件
を実現することができる。この効果、F級増幅器に必要
な負荷インピーダンス条件が、3次高調波をも考慮して
正確に実現できるので、さらに高い電力効率を達成する
ことが可能になる。
請求項6に記載の発明は、請求項2に発明の作用に加え
て、出力整合回路が3次高調波周波数に対して開放イン
ピーダンス特性を有するので、能動素子の負荷インピー
ダンス条件として、3次高調波周波数での開放負荷条件
を実現することができる。この結果、F級増幅器に必要
な負荷インピーダンス条件が、3次高調波をも考慮して
正確に実現できるので、さらに高い電力効率を達成する
ことが可能になる。
〔実施例〕
以下、図面に基づいて本発明の実施例について詳細に説
明する。
第1図は、請求項1に記載の発明に対応する高周波増幅
器の構成例を示すブロック図である。
図において、入力端子81、出力端子82、入力伝送路83、
入力整合回路84、能動素子として用いられるFET85、出
力伝送路87および偶数次高調波終端回路88は、第11図に
示す従来のF級増幅器の構成と同様である。
本発明の特徴とするところは、出力整合回路11におい
て、基本波周波数および2次高調波周波数に対して、FE
T85の出力インピーダンスと出力伝送路87とを共役整合
させる構成にある。
入力整合回路84、出力整合回路11および偶数次高調波終
端回路88は、インダクタンスやキャパシタンスなどの集
中定数回路素子、あるいはストリップ線路などを用いた
分布定数回路素子により構成することができるが、以下
の説明では集中定数回路素子を用いた回路構成例につい
て示す。
第2図は、請求項1に記載の発明に対応する高周波増幅
器の実施例構成を示す回路図である。
なお、第1図および第13図の各部に対応する部分は、同
一符号を付してその説明を省略するが、ここでは偶数次
高調波終端回路88として2次高調波数端回路95を用い
る。以下、各請求項に対応する実施例の説明においても
同様とする。
第2図において、出力整合回路11は、FET85の出力イン
ピーダンスと出力伝送路87の特性インピーダンスZ0とに
ついて、基本波周波数および2次高調波周波数に対して
共役整合させる素子定数を有するインダクタンスLとキ
ャパシタンスCにより構成される。なお、本実施例で
は、インダクタンスLが出力伝送路87に直列に接続さ
れ、キャパシタンスCが負荷と並列に接続される構成と
なっているが、この出力接合回路11に要求される特性は
共役整合に関するもののみであるので、LとCの接続位
置を反対にすることも可能である。また、本実施例で
は、1段構成のLとCにより出力整合回路11を構成して
いるが、高効率を実現する所定の整合条件を得るために
多段構成としてもよい。以下同様である。
このような出力整合回路11により、FET85の出力インピ
ーダンスにおけるリアクタンス成分が相殺されるので、
FETのドレイン端子に接続される真のリアクタンスは、
2次高調波終端回路88のみとなる。一方、2次高調波終
端回路88は、2次高調波周波数で短絡共振するように構
成されるので、FET85が有する各種の浮遊リアクタンス
の影響を受けず、FET85のドレイン端子で正確に2次高
調波についての短絡負荷条件を実現することができる。
また、基本波については同時に整合条件が設立するの
で、第12図に示す理想的なF級増幅器の動作に必要な電
圧電流波形に対して、最も重要な2次高調波についても
負荷条件を高精度に実現でき、高効率を達成することが
できる。
第3図は、請求項2に記載の発明に対応する高周波増幅
器の実施例構成を示す回路図である。
本発明の特徴とするところは、本実施例では、出力伝送
路87に挿入接続されるリアクタンス回路として、インダ
クタンスLとキャパシタンスCによる並列共振回路21を
用いた構成にある。
この並列共振回路21は、2次高調波周波数で共振するよ
うに素子定数が設定されるので、出力伝送路87の入力イ
ンピーダンスは2次高調波周波数で開放とみなし得るほ
どに極めて高い値となる。また、2次高調波終端回路95
は、上述したように2次高調波周波数で直列共振し、そ
のインピーダンスが極めて低い値となる。
第2図に示す構成では、2次高調波周波数でのFET85の
負荷が、2次高調波終端回路95の共振インピーダンスと
出力伝送路87の特性インピーダンスZ0との並列インピー
ダンスで与えられていたが、本実施例の構成では、出力
伝送路87側の入力インピーダンスが極めて高い値となる
ので、2次高調波終端回路95の共振特性に与える影響を
低減することができる。したがって、2次高調波に対す
るFET85の負荷条件は、さらに理想に近い形でF級増幅
器の動作条件とすることが可能になり、一層電力効率を
高めることができる。
第4図は、請求項2に記載の発明に対応する高周波増幅
器の他の実施例構成を示す回路図である。
本実施例の特性とするところは、出力伝送路87に挿入接
続されるリアクタンス回路として、インダクタンスLと
キャパシタンスCによる低域通過フィルタ22を2段接続
で用いた構成にある。
素子定数は、基本波周波数で低損失に通過し、かつ2次
高調波周波数で高インピーダンスにより遮断となる特性
を実現するように設定される。また、第3図の構成にお
いて、並列共振回路21により実現した2次高調波周波数
での出力伝送路87の入力インピーダンスを開放する条件
は、ここでは低域通過フィルタ22により達成して同様の
効果が実現される。なお、第4図に示す例では、2段構
成となっているが、1段あるいは3段でも同様に適用す
