JPH07298636A - 自励式インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】他励制御のように複雑な制御なしに低入力電流
歪みを達成し高入力力率を得、且つ信頼性の高い自励式
インバータ装置を提供するにある。 【構成】ＡＣ−ＤＣ変換手段１は商用交流電源ＡＣを整
流して直流電圧を出力する。ＤＣ−ＤＣ変換手段２は前
記ＡＣーＤＣ変換手段１から出力される前記直流電圧を
受けて所定の直流電圧に変換出力する。ＤＣ−ＡＣ変換
手段３は前記ＤＣーＤＣ変換手段２から出力される前記
所定の直流電圧を受けて高周波電圧に変換する。負荷回
路部４は前記ＤＣ−ＡＣ変換手段３から出力される高周
波電圧を受ける。起動手段５は前記ＤＣ−ＤＣ変換手段
２、ＤＣ−ＡＣ変換手段３は複数のスイッチング要素の
何れか一つに起動信号を印加する。自励式制御手段６は
前記負荷回路部４の電圧若しくは電流の変化信号を駆動
信号としてスイッチング要素を交互にオンオフ駆動す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
て得られる直流電力を高周波電力に変換して負荷を駆動
する自励式インバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】インバータ装置を用いるものとして蛍光
灯用電子バラストが従来からあり、このようなインバー
タ装置を用いた蛍光灯用電子バラストにおいて、入力力
率及び入力高周波歪補正のための入力部分と、負荷回路
部に高周波電力を供給する出力部分を有するものが提案
されている。

【０００３】この一例としては米国特許第４，９５２，
８４９号明細書に示されるものがある。この従来例では
入力部の予備調整回路に昇圧チョッパからなるアクティ
ブフィルタ回路を使用し、出力部分のＤＣ−ＡＣ変換回
路に他励のハーフブリッジ型インバータ回路を使用して
いる。その為回路構成が複雑となり、コストが高くなる
という問題がある。

【０００４】そのため、チョッパ回路とインバータ回路
のスイッチング素子を共用して回路構成を簡略化したも
のとして米国特許第４，９３３，８３１号明細書に示さ
れるようなものがあるが、スイッチング素子のオンデュ
ティが常に一定であるため、入力電圧のピーク値付近で
はチョッパ電流が完全に流れ切らないうちにスイッチン
グ素子がオンし、入力電圧のゼロクロス付近では、チョ
ッパ電流が直ぐに流れ切るので、入力電圧のピーク値付
近及びゼロクロス付近にて、正弦波が歪んだ波形とな
る。

【０００５】そこで、特開平２−２０３６６号公報に示
されるようにチョッパ回路のチョッパ動作を共用してい
るインバータ回路のスイッチング素子の動作検出回路及
びスイッチング素子をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ制御
回路等、複雑な回路を設けてスイッチング素子にアクテ
ィブ動作をさせ、正弦波状の入力電流波形を得るように
したものが提案されている。

【０００６】しかしこの従来例では他励制御による複雑
な回路を使用するため、寸法、コスト等に問題があっ
た。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】前記のようにインバー
タ回路とチョッパ回路のスイッチング素子を共用する制
御手段に複雑な制御回路を使用し、コスト寸法、また制
御回路の信頼性等が課題があった。本発明は前記問題点
に鑑みて為されたもので、他励制御のように複雑な制御
なしに低入力電流歪みを達成し高入力力率を得、且つ信
頼性の高い自励式インバータ装置を提供するにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に請求項１の発明では、交流電源を整流して直流電圧を
出力するＡＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＡＣーＤＣ変換手
段から出力される前記直流電圧を受けて所定の直流電圧
に変換出力する少なくともスイッチング要素を含んでな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣーＤＣ変換手段から
出力される前記所定の直流電圧を受けて高周波電圧に変
換するスイッチング要素として前記ＤＣ−ＤＣ変換手段
のスイッチング要素を共用してなるＤＣ−ＡＣ変換手段
と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段から出力される高周波電圧
を受ける負荷回路部と、前記スイッチング要素に起動信
号を印加する起動手段と、前記負荷回路部の電圧若しく
は電流の変化信号を駆動信号として前記スイッチング要
素の制御端に帰還し、前記スイッチング要素を交互にオ
ンオフ駆動する自励式制御手段とを具備したものであ
る。

【０００９】請求項２の発明では、第１、第２のダイオ
ードの直列回路とこの直列回路に並列接続される第３、
第４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整流す
る全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続され
る第１、第２のコンデンサの直列回路と、前記第３のダ
イオードに並列接続される第１のスイッチング要素と、
前記第４のダイオードに並列接続される第２のスイッチ
ング要素と、前記第１、第２のダイオードの直列回路の
接続点又は前記第３、第４のダイオードの直列回路の接
続点の少なくとも一方と前記交流電源との間に接続され
るインダクタンス要素と、前記第１、第２のスイッチン
グ要素の直列回路の接続点と前記第１、第２のコンデン
サの直列回路の接続点との間に接続される負荷回路部
と、前記第１、第２のスイッチング要素の何れか一つに
起動信号を印加する起動手段と、前記負荷回路部の電圧
又は電流の変化信号を駆動信号として前記第１、第２の
スイッチング要素の制御端に帰還して前記第１、第２の
スイッチング要素をオンオフ駆動し、このオンオフ駆動
により得られる高周波電圧を前記負荷回路部に印加する
自励式制御手段とを具備したものである。

【００１０】請求項３の発明では、前記全波整流器の出
力端間に接続される前記第１、第２のコンデンサを一つ
の平滑用コンデンサで構成し、前記第１のスイッチング
要素又は第２のスイッチング要素の少なくとも一方の両
端に直流カット用コンデンサを介して前記負荷回路部を
接続したものである。請求項４の発明では、前記第１の
スイッチング要素又は第２のスイッチング要素の少なく
とも一方の両端に直流カット用コンデンサを介して接続
される共振用インダクタンス要素と共振用コンデンサと
の直列回路と、前記共振用コンデンサの両端に一次巻線
が接続された絶縁型の出力用トランスと前記出力用トラ
ンスの二次巻線に接続された放電灯とからなる負荷回路
部を接続したものである。

【００１１】請求項５の発明では、共振用インダクタン
ス要素に二次巻線を形成し、前記負荷回路部の電圧又は
電流の変化信号を駆動信号として前記第１、第２のスイ
ッチング要素の制御端に帰還して前記第１、第２のスイ
ッチング要素を交互にオンオフ駆動し、このオンオフ駆
動により得られる高周波電圧を前記負荷回路部に印加す
る自励式制御手段を具備したものである。

【００１２】請求項６の発明では、共振用コンデンサに
駆動用トランスの一次巻線を直列接続し、この直列回路
の両端に負荷回路部の出力用トランスの一次巻線を接続
し、前記駆動用トランスに設けた二次巻線から、負荷回
路部の電圧又は電流の変化に対応する変化信号を駆動信
号として前記第１、第２のスイッチング要素の制御端に
帰還して前記第１、第２のスイッチング要素を交互にオ
ンオフ駆動し、このオンオフ駆動により得られる高周波
電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制御手段を具備
したものである。

【００１３】請求項７の発明では、第１、第２のダイオ
ードの直列回路とこの直列回路に並列接続される第３，
第４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整流す
る全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続され
る第１、第２のコンデンサの直列回路と、前記全波整流
器の正極側出力端と前記第１のコンデンサとの間に接続
される第１の共振用インダクタンス要素と、前記全波整
流器の負極側出力端と前記第２のコンデンサとの間に接
続される第２の共振用インダクタンス要素と、前記第３
のダイオードに並列接続される第１のスイッチング要素
と、前記第４のダイオードに並列接続される第２のスイ
ッチング要素と、前記第１、第２のダイオードの直列回
路の接続点又は前記第３、第４ダイオードの直列回路の
接続点の少なくとも一方と前記交流電源との間に接続さ
れるインダクタンス要素と、前記第１、第２の共振用イ
ンダクタンス要素、前記第１、第２のスイッチング要素
の直列回路の接続点と第１、第２のコンデンサの直列回
路の接続点の間に接続される共振用コンデンサ、前記共
振用コンデンサの両端に一次巻線を接続した出力用トラ
ンス及び出力用トランスの二次巻線の両端間に接続され
る放電灯からなる負荷回路部と、前記出力用トランスに
設けた駆動用の巻線から前記放電灯の管電圧又は管電流
の変化に対応した変化信号を駆動信号として前記第１、
第２のスイッチング要素の制御端に帰還して前記第１、
第２のスイッチング要素を交互にオンオフ駆動し、この
オンオフ駆動により得られる高周波電圧を前記放電灯に
印加する自励式制御手段と、前記第１、第２のスイッチ
ング手段の何れか一つに起動信号を印加する起動手段と
を具備したものである。

【００１４】請求項８の発明では、第１、第２のダイオ
ードの直列回路とこの直列回路に並列接続される第３、
第４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整流す
る全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続され
る平滑用コンデンサと、前記第３のダイオードに並列接
続される第１のスイッチイング要素と、前記第４のダイ
オードに並列接続される第２のスイッチング要素と、前
記全波整流器の出力端間に接続される第３、第４のスイ
ッチング要素の直列回路と、前記第１、第２のダイオー
ドの直列回路の接続点又は前記第３、第４のダイオード
の直列回路の接続点の少なくとも一方と前記交流電源と
の間に接続されるインダクタンス要素と、前記第１、第
２のスイッチング要素の直列回路の接続点と前記第３、
第４のスイッチング要素の直列回路の接続点との間に接
続される負荷回路部と、前記第１、第２のスイッチング
要素の何れか一つに起動信号を印加する起動手段と、前
記負荷回路部の電圧又は電流の変化信号を駆動信号とし
て前記第１、第２のスイッチング要素の制御端に帰還し
て前記スイッチング要素をオンオフ駆動し、このオンオ
フ駆動により得られる高周波電圧を前記負荷回路部に印
加する自励式制御手段を具備したものである。

【００１５】請求項９の発明では、前記負荷回路部は共
振用インダクタンス要素と共振用コンデンサの直列回路
を含んだものである。請求項１０の発明では、前記第１
のスイッチング要素又は第２のスイッチング要素の少な
くとも一方の両端に直流カット用コンデンサと出力用ト
ランスの一次巻線と前記共振用インダクタンス要素との
直列回路を接続し、前記出力用トランスの二次巻線に前
記共振用コンデンサと放電灯の並列回路を接続して負荷
回路部を構成したものである。

【００１６】請求項１１の発明では、前記共振用インダ
クタ要素に二次巻線を形成し、この二次巻線から前記負
荷回路部の電圧又は電流の変化に対応する変化信号を駆
動信号として前記第１、第２のスイッチング要素の制御
端に帰還して前記第１、第２のスイッチング要素を交互
にオンオフ駆動し、このオンオフ駆動により得られる高
周波電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制御手段を
具備したものである。

【００１７】請求項１２の発明では、前記負荷回路部は
前記共振用コンデンサの両端間に接続される出力用トラ
ンスの一次巻線と、この出力トランスに設けた二次巻線
間に接続される放電灯とを含んだものである。請求項１
３の発明では、前記放電灯の管電圧又は管電流の変化信
号を駆動信号として前記第１、第２のスイッチング要素
の制御端間に帰還して前記スイッチング要素をオンオフ
駆動し、このオンオフ駆動により得られる高周波電圧を
前記負荷回路部に印加する自励式制御手段を具備したも
のである。

【００１８】請求項１４の発明では、前記自励式制御手
段を、可飽和トランスで構成したものである。請求項１
５の発明では、前記起動手段を、前記ＡＣ−ＤＣ変換手
段を構成する全波整流器の両出力端間に接続される抵抗
とコンデンサとの直列回路と、前記抵抗と前記コンデン
サとの接続点と前記第２のスイッチング要素の制御端と
の間に接続されるダイアックとを含んで構成したもので
ある。

【００１９】請求項１６の発明では、前記負荷回路部の
定格出力以外の状態を検出した場合に、前記第１又は第
２のスイッチング要素の導通期間を制御する補助制御ス
イッチング要素を前記第１又は第２のスイッチング要素
の少なくとも一方の制御端に設けたものである。請求項
１７の発明では、前記第３、第４のダイオードの接続点
と、前記第１、第２のスイッチング要素の接続点との間
に倍電圧切り換えスイッチ手段を設け、無負荷状態の場
合に前記倍電圧切り換えスイッチ手段をオン状態にして
負荷回路部への供給電力を制御する調整手段を具備した
ものである。

【００２０】請求項１８の発明では、前記可飽和トラン
スの飽和レベルを調整する飽和調整手段を設けたもので
ある。請求項１９の発明では、無負荷状態の場合にスイ
ッチ手段をオンして、前記共振用コンデンサ又は共振用
インダクタンス要素の一部を短絡又は開放状態にして前
記負荷回路部への供給電力を調整する調整手段を具備し
たものである。

【００２１】

【作用】請求項１の発明によれば、交流電源を整流して
直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＡＣー
ＤＣ変換手段から出力される前記直流電圧を受けて所定
の直流電圧に変換出力する少なくともスイッチング要素
を含んでなるＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣーＤＣ変
換手段から出力される前記所定の直流電圧を受けて高周
波電圧に変換するスイッチング要素として前記ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換手段のスイッチング要素を共用してなるＤＣ−Ａ
Ｃ変換手段と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段から出力される
高周波電圧を受ける負荷回路部と、前記スイッチング要
素に起動信号を印加する起動手段と、前記負荷回路部の
電圧若しくは電流の変化信号を駆動信号として前記スイ
ッチング要素の制御端に帰還し、前記スイッチング要素
を交互にオンオフ駆動する自励式制御手段とを具備した
ので、交流電源の正負の振幅の大きさに応じて複雑な制
御を用いることなく負荷回路部の電圧又は電流の変化に
応じて自動的にＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素
のオン幅が変化してスイッチング要素がアクティブ動作
することになり、そのため自励式制御手段の回路構成が
簡単になる。またＤＣ−ＤＣ変換手段により入力電流の
歪みが大きく低減でき、高入力力率が実現できる。

【００２２】請求項２の発明によれば、第１、第２のダ
イオードの直列回路とこの直列回路に並列接続される第
３、第４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整
流する全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続
される第１、第２のコンデンサの直列回路と、前記第３
のダイオードに並列接続される第１のスイッチング要素
と、前記第４のダイオードに並列接続される第２のスイ
ッチング要素と、前記第１、第２のダイオードの直列回
路の接続点又は前記第３、第４のダイオードの直列回路
の接続点の少なくとも一方と前記交流電源との間に接続
されるインダクタンス要素と、前記第１、第２のスイッ
チング要素の直列回路の接続点と前記第１、第２のコン
デンサの直列回路の接続点との間に接続される負荷回路
部と、前記第１、第２のスイッチング要素の何れか一つ
に起動信号を印加する起動手段と、前記負荷回路部の電
圧又は電流の変化信号を駆動信号として前記第１、第２
のスイッチング要素の制御端に帰還して前記第１、第２
のスイッチング要素をオンオフ駆動し、このオンオフ駆
動により得られる高周波電圧を前記負荷回路部に印加す
る自励式制御手段とを具備したので、ハーフブリッジ型
のインバータ構成によりＤＣ−ＡＣ変換手段を構成する
ことになり、そのため第１、第２のスイッチング要素に
低耐圧のものが使用でき、また交流電源を整流する全整
流器に接続するコンデンサの耐圧も低減できる。

【００２３】請求項３の発明によれば、請求項２の発明
において、前記全波整流器の出力端間に接続される前記
第１、第２のコンデンサを一つの平滑用コンデンサで構
成し、前記第１のスイッチング要素又は第２のスイッチ
ング要素の少なくとも一方の両端に直流カット用コンデ
ンサを介して前記負荷回路部を接続したので、全波整流
器の出力端間に接続される第１、第２のコンデンサが一
つの平滑コンデンサで済む。

【００２４】請求項４の発明によれば、請求項３の発明
において、前記第１のスイッチング要素又は第２のスイ
ッチング要素の少なくとも一方の両端に直流カット用コ
ンデンサを介して接続される共振用インダクタンス要素
と共振用コンデンサとの直列回路と、前記共振用コンデ
ンサの両端に一次巻線が接続された絶縁型の出力用トラ
ンスと前記出力用トランスの二次巻線に接続された放電
灯とからなる負荷回路部を接続したので、絶縁型の出力
用トランスにより、負荷の交換時の電撃、漏洩電流等が
非絶縁型の場合に比べて改善できる。

【００２５】請求項５の発明によれば、請求項４の発明
において、共振用インダクタンス要素に二次巻線を形成
し、前記負荷回路部の電圧又は電流の変化信号を駆動信
号として前記第１、第２のスイッチング要素の制御端に
帰還して前記第１、第２のスイッチング要素を交互にオ
ンオフ駆動し、このオンオフ駆動により得られる高周波
電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制御手段を具備
したので、共振用インダクタンス要素とスイッチング要
素の駆動回路とを兼用することができ、回路構成を簡略
化することができる。

