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CN1118949A - 逆变器交流电源 - Google Patents

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CN1118949A
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Abstract

一种逆变器交流电源，包含斩波器和逆变器。斩波器的第一和第二开关元件交替导通和截止使输入交流电压周期地中断，在电容器上输出平滑的直流电压。逆变器与斩波器一起共用第一和第二开关元件，它包含L-C谐振电路。在逆变器中包括有自激励控制电路，确认振荡电压的变化。自激励控制电路连接到第一和第二开关元件的控制端，以根据振荡电压的变化使第一和第二开关元件交替导通和截止。

Description

逆变器交流电源
本发明涉及一种向负载提供高频交流电压的逆变器交流电源，尤其涉及一种由把交流电压变为平滑直流电压的斩波器和把平滑的直流电压变为高频交流电压的逆变器组成的逆变器交流电源。
逆变器交流电源已广泛应用于驱动诸如放电灯和电动机等电器。在美国专利4,933,831号和日本早期公布2－20366号中提出了典型的逆变器电源，各逆变电源是这样构成的，它包括一把输入的交流电压转变成平滑的直流电压的斩波器和把平滑的直流电压转变为高频交流电压的逆变器。在这些早期的电源中，作了一些特殊的设计，使斩波器和逆变器共享开关元件和二极管，以简化电路，减少元件数量。然而，美国专利4,933,831需要一外部的控制器交替地闭合和断开开关元件，因此必须有一辅助电路，它增加了整个电源电路的复杂程度。而且，由于外部的控制器被设计成使开关元件以固定的时间周期导通，因此还存在一个问题，即在输入的交流脉动电压变低时只有很少的输入交流电流被引入斩波器，不能使输入的交流电流的包络与输入交流电压的正弦波形精确地一致，在一定程度上使功率因数下降。另一方面，日本专利公布2－20366号的电源被设计成消除上述问题，它使用一带有附加电路的外部控制器，它监测输入的交流脉动电压并根据监测到的输入交流电压来改变开关元件的导通周期，改善功率因数。因此，这种类型的电源不仅需要外部控制器，而且还需要附加的电路，增加了元器件的量，因此其电路变得复杂，大大地增加了成品电源的成本和体积，不利于那些以价格和体积作为主要问题考虑的负载供电应用场合。
本发明的逆变交流电源已经消除了上述问题和不足，它能降低电路的复杂程度和元器件成本，而且改善功率因数。本发明的电源包括连接成从低频交流电压源接收交流电压以提供平滑直流电压的斩波器和把平滑直流电压转变成高频交流电压以驱动负载的逆变器。斩波器包括至少一个电感器；一对串联连接的第一和第二二极管；一对串联连接并被控制交替导通和断开的第一和第二单向开关元件；一对串联连接的第三和第四二极管，它们分别与第一和第二开关元件反向并联连接，并且跨接在串联连接的第一和第二二极管对上，形成整流电桥；以及跨接在串接的第一和第二开关元件对上的平滑电容器。第一和第二二极管的联接点为第一输入点，而第一和第二开关元件的联接点为第二输入点。低频交流电压源与电感器串联后插接在第一和第二输入端之间，所以第一和第二开关元件使交流电压源经第一和第二二极管提供的脉动交流电压重复断续，由此在电感器上产生电压，然后该电压经相联的第一、第二、第三和第四二极管中之一把平滑的直流电压提供到平滑电容器上。
逆变器与斩波器共用第一和第二开关元件和第三和第四二极管，它包括L－C谐振电路，与负载一起连接到第一和第二开关元件之一上，以把振荡电压作为高频交流电压提供给负载。
在逆变器中包括有一自激励控制电路，以确认振荡电压的变化。该自激励控制电路被连接到第一和第二开关元件的控制端，以响应于振荡电压的变化交替地闭合和断开开关元件。把自激励控制电路与L－C谐振电路相结合可以取消电路复杂的外部控制器，因此可以简化整个电路装置，降低部件成本，然而却能确保一致的逆变器运行。而且，也可以把自激励电路制成在正半周期或负半周期响应于脉动输入交流电压，所以它能调节第一和第二开关元件的闭合周期，使周期性中断的输入交流电流的包络与输入交流电压的正弦波形一致，使功率因数最大。
因此，本发明的重要目的在于提供一种逆变交流电源，其电路简单、成本经济、效率优越，其功率因数最高。
在最佳实施例中，L－C谐振电路包含谐振电感器和谐振电容器，它们串联连接并跨接在开关元件上。自激励控制电路被设计成使用谐振电感器，并包括第一反馈绕组和第二反馈绕组，它们与谐振电感器作磁性耦合，分别响应于逆变器产生的振荡电压，输出极性相反的偏置电压。第一和第二反馈绕组被连接成分别把偏置电压反馈至第一和第二开关元件的控制端，使第一和第二开关元件交替导通。第一和第二反馈绕组可以联接到谐振电感器上，构成饱和变压器。
在另一最佳实施例中，自激励控制电路被设计成使用输出变压器，负载通过该输出变压器联接到逆变器上。即，自激励控制电路包含一对一样的第一和第二反馈绕组，它们与输出变压器的初级绕组作磁性耦合，响应于出现在输出变压器上的振荡电压使第一和第二开关元件交替导通。
另一方面，自激励控制电路可以被设计成包括具有主绕组和一对相同的第一和第二反馈绕组的辅助变压器。主绕组与谐振电感器串联连接到电路中，跨接在第一开关元件上，输出逆变器的振荡电压，该振荡电压接着产生反馈偏压，用以交替地使第一和第二开关元件导通和断开。
另外，自激励控制电路可以包含带有第一反馈绕组的谐振电感器、产生指示断开第一开关元件的控制信号的检测器和连接成接收控制信号并提供使第二开关元件导通一预定周期的偏置电压的驱动器，第一反馈绕组磁耦合至谐振电感器上，响应于逆变器的振荡电压输出偏置电压，使第一开关元件导通和断开。因此，如此构造的自激励控制电路还响应于逆变器的振荡输出电压使第一和第二开关元件导通和断开。
本发明的逆变器交流电源除第一和第二开关元件的自激励之外，还可以包括一些有效的特性。这些特性之一是防止逆变器在负载实质上与逆变器断开时产生过大的谐振电流，例如，在作为负载的放电灯偶然断开或者到了灯的寿命点时。为此目的，逆变器包括具有主绕组、一对第一和第二反馈绕组和信号绕组的饱和驱动变压器。主绕组插接到逆变器内，提供逆变器振荡电压，该振荡电压在第一和第二反馈绕组上依次产生偏置电压，使第一和第二开关元件交替导通和断开。而且，在逆变器中还包括有传感器绕组，它与谐振电感器作磁性耦合，产生指示逆变器振荡电压的检查电压。一转换电路连接到该传感器绕组上，把检查电压转换成相应的控制直流电压，并把所得的控制电压施加到信号绕组上，以在振荡电压上升时，激励驱动变压器以降低第一和第二反馈绕组上产生的偏置电压，由此缩短第一和第二开关元件的导通周期。因此，该逆变器能根据负载情况限制其输出，保护逆变器部件。
本发明的第一个特征是，该逆变器包括补偿电路，它产生与逆变器振荡电压成比例的补偿直流电压。把补偿电压迭加到偏置电压上施加到第一和第二开关元件上，以与补偿电压即逆变器的输出电压成比例地改变其导通周期。
换言之，从作为其指示的输入交流电压可以获得补偿电压。在该例子中，第一和第二开关元件仅在补偿电压迭加到第一和第二反馈绕组上产生的偏置电压上时，才能导通，这样只要逆变器与交流电压源断开，逆变器就能立即停止工作，避免不合需的逆变器运行。否则由于平滑电容器上的电压是逐渐减少的缘故，这种运行是会产生的。
本发明的再一个特征是根据输入交流电压调整逆变器频率，减少逆变器输出的纹波。经试验证明在平滑电容器容量较小时会产生纹波。这是通过引入输入电压监测器和调节器来实现的。输入电压监测器提供变化的对应于交流电压源的脉动交流电压的直流电压。调节器被连接到第一和第二反馈绕组上，并响应于监测到的直流电压以与脉动直流电压成比例的量降低所述第一和第二反馈绕组上产生的偏置电压，由此在瞬时交流电压上升时缩短第一和第二开关元件的导通周期。因此，在输入交流电压上升时将调整逆变频率，使其提高，以限制其输出，由此减少纹波。
本发明的又一个特征是在负载断开或者实质上短路使L－C电路的谐振电流增加的情况下，通过限制第一和第二开关元件的导通周期防止逆变器产生过大的谐振电流。该特征是通过设置第一和第二电流传感器和调节器来实现的。第一和第二电流传感器分别与第一和第二开关元件串联连接，输出指示流过逆变器的电流的第一和第二监测电压。调节器响应于第一和第二电流传感器的第一和第二监测电压使第一和第二反馈绕组上产生的偏置电压减少与第一和第二监测电压成比例的量，由此在第一和第二监测电压升高时缩短第一和第二开关元件的导通周期。
本发明的还有一个特征是在斩波器向逆变器提供过高电压时通过减少开关元件的导通周期来限制逆变器输出。为此，逆变器包括一电压检测器，提供平滑电容器上产生的直流电压的检测电压指示和连接到第一和第二反馈绕组的调节器。调节器根据超过预定值的检测直流电压降低第一和第二反馈绕组施加给第一和第二开关元件的偏置电压，由此在检测电压超过上述预定值时缩短开关元件的导通周期。
下面结合附图的对最佳实施例的详细描述将使本发明的这些和其它一些目的和优点更明了。
图1是本发明第一实施例的由斩波器和逆变器组成的逆变器交流装置的电路图；
图2A和图2B是说明在输入交流电压正半周期间斩波器运作的示意图；
图3A和3B是说明在输入交流电压负半周期间斩波器运作的示意图；
图4A至图4D是说明输入交流电压正半周期间逆变器运作的示意图；
图5A至图5D是说明在输入交流电压负半周期间逆变器运作的示意图；
图6A至6B是至斩波器的脉动输入电压在其峰值附近时流过第一和第二开关晶体管的电流的波形图；