ることができる。
なお、第3図および第4図の高周波増幅器では、第2図
に示す出力整合回路11の構成に対して、上述したように
LとCの位置を反対にした出力整合回路11′を用いてい
る。したがって、Cが出力伝送路87に直列に挿入される
ために、直流阻止用のコンデンサ94が不要になってい
る。
第5図は、請求項3に記載の発明に対応する高周波増幅
器の実施例構成を示す回路図である。
図において、出力整合回路31は、FET85の出力インピー
ダンスと出力伝送路87の特性インピーダンスZ0とについ
て、基本波周波数、2次高調波周波数および3次高調波
周波数に対して、共役整合させる素子定数を有するイン
ダクタンスLとキャパシタンスCにより構成される。な
お、出力整合回路31は、便宜上第2図〜第4図に示す出
力整合回路11と同様の構成で示したが、その構成は使用
する能動素子に依存して必ずしも同一にはならない。
また、出力伝送路87に挿入接続されるリアクタンス回路
として、インダクタンスLとキャパシタンスCによる並
列共振回路32が用いられるが、この並列共振回路32は、
3次高調波周波数で共振するように素子定数が設定され
るので、出力伝送路87の入力インピーダンスは3次高調
波周波数で開放特性を示す。さらに、2次高調波終端回
路95は2次高調波周波数で短絡共振し、3次高調波周波
数を含めてその他の周波数では高インピーダンスの開放
特性を示す。
したがって、FET85のドレイン端子の出力負荷インピー
ダンス特性は、基本波で整合負荷、2次高調波で短絡、
3次高調波で開放の条件を実現することができる。すな
わち、F級増幅器の動作に必要な負荷条件が、2次高調
波のみならず3次高調波まで含めて実現されるので、第
2図〜第4図に示した構成で得られる以上に高効率を達
成することが可能になる。なお、リアクタンス回路とし
ては、並列共振回路32の代わりに、第4図に示すような
低域通過フィルタを用いることもできる。
第6図は、請求項4に記載の発明に対応する高周波増幅
器の実施例構成を示す回路図である。
本発明の特徴とするところは、本実施例では、出力伝送
路87に挿入接続されるリアクタンス回路として、インダ
クタンスLとキャパシタンスCによる低域通過フィルタ
41を2段接続で用いた構成にある。
素子定数は、基本波周波数で低損失に通過し、かつ2次
高調波周波数および3次高調波周波数で高インピーダン
スにより遮断となる特性を実現するように設定される。
したがって、出力伝送路87の入力インピーダンスは、2
次高調波周波数および3次高調波周波数に対して開放特
性を有する。
また、2次高調波終端回路95は、上述したように2次高
調波周波数で短絡共振し、2次高調波周波数でのFET85
の負荷が、2次高調波終端回路95の共振インピーダンス
と出力伝送路87の特性インピーダンスZ0との並列インピ
ーダンスで与えられていたが、本実施例の構成では、出
力伝送路87側の入力インピーダンスが極めて高い値とな
るので、2次高調波終端回路95の共振特性に与える影響
を低減することができる。さらに3次高調波に対して
は、第5図に示す構成と同様の効果が得られる。したが
って、2次高調波および3次高調波に対するFET85の負
荷条件は、さらに一層理想に近い形でF級増幅器の動作
条件とすることが可能になり、電力効率を高めることが
できる。
第7図は、請求項5に記載の発明に対応する高周波増幅
器の実施例構成を示す回路図である。
図において、出力整合回路51は、FET85の出力インピー
ダンスと出力伝送路87の特性インピーダンスZ0とについ
て基本波周波数および2次高調波周波数に対して共役整
合させる素子定数を有するとともに、3次高調波周波数
に対して高入力インピーダンス特性を有するインダクタ
ンスLとキャパシタンスCにより構成される。なお、3
次高調波周波数に対して高入力インピーダンス特性は、
LとCによる並列共振回路52により実現される。
また、2次高調波終端回路88は、上述したように2次高
調波周波数で短絡共振するように構成され、かつ他の周
波数では高インピーダンスとなるように構成されてい
る。したがって、FET85のドレイン端子の出力負荷イン
ピーダンス特性は、基本波で整合負荷、2次高調波で短
絡、3次高調波で開放となり、2次高調波周波数および
3次高調波周波数に対して、F級増幅器の動作に必要な
負荷条件が得られ、高効率を達成することが可能にな
る。
第8図は、請求項6に記載の発明に対応する高周波増幅
器の実施例構成を示す回路図である。
本実施例は、第7図に示す構成に、第3図に示した2次
高調波周波数での出力伝送路87の入力インピーダンスを
開放とする並列共振回路21の機能を付加するものであ
り、2次高調波周波数での負荷インピーダンス条件とし
て、さらに短絡条件に近い低インピーダンス特性を実現
することができる。なお、並列共振回路17の代わりに、
第4図に示すように低域通過フィルタを用いることも可
能である。
なお、第7図および第8図の構成では、出力整合回路51
で出力伝送路87に直列にLとCの並列共振回路52が接続
されるので、出力伝送路87には改めて直流阻止用のコン
デンサ94が接続される。
ここで、第3図に示す本発明の高周波増幅器と第11図に
示す従来のF級増幅器について、ドレイン端子における
2次高調波の短絡点調整時の基本波整合条件に対する影
響を調べた結果を示す。
第9図は、標準的なパッケージ封入形ガリウム砒素FET
を用いた1段増幅器モデルについて、利得特性の計算機