【００２６】請求項６の発明によれば、請求項４の発明
において、共振用コンデンサに駆動用トランスの一次巻
線を直列接続し、この直列回路の両端に負荷回路部の出
力用トランスの一次巻線を接続し、前記駆動用トランス
に設けた二次巻線から、負荷回路部の電圧又は電流の変
化に対応する変化信号を駆動信号として前記第１、第２
のスイッチング要素の制御端に帰還して前記第１、第２
のスイッチング要素を交互にオンオフ駆動し、このオン
オフ駆動により得られる高周波電圧を前記負荷回路部に
印加する自励式制御手段を具備したので、出力用トラン
スの二次側短絡時に出力用トランスの一次側に電圧が発
生せず、そのため駆動用トランスも動作せず、ＤＣ−Ａ
Ｃ変換手段の発振が停止して回路保護が図れる。

【００２７】請求項７の発明によれば、第１、第２のダ
イオードの直列回路とこの直列回路に並列接続される第
３，第４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整
流する全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続
される第１、第２のコンデンサの直列回路と、前記全波
整流器の正極側出力端と前記第１のコンデンサとの間に
接続される第１の共振用インダクタンス要素と、前記全
波整流器の負極側出力端と前記第２のコンデンサとの間
に接続される第２の共振用インダクタンス要素と、前記
第３のダイオードに並列接続される第１のスイッチング
要素と、前記第４のダイオードに並列接続される第２の
スイッチング要素と、前記第１、第２のダイオードの直
列回路の接続点又は前記第３、第４ダイオードの直列回
路の接続点の少なくとも一方と前記交流電源との間に接
続されるインダクタンス要素と、前記第１、第２の共振
用インダクタンス要素、前記第１、第２のスイッチング
要素の直列回路の接続点と第１、第２のコンデンサの直
列回路の接続点の間に接続される共振用コンデンサ、前
記共振用コンデンサの両端に一次巻線を接続した出力用
トランス及び出力用トランスの二次巻線の両端間に接続
される放電灯からなる負荷回路部と、前記出力用トラン
スに設けた駆動用の巻線から前記放電灯の管電圧又は管
電流の変化に対応した変化信号を駆動信号として前記第
１、第２のスイッチング要素の制御端に帰還して前記第
１、第２のスイッチング要素を交互にオンオフ駆動し、
このオンオフ駆動により得られる高周波電圧を前記放電
灯に印加する自励式制御手段と、前記第１、第２のスイ
ッチング手段の何れか一つに起動信号を印加する起動手
段とを具備したので、二組のＬＣによる電圧共振回路に
より第１、第２のスイッチング要素の両端の矩形波電圧
を鈍らせ、スイッチング損失を低減できる。

【００２８】請求項８の発明によれば、第１、第２のダ
イオードの直列回路とこの直列回路に並列接続される第
３、第４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整
流する全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続
される平滑用コンデンサと、前記第３のダイオードに並
列接続される第１のスイッチイング要素と、前記第４の
ダイオードに並列接続される第２のスイッチング要素
と、前記全波整流器の出力端間に接続される第３、第４
のスイッチング要素の直列回路と、前記第１、第２のダ
イオードの直列回路の接続点又は前記第３、第４のダイ
オードの直列回路の接続点の少なくとも一方と前記交流
電源との間に接続されるインダクタンス要素と、前記第
１、第２のスイッチング要素の直列回路の接続点と前記
第３、第４のスイッチング要素の直列回路の接続点との
間に接続される負荷回路部と、前記第１、第２のスイッ
チング要素の何れか一つに起動信号を印加する起動手段
と、前記負荷回路部の電圧又は電流の変化信号を駆動信
号として前記第１、第２のスイッチング要素の制御端に
帰還して前記スイッチング要素をオンオフ駆動し、この
オンオフ駆動により得られる高周波電圧を前記負荷回路
部に印加する自励式制御手段を具備してので、ＤＣ−Ａ
Ｃ変換手段がフルブリッジ型インバータにより構成さ
れ、より大きな負荷を接続することができる。

【００２９】請求項９の発明によれば、請求項１の発明
において、前記負荷回路部は共振用インダクタンス要素
と共振用コンデンサの直列回路を含んだものであるか
ら、正弦波状の電圧電流波形を得ることができ、雑音、
スイッチング損失を低減することが可能となる。請求項
１０の発明によれば、請求項９の発明において、前記第
１のスイッチング要素又は第２のスイッチング要素の少
なくとも一方の両端に直流カット用コンデンサと出力用
トランスの一次巻線と前記共振用インダクタンス要素と
の直列回路を接続し、前記出力用トランスの二次巻線に
前記共振用コンデンサと放電灯の並列回路を接続して負
荷回路部を構成したものであるから、出力用トランスの
二次側に共振用コンデンサを設けることにより負荷回路
部の放電灯を外したとき、共振用コンデンサも外れてＤ
Ｃ−ＡＣ変換手段の発振を停止させることが可能で、回
路保護が図れる。

【００３０】請求項１１の発明によれば、請求項９の発
明において、前記共振用インダクタに二次巻線を形成
し、この二次巻線から前記負荷回路部の電圧又は電流の
変化に対応する変化信号を駆動信号として前記第１、第
２のスイッチング要素の制御端に帰還して前記第１、第
２のスイッチング要素を交互にオンオフ駆動し、このオ
ンオフ駆動により得られる高周波電圧を前記負荷回路部
に印加する自励式制御手段を具備したので、共振用イン
ダクタンス要素とスイッチング要素の駆動回路とを兼用
することができ、回路構成を簡略化することができる。

【００３１】請求項１２の発明によれば、請求項９の発
明において、前記負荷回路部が前記共振用コンデンサの
両端間に接続される出力用トランスの一次巻線と、この
出力トランスに設けた二次巻線間に接続される放電灯と
を含んだものであるから、絶縁型の出力用トランスによ
り、負荷の交換時の電撃、漏洩電流等が非絶縁型の場合
に比べて改善できる。

【００３２】請求項１３の発明によれば、請求項１２の
発明において、前記放電灯の管電圧又は管電流の変化信
号を駆動信号として前記第１、第２のスイッチング要素
の制御端に帰還して前記スイッチング要素をオンオフ駆
動し、高周波電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制
御手段を具備してあるから、放電灯を外したときにＤＣ
−ＡＣ変換手段の発振を停止させることができて、回路
保護が図れる。

【００３３】請求項１４の発明によれば、請求項１の発
明において、前記自励式制御手段を、可飽和トランスで
構成してあるので、トランスの設計によりＤＣ−ＡＣ変
換手段の設計自由度が広がる。請求項１５の発明によれ
ば、請求項１の発明において、前記起動手段を、前記Ａ
Ｃ−ＤＣ変換手段を構成する整流器の両出力端間に接続
される抵抗とコンデンサとの直列回路と、前記抵抗と前
記コンデンサとの接続点と前記第２のスイッチング要素
の制御端との間に接続されるダイアックとを含んで構成
してあるので、起動手段が簡単な回路で構成できる。

【００３４】請求項１６の発明によれば、請求項２又は
８の発明において、前記負荷回路部の定格出力以外の状
態を検出した場合に、前記第１又は第２のスイッチング
要素の導通期間を制御する補助制御スイッチング要素を
前記第１又は第２のスイッチング要素の少なくとも一方
の制御端に設けてあるから、一方のスイッチング要素の
オン幅を制御してＤＣ−ＡＣ変換手段の制御性を広める
ことが可能となる。

【００３５】請求項１７の発明によれば、請求項２又は
８の発明において、前記第３、第４のダイオードの接続
点と、前記第１、第２のスイッチング要素の接続点との
間に倍電圧切り換えスイッチ手段を設け、無負荷状態の
場合に前記倍電圧切り換えスイッチ手段をオン状態にし
て負荷回路部への供給電力を制御する調整手段を具備し
てあるので、倍電圧切換によりＤＣ−ＡＣ変換手段の昇
圧動作を停止させることができ、無負荷時等の軽負荷時
にＤＣ−ＡＣ手段の保護ができる。

【００３６】請求項１８の発明によれば、請求項１４の
発明において、前記可飽和トランスの飽和レベルを調整
する飽和調整手段を設けてあるので、自励式でありなが
らＤＣ−ＡＣ変換手段の出力制御が可能となる。請求項
１９の発明によれば、請求項２又は８の発明において、
無負荷状態の場合にスイッチ手段をオンして、前記共振
用コンデンサ又は共振用インダクタンス要素の一部を短
絡又は開放状態にして前記負荷回路部への供給電力を調
整する調整手段を具備してあるので、共振要素の入切で
ＤＣ−ＡＣ変換手段の制御ができる。

【００３７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 （実施例１）図１は本実施例の基本的な構成を示してお
り、本実施例は図示するように商用交流電源ＡＣを整流
して直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣ変換手段１と、前記
ＡＣーＤＣ変換手段１から出力される前記直流電圧を受
けて所定の直流電圧に変換出力するＤＣ−ＤＣ変換手段
２と、前記ＤＣーＤＣ変換手段２から出力される前記所
定の直流電圧を受けて高周波電圧に変換するＤＣ−ＡＣ
変換手段３と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段３から出力され
る高周波電圧を受ける負荷回路部４と、前記ＤＣ−ＤＣ
変換手段２、ＤＣ−ＡＣ変換手段３で共用する複数のス
イッチング要素の何れか一つに起動信号を印加する起動
手段５と、前記負荷回路部４の電圧若しくは電流の変化
信号を駆動信号として前記スイッチング要素の制御端に
帰還して前記第１、第２のスイッチング要素を交互にオ
ンオフ駆動する自励式制御手段６とから構成される。

【００３８】図２は本実施例の回路を示しており、前記
ＡＣ−ＤＣ変換手段１はダイオードイＤ₁ 、Ｄ₂ により
構成され、商用交流波形を整流して脈流に変換する。Ｄ
Ｃ−ＤＣ変換手段２はインダクタＬ₂ （Ｌ₁ ），Ｌ₃ ，
ダイオードＤ₁ 〜Ｄ ₄ 、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、
電解コンデンサで構成されたコンデンサＣ₁，Ｃ₂ から
なり、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を自励式制御手段６
により交互にオンオフして、スイッチング素子Ｑ₁ のオ
ン時に、商用交流電源ＡＣ→インダクタＬ₁ 、Ｌ₂ →ダ
イオードＤ₁ →スイッチング素子Ｑ₁ →インダクタＬ₃
→商用交流電源ＡＣの経路で流れる電流によりインダク
タＬ₁ ，Ｌ₂ ，Ｌ₃ にエネルギを蓄積し、スイッチング
素子Ｑ₁ のオフ時に、蓄積したインダクタＬ₁ ，Ｌ₂ 及
びＬ₃ のエネルギを、インダクタＬ₃ →商用交流電源Ａ
Ｃ→インダクタＬ₁ ，Ｌ ₂ →ダイオードＤ₁ →コンデン
サＣ₁ →コンデンサＣ₂ →ダイオードＤ₄ →インダクタ
Ｌ₃ の経路で放出させてコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ を充電す
るようになっている。また同様にスイッチング素子Ｑ₂
のオン時に、商用交流電源ＡＣ→インダクタＬ₃ →スイ
ッチング素子Ｑ₂ →ダイオードＤ₂ →インダクタＬ₂ ，
Ｌ₁ →商用交流電源ＡＣの経路で流れる電流によりイン
ダクタＬ₃ ，Ｌ₁ 及び、Ｌ₂ にエネルギを蓄積し、スイ
ッチング素子Ｑ₂ のオフ時に、蓄積したインダクタ
Ｌ₃ ，Ｌ ₂ ，Ｌ₁ のエネルギをインダクタＬ₃ →ダイオ
ードＤ₃ →コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂→ダイオードＤ₂ →イ
ンダクタＬ₂ ，Ｌ₃ →商用交流電源ＡＣ→インダクタＬ
₃の経路のエネルギで放出させてコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂
を充電する。このようにしてＤＣ−ＤＣ変換手段２は、
コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ にて平滑され且つ昇圧された直流
電圧を発生させる昇圧チョッパ回路を構成する。一方Ｄ
ＣーＡＣ変換手段３は前記コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ 、スイ
ッチング素子Ｑ ₁ ，Ｑ₂ 、ダイオードＤ₃ ，Ｄ₄ にてハ
フーブリッジ方式のインバータ回路を構成しており、ス
イッチング素子Ｑ₁ がオンした時にはコンデンサＣ₁ の
充電電荷がコンデンサＣ₁ →スイッチング素子Ｑ₁ →負
荷回路部４→コンデンサＣ₁ で放電し、またスイッチン
グ素子Ｑ₂ がオンした時にはコンデンサＣ₂ の充電電荷
がコンデンサＣ₂ →負荷回路部４→スイッチング素子Ｑ
₂ →コンデンサＣ₂ で放電する。

【００３９】このようにしてＤＣ−ＡＤ変換手段３は負
荷回路部４に交番する高周波電流を流すインバータ回路
を構成する。ここで自励式制御手段６はインバータ回路
内部での電気的振動要素を受けてスイッチング素子
Ｑ₁ ，Ｑ₂ にオン、オフの駆動信号を与えるようになっ
ており、図２の場合に負荷回路部４よりの振動要素を受
けて、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ ₂ に帰還する方法を取
っている。

【００４０】起動手段５は自励発振動作を始める前にス
イッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の何れかをオンさせるための
トリガとしての駆動信号を与える。インダクタＬ₁ 、コ
ンデンサＣ₃ は低域用フィルタを構成し、昇圧チョッパ
回路を構成するＤＣ−ＤＣ変換手段２によって発生する
間歇的な高周波成分を含む入力電流Ｉ_HFを通して高周波
成分を除去し、入力電流Ｉ_inが正弦波に近い波形となる
ようにしている。

【００４１】以上のように構成される本実施例のＤＣ−
ＤＣ変換手段２はＤＣ−ＡＣ変換手段４のスイッチング
素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を共用し、またダイオードＤ₃ ，Ｄ₄ 及
びコンデンサＣ₁ 、Ｃ₂ も共用することにより回路構成
が簡素化でき且つコストの削減が図れる。 （実施例２）本実施例は図２における電解コンデンサか
らなるコンデンサＣ₁ 、Ｃ₂ を図３に示すように一つに
減らした通称変形型ハーフブリッジと呼ばれるインバー
タ回路をＤＣ−ＡＣ変換手段３に用いたものである。本
実施例の場合も前記ＡＣ−ＤＣ変換手段１はダイオード
イＤ₁ ，Ｄ₂ により構成され、商用交流波形を整流して
脈流に変換する。

【００４２】ＤＣ−ＤＣ変換手段２はインダクタＬ（Ｌ
₁ ）、ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ 、スイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ 、電解コンデンサで構成された平滑用のコンデンサ
Ｃ₁からなり、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を自励式制
御手段６により交互にオンオフして、スイッチング素子
Ｑ₁ のオン時に、商用交流電源ＡＣ→インダクタＬ₁、
Ｌ₂ →ダイオードＤ₁ →スイッチング素子Ｑ₁ →商用交
流電源ＡＣの経路で流れる電流によりインダクタＬ₂ ，
Ｌ₁ にエネルギを蓄積し、スイッチング素子Ｑ ₁ のオフ
時に、蓄積したインダクタＬ₂ ，Ｌ₁ のエネルギをダイ
オードＤ₁ →コンデンサＣ₁ →ダイオードＤ₄ の経路で
放出させてンデンサＣ₁ を充電する。また同様にスイッ
チング素子Ｑ₂ のオン時に、商用交流電源ＡＣ→スイッ
チング素子Ｑ₂ →ダイオードＤ₂ →インダクタＬ₂ ，Ｌ
₁ →商用交流電源ＡＣの経路で流れる電流によりインダ
クタＬ₂ ，Ｌ₁ にエネルギを蓄積し、スイッチング素子
Ｑ ₂ のオフ時に、蓄積したインダクタＬ₂ ，Ｌ₁ のエネ
ルギをダイオードＤ₃ →コンデンサＣ₁ →ダイオードＤ
₂ の経路のエネルギで放出させてコンデンサＣ₁ を充電
する。このようにしてＤＣ−ＤＣ変換手段２は、コンデ
ンサＣ₁ にて平滑された直流電圧を発生させる昇圧チョ
ッパ回路を構成する。

【００４３】一方ＤＣーＡＣ変換手段３は前記コンデン
サＣ₁ ，Ｃ₂ ’、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、ダイオ
ードＤ₃ ，Ｄ₄ にて変形ハフーブリッジ方式のインバー
タ回路を構成しており、スイッチング素子Ｑ₁ がオンし
た時にはコンデンサＣ₂ ’の充電電荷がコンデンサ
Ｃ₂ ’→スイッチング素子Ｑ₁ →負荷回路部４→コンデ
ンサＣ₂ ’で放電し、またスイッチング素子Ｑ₂ がオン
した時にはコンデンサＣ₁の充電電荷がコンデンサＣ₁
→コンデンサＣ₂ ’→負荷回路部４→スイッチング素子
Ｑ₂ →コンデンサＣ₁ で放電し、この時コンデンサ
Ｃ₂ ’が充電される。

【００４４】このようにしてＤＣ−ＡＤ変換手段３は負
荷回路部４に交番する高周波電流を流すインバータ回路
を構成する。本実施例では電解コンデンサの数が実施例
１に比べて一つ少なくなるので、コストの低減と小型化
が図れる。尚昇圧チョッパ回路を構成するインダクタの
位置はダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ の交点に設けても、Ｄ₃ ，
Ｄ₄ の交点に設けても、また両交点に設けても良い。

