JPH07202751A - スペクトラム拡散送信方法およびスペクトラム拡散送信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 受信器のＡ／Ｄ変換器１４におけるＤＣオフ
セットを抑制し、誤り率を低減できるようにする。 【構成】 データ信号を同相成分と直交成分に分けて差
動変調する差動変調器３と、この差動変調器３の各成分
Ｉ，Ｑ出力にそれぞれ拡散符号を乗算してスペクトラム
拡散変調する拡散変調器４と、この拡散変調器４に対し
て例えばシンボル周期で極性反転した拡散符号を供給す
る拡散符号発生手段５と、拡散変調器４の出力を互いに
直交する搬送波で位相変調して送信する直交変調器９と
を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、拡散符号をシンボル周
期またはその整数倍の周期で極性反転するスペクトラム
拡散送信方法（以下、ＳＳ送信方法という）およびスペ
クトラム拡散送信機（以下、ＳＳ送信機という）に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】雑音を擬似した周期信号である拡散符号
をデータ信号に乗算して送信し、受信側で送信側と同じ
拡散符号を乗算して逆拡散復調を行なうスペクトラム拡
散（ＳＳ；Spread Spectrum)通信方法は、受信したデー
タ信号を逆拡散する際に、伝送路にて重畳したノイズ等
が拡散符号を乗算することで拡散してしまうため、狭帯
域通信からの妨害に対して強く、また秘匿性が高いなど
の利点があり、自動車電話システムや無線ＬＡＮ（loca
l area network）などへの応用が研究されている。

【０００３】図３に、ＳＳ送信機２２とＳＳ受信機１１
によって構成される従来のＳＳ通信システム２１の一例
を示す。この図における、従来のＳＳ送信機２２は、差
動変調器３、拡散符号発生器６、拡散変調器４、直交変
調器９から構成され、ＳＳ受信機１１は、直交復調器１
３、Ａ／Ｄ変換器１４、拡散符号発生器１６、逆拡散復
調器１５、同期回路部１８、差動復調器１７から構成さ
れている。

【０００４】ＳＳ送信機２２の動作を説明すると、差動
変調器３では、入力データを同相成分（Ｉ成分）と直交
成分（Ｑ成分）に分けて差動符号化し、変調後のＩ成分
信号とＱ成分信号を拡散変調器４に送り込む。この拡散
変調器４では、拡散符号発生器６から出力される拡散符
号を差動変調されたデータ信号に乗算してスペクトラム
拡散変調を行ない、直交変調器９に送出する。直交変調
器９では、Ｉ成分とＱ成分により位相がπ／２だけ異な
る２種類の搬送信号を直交変調する。この直交変調後の
信号は、ＲＦ増幅されて送信アンテナ１０から送出され
る。

【０００５】一方、ＳＳ受信機１１では、受信アンテナ
１２で送信電波を受信すると、まず直交復調器１３でＲ
Ｆ信号を直交復調し、復調した同相成分Ｉと直交成分Ｑ
をＡ／Ｄ変換器１４に送り込む。Ａ／Ｄ変換器１４で
は、直交復調器１３の出力を、例えば４ビットのディジ
タルデータに変換し、逆拡散復調器１５に送出する。逆
拡散復調器１５では、取り込んだディジタルデータに対
して、拡散符号発生器１６から出力される送信側と同じ
拡散符号を乗算することで、逆拡散復調を行ない、復調
データを次段の差動復調器１７に送出する。この差動復
調器１７には、同期回路部１８が接続してあり、この同
期回路部１８によって初期同期の確立（同期の捕捉）と
同期保持がなされ、差動復調器１７では相関のとれたデ
ータから出力データを生成する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来のＳＳ送信機２２
では、拡散符号発生器６が常に極性の固定された拡散符
号を発生する構成であり、すべてのシンボルデータは同
じ拡散符号によりスペクトラム拡散変調される。代表的
な拡散符号には、例えば「１」と「０」の差が１以下で
ある平衡性をもったＭ系列符号などがあるが、同期点に
おける自己相関性が高くそれ以外での相互相関性の低い
符号であれば、平衡性に固執することなく使用すること
ができる。そこで、例えば１０ビットの拡散符号として
「１０００１０００００」のように「１」と「０」の差
が６もある拡散符号を用いた場合を想定し、かつ説明の
便宜上図４（Ａ）に示すようにシンボルデータとして
「１」が連続するデータをスペクトラム変調した場合を
考察する。