图7A至图7B是送至斩波器的脉动输入电压在其零电平附近时流过第一和第二开关晶体管的电流的波形图；
图8A和图8B是送至斩波器的输入交流电压的正弦波形图和送至斩波器的反复断续的输入电流波形图；
图9是根据第一个实施例改进后的逆变器交流电源的电路图；
图10是本发明第2个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图11是本发明第3个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图12是本发明第4个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图13是本发明第5个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图14是本发明第6个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图15是本发明第7个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图16是本发明第8个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图17是本发明第9个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图18是本发明第10个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图19是本发明第11个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图20是本发明第12个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图21是本发明第13个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图22是根据图21的实施例改进后的逆变器交流电源的电路图；
图23是本发明第14个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图24是本发明第15个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图25是本发明第16个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图26是本发明第17个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图27是本发明第18个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图28是本发明第19个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图29A和图29B是说明图28实施例运作的波形图；
图30是本发明第20个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图31是本发明第21个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图32是本发明第22个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图33是本发明第23个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图34是本发明第24个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图35是本发明第25个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图36是本发明第26个实施例的逆变器交流电源的电路图；
图37是本发明第27个实施例的逆变器交流电源的电路图；
            第一实施例<图1至图8>
现在参见图1，图中示出了本发明的第1个实施例的逆变器交流电源。该逆变器电源包含斩波器和逆变器。斩波器把可获得的交流电源的低频交流电压转变为平滑的直流电压，而逆变器把直流电压转换成高频交流电压以驱动如放电灯等负载。
如图1所示，斩波器包含一对串联连接的第一和第二开关元件或双极晶体管11和12、由二极管21至24组成的全波整流器，平滑电容器30和电感器31。开关晶体管11和12跨接到平滑电容器30上。二极管21至24按电桥结构连接，第三和第四二极管23和24分别以与第一和第二晶体管11和12反向并联连接。第一和第二二极管21和22之间联接点为第一输入端，而第三和第四二极管23和24或者第一和第二晶体管11和12之间的联接点为第二输入点。电感器31与交流电压源7串联连接在第一和第二输入端之间。如后文将参照逆变器运作所作的解释，晶体管11及12交替地以一高频率(如几十千赫)接通或断开而被驱动，以在平滑滤波器30上积累产生平滑的电压升高。图2A、2B、3A和3B图示了该斩波器的运作情况。如图2A和2B所示，在输入交流电压的正半周期间，晶体管12使输入交流电压周期性地中断，以对平滑电容器30充电。即，在晶体管12导通时，交流电压源的电流ICH可以经图2A虚线所示的回路流过电感器31，把相应的能量存储在电感器31中，在晶体管12截止后，把能量经图2B虚线所示的回路释放出来对平滑电容器30充电。在交流电压负半周期间，晶体管11使交流电压周期性中断，根据晶体管11的导通和截止情况由流经图3A和3B虚线所示的环路的电流ICH对平滑电容器30充电。因此，斩波器把平滑的升压直流电压提供给平滑电容器30。由电感器2和电容器3组成的低通滤波器连接在整流器和交流电压源1之间。
在电路中包括有一启动器，它包含跨接在平滑电容器30两端的电阻器71和电容器72的串联件和二端交流开关元件73，该二端交流开关元件73被连接成当电容器72被充电至某一程度时把启动偏压从电容器72提供给晶体管12的基极以首先使晶体管12导通。二极管74以与电容器72分流的形式与晶体管12串联连接，在晶体管12每次导通时释放电容器72上的电压，由此一旦斩波器启动之后启动偏压即不再起作用。
逆变器包含一对第一和第二晶体管11和12、第三和第四二极管23和24以及由电感器41和电容器42组成的L－C串联谐振电路。因此，逆变器与斩波器共用晶体管11和12以及二极管23和24。电路中包括有输出变压器60，其初级绕组61跨接在电容器42上，其次级绕组62连接到放电灯3上。初级绕组61与耦合电容器43串接后跨接到第一晶体管11上，并且作为逆变器的输出端，在逆变器输出端上，L－C谐振电路根据晶体管11和12的转换操作产生高频交流电压。产生的高频交流电压经第二绕组62施加于放电灯5上，对放电灯5进行驱动。用作隔直电容器的耦合电容器43的容量选择成是大于电容器42的容量，它被充电至接近平滑电容器30上的直流电压的一半。电感器41与第一和第二反馈绕组51和52作磁耦合，第一和第二反馈绕组51和52分别与晶体管11和12的基极相连以对它们进行自激励。
现在参见图4A至4D和图5A至图5D分别讨论输入交流电压正半周和负半周期间的自激励逆变器运作情况。
1)在启动偏压作用于晶体管12使其导通时，逆变器开始工作，产生如图4A和图5A所示的逆变器电流IINV，该电流使逆变器从平滑电容器30流经耦合电容器43、初级绕组61和电容器42的并联组件和电感器41和晶体管12，对耦合电容器43充电。
2)在电流IINV达到某一数值，届时电流感应使电感器41周围的磁场不再进一步增强时，反馈绕组52上的电压下降，使晶体管12截止，此后，如图4B和5B所示，电感器41继续使逆变器电流IINV以相同方向经第三二极管23而不是第一晶体管11、电容器43和初级绕组61和谐振电容42的并联组件流过，同时磁场减弱直至消失。
3)响应于磁场的消失，反馈绕组51感应产生一个正向偏压使晶体管11导通。一旦晶体管11导通，则如图4C和图5C所示，晶体管11使逆变器电流IINV以相反方向从电容器43经晶体管11、电感器41和初级绕组61和电容器42加并联组件流动，并返回至电容器43。
4)当逆变器电流IINV达到某值，届时电流感应使电感器41周围的磁场不再进一步增强时，反馈绕组51上的电压降低，使第一晶体管11截止。此后，如图4D和5D所示，电感器41仍立即使逆变电流IINV继续流过初级绕组61和电容器42的并联组件、电容器43、平滑电容器30和二极管24。
在这种情况下，上述步骤重复，使谐振电路可以提供方向相反的振荡电流，其导通持续时间(宽度)由谐振电路的电路常数决定。
如从上图所了解的，在输入交流电压正半周期间，晶体管12供斩波器和逆变器两者运作，而晶体管11仅供逆变器工作；在输入交流电压负半周期间，晶体管11供斩波器和逆变器两者工作，而晶体管12仅供逆变器工作。即，在如图4A至4D的输入交流电压正半周期间，晶体管11和12交替导通和截止，使逆变器工作，提供高频振荡电压和逆变电流IINV，而晶体管12还起到使斩波器产生斩波电流ICH的作用，以向平滑电容器30提供直流电压。在如图5A和图5D所示的输入交流电压负半周期间，晶体管11和12交替导通和截止，使逆变器工作，提供逆变电流IINV，而晶体管11还起到使斩波器产生斩波电流ICH的作用，以向平滑电容器30提供直流电压。在这种情况下，对斩波器运作来说，在一个完整的输入交流电压周期内，第一和第二晶体管11和12被均衡使用，因此，第一和第二晶体管11和12均匀地分担负荷压力，从而具有一个良好平衡的晶体管配置。