【００４５】また自励式制御手段６及び起動手段５は実
施例１の場合と同じ役割を持つものであるため、説明は
省略する。またインダクタＬ₁ とコンデンサＣ₃ は図２
の回路と同様に低域用フィルタを構成する。 （実施例３）本実施例は図４に示すように上述の変形ハ
ーフブリッジ式のインバータ回路を用いた蛍光灯用電子
バラストを構成するものであり、図２の回路要素と同じ
役割を持つ回路要素には同じ記号、番号を付している。

【００４６】スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ としてバイポ
ーラ型のトランジスタを用い、一方のスイッチング素子
Ｑ₁ のエミッタを他方のスイッチング素子Ｑ₂ のコレク
タに接続してあり、両スイッチングＱ₁ 、Ｑ₂ のコレク
タ・エミッタ間にはダイオードＤ₃ ，Ｄ₄ のカソード及
びアノードが夫々接続されている。またスイッチング素
子Ｑ₁ のベース・エミッタ間にはインバータ回路の共振
用インダクタＬ₄ に巻回した二次巻線ｎ₂ を、またスイ
ッチング素子Ｑ₂ のベース・エミッタには共振用インダ
クタＬ₄ の二次巻線ｎ₃ を夫々接続している。両巻線ｎ
₂ 、ｎ₃ の巻き方向は逆方向で、両スイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ のベース・エミッタ間には互いに逆極性の出力
電圧を印加して一方をオン駆動している時には他方をオ
フ状態とするようになっている。

【００４７】スイッチング素子Ｑ₁ のコレクタとエミッ
タとの間には直流成分カット用コンデンサＣ₄ を介して
共振用コンデンサＣ₅ と、前記共振用インダクタＬ₄ と
の直列回路が接続される。前記共振用コンデンサＣ₅ の
両端には絶縁型トランスからなる出力用トランスＴの一
次巻線が並列接続され、出力用トランスＴの二次巻線に
は蛍光灯からなる放電灯Ｌａが並列接続され、また出力
用トランスＴの二つの予熱巻線には放電灯Ｌａのフィラ
メントｆ₁ ，ｆ₂ が夫々接続されている。

【００４８】スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の接続点は商
用交流電源ＡＣの一端に接続され、商用交流電源ＡＣの
他端にはインダクタＬ₁ ，Ｌ₂ を介してＡＣ−ＤＣ変換
手段１のダイオードＤ₁ のアノードと、ダイオードＤ₂
のカソードに接続されている。ここで前記インダクタＬ
₁ ，Ｌ₂ は商用交流電源ＡＣの少なくとも一方の極側に
あれば良く、また磁気的に互いに結合されていても良
い。

【００４９】インダクタＬ₁ は図２の回路と同様にコン
デンサＣ₃ とでＬＣ共振を利用した低域フィルタを構成
する。ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ の直列回路には直流電源と
して必要な電解コンデンサからなるコンデンサＣ₁ が接
続されている。このコンデンサＣ₁ は直列接続された複
数のコンデンサで構成して耐圧を上げるようにしても良
く、また並列に分割接続された複数のコンデンサで構成
して容量を上げるようにしても良く、夫々の目的に応じ
た構成をとることができるものである。

【００５０】しかして本実施例では、ＤＣ−ＤＣ変換手
段２は、インダクタＬ₂ （Ｌ₁ ）、ダイオードＤ₁ 〜Ｄ
₄ 、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、コンデンサＣ₁ から
なる昇圧チョッパ回路から構成され、ＤＣ−ＡＣ変換手
段３はダイオードＤ₃ ，Ｄ₄、スイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ 、コンデンサＣ₄ ，Ｃ₅ 、インダクタＬ₄ 、コンデ
ンサＣ₁ によって構成され、ＡＣ−ＤＣ変換手段１はダ
イオードＤ₁ ，Ｄ₂ により構成される。また自励駆動手
段６はインダクタＬ₄ の各巻線ｎ₁ 〜ｎ₃ により構成さ
れ、負荷回路部４はこれら共振用インダクタＬ₄ 、共振
用コンデンサＣ ₅ 、出力用トランスＴ及び放電灯Ｌａか
ら構成される。

【００５１】起動手段５は実施例ではスイッチング素子
Ｑ₂ を電源投入時に駆動するためのもので、特に具体回
路を示していない。勿論外付けでも或いは本実施例回路
内で発生した電力によってスイッチング素子Ｑ₁ 又はＱ
₂ のいずれか一方を始動させることができるものであれ
ば、特に限定されない。次に本実施例回路の動作を図５
乃至図６に基づいて説明する。

【００５２】まず起動動作後において、商用交流電源Ａ
Ｃの半サイクルの極性が図５に示す状態にあるとする
と、経路イに示すように商用交流電源ＡＣ→スイッチン
グ素子Ｑ₂ →ダイオードＤ₂ →インダクタＬ₂ ，Ｌ₁ →
商用交流電源ＡＣの経路で電流が流れる。この時の電流
値は電源電圧Ｅの瞬時値に比例した傾きで増加してい
く。この時スイッチング素子Ｑ₂ はインバータ回路のス
イッチング素子としても機能するため、コンデンサＣ₁
→コンデンサＣ₄ ，Ｃ₅ →共振用インダクタＬ₄ の一次
巻線ｎ₁ →スイッチング素子Ｑ₂ →コンデンサＣ₁ の経
路ロで、コンデンサＣ₁ の充電電荷が放電される。

【００５３】このとき出力用トランスＴを介して放電灯
Ｌａに供給される電力はインバータ回路のスイッチング
による高周波のＬ₄ ，Ｃ₅ の直列共振によって誘起され
る共振電圧によっている。ここではスイッチング素子Ｑ
₂ のインバータ電流とチョッパ電流が同方向に流れ込み
共用している状態にある。スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂
のオン・オフの制御はインダクタＬ₄ に巻回してある巻
線ｎ₂ ，ｎ₃ によって誘起される帰還電圧により行なわ
れ、その帰還電圧はトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ が同時にオ
ンされることがないように振動電圧を帰還して交互にオ
ンオフ動作が継続されるように上述の如く巻回されてい
る。

【００５４】さて図５において、出力用トランスＴ、放
電灯Ｌａ、直列共振回路を構成するインダクタＬ₄ 、コ
ンデンサＣ₅ からなる振動回路の振動電流により、スイ
ッチング素子Ｑ₂ にオフ、Ｑ₁ にオン信号が巻線ｎ₂ ，
ｎ₃ により与えられ、図６に示すように電流が流れる相
に移行する。図６ではスイッチング素子Ｑ₂ がオフした
ことにより、インダクタＬ₂ ，Ｌ₁に蓄積されたエネル
ギはインダクタＬ₂ ，Ｌ₁ →商用交流電源ＡＣ→ダイオ
ードＤ₃ →コンデンサＣ₁ →ダイオードＤ₂ →インダク
タＬ₂ ，Ｌ₁ の経路ハで放出され、コンデンサＣ₁ を充
電する。一方共振用インダクタＬ₄ の残留エネルギは、
チョークＬ₄ →ダイオードＤ₃ →コンデンサＣ₄ →コン
デンサＣ₅ 及び負荷回路部４→インダクタＬ₄ の経路ニ
で放出される。

【００５５】ダイオードＤ₃ はインバータ電流とチョッ
パ電流が同方向に流れこみ共用されている状態にある。
やがてインダクタＬ₄ の残留エネルギが放出されると、
次に直流カット用コンデンサＣ₄ の充電電荷が図７に示
す経路ホで放出される動作に移行する。図７では、イン
バータ電流はコンデンサＣ₄ の充電電荷を電源とし、コ
ンデンサＣ₄ →スイッチング素子Ｑ₁ →インダクタＬ₄
→共振用コンデンサＣ₅ 及び負荷回路部４→コンデンサ
Ｃ₄ の経路ニで充電電荷が放電される。

【００５６】一方チョッパ電流は、図６の場合と同様に
インダクタＬ₂ ，Ｌ₁ →商用交流電源ＡＣ→ダイオード
Ｄ₃ →コンデンサＣ₁ →ダイオードＤ₂ →インダクタＬ
₂ ，Ｌ₁ の経路ハ’で流れ、インバータ電流の方向とは
逆向きとなる。ここでＤＣーＤＣ変換手段２側から見た
インピーダンスは低下しているため、ダイオードＤ₃ と
Ｄ₄ との接続点からインダクタＬ₄ →共振用コンデンサ
Ｃ₅ 及び負荷回路部４→コンデンサＣ₄ →スイッチング
素子Ｑ₁ →インダクタＬ₄ の経路ホを経る回り込み電流
の分流が生じる。そのためこの回り込み電流はインバー
タ電流と重ねあって、共振用インダクタＬ₄ に発生する
電圧に特徴的な効果を生み出す。

【００５７】つまりその効果とは商用交流電源ＡＣの電
圧波形の山部（ピーク値付近）で顕著になり、商用交流
電源ＡＣの谷部では非常に影響が小さい。このことは図
８に示す商用交流電源ＡＣの谷部に対応するスイッチン
グ素子Ｑ ₁ ，Ｑ₂ のオン波形と、図９に示す商用交流電
源ＡＣの山部に対応するスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の
オン波形とを比べれば明らかである。

【００５８】つまり図８では共振用インダクタＬ₄ の蓄
積エネルギが小さいためにインバータ回路側への回り込
み電流の値が小さく、インバータ動作のみのスイッチン
グ素子Ｑ₁ のチョッパ動作と共用されるスイッチング素
子Ｑ₂ のオン幅が略等しくなっている。一方図９では共
振用インダクタＬ₄ に蓄積されるエネルギが高いため、
インバータ側への流れ込む電流が大きくなって共振用イ
ンダクタＬ₄ に発生する電圧が高くなり、インバータ動
作のみのスイッチング素子Ｑ₁ のオン信号用の巻線ｎ₂
に誘起される電圧が高くなるためスイッチング素子Ｑ₁
のオン幅を図８の場合に比べて大きく延ばすことにな
る。

【００５９】図９においてチョッパ動作とインバータ動
作と共用するスイッチング素子Ｑ₂のオン幅が短くなっ
ている理由は図１０にて後述する。さて共振用インダク
タＬ₄ の巻線ｎ₁ に流れる振動電流が巻線ｎ₂ ，ｎ₃ に
よりスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ に帰還され、スイッチ
ング素子Ｑ₁ にオフ信号（又はオン信号）、スイッチン
グ素子Ｑ₂ にオン信号（又はオフ信号）が与えれる。こ
れによって次に共振用インダクタＬ₃ の蓄積エネルギを
電源とした相に図１０に示すように移行する。

【００６０】図１０では、スイッチング素子Ｑ₂ にオン
信号が与えられてオン動作すると、ＤＣ−ＤＣ変換手段
２において、商用交流電源ＡＣ→スイッチング素子Ｑ₂
→ダイオードＤ₂ →インダクタＬ₂ ，Ｌ₁ →商用交流電
源ＡＣの経路ヘに電流が流れてインダクタＬ₂ に磁気エ
ネルギが蓄積される。一方ＤＣ−ＡＣ変換手段３では、
共振用インダクタＬ₄ を電源とし、共振用インダクタＬ
₄ →コンデンサＣ₅ 及び負荷回路部４→コンデンサＣ₄
→コンデンサＣ₁ →ダイオードＤ₄ →共振用インダクタ
Ｌ₄ の経路ヘに電流が流れる。この経路ヘ中、インバー
タ電流がフライホイル用のダイオードＤ₄ を流れる時、
チョッパ電流はトの経路でダイオードＤ₄ と並列に接続
されているスイッチング素子Ｑ ₂ を流れることになる。

【００６１】このためＤＣ−ＡＣ変換手段３のフライホ
イル電流はスイッチング素子Ｑ₂ に流れるチョッパ電流
により打ち消される。インバータ電流は略一定であるの
に対してチョッパ電流は商用交流電源ＡＣの瞬時電圧値
に左右されるため、図８の谷部ではダイオードＤ₄ を流
れる電流は余り影響を受けないが、第９図の山部に近づ
くにつれ、ダイオードＤ₄ を流れる電流は打ち消され、
ダイオードＤ₄ のオン時間が短縮され、オンデュティを
縮めることになる。

【００６２】前記動作の効果としては、商用交流電源Ａ
Ｃの谷部ではインバータ動作のみのスイッチング素子Ｑ
₁ のオン幅と、チョッパ動作と共用されるスイッチング
素子Ｑ₂ のオン幅は略等しくなって周波数一定を保ち、
商用交流電源ＡＣの山部ではインバータ動作のみのスイ
ッチング素子Ｑ₁ のオン幅が伸び、チョッパ動作と共用
されるスイッチング素子Ｑ₂ のオン幅は縮むため、結局
は周波数一定方向で動作し、図１１（ｂ）に示す様な休
止区間の無いような入力電流Ｉ_inになり、より正弦波に
近い波形が得られる。図１１（ａ）は商用交流電源ＡＣ
の電圧Ｖ_in波形を示す。

【００６３】以上のことは夫々のスイッチング素子
Ｑ₁ ，Ｑ₂ がアクティブ動作し、特開平２−２０２３６
６号公報に示された回路例の動作が複雑な制御無しで行
なえることを示している。 （実施例４）前記実施例３ではスイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ にバイポーラトランジスタを用いているが、本実施
例では図１２に示すようにスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂
としてＭＯＳＦＥＴを使用したものである。

【００６４】この実施例ではダイオードＤ₃ ，Ｄ₄ にＭ
ＯＳＦＥＴの寄生ダイオードが使用されるため、使用回
路要素の数が減り、回路構成が更に簡単になる。尚回路
動作は実施例３と同じであるため、同じ回路動作を為す
回路要素に同じ番号、記号を付してその説明を省略す
る。 （実施例５）本実施例はＤＣ−ＡＣ変換手段３に変形の
ハーフブリッジ型インバータの一種を用いたもので、図
１３に示すように負荷回路部４の出力用トランスＴに帰
還用の巻線ｎ₂ ，ｎ₃ を巻回してこの巻線ｎ₂ ，ｎ₃ に
より自励式制御手段６を構成したものであり、起動手段
５により一方のスイッチング素子、図示例ではＱ₂ を始
動させた後は、出力用トランスＴの一次巻線に流れる電
流により巻線ｎ₂ ，ｎ ₃ に互いに逆相の信号を発生さ
せ、交互にバイポーラトランジスタからなるスイッチン
グ素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ をオンオフ駆動するようになってい
る。

【００６５】この自励式制御手段６の動作以外は、放電
灯Ｌａが非予熱型のものを使用するため出力用トランス
Ｔに予熱巻線を設けず、また共振用インダクタＬ₄ に自
励式制御手段６用の巻線を設けていない点で実施例３と
相違するもので、ＡＣーＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変
換手段２，ＤＣ−ＡＣ変換手段３の動作は基本的には実
施例３と同じであるため、その動作説明を省略し、また
実施例３の回路と同じ動作を為す回路要素には同じ番
号、同じ記号を付して説明を省略する。

【００６６】（実施例６）本実施例は、実施例５と同様
にＤＣ−ＡＣ変換手段３に変形のハーフブリッジ型イン
バータを一種を用いたもので、本実施例の場合、図１４
に示すように共振用コンデンサＣ₅ に一次巻線を直列接
続し、２次側に帰還用の巻線ｎ₂ ，ｎ₃ を設けた自励式
制御手段６を構成する駆動用トランスＴｒを設けるとと
もに、共振用コンデンサＣ₅ と駆動用トランスＴｒの一
次巻線ｎ₁ との直列回路に出力用トランスＴの一次巻線
を並列接続してある点で、実施例３〜５と相違する。

【００６７】本実施例では、起動手段５により一方のス
イッチング素子、図示例ではＱ₂ を始動させた後は、駆
動用トランスＴｒの一次巻線ｎ₁ に流れる電流により巻
線ｎ ₂ ，ｎ₃ に逆相の信号を発生させ、バイポーラトラ
ンジスタからなるスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を交互に
オンオフ駆動する。また出力用トランスＴの二次巻線が
短絡された場合には、出力用トランスＴの一次巻線が短
絡された状態となって、電流帰還用トランスＴｒの二次
側の巻線ｎ₂ ，ｎ₃ には電流が供給されなくなり、スイ
ッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の発振を停止させることができ
るようになっている。尚電流帰還用トランスＴｒにはト
ロイダルコア等を使用した飽和型のもの、或いはＥ型コ
アを２つ組み合わせたもの又はＥ型コアとＩ型コアとを
組み合わせたものでコア同士の突き合わせ部にギャップ
を設けた非飽和型のものを使用しても良い。

【００６８】尚自励式制御手段６以外の、ＡＣーＤＣ変
換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換手段２，ＤＣ−ＡＣ変換手段
３の動作は基本的には実施例３と同じであるため、動作
説明は省略し、また実施例３の回路と同じ動作を為す回
路要素には同じ番号、同じ記号を付して説明を省略す
る。 （実施例７）本実施例は図２に示すハーフブリッジ型イ
ンバータをＤＣ−ＡＣ変換手段３に採用して図１５に示
す放電灯点灯装置を構成したもので、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂ には実施例３と同様にバイポーラトランジス
タを用い、ＤＣ−ＤＣ変換手段２の直流電源供給用のコ
ンデンサＣ₁ に対しては、コンデンサＣ₁ 、共振用イン
ダクタＬ₄ 、スイッチング素子Ｑ₁ 、共振用コンデンサ
Ｃ₅ 、コンデンサＣ₁、の並列共振のループを形成し、
またＤＣ−ＤＣ変換手段２の直流電源供給用のコンデン
サＣ₂ に対してはコンデンサＣ₂ →共振用コンデンサＣ
₅ →スイッチング素子Ｑ₂ →共振用インダクタＬ₅ →コ
ンデンサＣ₂ の並列共振のループを形成して、電圧共振
型となっている。