【０００７】この場合、シンボル単位で見たスペクトラ
ム拡散変調出力のＤＣ成分、すなわち１シンボル毎のビ
ット「１」とビット「０」の数の差は、図４（Ｂ）に示
す通り、シンボルデータが「１」をとり続ける限り、
６，６，６，６，…と正の値を保ち続けることになる。

【０００８】一方、直交変調器９にてＩ成分とＱ成分に
より位相がπ／２だけ異なる搬送波を直交変調して得ら
れる変調出力は、搬送周波数をｆｃとしたときに、 Ｉcos２πｆｃｔ＋Ｑsin２πｆｃｔ で表される。なお、振幅Ｉ，Ｑは、スペクトラム拡散変
調出力Ｉ，Ｑの「１」または「０」に応じて＋１，−１
をとる位相反転変調（ＢＰＳＫ変調）であり、ここでは
振幅一定で位相が０度または１８０度の搬送スペクトラ
ム拡散変調信号が得られる。

【０００９】一方、ＳＳ受信機１１内の直交復調器１３
による検波では、送信側での両極ＮＲＺ符号によりＢＰ
ＳＫ変調信号を復調する。このとき、直交復調器１３の
出力は直流成分のバランスをとるのが困難であるため、
通常カップリングコンデンサにより直流成分を除去する
（ＡＣカップリングという）。抽出されたベースバンド
成分Ｉ，Ｑは、直交復調器１３に続くＡ／Ｄ変換器１４
において所定のサンプリング周期で標本化され、かつ量
子化される。ただし、上述したようにスペクトラム拡散
変調信号は、使用する拡散符号の符号構成に応じて１シ
ンボル毎に直流成分を有しており、また、この直流成分
は同一シンボルデータ、例えば「１」が連続する場合
は、１シンボル毎のビット「１」とビット「０」の数の
差が一方の極性に固定され、受信側において直流成分の
偏り、すなわちＤＣオフセットとなって現れる。

【００１０】その結果、ＡＣカップリングにより直流成
分を除去したあとの復調出力は、振幅の極性バランスが
不均衡になる。したがって、このような復調出力をディ
ジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器１４は、分解能を
上げるほどＤＣオフセットに起因する変換誤差を招きや
すく、こうしたＡ／Ｄ変換器１４における変換誤差が、
逆拡散変調器１５の出力レベルを低下させ、Ｓ／Ｎ比の
劣化となって現れる。

【００１１】そこで、特開平３−９６２８号では、受信
する拡散信号のＰＮコードの位相変動に対してより安定
に同期を保持できるスペクトラム拡散通信同期回路が提
案されている。また、特開平４−７２８３６号では、同
期保持をディジタル的に行なうことで、電圧制御発振器
などのアナログ回路を大幅に減らせるようにしたスペク
トラム拡散通信装置が提案されている。しかし、これら
の従来技術では、受信側のＡ／Ｄ変換器におけるＤＣオ
フセットを減少させることはできない。

【００１２】本発明は、このような従来の技術が有する
課題を解決するために提案されたものであり、受信器の
Ａ／Ｄ変換器におけるＤＣオフセットを抑制し、誤り率
を低減できるＳＳ送信方法およびＳＳ送信機の提供を目
的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のＳＳ送信方法は、データ信号に拡散符号を乗
算してスペクトラム拡散変調し、拡散変調出力により搬
送波をディジタル変調して送信するＳＳ送信方法におい
て、上記拡散符号をシンボル周期またはその整数倍の周
期で極性反転する方法としてある。