在此应当注意，在逆变器运作的特定相位上，斩波器电流ICH可流入逆变器电路，与逆变电流IINV相加流过谐振电感器41，使谐振电感器41上的电压变化，改变第一和第二反馈绕组51和52上的偏压，由此根据斩波器电流ICH的强度分别改变晶体管11和12的导通周期。该特定相位的情况如图4C和图5A所示，它们分别示出了输入交流电压正半周和负半周的情况。在图4C所示的相位，第一晶体管11导通，有逆变器电流IINV流过，而第二晶体管12保持截止，使斩波器电流ICH从电感器31交流电压源1、第三二极管23、平滑电容器30和第二二极管22形成的回路流过。在该相位时，斩波器电流ICH的方向与第三二极管23和第一晶体管11上的逆变器电流IINV的方向相反，逆变器电流IINV的出现使逆变器阻抗降低。因此，在这种情况下，斩波器电流ICH的分流电流IDIV从第三和第四二极管23和24的连接点流过谐振电感器41、谐振电容器42和初级绕组61的并联组件、耦合电容器43，返回到第三二极管23和平滑电容器30之间的连接点。流过逆变器的分流电流IDIV的量与交流电压源的瞬时交流电压有关，所以在瞬时交流电压在峰值附近时，分流电流IDIV的值比在其在瞬时交流电压于零点附近时的值大。图6A和7A分别示出了输入交流电压在零电平附近(图6A)和在峰值附近(图7A)的晶体管11的集电极－发射极电压VCE和逆变器电流ICH，如图6A和7A所示，在这种情况下，随着瞬时交流输入电压由第一晶体管11导通周期延长而增加(仅在逆变器运行时起作用)，分流电流IDIV的加入使逆变器电流ICH增加一较大的量。在图4D的后一相位时，逆变器电流IINV响应第一晶体管11的截止，从谐振电感器41、谐振电容器42和初级绕组61的并联组件、耦合电容器43平滑电容器30、第四二极管24流过返回到电感器41的续流回路，斩波电流ICH可以响应第二晶体管12的导通从交流电压源1流过第二晶体管12、第二二极管22和电感器31。从分别示出输入交流电压在零电平附近(图6B)和在峰值附近(图7B)时的晶体管12VCE和逆变器电流IINV的图6B和图7B可以看出，在这种情况下，由于逆变器的高阻抗，斩波器电流ICH不能流入逆变器，并对逆变器电流IINV起反作用，在瞬时交流输入电流在峰值附近而不是在零点附近时，在很大程度上阻断逆变器电流沿续流回路流通。结果，使斩波器和逆变器运作的第二晶体管12的导通周期在输入交流电压升高时缩短。在本例中，把晶体管11和12的占空比在输入交流电压为零附近时设计成约为50％，在输入交流电压在峰值附近时把仅使逆变器运作的晶体管11的占空比设计成约70％，把使逆变器和斩波器运作的晶体管12的占空比设计成约为30％。因此，逆变器起到在输入交流电压升高时延长晶体管11的导通周期并相应缩短晶体管12下一个导通周期，但基本上不改变产生的振荡电压的频率。结果，如图8B所示，虽然为脉动输入交流电压，但可从交流电压源连续地获得基本上无死区的斩波器电流ICH，从而使斩波器电流的包络与输入交流电压的正弦波动形(图8A)密切一致，因此，大大地改善了功率因数。
从图5A的相位和图5B的下一相位可以看出输入交流电压的负半周期，也可获得上述优点。即，在图5A的相位时，第二晶体管12导通，产生逆变器电流IINV，逆变器对于流过电感器31、第一二极管21、平滑电容器30、第四二极管24和交流电压源1的斩波器电流呈现低阻抗，斩波器电流ICH有相同的分流电流IDIV，从第一二极管21和平滑电容器30之间的连接点经耦合电容器43、谐振电容器42和初级绕组61的并联组件、谐振电感器41流过返回到第三和第四二极管23和24之间的连接点。因此，当瞬时输入交流电压升高时，迭加的分流电流使逆变电流IINV增加，延长了在该负半周期时仅使逆变器运作的第二晶体管12的导通周期。在图5B所示的以后相位，逆变器电流IINV流过谐振电感器41、第三二极管23、耦合电容器43和谐振电容器42和初级绕组61的并联组件的续流回路，第一晶体管11导通使斩波器电流ICH从交流电压源1以与第三二极管23和第一晶体管11上的逆变器电流IINV相反的方向流过电感器31、第一二极管21、第一晶体管11并返回交流电压源1。因此，斩波器电流ICH与逆变器电流抵消，缩短瞬时输入电压增加时的第一晶体管11的导通周期。因而，在输入交流电压负半周，以与正半周几乎相同的方法，第二晶体管12仅用于逆变运作，其占空比约增加至70％，第一晶体管用于斩波器和逆变器运作，其占空比约减小至30％，以改善功率因数。尽管本实施例示出了斩波器使用单个电感器31的例子，但使用极性与交流电压源1的电感器31相反的辅助电感器也是同样可能的。在这种情况下，这两个电感器以磁性耦合。
图9示出了上述实施例的一种改进，其中把MOSFET(金属氧化物场效应管)用作第一和第二晶体管11和12，把它们的寄生二极管用作第三和第四二极管23和24。
                  第二实施例<图10>
图10示出了本发明的第二个实施例的逆变器交流电源，除了把第一和第二反馈绕组51A和52A与输出变压器60A磁性耦合以代替与谐振电感器41A相耦合之外，其它与第一实施例相同。第一和第二反馈绕组51A和52A上产生对应于出现在输出变压器60A的初级线圈上的振荡电压的偏压，根据逆变器的输出把该偏压馈送至第一和第二晶体管11A和12A的基极，对其进行自激励。其它运作与第一实施例相同，因此，在此不再赘述。为方便参照，相同的部件用相同的数号加一后缀字母“A”表示。在本实施例以及下面的实施例及其改进中，用例如参考号为“70A”或者类似的参考号的方框来简单地表示使第二开关晶体管首次导通的启动器。
                      第三实施例<图11>
图11示出了本发明的第三个实施例的逆变器交流电源，除了逆变器包括带有主绕组81的电流反馈型的驱动变压器80，第一和第二反馈绕组51B和52B以磁性耦合到该主绕组81上之外，其余与第一实施例相同。主绕组81与谐振电容器42串联连接后跨接到输出变压器60B的初级绕组61B上，以分别在第一和第二反馈绕组51B和52B上感应出根据逆变器产生的振荡电压自激励第一和第二晶体管11B和12B的偏压。为方便参照，用相同的数号加一个后缀字母“B”表示相同的部件。驱动变压器80可以是饱和或非饱和类型的。当负载5B一侧发生故障，使次级绕组62B短路时，初级绕组61B也被短路，没有电流流过驱动变压器80，因此晶体管11B和12B上无偏压，从而使逆变器立即停止运作，保护其电路部件。
                  第四实施例<图12>
图12示出了本发明的第4实施例的逆变器交流电源，它除了逆变器包括带有主绕组81C的驱动变压器80C，第一和第二反馈绕组51C和52C磁耦合到主绕组81C上之外，其余与第一实施例相同。主绕组81C与负载或放电灯5C串接后跨接在输出变压器60C的次级绕组62C上，以分别在第一和第二反馈绕组51C和52C上感应出根据逆变器产生的激励第一和第二晶体管11C和12C的振荡电压。为方便参照，用相同的数号加一个后缀字母“C”来表示相同的部件。只要负载5C断开，本实施例就停止逆变器的运作。即响应于负载5C的断开，驱动变压器80就与输出变压器60断开，在反馈绕组51C和52C上不产生偏压，从而使晶体管11C和12C截止，逆变器停止运作，起到保护逆变器的作用。
                       第五实例<图13>
图13示出了本发明的第五个实施例的逆变器交流电源，除了逆变器包括带有主绕组81D的驱动变压器80D，第一和第二反馈绕组51D和52D与该主绕组81D磁耦合之外，其余基本相同。主绕组81D与谐振电感41D串接后跨接到第一晶体管11D上，以分别在第一和第二反馈绕组51D和52D上根据逆变器产生的振荡电压感应出自激励第一和第二晶体管11D和12D的偏压。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“D”表示相同的部件。驱动变压器80D属饱和型。它包括磁激励驱动变压器80D的信号绕组82。在谐振电感器41D上耦合有一传感电感器84，用于检测表示逆变器产生的振荡电压的电压。因此，该检测到的电压由电阻器85、二极管86整流，向电容器87给出检查电压，信号绕组82跨接在电容器87上。
由于放电灯5D偶然断开或者到了其使用寿命，导致无负载或负载很小的情况而使逆变器电流增加时，传感绕组84感应于相应增加的电压。然后该增加的电压被施加于信号绕组82上，以降低分别在第一和第二绕组51D和52D上产生的偏压的方向磁激励饱和驱动变压器80D，从而禁止晶体管11D和12D，或者限制其开关操作。在这种情况下，即使在上述非正常情况下，也能防止晶体管11D和12D的电流过大。
                     第六实施例<图14>
图14示出了本发明的第6个实施例，除了信号绕组82E输出一个由用户选择的可变电压外，它在结构和运作方面与第五个实施例相似。信号绕组82E通过电阻器85E连接到可变电压源88上，用可变电压源来调节第一和第二反馈绕组51E和52E上产生的偏压，以缩短第一和第二晶体管11E和12E的导通周期，使放电灯5E变暗。为方便参照，用相同的数号加上一后缀字母“E”表示相同的部件。
                    第七实施例<图15>