【００６９】共振用コンデンサＣ₅ には負荷回路部４の
出力用トランスＴの一次巻線が並列接続され、この出力
用トランスＴには放電灯Ｌａを並列接続した二次巻線
と、自励式制御手段６を構成する駆動用の巻線ｎ₂ ，ｎ
₃ を巻回している。而して本実施例では起動手段５によ
り一方のスイッチング素子、図示例ではＱ ₂ を始動させ
た後は、出力用トランスＴに巻回してある帰還用の巻線
ｎ₂ ，ｎ₃に逆相の信号を発生させ、バイポーラトラン
ジスタからなるスイッチング素子Ｑ ₁ ，Ｑ₂ を交互にオ
ンオフ駆動する。

【００７０】ここで、ＤＣ−ＤＣ変換手段２はインダク
タＬ₂ （Ｌ₁ ）、ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ 、スイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ 、電解コンデンサで構成されたコンデン
サＣ ₁ 、Ｃ₂ からなり、スイッチング素子Ｑ₂ のオン時
に、商用交流電源ＡＣ→スイッチング素子Ｑ₂ →ダイオ
ードＤ₂ →インダクタＬ₂ ，Ｌ₁ →商用交流電源ＡＣの
経路で流れる電流によりインダクタＬ₂ ，Ｌ₁ にエネル
ギを蓄積し、スイッチング素子Ｑ₂ のオフ時に、蓄積し
たインダクタＬ₂ ，Ｌ₁ のエネルギをＬ₂ ，Ｌ ₁ →商用
交流電源ＡＣ→ダイオードＤ₃ →共振用インダクタＬ₄
→コンデンサＣ ₁ ，Ｃ₂ →ダイオードＤ₂ →Ｌ₂ ，Ｌ₁
の経路で放出させてコンデンサＣ₁ ，Ｃ ₂ を充電する。
また同様にスイッチング素子Ｑ₁ のオン時に、商用交流
電源ＡＣ→インダクタＬ₁ 、Ｌ₂ →ダイオードＤ₁ →ス
イッチング素子Ｑ₁ →商用交流電源ＡＣの経路で流れる
電流によりインダクタＬ₂ 、Ｌ₁ にエネルギを蓄積し、
スイッチング素子Ｑ₁ のオフ時に、蓄積したインダクタ
Ｌ₂ ，Ｌ₁ のエネルギを、インダクタＬ₂ ，Ｌ₁ →ダイ
オードＤ₁ →コンデンサＣ₁ →コンデンサＣ₂ →ダイオ
ードＤ₄ →商用交流電源ＡＣ→インダクタＬ₂ ，Ｌ₁ の
経路で放出させてコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ を充電する。こ
のようにしてＤＣ−ＤＣ変換手段２は、コンデンサ
Ｃ₁ ，Ｃ₂ にて平滑され且つ昇圧された直流電圧を発生
させる昇圧チョッパ回路を構成する。

【００７１】一方前記コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ 、スイッチ
ング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、ダイオードＤ ₃ ，Ｄ₄ 、共振用コ
ンデンサＣ₅ 、共振用インダクタＬ₄ 、Ｌ₅ にてハフー
ブリッジ方式のインバータ回路を構成するＤＣーＡＣ変
換手段３はスイッチング素子Ｑ₁ がオンした時にはコン
デンサＣ₁ の充電電荷がコンデンサＣ₁ →共振用インダ
クタＬ₄ →スイッチング素子Ｑ₁ →共振用コンデンサＣ
₅ →コンデンサＣ₁ で放電し、またスイッチング素子Ｑ
₂ がオンした時にはコンデンサＣ₂ の充電電荷がコンデ
ンサＣ₂ →共振用コンデンサＣ₅ →スイッチング素子Ｑ
₁ →共振用インダクタＬ₅ →コンデンサＣ₂ で放電す
る。

【００７２】そして共振用コンデンサＣ₅ の両端に発生
する振動電圧が出力用トランスＴにて昇圧され放電灯Ｌ
ａに印加され、また巻線ｎ₂ 、ｎ₃ よりオンオフ信号と
してスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベース・エミッタ間
に印加し、スイッチング素子Ｑ₁ ．Ｑ₂ を交互にオンオ
フして発振動作を持続する。 （実施例８）本実施例のＤＣ−ＡＣ変換手段３は図１６
に示すように４つのバイポーラトランジスタからなるス
イッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ をブリッジ接続したフルブリ
ッジ型インバータ回路を採用したもので、対角線上のス
イッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₄ の組と、Ｑ₃ ，Ｑ₄ の組みの
一方、図示例ではＱ₂ ，Ｑ₄ を起動手段５により起動さ
せるようになっている。

【００７３】上辺のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₃ の両エ
ミッタ間には共振用インダクタＬ₄の一次巻線ｎ₁ と共
振用コンデンサＣ₅ との直列回路を接続し、共振用コン
デンサＣ₅ には並列に負荷回路部４の出力用トランスＴ
の一次巻線を接続してある。また共振用インダクタＬ₄
には駆動用の巻線ｎ₂ 乃至ｎ₅ を巻回しており、夫々の
巻線ｎ₂ 乃至ｎ₅ の出力電圧を各スイッチング素子Ｑ₁
乃至Ｑ₄ のベース・エミッタ間に印加して、夫々のオン
オフ信号とするようになっている。つまりこれら巻線ｎ
₂ 乃至ｎ₅ が自励式制御手段６を構成し、各巻線ｎ₂ 〜
ｎ₅ の巻き方向は各対角線上にある一組のスイッチング
素子が同時にオンオフ動作し、且つ一方の対角線上にあ
る一組のスイッチング素子がオンしている時には他方の
対角線上にある一組のスイッチング素子がオフするよう
に設定してある。

【００７４】而して本実施例では、起動手段５により一
方の組のスイッチング素子、図示例ではＱ₂ ，Ｑ₃ を始
動させ、その後は自励式制御手段６の巻線ｎ₂ 乃至ｎ₅
から出力される駆動信号により発振を持続させる。ここ
で、ＤＣ−ＤＣ変換手段２はインダクタＬ₂ （Ｌ₁ ）、
ダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ 、スイッチング素子Ｑ₂ 、電解コ
ンデンサで構成されたコンデンサＣ₁ からなり、スイッ
チング素子Ｑ₂ のオン時に、商用交流電源ＡＣ→スイッ
チング素子Ｑ₂ →ダイオードＤ₂ →インダクタＬ₂ ，Ｌ
₁ →商用交流電源ＡＣの経路で流れる電流によりインダ
クタＬ₂ ，Ｌ₁ にエネルギを蓄積し、スイッチング素子
Ｑ₂のオフ時に、蓄積したインダクタＬ₂ ，Ｌ₁ のエネ
ルギをインダクタＬ₂ ，Ｌ₁→商用交流電源ＡＣ→ダイ
オードＤ₃ →コンデンサＣ₁ →ダイオードＤ₂ →インダ
クタＬ₂ ，Ｌ₁ の経路でエネルギを放出させてコンデン
サＣ₁ を充電する。

【００７５】上述したフルブリッジ型のインバータ回路
からなるＤＣ−ＡＣ変換手段３はコンデンサＣ₁ を電源
として動作する。ここでスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₂ が
オンする区間ではコンデンサＣ₁ →スイッチング素子Ｑ
₃ →共振用コンデンサＣ₅ →共振用インダクタＬ₄ →ス
イッチング素子Ｑ₂ →コンデンサＣ₁ の回路で電流が流
れ、共振用コンデンサＣ₅ の共振電圧によって発生する
出力用トランスＴの二次出力が放電灯Ｌａに印加され
る。

【００７６】また共振用インダクタＬ₄ に流れる振動電
流を帰還する巻線ｎ₂ 乃至ｎ₅ により発生する信号によ
りスイッチング素子Ｑ₂ ，Ｑ₃ がオフし、スイッチング
素子Ｑ₁ ，Ｑ₄ がオンすると、コンデンサＣ₁ →スイッ
チング素子Ｑ₁ →共振用インダクタＬ₄ →共振用コンデ
ンサＣ₅ →スイッチング素子Ｑ₄ →コンデンサＣ₁ の経
路で電流が流れ、共振用コンデンサＣ₅ に発生する共振
電圧によって発生する出力用トランスＴの二次出力が放
電灯Ｌａに印加される。このようにして交互に放電灯Ｌ
ａには交番する高周波の電圧が印加され、また帰還用の
巻線ｎ₂ 乃至ｎ ₅ の帰還出力で発振動作が持続されるこ
とになる。尚スイッチング素子Ｑ₁ 乃至Ｑ₄ に夫々逆並
列されたダイオードＤ₃ 乃至Ｄ₆ はインバータ動作時の
フライホイル電流を流すためのダイオードである。

【００７７】このようにしてフルブリッジ型インバータ
回路を用いてＤＣ−ＡＣ変換手段３を構成することによ
り、各スイッチング素子Ｑ₁ 乃至Ｑ₄ への負担を低減す
ることができるのである。尚上記各実施例と同様な動作
を為すその他の回路要素には同じ番号、記号を付してそ
の説明を省略する。 （実施例９）本実施例は、図１７に示すようにハーブリ
ッジ型インバータ回路によりＤＣ−ＡＣ変換手段３を構
成したもので、負荷回路部４は絶縁型のリーケジトラン
スを出力用及び限流用のトランスＴとして用い、また自
励式制御手段６には可飽和トランスＴ₁ を用いてそのＢ
−Ｈ曲線の飽和特性を利用することによりスイッチング
素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ をオンオフ駆動する駆動信号を得てい
る。

【００７８】而して本実施例では起動手段５により一方
のスイッチング素子、図示例ではＱ ₂ を始動させた後
は、出力用トランスＴに巻回してある帰還用の巻線
ｎ₂ ，ｎ₃に逆相の信号を発生させ、バイポーラトラン
ジスタからなるスイッチング素子Ｑ ₁ ，Ｑ₂ を交互にオ
ンオフ駆動する。ここで、ＤＣ−ＤＣ変換手段２は実施
例６と同様にインダクタＬ₂ ，Ｌ₁ ，ダイオードＤ₁ 〜
Ｄ₄ 、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、電解コンデンサで
構成されたコンデンサＣ₁ 、Ｃ₂ からなり、実施例６と
同様な動作によりスイッチング素子Ｑ₂ ，Ｑ₁ のオンオ
フに応じてコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ を充電して昇圧された
直流電圧を得るようになっている。

【００７９】一方インバータ回路を構成するＤＣ−ＡＣ
変換手段３はスイッチング素子Ｑ₁のオン時に、コンデ
ンサＣ₁ の充電電荷をコンデンサＣ₁ →スイッチング素
子Ｑ ₂ →可飽和トランスＴ₁ の一次巻線ｎ₁ →出力用ト
ランスＴの一次巻線→コンデンサＣ₁ の経路で放電さ
せ、この時に発生する出力用トランスＴの２次出力を放
電灯Ｌａに印加する。また可飽和トランスＴ₁ では鉄芯
が飽和して巻線ｎ₂ の電圧が無くなるとオン状態のスイ
ッチング素子Ｑ₁ がオフし、このオフにより可飽和トラ
ンスＴ₁ には逆方向の電圧が誘起され、スイッチング素
子Ｑ₂ が巻線ｎ₃に誘起される電圧でオンする。このオ
ンによりコンデンサＣ₂ の充電電荷をコンデンサＣ₂ →
出力用トランスＴの一次巻線→可飽和トランスＴ₁ の一
次巻線ｎ₁→スイッチング素子Ｑ₂ →コンデンサＣ₂ の
経路で放電させ、この時に発生する出力用トランスＴの
２次出力を放電灯Ｌａに印加する。また可飽和トランス
Ｔ₁では鉄芯が飽和して巻線ｎ₃ の電圧が無くなるとオ
ン状態のスイッチング素子Ｑ ₂ がオフし、このオフによ
り可飽和トランスＴ₁ には逆方向の電圧が誘起され、再
びスイッチング素子Ｑ₂ が巻線ｎ₂ に誘起される電圧で
オンする。

【００８０】このようにしてスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ
₂ のオンオフを可飽和トランスＴ₁で制御し、またコン
デンサＣ₁ ，Ｃ₂ の放電により出力用トランスＴを通じ
て放電灯Ｌａに電力を供給することができるのである。 （実施例１０）本実施例は図１８に示すように実施例７
における出力用トランスＴと可飽和トランスＴ₁ とを一
体にしたリーケジトランスからなる可飽和トランスＴ₂
に負荷回路部４用の出力巻線を設け、この出力巻線に放
電灯Ｌａを接続してある。

【００８１】尚動作及びその他の構成派実施例７と同じ
であるから、同じ動作をする回路要素には同じ番号、記
号を付してその説明を省略する。 （実施例１１）本実施例は、図１９に示すように実施例
３において自励式制御手段６を兼ねた共振用インダクタ
Ｌ₄ の代わりに実施例７と同様に可飽和トランスＴ₁ を
用いて自励式制御手段６を構成し、共振用インダクタＬ
₄ を独立させ、更に負荷回路部４の放電灯Ｌａに非予熱
型を用いて出力用トランスＴの予熱巻線を無くした点で
実施例３と相違するものである。

【００８２】而して本実施例では可飽和トランスＴ₁ ’
のＢ−Ｈ曲線の飽和特性によって反転出力される巻線ｎ
₂ ，ｎ₃ に逆相の信号を発生させて、これら信号により
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を交互にオンオフさせるの
である。ＡＣ−ＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換手段２
及びＤＣ−ＡＣ変換手段３の動作は基本的には実施例３
と同じであるから、図１９では実施例３の同じ動作を為
す回路要素に同じ番号、記号を付してその説明を省略す
る。

【００８３】尚可飽和トランスＴ₁ ’を二つ設けて別々
にスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を駆動することも可能な
のは言うまでもない。また一方を共振用インダクタＬ₄
と一体化し、他方を独立したトランスとしても良い。 （実施例１２）本実施例は、実施例９における可飽和ト
ランスＴ₁ の代わりに図２０に示すように出力用トラン
スＴの二次側回路に一次巻線ｎ₁ を挿入した駆動用トラ
ンスＴ ₃ を自励式制御手段６として設け、この帰還用ト
ランスＴ₃ に設けた駆動用の巻線ｎ₂ ，ｎ₃ によりスイ
ッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の駆動用の信号を得るようにし
た点で実施例１１と相違する。

【００８４】而して本実施例では出力用トランスＴの２
次側に流れる電流により、帰還用トランスＴ₃ の巻線ｎ
₂ ，ｎ₃ に逆相の信号を発生させ、これら信号によりス
イッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を交互にオンオフさせて発振
を持続する。尚ＡＣ−ＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換
手段２及びＤＣ−ＡＣ変換手段３の動作は基本的には実
施例３と同じであるから、図２０では実施例３の同じ動
作を為す回路要素に同じ番号、記号を付してその説明を
省略する。本実施例によれば、放電灯Ｌａが外れたりし
て無負荷状態となると、出力用トランスＴの２次側回路
には電流が流れなくなり、その結果帰還用トランスＴ₂
の巻線ｎ₂ ，ｎ₃ からはスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を
駆動する信号が出力せず、ＤＣ−ＡＣ変換手段３の動作
が停止することになる。

【００８５】（実施例１３）本実施例は、ＤＣ−ＡＣ変
換手段３にハーフブリッジ型のインバータ回路を用いた
実施例５に対応するもので、実施例５では負荷回路部４
の出力用トランスＴに駆動用巻線ｎ₂ ，ｎ₃ を巻回して
自励式制御手段６を構成しているが、本実施例では図２
１に示すように互いの一次巻線を直列接続した共振用イ
ンダクタＬ₄とトランスＴａとを用い、トランスＴａで
は２次巻線ｎ₄ ，ｎ₅ に発生する電圧を整流平滑してス
イッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を駆動するための直流電源を
得、共振用インダクタＬ₄ では巻線ｎ₂ ，ｎ₃ に振動電
圧を発生させて前記直流電源の電圧に重畳することによ
りスイッング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を駆動するようになってい
る。

【００８６】つまり本実施例では起動手段５によりスイ
ッチング素子の一方（図示例ではＱ ₂ ）を駆動してＤＣ
ーＤＣ変換手段２及びＤＣーＡＣ変換手段３を起動さ
せ、ＤＣ−ＡＣ変換手段３の動作によりコンデンサ
Ｃ₁ ，Ｃ₂ の接続点と、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の
接続点との間に流れる電流によってトランスＴａの巻線
ｎ₄，ｎ₅ に誘起される電圧で抵抗Ｒ₁ ，Ｒ₂ とダイオ
ードＤ₇ ，Ｄ₈ とを通じてコセンサンＣ₆ ，Ｃ₇ を充電
し、直流電源を得る。一方インダクタＬ₄ と共振用コン
デンサＣ₅ との直列共振により、巻線ｎ₂ ，ｎ₃ に振動
電圧を発生させ、この振動電圧を前記コンデンサＣ₆ ，
Ｃ₇ の電圧に重畳させ、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂ の
オンオフ信号としてスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベー
スエミッタ間に印加して駆動するのである。