【００１４】また、本発明によるＳＳ送信機は、データ
信号に拡散符号を乗算してスペクトラム拡散変調する拡
散変調器と、この拡散変調器に対してシンボル周期また
はその整数倍の周期で極性反転した拡散符号を供給する
拡散符号発生手段と、上記拡散変調器の出力により搬送
波をディジタル変調して送信するディジタル変調器とを
備える構成としてある。

【００１５】また、本発明によるＳＳ送信機は、データ
信号を同相成分と直交成分に分けて差動変調する差動変
調器と、この差動変調器の各成分出力にそれぞれ拡散符
号を乗算してスペクトラム拡散変調する拡散変調器と、
この拡散変調器に対してシンボル周期またはその整数倍
の周期で極性反転した拡散符号を供給する拡散符号発生
手段と、上記拡散変調器の出力を互いに直交する搬送波
で位相変調して送信する直交変調器とを備える構成とし
てある。

【００１６】

【作用】上述した構成によれば、同じ極性のデータ信号
が数シンボル周期に亙って持続した場合でも、スペクト
ラム拡散変調された変調出力にはＤＣオフセットが発生
しない。したがって、スペクトラム拡散変調出力により
搬送波をディジタル変調して得られる変調出力を受信し
て直交復調する際に、ＡＣカップリングにより直流成分
を除去したあとの復調出力の振幅の極性バランスが不均
衡にならない。また、このような復調出力をＡ／Ｄ変換
する際に、Ａ／Ｄ変換器の分解能を超えるＤＣオフセッ
トによってビット誤りを招くことはない。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づき詳細に
説明する。図１のブロック図に、本発明によるＳＳ送信
方法を適用したＳＳ通信システムの一実施例を示す。本
発明によるＳＳ送信方法では、シンボル周期またはその
整数倍の周期で極性反転した拡散符号をデータ信号に乗
算してスペクトラム拡散変調し、拡散変調したその出力
により搬送波をディジタル変調して送信する。

【００１８】図１において、ＳＳ送信機２とＳＳ受信機
１１からなるＳＳ通信システム１では、ＳＳ送信機２内
の拡散変調器４で使用する拡散符号を１シンボル毎に極
性反転することにより、ＳＳ受信機１１内のＡ／Ｄ変換
器１４におけるＤＣオフセットを抑制できるようにして
いる。なお、ＳＳ受信機１１は従来と同様に構成されて
いる。

【００１９】このＳＳ通信システム１を構成するＳＳ送
信機２は、データ信号を同相成分Ｉと直交成分Ｑとに分
けて差動変調する差動変調器３と、差動変調後の各出力
にそれぞれ拡散符号を乗算してスペクトラム拡散変調す
る拡散変調器４と、この拡散変調器４にシンボル周期で
極性反転する拡散符号を供給する拡散符号発生手段５
と、拡散変調器４の出力を互いに直交する搬送波で位相
変調する直交変調器９からなる。

【００２０】拡散符号発生手段５は、拡散符号発生器６
と、極性反転器７と、拡散変調器４に接続されるセレク
タ８とからなり、拡散符号発生器６の出力線路は２分岐
され、一方の出力線路はセレクタ８の一方の切換え端子
に接続されるとともに、他方の出力線路は極性反転器７
を介してセレクタ８の他方の切換え端子に接続されてい
る。これにより、セレクタ８がシンボルクロックによっ
てシンボル周期で切り換えられることになり、拡散符号
発生器６で発生した拡散符号は１シンボル毎に極性反転
されて拡散変調器４に供給される。