シュミレーション結果である。横軸は周波数(MHz)で
あり、縦軸は利得(dB)である。
高調波終端回路を調整する前の本発明増幅器と従来増幅
器の利得特性に対して、2次高調波の短絡終端条件を成
立させる調整を行った後には、破線で示す従来増幅器で
は利得が約0.5dB低下するのに対して、太実線で示す本
発明増幅器の利得低下はほとんど見られなかった(2GH
z)。この0.5dBの利得低下は、入力電力Pi、出力電力
P0、トランジスタの直流消費電力PDCとして、例えば70
%の付加効率ηadd(=(P0−Pi)/PDC×100)で利得10
dBの増幅器では、約8%の効率低下につながる。なお、
この利得低下は周波数が高いほど顕著になる。
第10図は、本発明による増幅器の入力電力Piに対する出
力電力P0の特性を示す。なお、(a)は、本発明増幅器
を2GHz帯で使用した場合であり、(b)は400MHz帯で使
用した場合である。なお、400MHz帯では、シリコンバイ
ポーラトランジスタでも十分な利得が得られるので、能
動素子としてそれを用いている。
第10図(a)に示すように、例えば入力電力Piが20dBm
で68%の高い付加効率ηaddが得られている。
また、第10図(b)に示すように、例えば入力電力Piが
17dBmで80%の高い付加効率ηaddが得られている。従来
のC級増幅器では、30〜40%程度であることと比較する
と、本発明により高効率が得られることがわかる。
〔発明の効果〕
上述したように、請求項1に記載の発明は、能動素子の
出力端で基本波のみならず2次高調波についても整合を
とった上で、2次高調波の短絡終端回路を接続する構成
であるので、能動素子が有する出力端のリアクタンスが
2次高調波の短絡終端条件に与える影響を除去すること
ができる。したがって、能動素子の出力負荷として、2
次高調波周波数の短絡条件を精度よく実現することがで
き、電力効率を上げることができる。
請求項2に記載の発明は、出力伝送路の2次高調波での
入力インピーダンスが高インピーダンスとなるので、2
次高調波の短絡負荷条件をさらに高精度に設定でき、高
い電力効率を得ることができる。
請求項3に記載の発明は、3次高調波についても整合を
とった上で、開放インピーダンス条件の回路を接続する
ので、同様に3次高調波の負荷条件に対して、能動素子
の出力端のリアクタンスの影響を除去することができ
る。したがって、本発明では、請求項1に記載の発明で
実現される2次高調波についての短絡負荷条件に加え
て、3次高調波についても開放負荷条件を精度よく実現
することができ、電力効率をより一層上げることができ
る。
請求項4に記載の発明は、出力伝送路の2次高調波での
入力インピーダンスが高インピーダンスとなるので、2
次高調波の短絡負荷条件をさらに高精度に設定でき、3
次高調波についての高精度な開放負荷条件と相まって高
い電力効率を得ることができる。
請求項5に記載の発明は、2次高調波の短絡終端条件に
加えて、出力整合回路そのものが3次高調波についても
開放負荷条件を実現するので、2次高調波のみを考慮し
た場合に比べて、さらに電力効率を得ることができる。
請求項6に記載の発明は、出力伝送路の2次高調波での
入力インピーダンスが高インピーダンスとなるので、2
次高調波の短絡負荷条件をさらに高精度に設定でき、出
力整合回路そのものが3次高調波について開放負荷条件
を高精度に実現することと相まって、高い電力効率を得
ることができる。
【図面の簡単な説明】
第1図は請求項1に記載の発明に対応する高周波増幅器
の構成例を示すブロック図。 第2図は請求項1に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第3図は請求項2に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第4図は請求項2に記載の発明に対応する高周波増幅器
の他の実施例構成を示す回路図。 第5図は請求項3に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第6図は請求項4に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第7図は請求項5に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第8図は請求項6に記載の発明に対応する高周波増幅器
の実施例構成を示す回路図。 第9図は本発明実施例による利得特性の計算機シュミレ
ーション結果を示す図。 第10図は本発明実施例による入出力特性の計算機シュミ
レーション結果を示す図。 第11図はFETを用いた従来のF級増幅器の構成例を示す
ブロック図。 第12図は高効率な増幅動作の達成に必要な能動素子出力
端の電圧電流波形例を示す図。 第13図はFETを用いた従来のF級増幅器の回路構成図。 11、11′……出力整合回路、21……並列共振回路、22…
…低域通過フィルタ、31……出力整合回路、32……並列
共振回路、41……低域通過フィルタ、51……出力整合回
路、81……入力端子、82……出力端子、83……入力伝送
路、84……入力整合回路、85……FET、86……出力整合
回路、87……出力伝送路、88……偶数次高調波終端回
路、91……ゲートバイアス電圧給電端子、92……ドレイ
ン電圧給電端子、93……チョークコイル、94……コンデ
ンサ、95……2次高調波終端回路、96……リアクタンス
回路。