图15示出了本发明的第7个实施例，除了设置了提供补偿电压并把该补偿电压迭加到分别由第一和第二反馈绕组51F和52F产生的偏压上的偏压电路之外，它在结构和运作方面与第1实施例相似。用相同的数号加一后缀字母“F”表示相同的部件。补偿电路包含带有电流传感绕组90、第一和第二绕组91和92的变压器。电流传感绕组90与放电灯5F串联连接后跨接到输出变压器60F的次级绕组62F上，以在第一和第二传感绕组91和92上产生相应的表示逆变器提供给放电灯5F的负载电流的电压。由二极管93和94以及电容器95和96对产生的电压进行整流，输出补偿电压，该补偿电压被加到第一和第二反馈绕组51F和52F的偏压上，使第一和第二晶体管11F和12F保持导通。在本实施例中，由偏压和补偿电压之和使晶体管11F和12F导通，而不单单是偏压。因此，如果放电灯5F断开，电流传感绕组90上无负载电流，也无补偿电压，则晶体管11F和12F停止运作，以保护逆变器。
                    实八实施例<图16>
图16示出了本发明的第8个实施例，除了设置了监测输入交流电压的输入电压监测器和根据输入交流电压改变逆变器输出频率的调节器之外，其它在结构和运作方面与第1实施例相似。图中用相同的数号加上一后缀字母“G”表示相同的部件。输入电压监测器包含具有主绕组100和第一和第二传感器绕组101的变压器，主绕组100跨接到交流电压源1G上，第一和第二传感器绕组101和102产生对应于瞬时输入交流电压的电压。调节器包含一对第一和第二放大晶体管111和112，每个放大晶体管111和112分别跨接在第一和第二开关晶体管11G和12G之一的基极一发射极通路上。各第一和第二传感器绕组101和102通过二极管103、104和电阻器105、106连接到第一和第二开关晶体管11G和12G中对应的一个晶体管的基极上，把经半波整流并经限流的电流提供给晶体管11G和12G，以根据瞬时输入交流电压改变第一和第二晶体管111和112的放大能力。
运作时，在输入交流电压正半周期间，极性如图16所示，第一开关晶体管11G仅对逆变运作起作用，而第二开关晶体管12G则同时供逆变和斩波运作，当输入交流电压上升到其峰值时，第一传感器绕组101向第一放大晶体管111的基极提供升高的电压，而第二传感器绕组102不向第二晶体管112的基极提供电压。因此，第一晶体管111起到这样一个作用，它把第一反馈绕组51G馈送给第一开关晶体管11G基极的基极电流减少一较大量，由此缩短开关晶体管11G的导通周期。在交流电压源负半周期间，第二开关晶体管12G仅在逆变器运作时起作用，而第一开关晶体管11G在逆变器运作和斩波器运作时均起作用，当输入交流电压上升到其峰值时，第二传感器绕组102向第二放大晶体管112的基极提供升高的电压。而第一传感器绕组101则不向第一晶体管111的基极提供电压。因此，第二晶体管112起到这样一个作用，它在较大程度上减少第二反馈绕组52G馈送给第二开关晶体管12G基极的基极电流，由此缩短开关晶体管12G的导通周期。在这种方式中，当输入交流电压升高到其峰值和下降到其零点时，控制该时开关晶体管中仅对逆变器运作起作用的一个晶体管，分别缩短和延长其导通周期，从而在输入交流电压上升到其峰值和向其底部下降时改变逆变器输出的频率，以分别限制和增加逆变器输出。尤其是，当输入交流电压在其底部附近时，逆变器频率被控制向L－C电路的谐振频率降低，以提高输出电压。另一方面，当输入交流电压在其峰值附近时，逆变器频率被控制从谐振频率升高，以限制输出电压。结果，可以容易地提供一致的和良好平衡的逆变器输出，同时，降低了纹波，这种纹波在输入交流电压为峰值时比在其底部时更严重。
                      第九实施例<图17>
图17示出了本发明的第9个实施例的逆变器交流电源，除了逆变器包括第一和第二电流传感电阻器121和122之外，其余在结构和运作方面基本上与第一实施例相同，第一和第二电流传感电阻121和122分别与第一和第二开关晶体管11H和12H串联，检测流过的逆变器电流，以便一旦由于放电灯5H断开或者损坏引起的实际上无负载的情况发生时就限制逆变器输出。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“H”表示相同的部件。第一和第二晶体管111H和112H分别插接于第一和第二开关晶体管11H和12H中相应的一个晶体管的基极－发射极通路内，晶体管111H和112H的基极连接到开关晶体管11H和12H中相应的一个晶体管的发射极上。
在运作时，当在实际上无负载情况下逆变器电流过量增大时，第一和第二晶体管111H和112H导通，用以吸取反馈绕组51H和52H分别馈送给第一和第二开关晶体管11H和12H的偏流，从而缩短开关晶体管的导通周期，或者禁止开关晶体管，以限制逆变器输出。注意，在这种连接中，可通过适当地控制第一和第二电流传感电阻器121和122的阻抗使放电灯5H变暗。
                   第10个实施例<图18>
图18示出了本发明的第10个实施例的逆变器交流电源，除了设置有第一和第二电压监测器之外，其余在结构和运作方面与第一实施例基本相同，第一和第二电压监测器监测第一和第二反馈绕组51J和52J上分别产生的偏压，根据监测的电压调节第一和第二开关晶体管11J和12J的导通周期。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“J”表示相同的部件。第一和第二电压监测器各由二极管131或132、电阻器133或134和电容器135或136组成，这些部件串联后跨接到第一和第二反馈绕组51J和52J之一上，向电容器135、136提供表示第一和第二开关晶体管11J和12J馈送的偏压的电压。而且逆变器中还包括一对第一和第二分流晶体管141和142，它们各自插接到第一和第二开关晶体管11J和12J中对应的一个晶体管的基极-发射极通路内，晶体管141和142的基极各自通过齐纳二极管137、138连接成接收电容器135、136中对应的一个电容器的电压。
在运作时，当由于非正常负载情况逆变器电流过量增加而在谐振电感器41J上感应出高电压时，第一和第二反馈绕组51J和52J向电容器135、136充电到超过预定值。一旦发生这种情况，齐纳二极管137、138导通，使晶体管141和142中相应的一个晶体管导通，从而使第一和第二晶体管11J和12J中对应的一个晶体管的基极-发射极通路形成分路，将其截止，因此，缩短了第一和第二晶体管11J和12J的导通周期，限制逆变器输出。
              第11个实施例<图19>
图19示出了本发明的第11个实施例的逆变器交流电源，除了设置有电压检测器外，其余在结构上和运作方面基本上与第一实施例相同，电压检测器检测平滑电容器30K的电压，根据检测到的表示斩波器输给逆变器的输入直流电压的电压来限制逆变器输出。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“K”表示相同的部件。电压检测器包含电阻器153和154的分压器，电阻器153和154串联后跨接到平滑电容器30K上，把分压电压提供给第一和第二比较器151和152的正端。加到第一和第二比较器151和152的负端的是固定的参考电压，该参考电压从交流电压源1K经二极管155、电容器156和齐纳二极管157构成的电路取得。而且，逆变器中还包括有一对第一和第二分流晶体管141K和142K，它们各自插接到第一和第二开关晶体管11K和12K中相应的一个晶体管的基极－发射极通路内，各晶体管141K和142K的基极连接到第一和第二比较器151和152的输出端。
当由于非正常情况平滑电容器30K产生过高的电压而使分压电压超过参考电压时，第一和第二比较器151和152输出高电平，使第一和第二分流晶体管141K和142K导通，从而限制逆变器输出。第一比较器151的输出端经耦合变压器158耦合到第一开关晶体管11K的基极上。
                  第12实施例<图20>
图20示出了本发明的第12实施例的逆变器交流电源，除设置有输出电压监测器之外，其余在结构和运作方面基本上与第一实施例一样，该输出电压监测器监测逆变器输出，一旦出现负载非正常情况，就限制逆变器运作。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“L”表示相同的部件。电压监测器包含传感器绕组160，传感器绕组160耦联到输出变压器60L上，输出表示作用于放电灯5L上的逆变器输出的电压。逆变器包括串联插接到第二开关晶体管12L的发射极上的限流电阻器161和跨接到限流电阻器161上的分流晶体管162。在分流晶体管162的基极-发射极通路内插接有旁路晶体管163，旁路晶体管163的基极连接成通过电阻器164、二极管165、齐纳二极管166和电容器167接收传感器绕组160的电压。分流晶体管162的基极连接成通过电阻器168接收平滑电容器30L的工作电压，所以，在正常工作情况时，分流晶体管162保持导通，为限流电阻161分流。
当逆变输出非正常地升高到超过频定值时，传感器绕组160产生相应的电压，使齐纳二极管166导通，从而使旁路晶体管163导通。一旦发生这种情况，流过电阻器168的电流经旁路晶体管163吸收，从而使分流晶体管161截止。因此，流过限流电阻器161的逆变器电流被减少到不足以维持逆变器自激励的程度，使逆变器运作停止。提供一定时器169，用以向分流晶体管基极发送启动电压，该启动电压等于电源接通允许启动后一预定时间上被发送。