【００２１】このように構成されるＳＳ送信機２では、
差動変調器３によって同相成分Ｉと直交成分Ｑとに差動
変調された入力データが、続く拡散変調器４により１シ
ンボル毎に極性反転する拡散符号によりスペクトラム拡
散変調される。拡散変調されたデータ信号は、直交変調
器９で互いに直交する搬送波で位相変調されたあと、Ｒ
Ｆ増幅されて送信アンテナ１０から送信される。

【００２２】次に、拡散変調器４における動作をさらに
詳しく説明する。拡散符号として、前述したように「１
０００１０００００」なる１０ビットの符号を用いてス
ペクトラム拡散変調した場合を想定すると、拡散変調器
４に送り込まれる拡散符号は「１０００１００００
０」，「０１１１０１１１１１」，「１０００１０００
００」，「０１１１０１１１１１」のように、１シンボ
ル周期毎に極性が反転することになる。また、シンボル
データとして「１」が連続するデータ信号をスペクトラ
ム拡散変調し、そのときのシンボル単位で見たＤＣ成分
を試算すると、図２（Ａ）および（Ｂ）に示すように、
６，−６，６，−６，…のように交互に極性が反転する
ことになる。すなわち、拡散変調出力を２シンボル期間
を単位に観察した場合、ＤＣオフセットは常にゼロとな
る。

【００２３】したがって、従来のＳＳ送信方法のよう
に、１シンボル毎のビット「１」とビット「０」の数の
差が一方の極性に固定される結果、直流成分の偏り、す
なわちＤＣオフセットとなって現れることはない。ま
た、受信側でＡＣカップリングにより直流成分を除去し
たあとの復調出力の振幅の極性バランスが不均衡になる
こともない。また、このような復調出力をＡ／Ｄ変換し
たときに、ＤＣオフセットに起因する変換誤差を招くこ
ともない。

【００２４】このように上記ＳＳ送信機２では、拡散変
調器４に対してシンボル周期で極性反転する拡散符号を
供給する拡散符号発生手段５を設けたので、同じ極性の
データ信号が数シンボル周期に亙って持続した場合で
も、スペクトラム拡散変調された変調出力にＤＣオフセ
ットが発生することはない。したがって、スペクトラム
拡散変調出力により搬送波を直交変調して得られる変調
出力の振幅（または位相）が一方に偏ることはなく、受
信側でＡ／Ｄ変換する際に、Ａ／Ｄ変換器１４の分解能
を超えるＤＣオフセットによってビット誤りを招くこと
はない。

【００２５】なお、上述した実施例のＳＳ送信機２内の
拡散符号発生手段５では、１シンボル周期で拡散符号を
極性反転してスペクトラム拡散変調する構成としたが、
拡散符号は１シンボル周期の整数倍の周期をもって拡散
変調する構成とすることもできる。要するに、実用範囲
で有限なシンボル期間内においてＤＣオフセットが解消
されるような極性反転された拡散符号を用いればよい。

【００２６】また、スペクトラム拡散変調の前処理また
は後処理として行なう情報変調は、差動変調や直交変調
以外の他のディジタル変調によって行なうこともでき
る。

【００２７】また、割り当てられた周波数帯を利用して
多数の局が相互に通信する場合のマルチプルアクセス
（多元接続方法）に用いるＳＳ変調には、ＦＤＭＡ（周
波数分割多重方法）やＴＤＭＡ（時分割多重方法）やＣ
ＤＭＡ（符号分割多重方法）など各種の方法があるが、
本発明はいずれの方法にも適用することができる。

【００２８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によるＳＳ送
信方法によれば、スペクトラム拡散変調するための拡散
符号をシンボル周期またはその整数倍の周期で極性反転
するようにしたので、同じ極性のデータ信号が数シンボ
ル周期に亙って持続した場合でも、スペクトラム拡散変
調された変調出力にはＤＣオフセットが発生することは
ない。したがって、スペクトラム拡散変調出力により搬
送波をディジタル変調して得られる変調出力を受信して
直交復調する際に、ＡＣカップリングにより直流成分を
除去したあとの復調出力の振幅の極性バランスが不均衡
になったりすることはない。また、このような復調出力
をＡ／Ｄ変換する際に、Ａ／Ｄ変換器の分解能を超える
ＤＣオフセットによってビット誤りを招くことはなく、
正確な通信が可能である。