【００８７】尚その他の動作は実施例５と同じあるか
ら、同じ動作を為す回路要素に実施例５の回路要素と同
じ番号及び記号を付して説明を省略する。而して本実施
例によれば、負荷が増加して、スイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ のコレクタ電流が増加しても、前記コンデンサ
Ｃ₆ ，Ｃ₇ による直流電源によりスイッチング素子
Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベース電流を供給できるので、スイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂ を駆動することができるのである。

【００８８】（実施例１４）本実施例は実施例５や実施
例１３と同様にＤＣ−ＡＣ変換手段３にハーフブリッジ
型のインバータ回路を用いたものであり、実施例１３と
異なる点は図２２に示すようにスイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ のベースエッミタ間に印加してスイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ を駆動するための自励式制御手段６の直流電源
を、ＤＣ−ＤＣ変換手段２に用いるインダクタＬ₂ に巻
回した２組の２次巻線に発生する電圧を整流平滑するこ
とにより得、一方スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ ベースエ
ミッタ間に接続したトランジスタＱ₅ ，Ｑ₆ を共振用イ
ンダクタＬ₄ の巻線ｎ₂ ，ｎ₃より出力される振動電圧
により交互にオンオフさせて前記直流電源によるスイッ
チング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の駆動を制御するようになってい
る点である。

【００８９】尚その他の動作は実施例５、１３と同じあ
るから、同じ動作を為す回路要素に実施例５、１３の回
路要素と同じ番号及び記号を付して、説明は省略する。
而して本実施例によれば、商用交流電源ＡＣがオフすれ
ば、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の駆動用の直流電源が
無くなるので、ＤＣ−ＡＣ変換手段３及びＤＣ−ＤＣ変
換手段２の動作を瞬時に停止させることができ、そのた
め電解コンデンサからなるコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ の電荷
が徐々に放電してＤＣ−ＡＣ変換手段３の電源電圧Ｖが
徐々に低下する時のＤＣ−ＡＣ変換手段３の誤動作（例
えばスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の同時オンによる短
絡）を防止することができる。

【００９０】（実施例１５）本実施例は実施例３と同様
にＤＣ−ＡＣ変換手段３に変形ハーフブジッジ型のイン
バータ回路を用いたものであり、図２３に示すように本
実施例では、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベースエミ
ッタ間に印加する駆動用の直流電源を、負荷回路部４の
出力用トランスＴの２次巻線に放電灯Ｌａを介して一次
巻線を接続したトランスＴｂに巻回した二つの巻線
ｎ₇ ，ｎ₈ より発生する電圧を整流平滑して得、この直
流電源電圧に共振用インダクタＬ₄ の巻線ｎ₂ ，ｎ₃ に
発生する振動電圧を重畳することによりスイッチング素
子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオンオフ動作を持続させる自励式制御手
段６を設けた点と、負荷回路部４の放電灯Ｌａが非予熱
型の放電灯Ｌａである点で実施例３と相違する。

【００９１】その他の動作は実施例３と同じであるか
ら、実施例３の回路要素と同じ動作を為すものには同じ
番号、記号を付してその説明を省略する。而して本実施
例によれば、無負荷状態のように放電灯Ｌａの電流ルー
プが無くなった時には、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の
駆動用の直流電源が得られ無くなるため、無負荷時にＤ
Ｃ−ＤＣ変換手段２及びＤＣ−ＡＣ変換手段３の動作を
停止させることができるのである。

【００９２】（実施例１６）本実施例はＤＣーＡＣ変換
手段３にハーフブリッジ型のインバータ回路を用いたも
のであり、図２４に示すように商用交流電源ＡＣに一次
巻線を接続した絶縁型のトランスＴｃを用い、このトラ
ンスＴｃの二つの巻線ｎ₉ ，ｎ₁₀より発生する２次出力
を夫々整流平滑してスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベー
スエミッタ間に印加する直流電源を得、出力用トランス
Ｔの巻線ｎ₂ ，ｎ₃ に発生する振動電圧を前記直流電源
電圧に重畳することによりスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂
のオンオフ動作を持続させる自励式制御手段６を設けて
いる。

【００９３】その他の動作は実施例１２と同じであるか
ら実施例１２の回路要素と同じ動作を為すものには同じ
番号、記号を付してその説明を省略する。而して本実施
例によれば、商用交流電源ＡＣのオフによりスイッチン
グ素子Ｑ ₁ ，Ｑ₂ の駆動用の直流電源が無くなるので、
ＤＣ−ＡＣ変換手段３及びＤＣ−ＤＣ変換手段２の動作
が瞬時に停止させることができ。

【００９４】尚トランスＴｃを設ける代わりに共振用イ
ンダクタＬ₄ に巻線ｎ₉ ，ｎ₁₀を巻回してその出力を整
流平滑することにより直流電源を得るようにしても良
い。 （実施例１７）本実施例は実施例３における起動手段５
の具体例を示すものである。本実施例の起動手段５は図
２５に示すようにコンデンサＣ₁ に並列に抵抗Ｒ₀ とコ
ンデンサＣ₀ との直列回路を接続し、抵抗Ｒ₀ とコンデ
ンサＣ₀ との接続点と、スイッチング素子Ｑ₂ のベース
との間にダイアックＱ₀ を接続し、またスイッチング素
子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の接続点との間にダイオードＤ₀ を接続し
て構成される。

【００９５】而して起動手段５は商用交流電源ＡＣがオ
ンされると、ダイオードＤ₁ 乃至Ｄ ₄ のブッリジ回路を
介して抵抗Ｒ₀ 、コンデンサＣ₀ の直列回路に電流が流
れてコンデンサＣ₀ が充電される。この充電電圧がダイ
アックＱ₀ のブレークオーバ電圧に達するとダイアック
Ｑ₀ がオンして、コンデンサＣ₀ の電荷はダイアックＱ
₀ と、スイッチング素子Ｑ₂ のベース・エミッタを通じ
て放電し、スイッチング素子Ｑ₂ がオン動作してＤＣ−
ＤＣ変換手段２及びＤＣ−ＡＣ変換手段３が動作を開始
する。

【００９６】これらの動作開始により、コンデンサＣ₀
の電荷はタイオードＤ₀ を通じて両スイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ の接続点にフィードバックされ、コンデンサＣ
₅ の充電電圧はサイダックＱ₀ のブレークオーバ電圧に
達っせず、起動手段５の動作は以後停止することにな
る。以後ＤＣ−ＤＣ変換手段２及びＤＣ−ＡＣ変換手段
３が正常に動作すると実施例３と同様に動作することに
なる。

【００９７】尚実施例３と同じ動作を為す回路要素には
同じ番号、記号を付し、説明は省略する。また本実施例
では共振用のコンデンサＣ₅ を出力用トランスＴの２次
側に設けてあるため、放電灯Ｌａが接続されない状態、
つまり無負荷時ではＤＣ−ＡＣ変換手段３の発振動作が
停止させることができる。

【００９８】（実施例１８）本実施例も起動手段５の具
体例を示すものである。本実施例の起動手段５は、図２
６に示すようにタイマＩＣ（例えばＮＥＣ社製μＰＤ５
５５等）ＴＭ等を用いて構成される。次に起動手段５の
動作を図２６に基づいて説明する。まず商用交流電源Ａ
Ｃがオンされると、抵抗Ｒ₁₀を通じてコンデンサＣ₁₀が
充電される。タイマＩＣＴＭはピンがグランド端子、
ピンがトリガ端子、ピンが出力端子、ピンがリセ
ット端子、ピンが制御端子、がスレシュホールド端
子、ピンがディスチャージ端子、ピンが電源端子と
なっており、コンデンサＣ₁₀が１／３Ｖ_DDに上昇した時
に動作を開始する。本実施例の回路ではピンとピン
とを短絡接続してタイマＩＣＴＭを無安定マルチバイブ
レータとして使用しているため、タイマＩＣＴＭは抵抗
Ｒａ、Ｒｂ、コンデンサＣａによる時定数によって決ま
る周波数の発振パルスをピンより発生することにな
る。このパルスはダイオードＤ₁₁を介してスイッチング
素子Ｑ₂ のベースに印加しスイッチング素子Ｑ₂ を起動
する。

【００９９】この起動にてＤＣ−ＤＣ変換手段２及びＤ
Ｃ−ＡＣ変換手段３が動作を開始すると、コンデンサＣ
₁₀への充電電流をダイオードＤ₁₀を通じてスイッチング
素子Ｑ₂ 側に引き抜くため、タイマＩＣＴＭの動作が停
止することになる。以後ＤＣ−ＤＣ変換手段２及びＤＣ
−ＡＣ変換手段３が正常に動作すると実施例１２と同様
に動作することになる。

【０１００】尚実施例１２と同じ動作を為す回路要素に
は同じ番号、記号を付し、説明は省略する。 （実施例１９）本実施例も起動手段５の具体例を示すも
のである。本実施例の起動手段５は、図２７に示すよう
にコンパレータＣＰ（例えばＮＥＣ社製μＰＣ３３９）
等を用いて構成されるる。

【０１０１】次に起動手段５の動作を図２７に基づいて
説明する。商用交流電源ＡＣがオンされると、起動手段
５はインダクタＬ₂ とダイオードＤ₁ との接続点Ａに現
れる商用交流電源ＡＣの半波整流電圧をダイオードＤ₁₂
を通じて抵抗Ｒ₁₂とＲ₁₃とで分圧し、その分圧電圧をコ
ンパレータＣＰの非反転入力端に取り込み、一方この分
圧電圧をツェナーダイオードＺＤ₁ のツェナー電圧で一
定にして反転入力端に基準電圧として取り込む。そして
コンパレータＣＰは出力をノットゲート（例えばＮＥＣ
社製μＰＤ４０４９）ＮＴとダイオードＤ₁₃とを介して
スイッチング素子Ｑ₂ のベースに接続しており、非反転
入力端に入力する半波整流電圧の瞬時値が前記基準電圧
以下であればコンパレータＣＰの出力は”Ｌ”で、スイ
ッチング素子Ｑ₂ のベースに起動信号が与えられ、非反
転入力端に入力する半波整流電圧の瞬時値が前記基準電
圧に達したときには、コンパレータＣＰの出力は”Ｈ”
でスイッチング素子Ｑ₂ のベースへの起動信号をオフす
る。

【０１０２】つまり、商用交流電源ＡＣがオンされ、そ
のＡ点の整流半波波形の谷部の極短期間においてスイッ
チング素子Ｑ₂ のベースに起動信号が与えられるのであ
る。スイッチング素子Ｑ₂ が起動して、ＤＣ−ＤＣ変換
手段２及びＤＣ−ＡＣ変換手段３が動作を開始すると、
ノットゲートＮＴの出力はスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ ₂
の接続点にダイオードＤ₁₄フィードバックされるため、
以後起動信号をスイッチング素子Ｑ₂ に与えなくなる。

【０１０３】以後ＤＣ−ＤＣ変換手段２及びＤＣ−ＡＣ
変換手段３が正常に動作すると実施例１₆ と同様に動作
することになる。尚実施例１₆ と同じ動作を為す回路要
素には同じ番号、記号を付し、説明は省略する。 （実施例２０）本実施例は、実施例３と同様に変形ハー
フブリッジ型のインバータ回路をＤＣ−ＡＣ変換手段３
に用いたもので、図２８に示すようにＤＣ−ＤＣ変換手
段２とＤＣ−ＡＣ変換手段３で共用するスイッチング素
子Ｑ₂ にＭＯＳＦＥＴを用いるとともに、このスイッチ
ング素子Ｑ₂ の発振をタイマＩＣＴＭ₁ を利用して制御
する自励発振手段６を設けた点と、共振用コンデンサＣ
₅ を負荷回路部４側の放電灯Ｌａのフィラメントｆ₁ ，
ｆ₂ の非電源側端間に接続した点で相違する。

【０１０４】而して本実施例では、起動手段５によりス
イッチング素子Ｑ₂ が起動された後、ＤＣ−ＤＣ変換手
段２及びＤＣ−ＡＣ変換手段３が正常に動作すると、共
振用コンデンサＣ₅ と、共振用インダクタＬ₄ との共振
により巻線ｎ₂ より発生する振動電圧にてスイッチング
素子Ｑ₁ はオンオフ駆動される。一方巻線ｎ₃ に発生す
る振動電圧はダイオードＤ₂₀と抵抗Ｒ₂₀とを介してコン
デンサＣ₂₀を充電する。

【０１０５】タイマＩＣＴＭ₁ は実施例１８と同じタイ
マＩＣを使用しており、前記コンデンサＣ₂₀を，ピ
ンとピンとの間に接続し、更にピンをスイッチング
素子Ｑ₂ に並列に接続した抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂の分圧回路の
分圧点に接続し、を抵抗Ｒ ₂₃を介してスイッチング素
子Ｑ₂ のゲートに接続してある。従ってタイマＩＣＴＭ
はコンデンサＣ₂₀の電圧を電源とするもので、ＤＣ−Ａ
Ｃ変換手段３が動作を介してコンデンサＣ₂₀の電圧が前
記巻線ｎ₃ の出力により１／３Ｖ_DD以上に充電されると
動作を開始する。そして前記分圧回路の分圧点の電圧が
スイッング素子Ｑ₁ がオフして高くなると、タイマＩＣ
ＴＭ₁ はトリガを受け、ピンより出力を発生する。こ
の出力信号の幅は抵抗Ｒ₂₄とコンデンサＣ ₂₁の時定数で
決定される。つまりスイッチング素子Ｑ₂ はスイッチン
グ素子Ｑ₁のオフ時から一定時間だけ駆動されることに
なるのである。

【０１０６】尚その他の動作は実施例３と同様であるた
め、同様な動作を為す回路要素には実施例３と同じ記
号、番号を付して説明を省略する。 （実施例２１）前記実施例２０ではタイマＩＣＴＭ₁ の
出力信号の幅が固定されているが、本実施例ではこの出
力信号の幅を制御するようにしたものである。

【０１０７】つまり図２９に示すようにコンデンサＣ₂₀
に抵抗Ｒ₂₅を介して並列接続したトランジスタＱ₁₀を更
にダイオードＤ₂₁を介してタイマＩＣＴＭ₂ の出力信号
の幅を決定する時定数のコンデンサＣ₂₁に並列に接続
し、このトランジスタＱ₁₀のコレクタ電流を商用交流電
源ＡＣの電圧に応じて制御することにより、コンデンサ
Ｃ₂₀を電源として抵抗Ｒ₂₆と抵抗Ｒ₂₅、ダイオードＤ₂₁
との並列回路を介して流れるコンデンサＣ₂₁への充電電
流を変化させて充電速度を制御し、出力信号の幅を制御
するのである。

【０１０８】更に詳説すると、トランジスタＱ₁₀にコレ
クタ電流が流れていないときには、抵抗Ｒ₂₆と、ダイオ
ードＤ₂₁、抵抗Ｒ₂₅の並列回路を通じてコンデンサＣ₂₁
が充電されるので、充電速度が早められ、逆にトランジ
スタＱ₁₀にコレクタ電流が流れると、充電電流が減少す
るため、充電速度が遅くなるのである。これによりスイ
ッチング素子Ｑ₂ への駆動信号、即ちオン幅の制御がで
きることになる。

【０１０９】そしてトランジスタＱ₁₀のベースを低域フ
ィルタ用に設けてあるコンデンサＣ ₃ の一端にダイオー
ドＤ₂₂と抵抗Ｒ₂₇とを介して接続し、またコンデンサＣ
₃ の他端とグランドとの間にダイオードＤ₂₃と抵抗Ｒ₂₈
と抵抗Ｒ₂₉との直列回路を接続し、その抵抗Ｒ₂₈とＲ₂₉
との接続点にダイオードＤ₂₄を介してトランジスタＱ ₁₀
のベースを接続してある。そして商用交流電源ＡＣの電
圧がダイオードＤ₂₃に対して順方向となる向きでは、ダ
イオードＤ₂₃を介して抵抗Ｒ₂₈、Ｒ₂₉により分圧された
図３０（ａ）に示す半波整流電圧を抵抗Ｒ₂₅の両端に得
ている。このときダイオードＤ₂₄を介してトランジスタ
Ｑ₁₀の動作は図３０（ｂ）に示すように増幅動作領域と
なるように回路定数を設定しておくと、商用交流電源Ａ
Ｃ波形の山部程トランジスタＱ₁₀のコレクタ電流は増加
し、コンデンサＣ₂₁への充電電流を制御するように働く
ことになる。また商用交流電源ＡＣの向きが前記とは逆
の向きではダイオードＤ₂₂と抵抗Ｒ₂₇を介してトランジ
スタＱ₁₀を常時オンさせるように抵抗Ｒ₂₃の抵抗値を設
定している。

【０１１０】本実施例の場合スイッチング素子Ｑ₂ 固有
の周波数はスイッチング素子Ｑ₁ の自励信号周波数の変
動とは逆の方向に変わるので、全体の周波数は一定方向
に向かう。その結果実施例２と同様のインバータ方式が
自励他制御方式でも実現することができる。タイマＩＣ
ＴＭ₂ の電源は共振用インダクタＬ₄ の二次巻線ｎ₃ と
ダイオードＤ₂₅と抵抗Ｒ₃₀とコンデンサＣ₂₀とで構成さ
れる。