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】高周波信号の増幅を行う能動素子と、 前記能動素子の入力信号が伝送される入力伝送路の出力
    端と、前記能動素子の入力端とのインピーダンスを整合
    する入力整合回路と、 前記能動素子の出力端と、その出力信号が伝送される出
    力伝送路の入力端とのインピーダンスを整合する出力整
    合回路と、 前記入力信号の周波数に対して高入力インピーダンス
    で、かつその2次高調波周波数に対して低入力インピー
    ダンスとなる高調波終端回路と を備えた高周波増幅器において、 前記出力整合回路は、前記入力信号の周波数とその2次
    高調波周波数の両方に対して、前記能動素子の出力イン
    ピーダンスと共役整合する入力インピーダンス特性を有
    する構成である ことを特徴とする高周波増幅器。
  2. 【請求項2】請求項1に記載の高周波増幅器において、 出力伝送路に2次高調波周波数に対して高入力インピー
    ダンスとなるリアクタンス回路を備えた ことを特徴とする高周波増幅器。
  3. 【請求項3】高周波信号の増幅を行う能動素子と、 前記能動素子の入力信号が伝送される入力伝送路の出力
    端と、前記能動素子の入力端とのインピーダンスを整合
    する入力整合回路と、 前記能動素子の出力端と、その出力信号が伝送される出
    力伝送路の入力端とのインピーダンスを整合する出力整
    合回路と、 前記出力信号中の高調波成分を終端する高調波終端回路
    と を備えた高周波増幅器において、 前記出力整合回路は、前記入力信号の周波数、その2次
    高調波周波数および3次高調波周波数のすべてに対し
    て、前記能動素子の出力インピーダンスと共役整合する
    入力インピーダンス特性を有する構成であり、 前記高調波終端回路は、前記入力信号の周波数および前
    記3次高調波周波数に対して高入力インピーダンスで、
    かつ前記2次高調波周波数に対して低入力インピーダン
    スとなる構成であり、 前記出力伝送路に前記3次高調波周波数に対して高入力
    インピーダンスとなるリアクタンス回路を備えた ことを特徴とする高周波増幅器。
  4. 【請求項4】請求項3に記載の高周波増幅器において、 出力伝送路に2次高調波周波数に対して高入力インピー
    ダンスとなるリアクタンス回路を備えた ことを特徴とする高周波増幅器。
  5. 【請求項5】請求項1に記載の高周波増幅器において、 出力整合回路は、3次高調波周波数に対して高入力イン
    ピーダンス特性を有する構成である ことを特徴とする高周波増幅器。
  6. 【請求項6】請求項2に記載の高周波増幅器において、 出力整合回路は、3次高調波周波数に対して高入力イン
    ピーダンス特性を有する構成である ことを特徴とする高周波増幅器。
JP2312503A 1990-11-16 1990-11-16 高周波増幅器 Expired - Lifetime JPH0732335B2 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2312503A JPH0732335B2 (ja) 1990-11-16 1990-11-16 高周波増幅器
US07/759,565 US5146178A (en) 1990-11-16 1991-09-13 Impedance-matched, class F high-frequency amplifier