【００２９】また、本発明によるＳＳ送信機によれば、
拡散変調器に対してシンボル周期またはその整数倍の周
期で極性反転する拡散符号を供給する拡散符号供給手段
を設けたので、同極性の同相成分と直交成分が数シンボ
ル周期に亙って持続した場合でも、シンボル周期または
その整数倍の周期でみた場合、スペクトラム拡散変調さ
れた変調出力に含まれるＤＣオフセットは必ずゼロに収
束する。したがって、スペクトラム拡散変調出力により
搬送波を直交変調して得られる変調出力の振幅（また位
相）が一方に偏ることはない。このため、スペクトラム
拡散変調出力により搬送波をディジタル変調して得られ
る変調信号を受信して直交復調する際に、ＡＣカップリ
ングにより直流成分を除去したあとの復調出力の振幅の
極性バランスが不均衡になったりすることはない。ま
た、このような復調出力をＡ／Ｄ変換する際に、Ａ／Ｄ
変換器の分解能を超えるＤＣオフセットによってビット
誤りを招くことはなく、正確な通信が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＳＳ送信機を用いるＳＳ通信シス
テムの一実施例を示すブロック図である。

【図２】図１のＳＳ送信機の回路各部の信号波形図であ
り、（Ａ）は拡散変調器に送り込まれる拡散符号を示
し、（Ｂ）は拡散変調器の出力を示す。

【図３】従来のＳＳ送信機を用いるＳＳ通信システムを
示すブロック図である。

【図４】図３のＳＳ送信機の回路各部の信号波形図であ
り、（Ａ）は拡散変調器に送り込まれる拡散符号を示
し、（Ｂ）は拡散変調器の出力を示す。

【符号の説明】

１ ＳＳ通信システム ２ ＳＳ送信機 ３ 差動変調器 ４ 拡散変調器 ５ 拡散符号発生手段 ６ 拡散符号発生器 ７ 極性反転器 ８ セレクタ ９ 直交変調器 １０ 送信アンテナ １１ ＳＳ受信機 １２ 受信アンテナ １３ 直交復調器 １４ Ａ／Ｄ変調器 １５ 逆拡散復調器 １６ 拡散符号発生器 １７ 差動復調器 １８ 同期回路部

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 データ信号に拡散符号を乗算してスペク
   トラム拡散変調し、拡散変調出力により搬送波をディジ
   タル変調して送信するスペクトラム拡散送信方法におい
   て、 上記拡散符号をシンボル周期またはその整数倍の周期で
   極性反転することを特徴とするスペクトラム拡散送信方
   法。
2. 【請求項２】 データ信号に拡散符号を乗算してスペク
   トラム拡散変調する拡散変調器と、 この拡散変調器に対してシンボル周期またはその整数倍
   の周期で極性反転した拡散符号を供給する拡散符号発生
   手段と、 上記拡散変調器の出力により搬送波をディジタル変調し
   て送信するディジタル変調器とを備えることを特徴とす
   るスペクラム拡散送信機。
3. 【請求項３】 データ信号を同相成分と直交成分に分け
   て差動変調する差動変調器と、 この差動変調器の各成分出力にそれぞれ拡散符号を乗算
   してスペクトラム拡散変調する拡散変調器と、 この拡散変調器に対してシンボル周期またはその整数倍
   の周期で極性反転した拡散符号を供給する拡散符号発生
   手段と、 上記拡散変調器の出力を互いに直交する搬送波で位相変
   調して送信する直交変調器とを備えることを特徴とする
   スペクトラム拡散送信機。