【０１１１】（実施例２２）本実施例は実施例３と同様
に変形ハーフブリッジ型のインバータ回路をＤＣーＡＣ
変換手段３に用いたもので、起動手段５でスイッチング
素子Ｑ₂ が起動された後、共振用インダクタＬ₄ からの
駆動信号で自励発振を持続するようになっているが、本
実施例の特徴は、図３１に示すようにスイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂のベースエミッタ間にそれぞれトランジスタ
Ｑ₂₀、Ｑ₂₁を接続し、これらのトランジスタＱ₂₀、Ｑ₂₁
の駆動を商用交流電源ＡＣに一次巻線を接続した絶縁型
トランスからなるトランスＴｄの二次出力を半波整流し
且つ限流した電流で行うようになっている。

【０１１２】次に本実施例の動作を説明する。まず商用
交流電源ＡＣの極性が図示する場合にはＤＣ−ＤＣ変換
手段２と共有するスイッチング素子はＱ₂ であり、この
ときトランスＴd により二次巻線ｎ₂₀の電圧が上昇して
ダイオードＤ₃₀、抵抗Ｒ₃₁を通じてベース電流が流れて
トランジスタＱ₂₀は増幅領域で動作する。そのため商用
交流電源ＡＣの電圧波形の谷部では、スイッチング素子
Ｑ₁ のベース電流を引き抜く度合が少なく、山部では引
き抜く度合が大きくなる。そのためスイッチング素子Ｑ
₁ のオン幅が伸縮することになる。 商用交流電源ＡＣ
が前記とは逆向きとなると、前記とは逆の動作となり、
二次巻線ｎ₂₁の電圧が上昇してダイオードＤ₃₁、抵抗Ｒ
₃₂を通じてベース電流が流れてトランジスタＱ₂₁は増幅
領域で動作する。そのため商用交流電源ＡＣの電圧波形
の谷部では、スイッチング素子Ｑ₂ のベース電流を引き
抜く度合が少なく、山部では引き抜く度合が大きくな
る。そのためスイッチング素子Ｑ₂ のオン幅が伸縮する
ことになる。

【０１１３】以上の動作によりチョッパ動作とインバー
タ動作とが共用するスイッチング素子Ｑ₁ 又はＱ₂ のオ
ン幅が縮むと、それと同方向に共用していないスイッチ
ング素子Ｑ₂ 又はＱ₁ のオン幅が動くことになる。その
結果商用交流電源ＡＣの電圧波形の山部では全体が縮む
ため周波数が高くなって出力を絞り、逆に谷部では全体
が伸びて周波数が低くなり、出力を上げることができ
る。そのためコンデンサＣ₁ の容量が小さいとき、一般
にはインバータ回路の出力にリップルが含まれるが本実
施例によれば、リップルの山部では周波数を高く、谷部
では低くすることができて実質的にリップルをなくすこ
とができる。

【０１１４】尚その他の動作は実施例３と同様であるた
め、同様な動作を為す回路要素には同じ記号、番号を付
してその説明を省略する。 （実施例２３）本実施例は蛍光灯からなる放電灯Ｌａを
予熱先行するための回路を実施例３の回路に追加したも
のである。

【０１１５】つまり図３２に示すようにスイッチング素
子Ｑ₁ とＱ₂ との接続点と、ダイオドＤ₃ とＤ₄ との接
続点の間にトライアックのようなスイッチング素子ＴＲ
を挿入し、このスイッチング素子ＴＲのオフ時には商用
交流電源ＡＣの電圧をダイオードＤ₁ ，Ｄ₄ により半波
整流した脈流をコンデンサＣ₁ で平滑して得られる直流
を電源としてＤＣ−ＡＣ変換手段３を動作させ、スイッ
チング素子ＴＲのオン時には実施例３と同様にＤＣ−Ｄ
Ｃ変換手段２によるチョッパ動作によってコンデンサＣ
₁ を昇圧充電して直流電源を得、この直流電源でＤＣ−
ＡＣ変換手段３を動作させるようにし、スイッチング素
子ＴＲのオフ時における商用交流電源ＡＣの√２倍の電
圧に充電されるコンデンサＣ₁ の低い電圧でＤＣ−ＡＣ
変換手段３を動作させている状態で先行予熱を行なうの
である。

【０１１６】ここで本実施例では共振用インダクタＬ₄
に帰還用の巻線ｎ₂ ，ｎ₃ 以外に巻線ｎ₀ を巻回し、こ
の巻線ｎ₀ で発生する電圧を整流平滑し、更にツェナー
ダイオードＺＤ₂ で一定化してスイッング素子ＴＲのト
リガ回路の電源を得、この電源電圧をホトカプラＰＣの
出力用ホトトランジスタＱａを介してスイッチング素子
ＴＲのゲートに接続してある。

【０１１７】一方出力用トランスＴに巻線Ｎ₃ を巻回し
て、この巻線Ｎ₃ により発生する電圧を抵抗Ｒ₃₃を介し
て全波整流器Ｒｅｃによりて全波整流し、この全波整流
出力をコンデンサＣ₂₅により平滑し、このコンデンサＣ
₂₅の電圧を抵抗Ｒ₃₂を介してホトカプラＰＣの発光ダイ
オードＬＥＤの印加するようになっている。つまりこの
回路はコンデンサＣ₂₅と抵抗Ｒ₃₂とで時定数回路を構成
し、コンデンサＣ₂₅が発光ダイオードＬＥＤの順方向電
圧が越えるまで、スイッチング素子ＴＲをオフ状態にし
て放電灯Ｌａのフィラメントｆ₁ ，ｆ₂ を予熱する先行
予熱期間を設定するための回路を構成する。

【０１１８】而して、商用交流電源ＡＣがオンされた時
は、スイッチング素子ＴＲがオフ状態であるため、起動
手段５によりスイッチング素子Ｑ₂ が起動されると、変
形ハーフブリッジ型のインバータ回路からなるＤＣ−Ａ
Ｃ変換手段３はコンデンサＣ ₁ にて平滑された商用交流
電源ＡＣ電圧の√２倍の低い電圧で動作することにな
り、放電灯Ｌ_a は始動せずフィラメントｆ₁ ，ｆ₂ の先
行予熱状態となる。この先行予熱期間はコンデンサ
Ｃ₂₅，抵抗Ｒ₃₃の時定数で決定される。やがて出力用ト
ランスＴの巻線Ｎ₃ より出力される電圧によりコンデン
サＣ₂₅が充電されてその電圧がホトカプラＰＣの発光ダ
イオードＬＥＤのスレッショルド電圧を越えると、て発
光ダイオードＬＥＤが発光してホトカプラＰＣのホトト
ランジスタＱａがオンし、その結果スイッチング素子Ｔ
Ｒがオンする。

【０１１９】このスイッチング素子ＴＲのオンにより実
施例３と同様にＤＣ−ＤＣ変換手段２がスイッチング素
子Ｑ₁ ，Ｑ₂ をＤＣ−ＡＣ変換手段３と共用する動作を
開始する。そのためＤＣ−ＡＣ変換手段３は昇圧された
高い電圧で動作し、出力用トランスＴの二次出力電圧が
上昇して放電灯Ｌａが始動点灯されることになる。尚巻
線Ｎ₃ の代わりに、出力用トランスＴと放電灯Ｌａとの
間に一次巻線を挿入した検出用トランスＴe を図３３に
示すように設けてこの検出用トランスＴeの二次出力で
コンデンサＣ₂₅を充電するようにしも良い。この場合放
電灯Ｌａが接続されない無負荷状態となった場合にはコ
ンデンサＣ₂₅が充電されず、結果スイッチング素子ＴＲ
のオフ状態が持続され、そのためＤＣ−ＤＣ手段２が動
作せず、ＤＣ−ＡＣ変換手段３は低い電源電圧で動作し
て低出力状態を維持し、回路の保護ができる。

【０１２０】尚その他の動作は実施例３と同様であるた
め、同様な動作を為す回路要素には同じ記号、番号を付
してその説明を省略する。 （実施例２４）本実施例は、図３４に示すように可飽和
トランスＴ₂ に補助巻線Ｎａを設け、一方共振用インダ
クタＬ₄ に結合用巻線Ｎｂを設け、巻線Ｎａにコンデン
サＣａを接続し、このコンデンサＣａに巻線Ｎｂを抵抗
Ｒ₃₄とダイオードＤ₃₂を介して接続しているものであっ
て、可飽和トランスＴ₂ に偏磁をかけＤＣ−ＡＣ変換手
段３の出力を制御するようにしたものである。

【０１２１】つまり本実施例では放電灯Ｌａが接続され
ない無負荷状態やエミレス等の軽負荷状態のときには共
振電流が増加し、巻線Ｎａの電流も増加するので可飽和
トランスＴ₂ が早く飽和し、そのため、ＤＣ−ＡＣ変換
手段３のスイッチング周波数が上昇して振動電流が減少
することになり、ＤＣ−ＡＣ変換手段３を保護すること
ができる。

【０１２２】尚図３５に示すように可飽和トランスＴ₂
の補助巻線Ｎａに抵抗₃₅を介して可変電源ＶＥを接続
し、この可変電源ＶＥにより可飽和トランスＴ₂₁に偏磁
をかけるようにしても良い。この場合調光などの負荷制
御に使用できる。 （実施例２５）本実施例はＤＣ−ＡＣ変換手段３の共振
要素を短絡、開放することで共振周波数を自在に変える
ことができるようにしたものである。

【０１２３】つまり、図３６に示すように共振用インダ
クタをＬ_4aとＬ_4bとに分割し、インダクタＬ_4bに並列接
続したＤＣ駆動リレーのリレー接点からなるスイッチン
グ素子Ｒｙ₁ を正常点灯時にはオンして短絡状態とし、
共振用インダクタをインダクタＬ_4aのみとして、インピ
ーダンスを低下させて高い電力を負荷回路部４に与える
ようにしている。 一方出力用トランスＴには補助巻線
Ｎｃを設け、無負荷状態やエミレス等の軽負荷状態等に
より二次出力が上昇し補助巻線Ｎｃの電圧がツェナダイ
オードＺＤａのツェナー電圧を越えたときにコンデンサ
Ｃ₃₀を充電し、このコンデンサＣ₃₀の電圧がコンパレー
タＣＰａ（例えばＮＥＣ社製μＰＣ３１９）の比較基準
値（ツェナーダイオードＺＤｃにて得る）を越えたとき
に出力されるコンパレータＣＰａの”Ｈ”信号をダイオ
ードＤ₃₃を介してコンデンサＣ₃₁に印加し、ＭＯＳＦＥ
Ｔからなるスイッチング素子Ｑ_b をオンさせるようにし
ている。スイッチング素子Ｑ_b はコンデンサＣ₁ を電源
として抵抗Ｒ₃₆、ダイオードＤ₃₄を介して充電されるコ
ンデンサＣ₃₂とツェナーダイオードＺＤｂと抵抗Ｒ ₃₇と
の並列回路に並列接続しており、この並列回路よりスイ
ッチング素子Ｒｙ₁を開閉させるための駆動コイルへ与
えている直流駆動電流をスイッチング素子Ｑｂで引き抜
きスイッチング素子Ｒｙ₁ をオフさせるようになってい
る。この場合共振用インダクタがＬ_4a，Ｌ_4bで構成され
インピーダンス値が上がるようになっている。結果とし
てＤＣ−ＡＣ変換手段３より出力される電力が抑制さ
れ、ＤＣ−ＡＣ変換手段３を保護することができるので
ある。

【０１２４】尚ＡＣ−ＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換
手段２、ＤＣ−ＡＣ変換手段３、負荷回路部４の動作は
実施例３と同じであるため、同じ動作を為す回路要素は
実施例３と同じ番号、記号を付して説明を省略する。図
３６の回路では共振用インダクタを二つに分割してイン
ピーダンスを正常時と異常時とで切り換えるようにして
いるが、図３７に示すように共振用コンデンサをＣ_5aと
Ｃ_5bとに分割して一方Ｃ_5aをＤＣ駆動リレーのリレー接
点からなるスイッチング素子Ｒｙ₂ でオンオフするよう
にようにしても良い。この回路の場合異常検出用の補助
巻線Ｎｃ及びスイッチング素子Ｒｙ₂ を開閉させるため
の駆動コイルへ供給する駆動用電源を取り出すための巻
線Ｎｄを共振用インダクタＬ₄に設けてある。

【０１２５】以上の本実施例では共振条件を変えること
で、異常時の保護に用いられることができる。またスイ
ッチング素子Ｑｂ，Ｒｙ₁ （Ｒｙ₂ ）を外部からの制御
とすることで調光に利用したり、入力電源電圧の高さに
よっても対応させることが可能である。 （実施例２６）本実施例は基本的には実施例３と同じ構
成を有するが、図３８に示すようにスイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ のエミッタに直列にエミッタ抵抗Ｒｅ₁ ，Ｒｅ
₂ を接続し、ベースエミッタ間にはトランジスタＱ₃₀，
Ｑ₃₁を接続してあり、これらのトランジスタＱ₃₀，Ｑ₃₁
のベースをスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のエミッタに接
続し、エミッタ抵抗Ｒｅ₁ ，Ｒｅ₂ の両端電圧が所定以
上上昇したときにトランジスタＱ₃₀，Ｑ₃₁をオンするよ
うになっている。

【０１２６】つまり負荷回路部４の異常が生じ、共振電
流が高くなってスイッチング素子Ｑ ₁ ，Ｑ₂ に過大電流
が流れてエミッタ抵抗Ｒｅ₁ ，Ｒｅ₂ の両端電圧が上昇
すると、トランジスタＱ₃₀，Ｑ₃₁がオンしてスイッチン
グ素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベース電流を引き抜く。これにより
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオン幅を絞り、負荷回路
部４への供給電力を抑えることができるのである。

【０１２７】本実施例によれば無負荷時、二次短絡時、
エミレス時に対応が可能となり、エミッタ抵抗Ｒｅ₁ ，
Ｒｅ₂ の抵抗値を制御することにより調光も可能とな
る。尚ＡＣ−ＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換手段２、
ＤＣ−ＡＣ変換手段３、負荷回路部４の動作は実施例３
と同じであるため、同じ動作を為す回路要素は実施例３
と同じ番号、記号を付して説明を省略する。

【０１２８】（実施例２７）本実施例は、基本的には実
施例３と同じであるが、図３９に示すようにスイッチン
グ素子Ｑ₂ のエミッタに抵抗Ｒｅ₃ を接続し、この抵抗
Ｒｅ₃ にトランジスタＱ₄₀を並列接続し、更にこのトラ
ンジスタＱ₄₀のベースエミッタ間にトランジスタＱ₄₁を
接続し、このトランジスタＱ₄₁のベースエミッタ間には
コンデンサＣ₄₀を接続し、さらにこのコンデンサＣ₄₀に
出力用トランスＴに設けた検出用巻線Ｎｅを抵抗Ｒ₄₀と
ダイオードＤ₄₀とツェナーダイオードＺＤ₃ とを介して
接続している。

【０１２９】しかして本実施例では通常時にはトランジ
スタＱ₄₀は抵抗Ｒ₄₁を通じてベース電流が流れてオン
し、スイッチング素子Ｑ₂ に流れる電流はトランジスタ
Ｑ₄₀を介してグランドへ流れることなるが、負荷回路部
４の異常が生じたときには出力用トランスＴに設けた検
出用巻線Ｎｅから発生する電圧がツェナーダイオードＺ
Ｄ₃ のツェナー電圧を越えて、トランジスタＱ₄₁がオン
し、このオンによりトランジスタＱ₄₀のベース電流がバ
イパスされる。このバイパスによりトランジスタＱ₄₀が
オフすると、スイッチング素子Ｑ₂ に流れる電流は抵抗
Ｒ₄₀を介してグランドに流れる込むことになる。ここで
抵抗Ｒ₄₁の抵抗値を高抵抗値としているため、ＤＣ−Ａ
Ｃ変換手段３に流れる電流が大幅に制限されてインバー
タ動作は停止し、異常時に対して制御が可能となる。商
用交流電源ＡＣの投入時はタイマＴＭａによりトランジ
スタＱ₄₀を一定時間オンしてインバータ動作を可能とし
ている。

【０１３０】尚ＡＣ−ＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換
手段２、ＤＣ−ＡＣ変換手段３、負荷回路部４の動作は
実施例３と同じであるため、同じ動作を為す回路要素は
実施例３と同じ番号、記号を付して説明を省略する。 （実施例２８）本実施例は共振用インダクタＬ₄ の一次
巻線ｎ₁ に流れる電流を巻線ｎ₂,ｎ₃にて検出しスイッ
チング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオン幅を制御するものであり、
図４０に示す構成からなる。

【０１３１】つまり負荷回路部４の異常により共振用イ
ンダクタＬ₄ に流れる共振電流が上昇すると、巻線ｎ₂,
ｎ₃ に発生する電圧が上昇し、この電圧により充電され
るコンデンサＣ₅₀，Ｃ₅₁の電圧がツェナーダイオードＺ
Ｄ₅₀，ＺＤ₅₁のツェナー電圧を越え、スイッチング素子
Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベースエミッタ間に接続してあるトランジ
スタＱ₅₀，Ｑ₅₁にベース電流が流れてそれぞれがオンす
る。そのためスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ はベース電流
がトランジスタＱ₅₀、₅₁により引き抜かれ、それぞれの
オン幅が制御されることになる。

