JPH0785538B2

JPH0785538B2 - 情報伝送装置

Info

Publication number: JPH0785538B2
Application number: JP1187900A
Authority: JP
Inventors: 正隆二階堂
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-07-20
Filing date: 1989-07-20
Publication date: 1995-09-13
Anticipated expiration: 2010-09-13
Also published as: JPH0352430A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明はディジタル情報の伝送技術に関し、特にオーデ
ィオ信号やビデオ信号などにディジタルコード情報を重
畳して伝送する技術に関する。

従来の技術オーディオ機器やビデオ機器を相互接続する場合、オー
ディオ信号やビデオ信号の伝送ラインにディジタルコー
ド情報を多重して伝送することができれば、例えば、機
器の制御コード伝送に使用できる等、便利なことが多
い。また、同時に伝送しているオーディオ信号やビデオ
信号の属性もコード情報として伝送することができる。
例えば、送信側で機器番号などをコード化して送信信号
に多重しておけば、送信信号の送信元の機器を受信先の
機器で識別することができる。また、受信側において、
録音或は録画されては困る場合には、送信側で記録禁止
を促すコードを伝送するようにし、受信側でこのコード
に基づいて記録動作を停止するような応用ができる。こ
のようにオーディオ信号やビデオ信号の伝送ラインにデ
ィジタルコード情報を多重して伝送することの便利さは
多い反面、伝送しているオーディオ信号やビデオ信号の
品質を低下させることが懸念される。従って、多重され
るコード情報のレベルは、オーディオ信号やビデオ信号
のレベルに比べて充分小さいものでなければならない。
このような場合に用いられる技術として、スペクトル拡
散通信の技術がある。

以下、スペクトル拡散通信方式（以下、SS方式と略
す。）の概略を説明する。SS方式の基盤になっているの
は、シー・イー・シャノンの提唱したチャンネル容量に
関する法則である。即ち、Ｃ＝通信容量（bps）、Ｗ＝
帯域幅（Hz）、Ｓ＝信号電力（ワット）、Ｎ＝雑音電力
（ワット）とすると、Ｃ＝Ｗ×log2（１＋S/N） …（１）また、S/N≪１の場合にはＣ＝Ｗ×1.44×S/N …（２）と表わせる。（１），（２）式によれば、雑音Ｎが信号
Ｓよりもずっと強く、S/N比がどんなに悪くても、帯域
幅Ｗを広くすれば所望の通信容量Ｃを得ることができ
る。そのためにベースバンドの原信号を疑似ランダム信
号で変調し、広帯域信号に変換してから伝送する。第６
図に無線通信におけるSS方式の実施例を示す。また、第
７図に第６図の例の各部における信号スペクトルを示
す。第６図において、201は搬送波発生器、202は一次変
調器、203は拡散変調器、204は疑似雑音発生器、205及
び206は各々送信アンテナ及び受信アンテナ、207は逆拡
散変調器、208は疑似雑音発生器204の発生する疑似雑音
と同じ疑似雑音を発生する疑似雑音発生器、209は一次
変調器202で変調した信号から原信号を復調する復調器
である。第６図の例では第７図（ａ）の様なスペクトル
を持った原信号はまず、一次変調器202において搬送波
発生器201の出力する搬送波で変調され、第７図（ｂ）
の如きスペクトルとなる。その後、拡散変調器203にお
いて疑似雑音発生器204の発生する疑似雑音で更に変調
されるが、この時点で送信信号の帯域幅は、第７図
（ｃ）のように原信号のそれよりもはるかに広くなって
いる。そして、送信アンテナ205から空中へ送出され
る。この時、第７図（ｃ）のように、送信した拡散信号
は斜線を施した雑音に埋もれている。受信側では、これ
を受信アンテナ206で受信し、逆拡散変調器207におい
て、疑似雑音発生器208で発生した送信側の疑似雑音と
全く同じ疑似雑音を用いて送信側での拡散変調を第７図
（ｂ）の如く復調し、更に復調器209で一次変調器202で
の変調を復調して、第７図（ｅ）の復調信号を得る。第
７図（ｃ）において、拡散していた信号成分が集中する
ことで雑音に埋もれていた信号の振幅が大きくなり、S/
N比が改善されている。拡散変調器203における変調は、
例えば疑似雑音信号で平衡変調して直接位相変調を施し
て行われる。また、逆拡散変調器207における復調は、
同じく疑似雑音信号で平衡変調することで行われる。疑
似雑音信号は、例えばＭ系列符号のような有限の繰り返
し周期を有するランダム符号系列である。逆拡散変調器
207は、受信信号の拡散変調の位相と疑似雑音発生器208
の出力する疑似雑音信号との位相がちょうど一致した場
合にのみ拡散変調を復調して元の帯域幅に戻す。