                    第13实施例<图21>
图21示出了本发明的第13个实施例的逆变器交流电源，除了包括有预热电路之外，其余在结构和运作方面基本上与第一实施例相同。预热电路在触发斩波器向逆变器提供全直流电压之前向放电灯5M的灯丝6提供限定时间的预热电流。为方便参照，用相同的数号加上一后缀字母“M”表示相同的部件。预热电路包含三端双向可控硅170，它插接在从第三和第四二极管23M和24M之间的连接点到第一和第二开关晶体管11M和12M之间连接点的通路内。三端双向可控硅170的控制极通过光敏晶体管171连接到由绕组172、二极管173、电容器174和齐纳二极管175组成的触发电压电路上。绕组172与谐振电路41M磁耦合，通过与发光二极管181耦合的光敏晶体管171向三端双向可控硅170的控制极提供触发电压。预热电路还包括绕组180，绕组180与输出变压器60M耦合，并通过电阻器182和整流器183连接成向电容器184提供直流电压。发光二极管181与电阻185串联后跨接到电容器183上，在逆变器启动经过了电容器184和电阻器185的时间常数决定的时间后，发光二极管181导通发光，或者发光二极管通过输出变压器60M接收电压。一旦光敏三极管171接收到发光二极管181的光就导通，接着输出触发电压使三端双向可控硅导通170。
在运作时，电源启动时，三端双向可控硅170处于截止状态以便向平滑电容器30M充电，斩波器不工作。因此，逆变器工作在低直流电压上，即在
Figure A9411600700351
乘友输入交流电压的峰值电压上，产生有限的逆变输出，对放电灯5M的灯丝6进行预热。一旦开始对放电灯5进行预热，用有限的逆变器输出开始对电容器184充电，所以在从逆变器启动过了预定的时间之后，发光二极管181发光，从而使光敏三极管171导通，然后使三端双向可控硅170导通，结束预热周期。然后，使斩波器能提供升高的高压，在该高压上，逆变器产生正常的输出，点亮放电灯5M。
图22示出了对上述第13个实施例的一种改进，其中，绕组180被耦合到辅助变压器187上，辅助变压器187被连接到放电灯5M的灯丝6上。对于这种变压器耦合，当放电灯5M断开时，无电压反馈给电容器184，从而保持三端双向可控硅截止。因此在这种情况下，斩波器被禁止，仅使逆变器工作在低电压上，以保护逆变器电路。
                  第14个实施例<图23>
图23示出了本发明的第14个实施例的逆变器交流电源，除了包括有辅助谐振电感器45外，其余在结构和运作方面基本上与第1个实施例相同，该辅助谐振电感器45用于在非正常负载的情况下，调整逆变器的谐振频率，以限制逆变器输出。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“N”表示相同的部件。辅助电感器45与谐振电感器41N串联，并且被继电器190的开关触点191旁路。继电器190且有一个激励线圈192，该激励线圈192连接成接收激励电压，该激励电压由来自自平滑电容器30N，流过电阻193和二极管194并对电容器212充电的电流获得。因此，正常时继电器被激励，开关触点191闭合，使辅助谐振电感器45与谐振电感器41N断开。当逆变器由于非正常负载而产生过高的输出电压时由调节电路控制继电器190打开开关触点191，使辅助电感器45连接到已有的电感器41N上，从而使L－C谐振电路的阻抗增加，使谐振频率降低，以限制逆变输出。调节电路包括传感器绕组200，它联接到输出变压器60N上，通过齐纳二极管202向电容器201充电，在电容器201上产生表示逆变器输出的电压。产生的电压被施加于比较器203的正输入端，与由齐纳二极管204和电容器205提供给比较器203负输入端的参考电压比较，齐纳二极管204和电容器205的电路连接成接收电阻器206和二极管207从平滑电容器30N接收必要的电压。当逆变器输出过量增加，使电容器201电压超过参考电压时，比较器203输出高电平，通过二极管209向电容器208充电，使MOSFET晶体管210导通，因此电容器208接入MOSFET210的源极-栅极通路内。MOSFET210与向继电器190提供激励电压的齐纳二极管211、电容器212和电阻器213的并联组件跨接。因而，一旦由于非正常负载情况出现而使MOSFET210导通，从平滑电容器30N经电阻器193和二极管194反馈的激励电流被MOSFET210旁路，从而使继电器190释放，开关触点191打开，因此，以如上所述的方法限制逆变器输出。对本实施例进行改进可以从外部控制MOSFET210和或继电器190来使放电灯5N变暗。
                    第15个实施例<图24>
图24示出了本发明的第15个实施例的逆变器交流电源，除了设置了辅助谐振电容器46来代替辅助电感器之外，其余在结构和运作方面基本上与第14个实施例相同，辅助谐振电容器46的作用与辅助电感器一样用于在非正常负载情况下调整逆变器的谐振频率，限制逆变器输出。辅助电容器46与谐振电容器42N并联连接，并且被继电器190的开关触点191旁路。继电器190的激励线圈192连接成接收耦合到谐振电感41N的绕组195通过二极管194向电容器212充电得到的激励电压。因此，在正常情况下，继电器190被激励，其开关触点191闭合，使辅助电感器46连接到谐振电容器42N，使谐振电容量等于电容器42N和46并联的值。由相同的调节器控制继电器190，当逆变器由于非正常负载情况出现逆变器产生过高的输出电压时，打开触点191，使辅助电容器46与谐振电容器42N断开，从而提高L－C谐振电路的谐振电容，降低谐振频率，限制逆变输出。调节器电路包括传感器绕组200，它耦合到谐振电感器41N上通过齐纳二极管202向电容器201充电，在电容器201上产生一个指示逆变器输出的电压。该产生的电压施加于比较器203的正输入端，与齐纳二极管204和电容器205电路提供给比较器203的负输入端上的参考电压比较，齐纳二极管204和电容器205电路连接成通过电阻器206和二极管207从平滑电容器30N接收必要的电压。当逆变器输出过量增加，使电容器201电压超过参考电压时，比较器输出高电平，通过二极管209向电容器208充电，使MOSFET晶体管210导通。MOSFET210跨接在继电器190提供激励电压的齐纳二极管211和电容器212的并联组件上，因此，一旦由于负载非正常情况而使MOSFET210导通，则绕组195通过电阻器193和二极管194馈送的激励电流被MOSFET210旁路，从而使继电器190释放，开关触点191打开，因此用如上所述的方法限制逆变器输出。对本实施例进行改进也可以在外部控制MOS-FET210或继电器190，使放电灯5N变暗。
                    第16个实施例<图25>
图25示出了本发明的第16个实施例的逆变器交流电源，除了设置有能向逆变器提供三级不同电平的工作直流电压的输入电压选择器220外，其余在结构和运作方面基本上与第1个实施例相同。在本实施例中，用一对串联连接的第一和第二平滑电容器30－1和30－2代替单个电容器，并把它们跨接在一对串联连接的第三和第四二极管23P和24P上。为方便参考，用相同的数号加上一个后缀字母“P”表示相同的部件。输入电压选择器220包含具有第一和第二触点221和222以及共用触点223的三位置开关，共用触点223可在与第一触点221连接的第一位置、与第二触点202连接的第二位置和既不与第一触点连接也不与第二触点连接的中心位置之间移动。共用触点223连接到第三和第四二极管23P和24P之间的点上。第一触点221连接到第一和第二平滑电容器30－1和30－2之间的点上，而第二触点连接到第一和第二开关晶体管11P和12P之间的点上。
在运作时，当选择器220保持在中心位置时，交流电压源1P的输入电流经二极管21P和24P后成为经整流的电压，向一对串联连接的第一和第二平滑电容器30－1和30－2充电，由此向逆变器提供低直流电压，即输入交流电压峰值的
Figure A9411600700381
倍。当选择器220转换到把共用触点223连接到第一触点221的第一位置上时，成为倍压器，在输入交流电压正半周和负半周期间向各平滑电容器30－1和30－2充电，从而向逆变器提供中间直流电压，即输入交流电压峰值的
Figure A9411600700382
倍。在把共用触点223连接到第二触点222的第二位置时，斩波器能向逆变器提供升高的直流电压。用这种三模式充电方式，能容易地调节逆变器输出，对放电灯5P进行预热和使其变暗。
              第17个实施例<图26>