【０１３２】尚ＡＣ−ＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換
手段２、ＤＣ−ＡＣ変換手段３、負荷回路部４の動作は
実施例３と同じであるため、同じ動作を為す回路要素は
実施例３と同じ番号、記号を付して説明を省略する。 （実施例２９）本実施例は、基本的には図２８の実施例
回路と同じ回路構成となっているが図４１に示すように
タイマＩＣＴＭ₁ の時定数である抵抗Ｒ₂₄を可変抵抗器
で構成し、コンデンサＣ₂₁の充電時間を調整することが
できるようにして調光への応用を図ったものである。つ
まり充電時間を遅くすることでスイッチング素子Ｑ₂ の
オン幅を絞り、ＤＣ−ＡＣ変換手段３の周波数を上昇さ
せて出力を低下させる。またスイッチング素子Ｑ₁ が自
励としての動作をするのに対してスイッチング素子Ｑ₂
がオン幅が絞られるとアンバランス状態になり、直流カ
ット用コンデンサＣ₄ への直流成分の充電が多くなる。
この二つの理由から共振用コンデンサＣ₅の両端に得ら
れる電力が減少し、調光状態となる。

【０１３３】尚その他の動作は図２８の回路に準ずるた
め説明を省略し、同じ動作を為す回路要素には同じ番
号、記号を付す。 （実施例３０）本実施例は共振用インダクタＬ₄ の一端
に図４２に示すように切り換えスイッチＳＷの共通点を
接続し、直流電源となるコンデンサＣ_1aとＣ_1bとの直列
回路の中点に切り換えスイッチＳＷのＡ接点を接続し、
両スッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の接続点に切り換えスイッ
チＳＷのＢ接点を接続して構成したものである。

【０１３４】しかして本実施例によれば切り換えスイッ
チＳＷを切換部７によってＡ接点側に切り換えると、倍
電圧電源回路として商用交流電源ＡＣの２√２倍の電圧
に、切り換えスイッチＳＷをＢ接点側に切り換えると、
実施例３と同様にＤＣ−ＤＣ変換手段２のチョッパ動作
によりコンデンサＣ_1a，Ｃ_1bの直列回路の両端には倍電
圧よりも昇圧された電圧が得られることになる。

【０１３５】尚その他の動作は実施例３の回路に準ずる
ため説明を省略し、同じ動作を為す回路要素には同じ番
号、記号を付す。切り換えスイッチＳＷに中性状態が設
定できるものを使用すれば、中性状態では商用交流電源
ＡＣを整流平滑した電圧と、Ａ接点切り換え時の倍電圧
と、Ｂ接点切り換え時の昇圧チョッパ動作による電圧と
の３段階の電圧でＤＣ−ＡＣ変換手段３を動作させるこ
とができ、そのため出力を３段階に切り換えることがで
き、更に細かく調光制御が可能となる。

【０１３６】（実施例３１）本実施例はコンデンサＣ₁
の両端電圧を図４３に示すように抵抗Ｒ₆₀、Ｒ₆₁で分圧
してその分圧された電圧をコンパレータＣＰ₁₁，ＣＰ₁₂
で比較基準値と比較し、比較基準値を越えている場合に
はスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベースエミッタ間に接
続してあるトランジスタＱ₆₀，Ｑ₆₁をオンしてスイッチ
ング素子Ｑ ₁ ，Ｑ₂ のオン幅を制御するようにしたもの
である。つまりコンデンサＣ₁ の異常昇圧電圧、若しく
は異常負荷時によるコンデンサＣ₁ の両端電圧の上昇を
検出し制御するのである。コンパレータＣＰ₁₁，ＣＰ₁₂
の比較基準値は商用交流電源ＡＣをダイオードＤ₆₀とコ
ンデンサＣ₆₀で整流平滑し、ツェナーダイオードＺＤ ₆₀
で一定化した電圧を用いている。またトランジスタＱ₆₀
のベースとコンパレータＣＰ₁₁との間にはトランスＴｆ
を介して接続してある。

【０１３７】尚ＡＣ−ＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換
手段２、ＤＣ−ＡＣ変換手段３、負荷回路部４の動作は
実施例３と同じであるため、同じ動作を為す回路要素は
実施例３と同じ番号、記号を付して説明を省略する。尚
制御のための回路として外付けＩＣを用いても良い。 （実施例３２）本実施例は２種類（例えば１００Ｖ系と
２００Ｖ系）の商用交流電源ＡＣの電圧が使用できるよ
うにしたもので、図４４に示すように商用交流電源ＡＣ
の電圧を全波整流器ＤＢ₁ で整流して得られた脈流電圧
を抵抗Ｒ₇₀とＲ₇₁とで分圧し、その分圧電圧をコンパレ
ータＣＰ₂₀で比較基準値と比較するようになっている。
比較基準値は商用交流電源ＡＣをダイオードＤ₇₀で半波
整流し、コンデンサＣ₇₀とツェナーダイオードＺＤ₇₀と
で平滑且つ所定電圧に一定化された電圧を用いており、
その値は１００Ｖ系の商用交流電源ＡＣが接続されたと
きには前記分圧電圧が越えず、２００Ｖ系の場合には越
えるように設定してある。

【０１３８】一方ＤＣ−ＤＣ変換手段２のチョッパ用イ
ンダクタは二つの別々のコアを持つＬ₂ ，Ｌ₂ ’とから
なり、２００Ｖ系の商用交流電源ＡＣに対応させるとき
にはその両方を使用し、１００Ｖ系の商用交流電源ＡＣ
に対応させるときには一方を短絡するように構成され
る。インダクタＬ₂ にはＤＣ駆動リレーのリレー接点か
らなるスイッチング素子Ｒｙ₃ を並列接続している。こ
のスイッチング素子Ｒｙ₃ を開閉させる駆動コイルへ
は、前記ダイオードＤ₇₀の整流出力をコンデンサＣ₇₁と
ツェナーダイオードＺＤ₇₁とで平滑且つ所定電圧に一定
化した電圧を直流駆動電圧として与えるようになってお
り、ツェナダイオードＺＤ₇₁にはコンパレータＣＰ₂₀の
出力でオンオフするＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング
素子Ｑ₇₀を並列に接続してある。

【０１３９】しかして本実施例によれば商用交流電源Ａ
Ｃが２００Ｖ系の場合にはコンパレータＣＰ₂₀の出力
が”Ｈ”であるためスイッチング素子Ｑ₇₀はオンとな
り、スイッチング素子Ｒｙ₃ の駆動コイルへは直流駆動
電圧が与えられず、そのためスイッチング素子Ｒｙ₃ は
オフ状態となる。従って共振用インダクタはＬ₂ 、
Ｌ₂ ’の直列回路の合成インダクタンスによりそのイン
ダクタンスは定格となっており、そのためＤＣ−ＤＣ変
換手段２の動作時にコンデンサＣ₁ を充電する電流は定
格の値でコンデンサＣ₁ の電圧を昇圧する。これに対し
て商用交流電源ＡＣが１００Ｖ系の場合にはコンパレー
タＣＰ₂₀の出力が”Ｌ”であるためスイッチング素子Ｑ
₇₀はオフとなる。そのためスイッチング素子Ｒｙ₃ の駆
動コイルに直流駆動電圧が与えられてスイッチング素子
Ｒｙ₃ はオン状態となり、結果共振用インダクタはＬ₂
が短絡されるため、Ｌ₂ ’のみとなってインダクタンス
は定格より減少し、ＤＣ−ＤＣ変換手段２の動作時にコ
ンデンサＣ₁ を昇圧する電流は２００Ｖ系を接続してい
る場合に比べて増加しコンデンサＣ₁ の電圧を昇圧す
る。結果、コンデンサＣ₁ に発生する電圧は１００Ｖ系
と２００Ｖ系とも略同程度となり、ＤＣ−ＡＣ変換手段
３の回路定数を変えることなしに商用交流電源ＡＣが１
００Ｖ系でも２００Ｖ系でも自動的に対応することがで
きる。

【０１４０】尚ＡＣ−ＤＣ変換手段１、ＤＣ−ＤＣ変換
手段２、ＤＣ−ＡＣ変換手段３、負荷回路部４の動作は
実施例３と同じであるため、同じ動作を為す回路要素は
実施例３と同じ番号、記号を付して説明を省略する。

【０１４１】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流して
直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＡＣー
ＤＣ変換手段から出力される前記直流電圧を受けて所定
の直流電圧に変換出力する少なくともスイッチング要素
を含んでなるＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣーＤＣ変
換手段から出力される前記所定の直流電圧を受けて高周
波電圧に変換するスイッチング要素として前記ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換手段のスイッチング要素を共用してなるＤＣ−Ａ
Ｃ変換手段と、前記ＤＣ−ＡＣ変換手段から出力される
高周波電圧を受ける負荷回路部と、前記スイッチング要
素に起動信号を印加する起動手段と、前記負荷回路部の
電圧若しくは電流の変化信号を駆動信号として前記スイ
ッチング要素の制御端に帰還し、前記スイッチング要素
を交互にオンオフ駆動する自励式制御手段とを具備した
ので、交流電源の正負の振幅の大きさに応じて複雑な制
御を用いることなく負荷回路部の電圧又は電流の変化に
応じて自動的にＤＣ−ＡＣ変換手段のスイッチング要素
のオン幅が変化してスイッチング要素がアクティブ動作
するので、自励式制御手段の回路構成が簡単になり、ま
たＤＣ−ＤＣ変換手段により入力電流の歪みが大きく低
減でき、高入力力率が実現できるという効果がある。

【０１４２】請求項２の発明は、第１、第２のダイオー
ドの直列回路とこの直列回路に並列接続される第３、第
４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整流する
全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続される
第１、第２のコンデンサの直列回路と、前記第３のダイ
オードに並列接続される第１のスイッチング要素と、前
記第４のダイオードに並列接続される第２のスイッチン
グ要素と、前記第１、第２のダイオードの直列回路の接
続点又は前記第３、第４のダイオードの直列回路の接続
点の少なくとも一方と前記交流電源との間に接続される
インダクタンス要素と、前記第１、第２のスイッチング
要素の直列回路の接続点と前記第１、第２のコンデンサ
の直列回路の接続点との間に接続される負荷回路部と、
前記第１、第２のスイッチング要素の何れか一つに起動
信号を印加する起動手段と、前記負荷回路部の電圧又は
電流の変化信号を駆動信号として前記第１、第２のスイ
ッチング要素の制御端に帰還して前記第１、第２のスイ
ッチング要素をオンオフ駆動し、このオンオフ駆動によ
り得られる高周波電圧を前記負荷回路部に印加する自励
式制御手段とを具備したので、ハーフブリッジ型のイン
バータ構成によりＤＣ−ＡＣ変換手段を構成することに
なり、第１、第２のスイッチング要素に低耐圧のものが
使用でき、また交流電源を整流する全整流器に接続する
コンデンサＣ ₁ 、Ｃ₂ の耐圧も低減できるという効果が
ある。

【０１４３】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、前記全波整流器の出力端間に接続される前記第１、
第２のコンデンサを一つの平滑用コンデンサで構成し、
前記第１のスイッチング要素又は第２のスイッチング要
素の少なくとも一方の両端に直流カット用コンデンサを
介して前記負荷回路部を接続したので、全波整流器の出
力端間に接続される第１、第２のコンデンサが一つの平
滑コンデンサで済む。

【０１４４】請求項４の発明は、請求項３の発明におい
て、前記第１のスイッチング要素又は第２のスイッチン
グ要素の少なくとも一方の両端に直流カット用コンデン
サを介して接続される共振用インダクタンス要素と共振
用コンデンサとの直列回路と、前記共振用コンデンサの
両端に一次巻線が接続された絶縁型の出力用トランスと
前記出力用トランスの二次巻線に接続された放電灯とか
らなる負荷回路部を接続したので、絶縁型の出力用トラ
ンスにより、負荷の交換時の電撃、漏洩電流等が非絶縁
型の場合に比べて改善できるという効果がある。

【０１４５】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、共振用インダクタンス要素に二次巻線を形成し、前
記負荷回路部の電圧又は電流の変化信号を駆動信号とし
て前記第１、第２のスイッチング要素の制御端に帰還し
て前記第１、第２のスイッチング要素を交互にオンオフ
駆動し、このオンオフ駆動により得られる高周波電圧を
前記負荷回路部に印加する自励式制御手段を具備したの
で、共振用インダクタンス要素とスイッチング要素の駆
動回路とを兼用することができ、回路構成を簡略化する
ことができるという効果がある。

【０１４６】請求項６の発明は、請求項４の発明におい
て、共振用コンデンサに駆動用トランスの一次巻線を直
列接続し、この直列回路の両端に負荷回路部の出力用ト
ランスの一次巻線を接続し、前記駆動用トランスに設け
た二次巻線から、負荷回路部の電圧又は電流の変化に対
応する変化信号を駆動信号として前記第１、第２のスイ
ッチング要素の制御端に帰還して前記第１、第２のスイ
ッチング要素を交互にオンオフ駆動し、このオンオフ駆
動により得られる高周波電圧を前記負荷回路部に印加す
る自励式制御手段を具備したので、出力用トランスの二
次側短絡時に出力用トランスの一次側に電圧が発生せ
ず、そのため駆動用トランスも動作せず、ＤＣ−ＡＣ変
換手段の発振が停止して回路保護が図れるという効果が
ある。

【０１４７】請求項７の発明は、第１、第２のダイオー
ドの直列回路とこの直列回路に並列接続される第３，第
４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整流する
全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続される
第１、第２のコンデンサの直列回路と、前記全波整流器
の正極側出力端と前記第１のコンデンサとの間に接続さ
れる第１の共振用インダクタンス要素と、前記全波整流
器の負極側出力端と前記第２のコンデンサとの間に接続
される第２の共振用インダクタンス要素と、前記第３の
ダイオードに並列接続される第１のスイッチング要素
と、前記第４のダイオードに並列接続される第２のスイ
ッチング要素と、前記第１、第２のダイオードの直列回
路の接続点又は前記第３、第４ダイオードの直列回路の
接続点の少なくとも一方と前記交流電源との間に接続さ
れるインダクタンス要素と、前記第１、第２の共振用イ
ンダクタンス要素、前記第１、第２のスイッチング要素
の直列回路の接続点と第１、第２のコンデンサの直列回
路の接続点の間に接続される共振用コンデンサ、前記共
振用コンデンサの両端に一次巻線を接続した出力用トラ
ンス及び出力用トランスの二次巻線の両端間に接続され
る放電灯からなる負荷回路部と、前記出力用トランスに
設けた駆動用の巻線から前記放電灯の管電圧又は管電流
の変化に対応した変化信号を駆動信号として前記第１、
第２のスイッチング要素の制御端に帰還して前記第１、
第２のスイッチング要素を交互にオンオフ駆動し、この
オンオフ駆動により得られる高周波電圧を前記放電灯に
印加する自励式制御手段と、前記第１、第２のスイッチ
ング手段の何れか一つに起動信号を印加する起動手段と
を具備しているので、二組のＬＣによる電圧共振回路に
より第１、第２のスイッチング要素の両端の矩形波電圧
を鈍らせ、スイッチング損失を低減できるという効果が
ある。

【０１４８】請求項８の発明は、第１、第２のダイオー
ドの直列回路とこの直列回路に並列接続される第３、第
４のダイオードの直列回路からなる交流電源を整流する
全波整流器と、前記全波整流器の出力端間に接続される
平滑用コンデンサと、前記第３のダイオードに並列接続
される第１のスイッチイング要素と、前記第４のダイオ
ードに並列接続される第２のスイッチング要素と、前記
全波整流器の出力端間に接続される第３、第４のスイッ
チング要素の直列回路と、前記第１、第２のダイオード
の直列回路の接続点又は前記第３、第４のダイオードの
直列回路の接続点の少なくとも一方と前記交流電源との
間に接続されるインダクタンス要素と、前記第１、第２
のスイッチング要素の直列回路の接続点と前記第３、第
４のスイッチング要素の直列回路の接続点との間に接続
される負荷回路部と、前記第１、第２のスイッチング要
素の何れか一つに起動信号を印加する起動手段と、前記
負荷回路部の電圧又は電流の変化信号を駆動信号として
前記第１、第２のスイッチング要素の制御端に帰還して
前記スイッチング要素をオンオフ駆動し、このオンオフ
駆動により得られる高周波電圧を前記負荷回路部に印加
する自励式制御手段を具備してので、ＤＣ−ＡＣ変換手
段がフルブリッジ型インバータにより構成され、より大
きな負荷を接続することができるという効果がある。