さて、SS方式の特徴は、第７図（ｃ）のように劣悪な雑
音環境であっても元の信号を復調することができる点で
あり、対雑音性能の非常に高い通信方式と言える。通信
容量Ｃは、（１）式あるいは（２）式で与えられ、第８
図のような関係となる。例えば、S/N比が10^-4（−40d
B）であれば、10bpsの通信容量を得るのにおよそ100KHz
の帯域幅が必要である。従って、10bpsの原信号を約100
00倍に広帯域化して伝送すれば、S/N比が−40dBしか確
保できなくても受信側での復調が可能となる。

発明が解決しようとする課題さて、このSS方式を用いて、オーディオ信号やビデオ信
号にディジタルコード情報を多重して伝送する場合、オ
ーディオ信号やビデオ信号の品位を下げないためには、
重畳するディジタルコード情報のレベルは、オーディオ
信号やビデオ信号のそれに比べて充分小さくする必要が
ある。例として、10bpsの通信容量Ｃを得ようとする場
合を考える。オーディオ信号の帯域はおよそ20KHzであ
るのでディジタルコード情報を20KHzの帯域幅に拡散変
調して重畳するとすれば、（１）式あるいは（２）式か
ら、S/N比は3.5×10^-4以上即ち−35dB以上必要である。
ここで、Ｓは拡散変調したディジタルコードを、Ｎはオ
ーディオ信号を表わす、しかし、このような大きなレベ
ルで拡散変調したディジタルコード情報を重畳すると、
オーディオ信号の品位は劣化せざるをえない。

課題を解決するための手段本発明においては、上記した問題点に鑑みて次のように
構成している。

即ち、オーディオ信号やビデオ信号は、一般に時間的に
近接する区間では非常に強い相関を持つ信号である。こ
れに対し、疑似ランダム信号はオーディオ信号やビデオ
信号とも無相関であるばかりでなく、近接する区間でも
相関がない。従って、受信側で受信信号の相関を利用し
てオーディオ信号やビデオ信号のみを抑圧することがで
きる。そこで本発明ではオーディオ信号やビデオ信号等
のアナログ信号にディジタルコード情報を重畳して伝送
する情報伝送装置において、送信側に疑似雑音発生器と
変調器DA変換器とアナログ加算器とを設け、前記変調器
においてディジタルコード情報に基づいて前記疑似雑音
発生器の発生する疑似ランダム信号の伝送を制御し、こ
の変調器の出力を前記DA変換器でアナログ信号に変換
し、前記アナログ加算器によってオーディオ信号やビデ
オ信号と加算し伝送信号とする。受信側には、伝送信号
の予測フィルタを設け、受信信号と、この予測フィルタ
の出力とを引算して予測誤差信号を得るようにし、さら
に送信側の疑似雑音発生器の発生する疑似ランダム信号
と同じ疑似ランダム信号を発生する疑似雑音発生器と、
相関検出器とを設け、この相関検出器に前記予測誤差信
号と疑似ランダム信号とを入力して、この予測誤差信号
に疑似雑音が含まれているかどうかを相関値より判定す
る。

作用本発明は上記のように構成することで、受信信号の中の
ディジタルコード情報はそのままにしてオーディオ信号
やビデオ信号のみを抑圧するので、送信側で重畳するデ
ィジタルコード情報のレベルを充分に小さなものとして
も、受信側で復調が可能となる。従って、オーディオ信
号やビデオ信号の品位を損なうことがない。