图26示出了本发明的第17个实施例的逆变器交流电源，除了逆变器包括有辅助电感器32外，其余在结构和运作方面基本上与第1个实施例相同，根据输入交流电压有效值有选择地将辅助电感器32与已有的电感器31R连接或者与其断开以向逆变器提供恒定的直流电压。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“R”表示相同的部件，该辅助电感器32与已有的电感器31R串联连接，并被继电器230的开关触点231旁路。继电器230的激励线圈232连接成通过二极管233和电阻器234接收交流电压源1R的激励电流。当输入交流电压低于预定值时激励继电器230使开关触点231闭合，因而辅助电感器32与斩波器断开。另一方面当输入交流电压高于预定值时，继电器230使开关触点231打开，把辅助电感器32接入斩波器电路。例如，当交流电为100V时，斩波器使用辅助电感器32和已有的电感器31R，来提升产生的直流电压。当斩波器连接到200V的交流电源上时，不用辅助电感器32。用这种方法，无论逆变器连接到100V或者200V交流电源上，都能向逆变器提供恒定的直流电压。为此，斩波器包括包含有全波整流器240和电阻器241和242的分压器的输入电压监测器，它向比较器243的正输入端提供表示交流电压的监测电压，比较器243则把它与施加于其负输入端的固定的参考电压比较。参考电压通过二极管233和电阻器234从交流电压源1R取得，并由齐纳二极管235和电容器236确定其大小，当交流电压源为100V时，参考电压低于监测到的值，当交流电压源为200V时，参考电压高于监测到的值。比较器243的输出端与MOSFET245的栅极相连，MOSFET245跨接到齐纳二极管246和电容器247的关联组件上，该并联组件向继电器30提供激励电压。
在运作时，当比较器因输入交流电压高于预定值，即斩波器与200V电源相连而输出高电平时，MOSFET245导通，停止向继电器230施加激励电压。因此，开关触点231被打开，把辅助电感器32连接到已有的电感器31R上。否则MOSFET245保持在截止状态，以激励继电器232，使辅助电感器32断开。
                  第18个实施例<图27>
图27示出了本发明的第18个实施例的逆变器交流电源，除了自激励电路包括定时IC250，用于与第一晶体管11S同步激励第二晶体管12S之外，其余在结构和运作方面基本上与第1个实施例一样。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“S”表示相同的部件。在本实施例中，谐振电容器42S跨接到输出变压器60S的第二绕组62S上，与谐振电感器41S构成L－C谐振电路，提供作为逆变器输出的振荡电压。响应于该振荡电压，第一反馈绕组51S提供偏压，使第一开关晶体管11S导通和截止。而第二反馈绕组52S连接成通过二极管252和电阻器253向电容器251充电。电容器251连接在定时IC250输入端(引脚8)和接地端(引脚1)之间，向其提供工作电压。定时IC250可用日本NEC公司生产的“μPD555”，其输出端(引脚3)向用作第二开关晶体管12S的MOSFET的栅极提供驱动脉冲。定时IC的复位端(引脚4)连接到输入端(引脚8)。电阻256和257的分压器跨接到MOSFET12S上，向定时IC250的触发端(引脚2)提供表示第一晶体管11S导通还是截止的控制信号。即，当第一晶体管11S导通时，把平滑电容器41S上的全部电压作用于第二晶体管或MOSFET12S上，所以分压器向定时IC250的触发端(引脚2)提供高电压信号。接着，当第一晶体管11S截止使逆变电流流过从谐振电振电感器41S、初级绕组61S、电容器43S、平滑电容器303、第四二极管24S并回到电感器41S的续流回路时，电阻器256和257的分压器上无电压，分压器输出低电压，把零电压信号送至定时IC250。一旦定时IC250接收到表示第一开关晶体管11S截止的零电压信号，则提供驱动脉冲，使第二开关晶体管12S导通，限制由定时电容器254和电阻器255的电路定时常数确定的导通周期。定时电容器254和电阻器255串联连接后跨接到电容器251上，而电容器254连接在定时IC250的阈值端(引脚6)和接地端(引脚1)之间，同时也连接在放电端(引脚7)和接地端(引脚1)之间。当第二晶体管12S截止时，第一反馈组51S以与在第一实施例中所解释的相同的方式使第一晶体管11导通。因此，在本实施例中，第一和第二开关晶体管11S和12S均对逆变器的振荡电压起作用，以自激励的方式交替导通和截止。
            第19个实施例<图28>
图28示出了本发明第19个实施例的逆变器交流电源，除了第二开关晶体管12T的导通周期被控制成随输入交流电压的变化而变化之外，其它在结构和运作方面基本上与第18实施例相同。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“T”表示相同的部件。逆变器包括晶体管260，它与电阻器261串联后与电容器251T并联，也与定时电容器254T和电阻器255T的串联组件并联。二极管262与电阻器261串联后跨接到电阻器255T上，形成二条平行的由电容器251T向定时电容器254充电的充电路径，一条路径经电阻器255T，另一条路径经过电阻器261和二极管262。因此，对流过晶体管260的集电极电流进行控制可以改变对定时电容器254T充电的充电速度，因此可以改变第二开关晶体管12T的导通周期。第二晶体管12T被连接成根据交流电压源1T的瞬时输入交流电压改变其集电极电流，该电压由监测电路监测。监测电路包含连接在滤波电容器3T和地之间的二极管262、电阻器263和264的串联组件和连接在滤波电容器3T另一端和晶体管260基极之间的二极管265和电阻器266的串联组件。电阻器264被连接成当交流电压的极性与流过二极管262的电流极性一致时，向晶体管260的栅极提供表示瞬时输入交流电压变化的分压，所以晶体管260工作，相应地改变其集电极电流，从而改变电容器254T的充电速度，改变第二晶体管12T的导通周期。即，如图29A所示，在交流电压源正半周期间，输入交流电压的极性与上述的流过二极管262的电流的极性一致，电阻器264把与瞬时输入交流电压成比例的半波整流电压通过二极管267提供给晶体管260的基极。在这种情况下，如图29B所示，晶体管260输出与输入交流电压成反比的电压VCC，所以晶体管260的集电极电流增大，降低了充电速度，从而延长了第二开关晶体管12T的导通周期。在交流电压源1T的负半周期间，输入交流电压的极性与流过二极管262的电流极性相反，电阻器266向晶体管260基极提供相同的变化电压，以与改变输入交流电压相同的方式改变第二开关晶体管12T的导通周期。
                第20个实施例<图30>
图30示出了本发明的第20个实施例的逆变器交流电源，除了用手动控制第二开关晶体管12U的导通周期来使放电灯5U变暗外，其余在结构和运作方面基本上与第18个实施例相同。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“U”表示相同的部件。在本实施例中，可变电阻269与定时电容器254U串联后跨接到电容器251U上来改变定时电容器254U的充电速度，从而改变第二开关晶体管12U的导通周期，由此改变逆变器输出的频率，使放电灯5U变暗。例如，当通过调节可变电阻269使充电速度提高时，定时IC250U减少第二开关晶体管12U的导通周期，从而提高逆变器的输出频率。而且在这种情况下，在逆变器运行期间耦合电容器43U接收更多的直流电流，相应地降低谐振电容器42上产生的电压。结果，逆变器提供限定的输出能量，使放电灯5U变暗。
                第21个实施例<图31>
图31示出了本发明的第21个实施例的逆变器交流电源，除了逆变器属于半桥结构，而且电感器41V与连带的第一和第二反馈绕组51V和52V一起形成饱和变压器之外，其它在结构和运作方面基本上与第1实施例相同。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“V”表示相同的部件。在本实施例中，用一对串联连接的第一和第二平滑电容器30－1和30－2代替单个电容器，它们以半桥结构形式跨接到一对串联连接的第一和第二开关晶体管11V和12V上。因此，第一平滑电容器30－1提供使逆变器电流流过第一开关晶体管11V、电感器41V和输出变压器60V的电压，而第二平滑电容器30－2提供使相反的逆变器电流流过第二晶体管12V、电感器41V和输出变压器60V的电压。
                  第22个实施例<图32>
图32示出了本发明的第22个实施例的逆变器交流电源，除了逆变器包括补偿电路之外，其余在结构和运作方面基本上与第21个实施例相，补偿电路向负载5W提供与逆变器输出电压成比例的补偿电压，并把该补偿电压迭加到第一和第二反馈绕组51W和52W上产生的偏压上，以便即使在这些晶体管集电极电流增加时，也能成功地使第一和第二开关晶体管11W和12W导通和截止。为方便参照，用相同的符号加一个后缀字母“W”表示相同的部件。补偿电路包含具有主绕组270和第一和第二绕组271和272的辅助变压器，其主绕组270与谐振电感器41W串联，逆变器电流流过主绕组270而在第一和第二绕组271和272上产生电压。这些产生的电压分别通过电阻器272和274、二极管275和276馈送到电容器277和278，向它们充电，产生补偿电压。然后，分别把补偿电压叠加到第一和第二反馈绕组51W和52W产生的偏压上，并把它们馈送给第一和第二开关晶体管11W和12W的基极，从而在这些晶体管由于负载增加使而使集电极电流增加时，也能确保有足够的偏压使晶体管11W和12W交替导通和截止。在本实施例中，输出变压器60W的初级绕组61W跨接到谐振电容器42W上谐振电容器42W与电感器41W串联，形成L－C谐振电路，向负载5W提供振荡交流电压。
                  第23个实施例<图33>