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2312503A JPH0732335B2 (ja) 1990-11-16 1990-11-16 高周波増幅器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH04183008A JPH04183008A (ja) 1992-06-30
JPH0732335B2 true JPH0732335B2 (ja) 1995-04-10

Family

ID=18030003

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2312503A Expired - Lifetime JPH0732335B2 (ja) 1990-11-16 1990-11-16 高周波増幅器

Country Status (2)

Country Link
US (1) US5146178A (ja)
JP (1) JPH0732335B2 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004112160A (ja) * 2002-09-17 2004-04-08 Hitachi Metals Ltd 高周波回路
JP2004520730A (ja) * 2000-10-10 2004-07-08 カリフォルニア・インスティテュート・オブ・テクノロジー E/f級スイッチング電力増幅器

Families Citing this family (91)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2883218B2 (ja) * 1991-03-27 1999-04-19 三菱電機株式会社 半導体増幅器
FR2682836A1 (fr) * 1991-10-18 1993-04-23 Philips Electronique Lab Circuit integre monolithique incluant plusieurs blocs fonctionnels couples entre eux, en hautes et/ou hyperfrequences, et une ligne de distribution de tension continue.
GB9126616D0 (en) * 1991-12-16 1992-02-12 Texas Instruments Ltd Improvements in or relating to amplifiers
JPH0645810A (ja) * 1992-07-22 1994-02-18 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波増幅器及びその製造方法
US5300895A (en) * 1992-10-01 1994-04-05 Texas Instruments Incorporated Method for terminating harmonics of transistors
DE69321921T2 (de) * 1992-12-03 1999-05-27 Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven In Kaskadenschaltung verwendbare kompakte Mikrowellenverstärkerschaltung
JP3306834B2 (ja) * 1993-01-27 2002-07-24 日本電信電話株式会社 電力増幅器
US5406226A (en) * 1993-07-07 1995-04-11 Wireless Access, Inc. Stable, narrow bandwidth, high frequency amplifier with low power consumption
US5329249A (en) * 1993-10-13 1994-07-12 Pacific Monolithics, Inc. High efficiency RF power amplifier
US5457427A (en) * 1994-04-29 1995-10-10 Philips Electronics North America Corporation High-frequency amplifier means with enhanced output resistance
US5535438A (en) * 1994-05-10 1996-07-09 Panasonic Technologies, Inc. Phase linear class E amplifier for a satellite communication terminal which communicates with a low earth orbiting satellite
US5886595A (en) * 1996-05-01 1999-03-23 Raytheon Company Odd order MESFET frequency multiplier
US6121840A (en) * 1996-12-24 2000-09-19 Murata Manufacturing Co., Ltd. High-frequency amplifier
JPH10256849A (ja) * 1997-03-13 1998-09-25 Mitsubishi Electric Corp マイクロ波・ミリ波回路
JPH10322141A (ja) * 1997-05-20 1998-12-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器およびそれを用いた無線通信装置
JP3123484B2 (ja) * 1997-10-29 2001-01-09 日本電気株式会社 マイクロ波増幅器
US20010043121A1 (en) 1997-11-27 2001-11-22 Yuji Kakuta Semiconductor circuit with a stabilized gain slope
US5939939A (en) * 1998-02-27 1999-08-17 Motorola, Inc. Power combiner with harmonic selectivity
JP3668610B2 (ja) * 1998-04-10 2005-07-06 太陽誘電株式会社 高周波電力増幅回路
JP3888785B2 (ja) * 1998-09-28 2007-03-07 三菱電機株式会社 高周波電力増幅器
US6052033A (en) * 1998-09-30 2000-04-18 Logitech, Inc. Radio frequency amplifier system and method
US6812794B1 (en) 2000-02-08 2004-11-02 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Multistage amplifier
US6856199B2 (en) * 2000-10-10 2005-02-15 California Institute Of Technology Reconfigurable distributed active transformers
ATE522979T1 (de) 2000-10-10 2011-09-15 California Inst Of Techn Verteilte leistungsverstärkerarchitektur mit kreisförmiger geometrie
JP4601807B2 (ja) * 2000-11-29 2010-12-22 三菱電機株式会社 高周波電力増幅器
US6577199B2 (en) 2000-12-07 2003-06-10 Ericsson, Inc. Harmonic matching network for a saturated amplifier