実施例第１図は、本発明の一実施例である情報伝送装置のブロ
ック図を示す。第１図において、（ａ）は送信側、
（ｂ）は受信側の要部ブロック図である。第１図（ａ）
において、１は送信器の識別番号等からなるディジタル
コード信号Ｉ（ｎ）を発生する符号発生器、２は符号長
がＬのＭ系列信号Ｍ（ｎ）を発生するＭ系列発生器、３
は符号発生器１の出力Ｉ（ｎ）でＭ系列発生器２の出力
Ｍ（ｎ）の伝送を制御する変調器である。５は１ビット
のDA変換器であり、変調器３の出力Ｄ（ｎ）をアナログ
信号に変換する。DA変調器５は、１ビットのレジスタで
実現できる。６はDA変換器５の出力信号の振幅及びオフ
セットを調整する増幅器、７は増幅器６の出力信号Ｄ
（ｔ）とオーディオ信号或はビデオ信号Ｘ（ｔ）とを加
算して伝送信号Ｃ（ｔ）とするアナログ加算器である。

第１図（ｂ）において、８は受信した伝送信号Ｃ（ｔ）
をディジタル化するAD変換器、91はAD変換器８の出力Ｃ
（ｎ）を１サンプル分遅延させるレジスタ、92はAD変換
器８の出力Ｃ（ｎ）からレジスタ91の出力Ｃ（ｎ−１）
を引算する引算器である。そして、このレジスタ91と引
算器92とで予測符号器９を構成している。10は第１図
（ａ）におけるＭ系列発生器と同じＭ系列を発生するＭ
系列発生器、11は予測符号器９の出力Ｙ（ｎ）とＭ系列
発生器10の出力Ｍ（ｎ）との相関を計算する相関器、12
は相関器11の出力Ｒ（ｎ）からディジタルコード信号Ｉ
（ｎ）を再生する符号再生器である。

次に、第１図の実施例の動作を説明する。

第２図は第１図（ａ）における符号発生器１の出力Ｉ
（ｎ）、Ｍ系列発生器２の出力Ｍ（ｎ）及び変調器３の
出力Ｄ（ｎ）の波形例を示している。この例では、Ｍ
（ｎ）はＩ（ｎ）によってゲートされ、Ｄ（ｎ）の如き
波形となる。ここで、Ｉ（ｎ）は１または０の値である
ので、Ｄ（ｎ）はある時間区間において、Ｍ（ｎ）が存
在するかしないかでＩ（ｎ）を表現している。変調器３
は２入力のアンドゲートで構成できる。

Ｄ（ｎ）はDA変換器５でアナログ信号に変換され、増幅
器６で振幅とオフセットを調整された後、アナログ加算
器７においてオーディオ信号Ｘ（ｔ）と加算されてＣ
（ｔ）として送出される。

受信側では、伝送信号Ｃ（ｔ）をAD変換器８でディジタ
ル化する。AD変換器８の出力Ｃ（ｎ）は、レジスタ91と
引算器92とに導かれる。レジスタ91はＣ（ｎ）を１サン
プル分遅延し、その結果引算器92の出力Ｙ（ｎ）は、Ｙ（ｎ）＝Ｃ（ｎ）−Ｃ（ｎ−１） …（３）となる。レジスタ91は受信サンプルの予測値として前サ
ンプルを用いる予測フィルタとして働く。従って、Ｙ
（ｎ）は予測誤差信号となる。

伝送信号Ｃ（ｔ）は、Ｃ（ｔ）＝Ｘ（ｔ）＋Ｄ（ｔ） …（４）であり、AD変換器８においてディジタル化されて、Ｃ（ｎ）＝Ｘ（ｎ）＋Ｄ（ｎ） …（５）となる。従って、引算器92の出力である予測誤差信号Ｙ
（ｎ）は、Ｙ（ｎ）＝Ｃ（ｎ）−Ｃ（ｎ−１） …（６）＝Ｘ（ｎ）−Ｘ(ｎ−１)＋Ｄ(ｎ)−Ｄ(ｎ−１)
…（７）ここで、Ｄ（ｎ）及びＤ（ｎ−１）は、Ｍ系列信号であ
るので、その１周期はある原始多項式から生成された符
号語である。従って、Ｄ（ｎ）−Ｄ（ｎ−１）もまた同
一のＭ系列となる。故に、Ｄ（ｎ）−Ｄ（ｎ−１）を新
たにＤ（ｎ）と置き換えてＹ（ｎ）＝Ｘ（ｎ）−Ｘ（ｎ−１）＋Ｄ（ｎ）…（８）（８）式より、予測誤差信号Ｙ（ｎ）には、Ｄ（ｎ）が
復帰することがわかる。