图33示出了本发明的第23个实施例的逆变器交流电源，除了包括有在电源与交流电压源1X断开对立即使逆变器运作停止的安全电路外，其余在结构和运作方面基本上与第21个实施例相同。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“X”表示相同的部件。安全路包括第一和第二绕组281和282，分别与斩波器的电感器31X相联，通过相关的整流器283和284以及电容器285和286向第一和第二开关晶体管11X和12X的基极提供偏压，分别使这些晶体管导通。而且安全电路还包括第一和第二分流晶体管291和292，它们各自插接到第一和第二开关晶体管11X和12X中相应的一个晶体管的基极－发射极通路内。第一和第二分流晶体管291和292的基极分别连接成接收第一和第二反馈绕组51X和52X的振荡反馈电压，根据出现在第一和第二反馈绕组51X和52X上的电压用自激励的方式使第一和第二开关晶体管11X导通和截止。因此，当电源与交流源1X断开时，第一和第二开关晶体管11X和12X上无偏压，立即使逆变器停止运作，以避免逆变器不正常工作，不然的话，在电容器30－1X和30－2X上的电压降低时，势必引起第一和第二开关晶体管不合宜地同时导通的情况，迟早会产生运行故障。在本实施例中，负载5X与输出变压器60X相连，输出变压器61的初级绕组61跨接到谐振电感器42X上，并与谐振电感器41X串联，形成L－C谐振电路。
              第24个实施例<图34>
图34示出了本发明的第24个实施例的逆变器交流电源，除了设置有另一种安全电路之外，其余在结构和运作方面基本上与第21个实施例相同，该安全电路在逆变器与交流电压源断开时能使逆变器立即停止运作，而且第一和第二反馈绕组51Y和52Y耦合到输出变压器60Y的实级绕组61Y上，提供相同的振荡偏压。为方便参照，用相同的数号加上一个后缀字母“Y”表示相同的部件。安全电路包含具有主绕组300和第一和第二绕组301和302的变压器，主绕组300跨接到交流电压源1Y上，第一和第二绕组301和302与主绕组300相耦合，和自通过相关的二极管303和304以及电容器305和306提供补偿电压。补偿电压分别迭加到第一和第二反馈绕组51Y和52Y产生的偏压上，并反馈到第一和第二开关晶体管11Y和12Y的基极上，所以对第一和第二开关晶体管11Y和12Y的自激励是在有补偿电压的情况下进行的。因此，当电源与交流电压源1Y断开时，第一和第二开关晶体管11X和12X上无足够的偏压，使逆变器立即停止运作。在本实施例中，输出变压器的初级绕组61Y跨接到谐振电容器42Y上谐振电容器42Y与谐振电容器41Y串联，形成L－C谐振电路，向负载5Y提供振荡交流电压。
另一方面，也可以把第一和第二绕组耦合到谐振电感器41Y上，从逆变输出取得偿补电压。在本改进中，有可能在负载或放电灯5Y与逆变器断开时立即使逆变器停止工作。
                 第25个实施例<图35>
图35示出了本发明的第25个实施例的逆变器交流电源，除了负载或放电灯5Z通过输出绕组64互感耦合到电感器41Z上之外，其余在结构和运作方面基本上与第21个实施例相同。输出绕组64与第一和第二反馈绕组51Z和52Z一起耦合到电感器41Z上，形成饱和变压器。为方便参照，用相同的数号加一个后缀字母“Z”表示相同的部件。
                 第26个实施例<图36>
图36示出了本发明的第26个实施例的逆变器交流电源，除了逆变器包括两个谐振电感器41－1和41－2外，其余在结构和运作方面基本上与第21个实施例相同，两个谐振电感器41－1和41－2分别与平滑电容器30－1AA和30－2AA串联后跨接到第一和第二开关晶体管11AA和12AA上，而且第一和第二反馈绕组51AA和52AA耦合到输出变压器60AA上。为方便参照，用相同的数号加上后缀字母“AA”表示相同的部件。电感器41－1和41－2共用谐振电容器42AA，构成各自的L－C谐振电路，向负载5AA提供作为逆变器输出的振荡输出电压。
               第27个实施例<图37>
图37示出了本发明的第27个实施例的逆变器交流电源，除了逆变器属于全桥结构之外，其余结构和运作方面基本上与第1个实施例相同。为方便参照，用相同的数号加上后缀字母“AB”表示相同的部件。逆变器包括第三和第四开关晶体管13和14，它们与第一和第二开关晶体管11AB和12AB一起形成全桥电路。另外，逆变器还包括一对串联连接的第五和第六二极管25和26，它们各自与第三和第四开关晶体管13和14的一个反向并联。谐振电感器41AB与在第一和第二开关晶体管11AB和12AB的连接点和第三和第四开关晶体管13和14的连接点之间的谐振电容器42AB串联连接，形成L－C谐振电路，通过输出变压器60AB向负载5AB提供振荡交流电压。输出变压器60AB的初级绕组61AB跨接到谐振电容器42AB上，其次级绕组62AB跨接到负载或放电灯5AB上。另外，逆变器还包括第三和第四反馈绕组53和54，它们分别与第一和第二反馈绕组51AB和52AB一起与谐振电感器41AB磁耦合，并且分别连接到第三和第四开关晶体管13和14的基极上，向其提供偏压，所以对角上的开关晶体管对，即第一和第四开关晶体管对11AB和14以及第二和第三开关晶体管对12AB和13同时导通和截止。启动器70连接成向第二和第三开关晶体管12AB和13提供启动电压，使它们导通。
斩波电路的运作与第1个实施例相同，即第一第二开关晶11AB和12AB在交流电压源1AB的输入交流电压的负半周和正半周期间周期性地中断输入交流电压，向平滑电容器30AB提供升压的平滑直流电压。
逆变器运作如下。当第二和第三晶体管12AB和13导通时，平滑电容器30AB使逆变电流顺序流过第三晶体管13、谐振电容器42AB、谐振电感器41AB和第二晶体管12AB。一旦由于第二和第三反馈绕组52AB和53上的偏压分别降低而使第二和第三晶体管12AB和13截止时，谐振电感器41AB起到使逆变电流以相同方向继续流过谐振电感器41AB、第三二极管23AB、平滑电容器30AB、第六二极管26、谐振电容器42AB和谐振电感器41AB的续流回路的作用。在逆变器电流刚断开之后，第一和第四开关晶体管11AB和14由第一和第四反馈绕组51AB和54上的偏压自激励，使逆变器电流以相反的方向按顺序从平滑电容器30AB流过第一晶体管11AB、谐振电感器41AB、谐振电容器42AB和第四晶体管14。一旦由于第一和第四反馈绕组51AB和54上的偏压分别下降而使第一和第四晶体管11AB和14截止时，谐振电感器41AB起到使逆变电流以相同的方向继续流过另一个谐振电感器41AB、谐振电容器42AB、第五二极管25、平滑电容器30AB、第四二极管26和谐振电感器41AB的续流回路的作用。在逆变电流刚断开之后，第一和第四开关晶体管11AB和14由第一和第四反馈绕组51AB和54上的偏压自激励，使逆变电流以相反的方向按顺序从平滑电容器30AB流过第一晶体管11AB、谐振电感器41AB、谐振电容器42AB和第四晶体管14。在这种方式中，逆变器运行使逆变器电流方向交替，所以L－C谐振交流电压，作用于负载5AB上。

Claims (40)

1.一种逆变器交流电源，连接到低频交流电压源上，提供高频交流电压以驱动负载，所述交流电源包含：
连接成从所述交流电压源接收交流电压以提供平滑直流电压的斩波器，所述斩波器包含：
至少一个电感器；
一对串联的第一和第二二极管；
一对串联的第一和第二单向开关元件，它们被控制成交替导通和截止；
一对串联的第三和第四二极管，它们分别与所述第一第二开关元件反向并联连接，并且与所述一对串联连接的第一和第二二极管跨接，形成整流电桥；和
与所述一对串联的所述第一和第二开关元件跨接的平滑电容装置；
所述第一和第二二极管之间的连接点为第一输入点，所述第一和第二开关元件之间的连接点为第二输入点，所述低频交流电压源适合与所述第一和第二输入端之间的所述至少一个电感器串联连接，以使所述第一和第二开关元件反复中断从所述交流电压源通过所述第一和第二二极管提供的交流电压，从而在所述电感器上产生电压，然后该电压经所述第一、第二、第三和第四二极管中相关的二极管馈送给所述平滑电容装置，提供所述平滑直流电压；
所述交流电源还包含：
连接成接收所述斩波器的所述平滑直流电压以提供所述高频交流电压的逆变器，所述逆变器与所述斩波器共用所述第一和第二开关元件以及所述第三和第四二极管，它包括电感装置，该电感装置与所述负载一起跨接到所述第一和第二开关元件之一上，响应于所述第一和第二开关元件的交替导通和截止使逆变器电流交替流过所述电感装置，从而向负载提供作为所述高频交流电压的振荡电压；
向所述第一和第二开关元件之一提供启动电压以启动逆变器的启动装置；
包括在所述逆变器内的确认所述振荡电压变化的自激励装置，所述自激励控制装置与所述第一和第二开关元件的控制端相连，以根据所述振荡电压的变化使所述第一和第二开关元件交替导通和截止。
2.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述电感装置包含一谐振电感器，它与一谐振电容器一起形成L－C谐振电路，所述谐振电感器与所述谐振电容器串联连接之后跨接到所述第一开关元件上，所述自激励控制装置包含所述谐振电感器，第一反馈绕组和第二反馈绕组，所述第一反馈绕组和所述第二反馈绕组磁耦合到所述谐振电感器上，根据所述逆变器的所述振荡电压分别产生极性相反的偏压，所述第一和第二反馈绕组耦合成把所述偏压分别馈送给所述第一和第二开关元件的所述控制端，使所述第一和第二开关元件交替导通和截止。