US6538515B2 (en) 2001-01-19 2003-03-25 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power amplifier and method of operating a power amplifier having multiple output-power modes
JP2002252526A (ja) * 2001-02-23 2002-09-06 Nec Corp アナログ増幅回路
US6750711B2 (en) * 2001-04-13 2004-06-15 Eni Technology, Inc. RF power amplifier stability
US6804502B2 (en) 2001-10-10 2004-10-12 Peregrine Semiconductor Corporation Switch circuit and method of switching radio frequency signals
GB0127457D0 (en) * 2001-11-15 2002-01-09 Filtronic Plc Amplifier efficiency
TWI326967B (en) * 2002-03-11 2010-07-01 California Inst Of Techn Differential amplifier
US6865093B2 (en) * 2003-05-27 2005-03-08 Power Integrations, Inc. Electronic circuit control element with tap element
US7719343B2 (en) 2003-09-08 2010-05-18 Peregrine Semiconductor Corporation Low noise charge pump method and apparatus
US7660562B2 (en) * 2004-06-21 2010-02-09 M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. Combined matching and filter circuit
WO2006002347A1 (en) 2004-06-23 2006-01-05 Peregrine Semiconductor Corporation Integrated rf front end
US7248120B2 (en) * 2004-06-23 2007-07-24 Peregrine Semiconductor Corporation Stacked transistor method and apparatus
US7345539B2 (en) * 2005-02-10 2008-03-18 Raytheon Company Broadband microwave amplifier
US7193477B2 (en) * 2005-06-08 2007-03-20 Integrated System Solution Corp. Concurrent triple-band gain amplifier for multi-standard coexist communications
US8742502B2 (en) 2005-07-11 2014-06-03 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink-harmonic wrinkle reduction
US7910993B2 (en) 2005-07-11 2011-03-22 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFET's using an accumulated charge sink
US7890891B2 (en) 2005-07-11 2011-02-15 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge
US9653601B2 (en) 2005-07-11 2017-05-16 Peregrine Semiconductor Corporation Method and apparatus for use in improving linearity of MOSFETs using an accumulated charge sink-harmonic wrinkle reduction
US20080076371A1 (en) 2005-07-11 2008-03-27 Alexander Dribinsky Circuit and method for controlling charge injection in radio frequency switches
USRE48965E1 (en) 2005-07-11 2022-03-08 Psemi Corporation Method and apparatus improving gate oxide reliability by controlling accumulated charge
RU2306667C1 (ru) * 2005-12-22 2007-09-20 Александр Владимирович Баранов Ключевой усилитель мощности
US7598827B2 (en) * 2006-06-19 2009-10-06 Maxim Integrated Products Harmonic termination of power amplifiers using BAW filter output matching circuits
US7724084B2 (en) * 2007-01-25 2010-05-25 Research In Motion Limited System and method for controlling radio frequency transmissions from an electronic device
JP4936965B2 (ja) * 2007-04-12 2012-05-23 株式会社東芝 F級増幅回路
JP5085179B2 (ja) * 2007-04-12 2012-11-28 株式会社東芝 F級増幅回路
US7960772B2 (en) 2007-04-26 2011-06-14 Peregrine Semiconductor Corporation Tuning capacitance to enhance FET stack voltage withstand
US7710197B2 (en) * 2007-07-11 2010-05-04 Axiom Microdevices, Inc. Low offset envelope detector and method of use
JP5204499B2 (ja) * 2008-01-31 2013-06-05 京セラ株式会社 増幅器
EP2568608B1 (en) 2008-02-28 2014-05-14 Peregrine Semiconductor Corporation Method and Apparatus for use in Digitally Tuning a Capacitor in an Integrated Circuit Device
EP2421132A2 (en) * 2008-07-18 2012-02-22 Peregrine Semiconductor Corporation Charge pump with a plurality of transfer control switches
US9660590B2 (en) 2008-07-18 2017-05-23 Peregrine Semiconductor Corporation Low-noise high efficiency bias generation circuits and method
KR100984079B1 (ko) * 2008-08-25 2010-09-28 광주과학기술원 캐스코드 구조의 증폭기
CN102138281B (zh) * 2008-09-01 2015-07-08 艾利森电话股份有限公司 混合类放大器