次に、第３図を用いて相関器11による拡散変調の復調動
作を説明する。この動作原理は、相関検出法としてよく
知られた相互相関による周期信号の抽出方法と同じであ
る。第３図に於て、（ａ）はＭ系列発生器11の発生する
Ｍ系列Ｍ′（ｋ）を表わしている。（ｂ）は予測誤差信
号Ｙ（ｎ）に含まれる拡散変調信号Ｄ（ｎ）のうち、相
関計算の対照となる長さＬの時間窓に含まれる区間を表
現している。この時間窓に入るＤ（ｎ）は１サンプル時
間毎にシフトし、第３図（ｂ）のＤ（ｎ−２＋ｋ）〜Ｄ
（ｎ＋２＋ｋ）は１サンプル時間ずつ遅延した信号を表
わす。例えば、Ｄ（ｎ−１＋ｋ）はＤ（ｎ−２＋ｋ）に
対して１サンプル時間後に時間窓に含まれる信号であ
る。Ｍ′（ｋ）は左から“10110〜100"であり、Ｄ（ｎ
−２＋ｋ）〜Ｄ（ｎ＋２＋ｋ）の各信号と比較するとＤ
（ｎ＋ｋ）のみが“10110〜100"で、Ｍ′（ｋ）と対応
するビットがすべて一致することが解る。Ｍ′（ｎ）と
Ｄ（ｎ）の相関値Ｒ（ｎ）は、次式で表わされる。

（９）式の計算によって求められるＲ（ｎ）を、第３図
（ｃ）に示している。相関器11は１サンプル時間毎に
（９）式を実行して相関値Ｒ（ｎ）を求める。Ｄ（ｎ）
にＭ（ｎ）が含まれている区間ではＤ（ｎ）とＭ′
（ｎ）の双方のＭ系列の位相が一致している時点に相関
値Ｒ（ｎ）のピークができるので、このことを利用して
Ｙ（ｎ）の中のＤ（ｎ）にＭ（ｎ）が含まれていたかど
うかを検出することができる。符号再生器12は、入力さ
れるＲ（ｎ）が、ピークを有するかどうか判定すること
でＩ（ｎ）が“0"であったか“1"であったかを識別する
のである。

次に、本発明の第２の実施例の図面を用いながら説明す
る。第１の実施例では予測値として前サンプルを用いる
最も簡単なモデルについて実現したものであった。第２
の実施例では、予測値として前後のサンプルの平均を用
いて、予測精度を向上させ、結果として予測誤差信号に
含まれる拡散変調信号のS/N比をさらに改善するもので
ある。

第４図は第２の実施例による情報伝送装置の受信側のブ
ロック図である。送信側については第１図の例と同一で
あるので、説明を省略する。第４図の実施例において
は、第１図の実施例の予測符号器９の代わりに予測符号
器91を備えている。その他は同一の構成であるので対応
する各々の構成要素に同一の番号を付して説明を省略す
る。