【０１４９】請求項９の発明は、請求項１の発明におい
て、前記負荷回路部は共振用インダクタンス要素と共振
用コンデンサの直列回路を含んだものであるから、正弦
波状の電圧電流波形を得ることができ、雑音、スイッチ
ング損失を低減することが可能となるという効果があ
る。請求項１０の発明は、請求項９の発明において、前
記第１のスイッチング要素又は第２のスイッチング要素
の少なくとも一方の両端に直流カット用コンデンサと出
力用トランスの一次巻線と共振用インダクタンス要素と
の直列回路を接続し、出力用トランスの二次巻線に共振
用コンデンサと放電灯の並列回路を接続して負荷回路部
を構成したものであるから、出力用トランスの二次側に
共振用コンデンサを設けることにより負荷回路部の放電
灯を外したとき、共振用コンデンサも外れてＤＣ−ＡＣ
変換手段の発振を停止させることが可能で、回路保護が
図れるという効果がある。

【０１５０】請求項１１の発明は、請求項９の発明にお
いて、共振用インダクタに二次巻線を形成し、この二次
巻線から前記負荷回路部の電圧又は電流の変化に対応す
る変化信号を駆動信号として前記第１、第２のスイッチ
ング要素の制御端に帰還して前記第１、第２のスイッチ
ング要素を交互にオンオフ駆動し、このオンオフ駆動に
より得られる高周波電圧を前記負荷回路部に印加する自
励式制御手段を具備したので、共振用インダクタンス要
素とスイッチング要素の駆動回路とを兼用することがで
き、回路構成を簡略化することができるという効果があ
る。

【０１５１】請求項１２の発明は、請求項９の発明にお
いて、前記負荷回路部は共振用コンデンサの両端間に接
続される出力用トランスの一次巻線と、この出力トラン
スに設けた二次巻線間に接続される放電灯とを含んだも
のであるから、絶縁型の出力用トランスにより、負荷の
交換時の電撃、漏洩電流等が非絶縁型の場合に比べて改
善できるという効果がある。

【０１５２】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、放電灯の管電圧又は管電流の変化信号を駆動信
号として前記第１、第２のスイッチング要素の制御端に
帰還して前記スイッチング要素をオンオフ駆動し、高周
波電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制御手段を具
備してあるから、放電灯を外したときにＤＣ−ＡＣ変換
手段の発振を停止させることができて、回路保護が図れ
るという効果がある。

【０１５３】請求項１４の発明は、請求項１の発明にお
いて、前記自励式制御手段を、可飽和トランスで構成し
てあるので、トランスの設計によりＤＣ−ＡＣ変換手段
の設計自由度が広がるという効果がある。請求項１５の
発明は、請求項１の発明において、前記起動手段を、Ａ
Ｃ−ＤＣ変換手段を構成する整流器の両出力端間に接続
される抵抗とコンデンサとの直列回路と、この抵抗とコ
ンデンサとの接続点と第２のスイッチング要素の制御端
との間に接続されるダイアックとを含んで構成してある
ので、起動手段が簡単な回路で構成できるという効果が
ある。

【０１５４】請求項１６の発明は、請求項２又は８の発
明において、負荷回路部の定格出力以外の状態を検出し
た場合に、第１又は第２のスイッチング要素の導通期間
を制御する補助制御スイッチング要素を第１又は第２の
スイッチング要素の少なくとも一方の制御端に設けてあ
るから、一方のスイッチング要素のオン幅を制御してＤ
Ｃ−ＡＣ変換手段の制御性を広めることが可能となると
いう効果がある。

【０１５５】請求項１７の発明は、請求項２又は８の発
明において、第３、第４のダイオードの接続点と、第
１、第２のスイッチング要素の接続点との間に倍電圧切
り換えスイッチ手段を設け、無負荷状態の場合に倍電圧
切り換えスイッチ手段をオン状態にして負荷回路部への
供給電力を制御する調整手段を具備してあるので、倍電
圧切換によりＤＣ−ＡＣ変換手段の昇圧動作を停止させ
ることができ、無負荷時等の軽負荷時にＤＣ−ＡＣ手段
の保護ができるという効果がある。

【０１５６】請求項１８の発明は、請求項１４の発明に
おいて、前記可飽和トランスの飽和レベルを調整する飽
和調整手段を設けてあるので、自励式でありながらＤＣ
−ＡＣ変換手段の出力制御が可能となるという効果があ
る。請求項１９の発明は、請求項２又は８の発明におい
て、無負荷状態の場合にスイッチ手段をオンして、共振
用コンデンサ又は共振用インダクタンス要素の一部を短
絡又は開放状態にして負荷回路部への供給電力を調整す
る調整手段を具備してあるので、共振要素の入切でＤＣ
−ＡＣ変換手段の制御ができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１の基本的な回路構成図である。

【図２】同上の概略回路構成図である。

【図３】実施例２の概略回路構成図である。

【図４】実施例３の回路図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】同上の動作説明図である。

【図７】同上の動作説明図である。

【図８】同上の動作説明用波形図である。

【図９】同上の動作説明用波形図である。

【図１０】同上の動作説明図である。

【図１１】同上の動作説明用波形図である。

【図１２】実施例４の回路図である。

【図１３】実施例５の回路図である。

【図１４】実施例６の回路図である。

【図１５】実施例７の回路図である。

【図１６】実施例８の回路図である。

【図１７】実施例９の回路図である。

【図１８】実施例１０の回路図である。

【図１９】実施例１１の回路図である。

【図２０】実施例１２の回路図である。

【図２１】実施例１３の回路図である。

【図２２】実施例１４の回路図である。

【図２３】実施例１５の回路図である。

【図２４】実施例１６の回路図である。

【図２５】実施例１７の回路図である。

【図２６】実施例１８の回路図である。

【図２７】実施例１９の回路図である。

【図２８】実施例２０の回路図である。

【図２９】実施例２１の回路図である。

【図３０】同上の動作説明図である。

【図３１】実施例２２の回路図である。

【図３２】実施例２３の回路図である。

【図３３】同上の別例の回路図である。

【図３４】実施例２４の回路図である。

【図３５】同上の別例の回路図である。

【図３６】実施例２５の回路図である。

【図３７】同上の別例の回路図である。

【図３８】実施例２６の回路図である。

【図３９】実施例２７の回路図である。

【図４０】実施例２８の回路図である。

【図４１】実施例２９の回路図である。

【図４２】実施例３０の回路図である。

【図４３】実施例３１の回路図である。

【図４４】実施例３２の回路図である。

【符号の説明】

１ ＡＣ−ＡＣ変換手段 ２ ＤＣ−ＤＣ変換手段 ３ ＡＣ−ＤＣ変換手段 ４ 負荷回路部 ５ 起動手段 ６ 自励式制御手段 ＡＣ 商用交流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西浦 晃司 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を整流して直流電圧を出力するＡ
   Ｃ−ＤＣ変換手段と、前記ＡＣーＤＣ変換手段から出力
   される前記直流電圧を受けて所定の直流電圧に変換出力
   する少なくともスイッチング要素を含んでなるＤＣ−Ｄ
   Ｃ変換手段と、前記ＤＣーＤＣ変換手段から出力される
   前記所定の直流電圧を受けて高周波電圧に変換するスイ
   ッチング要素として前記ＤＣ−ＤＣ変換手段のスイッチ
   ング要素を共用してなるＤＣ−ＡＣ変換手段と、前記Ｄ
   Ｃ−ＡＣ変換手段から出力される高周波電圧を受ける負
   荷回路部と、前記スイッチング要素に起動信号を印加す
   る起動手段と、前記負荷回路部の電圧若しくは電流の変
   化信号を駆動信号として前記スイッチング要素の制御端
   に帰還し、前記スイッチング要素を交互にオンオフ駆動
   する自励式制御手段とを具備して成ることを特徴とする
   自励式インバータ装置。
2. 【請求項２】第１、第２のダイオードの直列回路とこの
   直列回路に並列接続される第３、第４のダイオードの直
   列回路からなる交流電源を整流する全波整流器と、前記
   全波整流器の出力端間に接続される第１、第２のコンデ
   ンサの直列回路と、前記第３のダイオードに並列接続さ
   れる第１のスイッチング要素と、前記第４のダイオード
   に並列接続される第２のスイッチング要素と、前記第
   １、第２のダイオードの直列回路の接続点又は前記第
   ３、第４のダイオードの直列回路の接続点の少なくとも
   一方と前記交流電源との間に接続されるインダクタンス
   要素と、前記第１、第２のスイッチング要素の直列回路
   の接続点と前記第１、第２のコンデンサの直列回路の接
   続点との間に接続される負荷回路部と、前記第１、第２
   のスイッチング要素の何れか一つに起動信号を印加する
   起動手段と、前記負荷回路部の電圧又は電流の変化信号
   を駆動信号として前記第１、第２のスイッチング要素の
   制御端に帰還して前記第１、第２のスイッチング要素を
   オンオフ駆動し、このオンオフ駆動により得られる高周
   波電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制御手段とを
   具備して成ることを特徴とする自励式インバータ装置。
3. 【請求項３】前記全波整流器の出力端間に接続される前
   記第１、第２のコンデンサを一つの平滑用コンデンサで
   構成し、前記第１のスイッチング要素又は第２のスイッ
   チング要素の少なくとも一方の両端に直流カット用コン
   デンサを介して前記負荷回路部を接続して成ることを特
   徴とする請求項２記載の自励式インバータ装置。
4. 【請求項４】前記第１のスイッチング要素又は第２のス
   イッチング要素の少なくとも一方の両端に直流カット用
   コンデンサを介して接続される共振用インダクタンス要
   素と共振用コンデンサとの直列回路と、前記共振用コン
   デンサの両端に一次巻線が接続された絶縁型の出力用ト
   ランスと前記出力用トランスの二次巻線に接続された放
   電灯とからなる負荷回路部を接続して成ることを特徴と
   する請求項３記載の自励式インバータ装置。
5. 【請求項５】前記共振用インダクタンス要素に二次巻線
   を形成し、前記負荷回路部の電圧又は電流の変化信号を
   駆動信号として前記第１、第２のスイッチング要素の制
   御端に帰還して前記第１、第２のスイッチング要素を交
   互にオンオフ駆動し、このオンオフ駆動により得られる
   高周波電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制御手段
   を具備して成ることを特徴とする請求項４記載の自励式
   インバータ装置。
6. 【請求項６】前記共振用コンデンサに駆動用トランスの
   一次巻線を直列接続し、この直列回路の両端に前記負荷
   回路部の出力用トランスの一次巻線を接続し、前記駆動
   用トランスに設けた二次巻線から、前記負荷回路部の電
   圧又は電流の変化に対応する変化信号を駆動信号として
   前記第１、第２のスイッチング要素の制御端に帰還して
   前記第１、第２のスイッチング要素を交互にオンオフ駆
   動し、このオンオフ駆動により得られる高周波電圧を前
   記負荷回路部に印加する自励式制御手段を具備して成る
   ことを特徴とする請求項４記載の自励式インバータ装
   置。
7. 【請求項７】第１、第２のダイオードの直列回路とこの
   直列回路に並列接続される第３，第４のダイオードの直
   列回路からなる交流電源を整流する全波整流器と、前記
   全波整流器の出力端間に接続される第１、第２のコンデ
   ンサの直列回路と、前記全波整流器の正極側出力端と前
   記第１のコンデンサとの間に接続される第１の共振用イ
   ンダクタンス要素と、前記全波整流器の負極側出力端と
   前記第２のコンデンサとの間に接続される第２の共振用
   インダクタンス要素と、前記第３のダイオードに並列接
   続される第１のスイッチング要素と、前記第４のダイオ
   ードに並列接続される第２のスイッチング要素と、前記
   第１、第２のダイオードの直列回路の接続点又は前記第
   ３、第４ダイオードの直列回路の接続点の少なくとも一
   方と前記交流電源との間に接続されるインダクタンス要
   素と、前記第１、第２の共振用インダクタンス要素、前
   記第１、第２のスイッチング要素の直列回路の接続点と
   第１、第２のコンデンサの直列回路の接続点の間に接続
   される共振用コンデンサ、前記共振用コンデンサの両端
   に一次巻線を接続した出力用トランス及び出力用トラン
   スの二次巻線の両端間に接続される放電灯からなる負荷
   回路部と、前記出力用トランスに設けた駆動用の巻線か
   ら前記放電灯の管電圧又は管電流の変化に対応した変化
   信号を駆動信号として前記第１、第２のスイッチング要
   素の制御端に帰還して前記第１、第２のスイッチング要
   素を交互にオンオフ駆動し、このオンオフ駆動により得
   られる高周波電圧を前記放電灯に印加する自励式制御手
   段と、前記第１、第２のスイッチング手段の何れか一つ
   に起動信号を印加する起動手段とを具備して成ることを
   特徴とする自励式インバータ装置。
8. 【請求項８】第１、第２のダイオードの直列回路とこの
   直列回路に並列接続される第３、第４のダイオードの直
   列回路からなる交流電源を整流する全波整流器と、前記
   全波整流器の出力端間に接続される平滑用コンデンサ
   と、前記第３のダイオードに並列接続される第１のスイ
   ッチイング要素と、前記第４のダイオードに並列接続さ
   れる第２のスイッチング要素と、前記全波整流器の出力
   端間に接続される第３、第４のスイッチング要素の直列
   回路と、前記第１、第２のダイオードの直列回路の接続
   点又は前記第３、第４のダイオードの直列回路の接続点
   の少なくとも一方と前記交流電源との間に接続されるイ
   ンダクタンス要素と、前記第１、第２のスイッチング要
   素の直列回路の接続点と前記第３、第４のスイッチング
   要素の直列回路の接続点との間に接続される負荷回路部
   と、前記第１、第２のスイッチング要素の何れか一つに
   起動信号を印加する起動手段と、前記負荷回路部の電圧
   又は電流の変化信号を駆動信号として前記第１、第２の
   スイッチング要素の制御端に帰還して前記スイッチング
   要素をオンオフ駆動し、このオンオフ駆動により得られ
   る高周波電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制御手
   段を具備して成ることを特徴とする自励式インバータ装
   置。
9. 【請求項９】前記負荷回路部は共振用インダクタンス要
   素と共振用コンデンサの直列回路を含んで成ることを特
   徴とする請求項１記載の自励式インバータ装置。
10. 【請求項１０】前記第１のスイッチング要素又は第２の
    スイッチング要素の少なくとも一方の両端に直流カット
    用コンデンサと出力用トランスの一次巻線と前記共振用
    インダクタンス要素との直列回路を接続し、前記出力用
    トランスの二次巻線に前記共振用コンデンサと放電灯の
    並列回路を接続して負荷回路部を構成して成ることを特
    徴とする請求項９記載の自励式インバータ装置。
11. 【請求項１１】前記共振用インダクタンス要素に二次巻
    線を形成し、この二次巻線から前記負荷回路部の電圧又
    は電流の変化に対応する変化信号を駆動信号として前記
    第１、第２のスイッチング要素の制御端に帰還して前記
    第１、第２のスイッチング要素を交互にオンオフ駆動
    し、このオンオフ駆動により得られる高周波電圧を前記
    負荷回路部に印加する自励式制御手段を具備して成るこ
    とを特徴とする請求項９記載の自励式インバータ装置。
12. 【請求項１２】前記負荷回路部は前記共振用コンデンサ
    の両端間に接続される絶縁型の出力用トランスの一次巻
    線と、この出力用トランスに設けた二次巻線間に接続さ
    れる放電灯とを含んで成ることを特徴とする請求項９記
    載の自励式インバータ装置。
13. 【請求項１３】前記放電灯の管電圧又は管電流の変化信
    号を駆動信号として前記第１、第２のスイッチング要素
    の制御端に帰還して前記スイッチング要素をオンオフ駆
    動し、高周波電圧を前記負荷回路部に印加する自励式制
    御手段を具備して成ることを特徴とする請求項１２記載
    の自励式インバータ装置。
14. 【請求項１４】前記自励式制御手段を、可飽和トランス
    で構成して成ることを特徴とする請求項１記載の自励式
    インバータ装置。
15. 【請求項１５】前記起動手段を、前記ＡＣ−ＤＣ変換手
    段を構成する整流器の両出力端間に接続される抵抗とコ
    ンデンサとの直列回路と、前記抵抗と前記コンデンサと
    の接続点と前記第２のスイッチング要素の制御端との間
    に接続されるダイアックとを含んで構成して成ることを
    特徴とする請求項１記載の自励式インバータ装置。
16. 【請求項１６】前記負荷回路部の定格出力以外の状態を
    検出した場合に、前記第１又は第２のスイッチング要素
    の導通期間を制御する補助制御スイッチング要素を前記
    第１又は第２のスイッチング要素の少なくとも一方の制
    御端に設けて成ることを特徴とする請求項２又は８記載
    の自励式インバータ装置。
17. 【請求項１７】前記第３、第４のダイオードの接続点
    と、前記第１、第２のスイッチング要素の接続点との間
    に倍電圧切り換えスイッチ手段を設け、無負荷状態の場
    合に前記倍電圧切り換えスイッチ手段をオン状態にして
    負荷回路部への供給電力を制御する調整手段を具備して
    成ることを特徴とする請求項２又は８の自励式インバー
    タ装置。
18. 【請求項１８】前記可飽和トランスの飽和レベルを調整
    する飽和調整手段を設けて成ることを特徴とする請求項
    １４記載の自励式インバータ装置。
19. 【請求項１９】無負荷状態の場合にスイッチ手段をオン
    して、前記共振用コンデンサ又は共振用インダクタンス
    要素の一部を短絡又は開放状態にして前記負荷回路部へ
    の供給電力を調整する調整手段を具備して成ることを特
    徴とする請求項２又は８記載の自励式インバータ装置。