RU2393624C1 (ru) * 2008-12-11 2010-06-27 Александр Владимирович Баранов Ключевой усилитель мощности
US8723260B1 (en) 2009-03-12 2014-05-13 Rf Micro Devices, Inc. Semiconductor radio frequency switch with body contact
WO2011084592A2 (en) * 2009-12-16 2011-07-14 Auriga Measurement Systems, LLC Amplifier circuit
SG189488A1 (en) * 2010-10-20 2013-05-31 Univ Nanyang Tech Power amplifier and linearization techniques using active and passive devices
CN102098009B (zh) * 2010-12-20 2013-01-02 成都芯通科技股份有限公司 一种射频功率放大器的输出匹配电路的设计方法
US9413362B2 (en) 2011-01-18 2016-08-09 Peregrine Semiconductor Corporation Differential charge pump
US8686787B2 (en) 2011-05-11 2014-04-01 Peregrine Semiconductor Corporation High voltage ring pump with inverter stages and voltage boosting stages
TWI478492B (zh) * 2012-01-17 2015-03-21 Richwave Technology Corp 匹配電路系統
US8829967B2 (en) 2012-06-27 2014-09-09 Triquint Semiconductor, Inc. Body-contacted partially depleted silicon on insulator transistor
US8729952B2 (en) 2012-08-16 2014-05-20 Triquint Semiconductor, Inc. Switching device with non-negative biasing
US9590674B2 (en) 2012-12-14 2017-03-07 Peregrine Semiconductor Corporation Semiconductor devices with switchable ground-body connection
US8847672B2 (en) 2013-01-15 2014-09-30 Triquint Semiconductor, Inc. Switching device with resistive divider
US9214932B2 (en) 2013-02-11 2015-12-15 Triquint Semiconductor, Inc. Body-biased switching device
US8923782B1 (en) 2013-02-20 2014-12-30 Triquint Semiconductor, Inc. Switching device with diode-biased field-effect transistor (FET)
US8977217B1 (en) 2013-02-20 2015-03-10 Triquint Semiconductor, Inc. Switching device with negative bias circuit
US9203396B1 (en) 2013-02-22 2015-12-01 Triquint Semiconductor, Inc. Radio frequency switch device with source-follower
US20150236748A1 (en) 2013-03-14 2015-08-20 Peregrine Semiconductor Corporation Devices and Methods for Duplexer Loss Reduction
US9419568B2 (en) * 2013-06-03 2016-08-16 Skyworks Solutions, Inc. Circuits and methods related to power amplifier efficiency based on multi-harmonic approximation
US9406695B2 (en) 2013-11-20 2016-08-02 Peregrine Semiconductor Corporation Circuit and method for improving ESD tolerance and switching speed
US9379698B2 (en) 2014-02-04 2016-06-28 Triquint Semiconductor, Inc. Field effect transistor switching circuit
US9503025B2 (en) 2014-07-11 2016-11-22 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier with termination circuit and resonant circuit
US9831857B2 (en) 2015-03-11 2017-11-28 Peregrine Semiconductor Corporation Power splitter with programmable output phase shift
JP6488985B2 (ja) * 2015-10-26 2019-03-27 株式会社村田製作所 高周波モジュール
US9673766B1 (en) 2016-05-18 2017-06-06 Nxp Usa, Inc. Class F amplifiers using resonant circuits in an output matching network
US9948281B2 (en) 2016-09-02 2018-04-17 Peregrine Semiconductor Corporation Positive logic digitally tunable capacitor
US10505530B2 (en) 2018-03-28 2019-12-10 Psemi Corporation Positive logic switch with selectable DC blocking circuit
US10886911B2 (en) 2018-03-28 2021-01-05 Psemi Corporation Stacked FET switch bias ladders
US10236872B1 (en) 2018-03-28 2019-03-19 Psemi Corporation AC coupling modules for bias ladders
EP3562036B1 (en) 2018-04-26 2021-02-24 Nxp B.V. Power amplifier
CN109950307A (zh) * 2019-03-28 2019-06-28 厦门市三安集成电路有限公司 氮化镓射频器件、参数确定方法和射频器件制作方法
CN112928999A (zh) 2019-12-05 2021-06-08 恩智浦美国有限公司 一种放大器及其制造方法
US11476849B2 (en) 2020-01-06 2022-10-18 Psemi Corporation High power positive logic switch
WO2021206176A1 (ja) * 2020-04-10 2021-10-14 株式会社村田製作所 電力増幅装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4717884A (en) * 1986-04-14 1988-01-05 Motorola, Inc. High efficiency RF power amplifier