第４図の予測符号器91において、911〜912はレジスタで
あり、913は入力“−2"倍する積算器である。また、914
は加算器である。従って、レジスタ912の出力は予測符
号器91への入力Ｃ（ｎ）を２サンプル遅延したものであ
り、積算器913の出力はＣ（ｎ）を１サンプル遅延した
ものを“−2"倍したものである。よって予測符号器91の
出力Ｙ（ｎ）は、Ｙ（ｎ）＝Ｃ（ｎ）−2C（ｎ−１）＋Ｃ（ｎ−２） …
（10）となる。（10）式に（５）式を代入して、Ｙ(ｎ)＝｛Ｘ（ｎ）−2X（ｎ−１）＋Ｘ（ｎ−２）｝＋｛Ｄ（ｎ）−2D（ｎ−１）＋Ｄ（ｎ−２）｝…（11）となる。ここで、再びＭ系列の性質により（11）式の右
辺第２項は、Ｄ（ｎ）と同じＭ系列に戻る。これを新た
にＤ（ｎ）と表わしてＹ（ｎ）＝｛Ｘ（ｎ）−2X（ｎ−１）＋Ｘ（ｎ−２）｝＋Ｄ（ｎ） …（12）（12）式の右辺で｛｝の項は、Ｘ（ｎ−１）の前後サ
ンプルの平均と、Ｘ（ｎ−１）自身との差を２倍したも
のである。このようにして、伝送信号Ｃ（ｎ）を予測符
号器で処理することでオーディオ信号の成分を抑圧し、
Ｄ（ｎ）を再現することができる。

第１図の実施例と第４図の実施例との違いは予測符号器
の構成にあった。第１図の予測符号器９が予測値として
前サンプルを用いるのに比べ、第４図の予測符号器91は
前後サンプルの平均値を用いるので予測誤差はより小さ
くなる。第５図において、（ａ）は伝送信号Ｃ（ｎ）、
（ｂ）は第１図の実施例の予測誤差信号Ｙ（ｎ）、
（ｃ）は第４図の実施例における予測誤差信号Ｙ（ｎ）
を各々示す。

第５図より第４図の予測誤差信号Ｙ（ｎ）が第１図の場
合より小さくなっており、オーディオ信号の成分がより
抑圧されているのが理解される。

発明の効果以上説明したように本発明によれば、アナログ領域のオ
ーディオ信号やビデオ信号などの時間相関の強い原信号
の相関を利用して、原信号の成分を圧縮するようにし、
それによってS/N比の改善を可能にしたので、ディジタ
ルコード情報を付加しても、原信号の品質を損なうこと
が無く、非常に効率のよい情報伝送を行うことが出来
る。

また、本発明の説明として第１図の実施例と第４図の実
施例を引用したが、この二つの実施例に留まらず、予測
符号器として近傍のサンプル値から予測したサンプル値
と実際のサンプル値との差分を求めるようにした他のい
かなる構成のものも用いることが出来るのはいうまでも
ない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例における情報伝送装置の
ブロック図、第６図はスペクトル拡散通信方式の説明の
ための概念図、第７図は同方式の説明のためのスペクト
ル図、第８図は通信容量を表わすグラフ、第２図は第１
の実施例の説明に供する波形図、第３図は相関器11の動
作説明に供する信号の相関関係を示す図、第４図は本発
明の第２の実施例における情報伝送装置の受信側のブロ
ック図、第５図は本発明の第１及び第２の実施例におけ
る予測誤差信号を表わす波形図である。１……符号発生器、２……Ｍ系列発生器、３……変調
器、５……D/A変換器、７……加算器、８……A/D変換
器、９……予測符号器、10……Ｍ系列発生器、11……相
関器、12……符号再生器。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の信号にそれより振幅の充分に小さい
第２の信号を重畳して伝送する情報伝送装置であって、送信側に、疑似雑音を発生する第１の疑似雑音発生器
と、前記第２の信号で前記第１の疑似雑音発生器の出力
する疑似雑音の伝送を制御する変調器と、前記第１の信
号に前記変調器の出力を重畳する加算器とを備え、受信側に、受信信号から予測値を求め、この予測値と実
際の受信信号との差をとって予測誤差を求める予測符号
化器と、前記第１の疑似雑音発生器と同一の疑似雑音を
発生する第２の疑似雑音発生器と、前記予測符号化器の
出力する予測誤差と前記第２の疑似雑音発生器の出力す
る疑似雑音との相関の強さを求める相関器とを備え、前記予測符号化器は、サンプル値とそのサンプル値の直
前のサンプル値との差分を予測誤差として出力すること
を特徴とする情報伝送装置。
【請求項２】予測符号化器は、サンプル値とそのサンプ
ル値の直前及び直後のサンプル値の平均値との差分を予
測誤差として出力することを特徴とする請求項１記載の
情報伝送装置。