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004520730A (ja) * 2000-10-10 2004-07-08 カリフォルニア・インスティテュート・オブ・テクノロジー E/f級スイッチング電力増幅器
JP2004112160A (ja) * 2002-09-17 2004-04-08 Hitachi Metals Ltd 高周波回路

Also Published As

Publication number Publication date
US5146178A (en) 1992-09-08
JPH04183008A (ja) 1992-06-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH0732335B2 (ja) 高周波増幅器
US4717884A (en) High efficiency RF power amplifier
US7151407B2 (en) Switched-mode power amplifier using lumped element impedance inverter for parallel combining
US5274341A (en) High-frequency power amplifier
US5347229A (en) Power amplifier with harmonically trapped heterojunction bipolar transistor
US5420537A (en) High power solid state R.F. amplifier
US12176861B2 (en) Power amplifier circuit
JP2513146B2 (ja) 高効率増幅回路
JP2892452B2 (ja) 増幅回路
JP2001111362A (ja) 高調波処理回路及びそれを用いた高電力効率増幅回路
JPH06204764A (ja) 電力整合回路
JP2998837B2 (ja) マイクロ波周波数逓倍増幅器
JPH01254013A (ja) ガリウム・ひ素・モノリシック・マイクロ波集積回路前置増幅器
US6670801B2 (en) Second harmonic tuning of an active RF device
JPH04326206A (ja) 電力増幅器
JP4184739B2 (ja) 高周波電力増幅器
JP4335633B2 (ja) F級増幅回路,及びf級増幅器用負荷回路
JP3006252B2 (ja) 半導体増幅器
JPH09246889A (ja) 高周波電力増幅器
US20250007470A1 (en) Power amplifier
JPH05191176A (ja) 高周波電力増幅器
JPH09266421A (ja) 高周波電力増幅器
US20210359649A1 (en) Matching circuit and power amplifier circuit
JPS6392106A (ja) 高周波増幅器
JPS6395707A (ja) 周波数変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090410

Year of fee payment: 14

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090410

Year of fee payment: 14

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100410

Year of fee payment: 15

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110410

Year of fee payment: 16

EXPY Cancellation because of completion of term
FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110410

Year of fee payment: 16