3.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述逆变器包括隔直电容器和具有初级绕组和次级绕组的输出变压器，所述隔直电容器和所述初级绕组与所述谐振电感器串联连接后跨接到所述第一开关元件上，而所述初级绕组跨接到所述谐振电容器上，所述次级绕组耦合到所述负载上。
4.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述电感装置包含一谐振电感器，所述谐振电感器与所述谐振电容器一起形成L－C谐振电路，所述谐振电感器和所述谐振电容器串接后跨接到所述第一开关元件上，所述逆变器包括具有初级绕组和次级绕组的输出变压器，所述初级绕组与所述谐振电感器串接后跨接到所述第一开关元件上，所述次级绕组耦合到所述负载上，所述输出变压器还包括第一和第二反馈绕组，它们根据所述逆变器的所述振荡电压分别产生极性相反的偏压，所述第一和第二反馈绕组耦合成把所述偏压分别馈送给所述第一和第二开关元件的所述控制端，以确定所述自激励装置，使所述第一和第二开关元件交替导通和截止。
5.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述电感装置包含谐振电感器，所述谐振电感器与一谐振电容器一起形成L－C谐振电路，所述谐振电感器与所述谐振电容器串联后跨接到所述第一开关元件上，所述逆变器包括具有一主绕组和一对第一和第二反馈绕组的驱动变压器，所述主绕组与所述谐振电感器串联后跨接到所述第一开关元件上，所述第一和第二反馈绕组根据所述逆变器的所述振荡电压产生极性相反的偏压，所述第一和第二反馈绕组联接成把所述偏压分别馈送给所述第一和第二开关元件的所述控制端，以确定所述自激励装置，使所述第一和第二开关元件交替导通和截止。
6.如权利要求5所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述逆变器包括具有初级绕组和次级绕组的输出变压器，所述初级绕组与所述谐振电感器串联后跨接到所述第一开关元件上，所述次级绕组耦合到所述负载上，所述驱动变压器的所述主绕组与所述谐振电容器串联后跨接到所述输出变压器的所述初级绕组上。
7.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述逆变器包括具有初级绕组和次级绕组的输出变压器，所述初级绕组跨接到所述第一开关元件上，所述次级绕组耦合到所述负载上，并且所述逆变器进一步包括具有主绕组和一对第一和第二反馈绕组的驱动变压器，所述主绕组与所述负载串联后跨接到所述次级绕组上，所述第一和第二反馈绕组根据所述逆变器馈送至所述负载上的振荡输出电压，分别产生极性相反的偏压，所述第一和第二反馈绕组联接成把所述偏压分别馈送给所述第一和第二开关元件的所述控制端，以确定所述自激励装置，使所述第一和第二开关元件交替导通和截止。
8.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述电感装置包含一谐振电感器，所述谐振电感器与一谐振电容器一起形成谐振电路，所述谐振电感器与所述谐振电容器串联后跨接到所述第一开关元件上，所述逆变器包括具有主绕组、一对第一和第二绕组和信号绕组的饱和驱动变压器，所述主绕组与所述谐振电感器串联后跨接到所述第一开关元件上，所述第一和第二反馈绕组根据所述逆变器的所述振荡电压分别产生极性相反的偏压，所述第一和第二反馈绕组联接成把所述偏压分别馈送给所述第一和第二开关元件的所述控制端，以确定所述自激励装置，使所述第一和第二开关元件交替导通和截止；
所述逆变器进一步包括：
磁耦合到所述谐振电感器上产生指示逆变器振荡电压的检查电压的传感器绕组；
把所述传感器绕组的所述检查电压转换成相应的控制直流电压的装置，它把所述控制直流电压施加于所述信号绕组上，当所述振荡电压升高时磁激励所述饱和驱动变压器，使所述第一和第二反馈绕组上产生的所述偏压降低，从而缩短所述第一和第二开关元件的导通周期。
9.如权利要求1所述的逆变器交流电源，原其特征在于，所述电感装置包含一谐振电感器，所述谐振电感器与一谐振电容器一起形成L—C谐振电路，所述谐振电感器与所述谐振电容器串联后跨接到所述第一开关元件上，所述逆变器包括具有主绕组、一对第一和第二反馈绕组和信号绕组的饱驱动变压器，所述主绕组与所述谐振电感器串联后跨接到所述第一开关元件上，所述第一和第二反馈绕组根据所述逆变器的所述振荡电压分别产生极性相反的偏压，所述第一和第二反馈绕组联接成把所述偏压分别馈送给所述第一和第二开关元件的所述控制端，以确定所述自激励装置，使所述第一和第二开关元件交替导通和截止；
所述逆变器进一步包括：
把可变的直流控制电压施加于所述饱和驱动变压器上的装置，它在所述振荡电压升高时降低所述第一和第二反馈绕组上产生的所述偏压，从而缩短所述第一和第二开关元件的导通周期。
10.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述第一和第二开关元件为具有固有寄生二极管的MOSFET，所述寄生二极管分别作为所述第三和第四二极管。
11.如权利要求2的逆变器交流电源，其特征在于，进一步包括产生与所述逆变器的振荡电压成比例的补偿直流电压的补偿装置，所述补偿装置连接到所述第一和第二开关元件的控制端，把所述偏压迭加到所述补偿电压上，以使第一和第二开关件导通和截止。
12.如权利要求11所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述补偿装置包含具有主绕组和一对第一和第二副绕组的变压器，所述逆变器包括具有初级线圈和次级线圈的输出变压器，所述初级线圈与所述谐振电感器串联后跨接到所述第一开关元件，所述次级绕组耦合到所述负载上，所述主绕组与所述负载串联后跨接到所述次级绕组上，以在所述第一和第二副绕组上分别产生对应于馈送给所述负载的振荡电压的交流电压，所述补偿装置进一步包括把所述交流电压整流成所述补偿直流电压并分别施加于所述第一和第二开关元件的整流装置。
13.如权利要求11所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述补偿装置包含具有主绕组和一对第一和第二副绕组的变压器，所述主绕组与所述谐振电感器串联后跨接到所述第一开关元件以在所述第一和第二副绕组上分别产生对应于所述逆变器的振荡电压的交流电压，所述逆变装置进一步包括把所述交流电压整流成所述补偿直流电压并分别施加于所述第一和第二开关元件上的整流装置。
14.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，进一步包括把所述交流电压源的交流电压转换成相应的补偿直流电压的补偿装置，所述补偿装置连接到所述第一和第二开关元件的控制端，把所述偏压迭加到所述补偿电压上，使所述第一和第二开关元件导通和截止。
15.如权利要求14所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述补偿装置包含一对第一和第二副绕组，所述第一和第二副绕组与所述斩波器的所述电感器磁耦合，以产生对应于提供给所述斩波器的交流电压的监测交流电压，所述补偿装置进一步包括把所述监测交流电压整流成所述补偿直流电压，并分别把它们施加于所述第一和第二开关元件上的整流装置。
16.如权利要求14所述的逆变器交流电源，其特征在于所述补偿装置包含具有主绕组和一对第一和第二副绕组的变压器，所述主绕组跨接到所述交流电压源上，以分别在所述第一和第二副绕组上产生对应于馈送给所述斩波器上的所述交流电压的监测交流电压，所述补偿装置进一步包括把所述监测交流电压整流成所述补偿直流电压并分别施加于所述第一和第二开关元件上的整流装置。
17.如权利要求2所述的逆变器交流装置，其特征在于，进一步包括监测所述交流电压源的瞬时交流电压并提供对应于所述交流电压的直流电压的电压监测器，以及连接到所述第一和第二反馈绕组上并根据所述直流电压使所述第一和第二反馈绕组上产生的所述偏压降低一个与所述直流电压成比例的量的调节装置，从而在瞬时交流电压升高时缩短所述第一和第二开关元件的导通周期。
18.如权利要求17所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述第一和第二开关元件为双极晶体管，其基极为所述控制端，所述调节装置包含第一和第二放大晶体管，它们分别连接在所述第一和第二开关晶体管的基极一发射极通路之间，所述第一和第二放大晶体管连接成各控制端接收所述输入电压监测器的所述直流电压，吸取与所述直流电压成比例的一部分所述偏压，以分别相应地降低作用于所述第一和第二开关晶体管上的偏压。
19.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，进一步包括第一和第二电流传感器，它们分别与所述第一和第二开关元件串联，当第一和第二开关元件导通时分别提供指示流过逆变器电流的第一和第二监测电压，所述逆变器交流电源进一步包括调节装置，它与所述第一和第二反馈绕组相连，并响应于所述第一和第二电流传感器的所述第一和第二监测电压使所述第一和第二反馈绕组上产生的所述偏压降低与所述第一和第二监测电压成比例的量，从而当所述第一和第二监测电压上升时，缩短所述第一和第二开关元件的导通周期。
20.如权利要求19所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述第一和第二开关元件为双极晶体管，其基极为所述控制端，所述调节装置包含第一和第二放大晶体管，它们分别连接在所述第一和第二开关晶体管的基极－发射极通路之间，所述第一和第二放大晶体管连接成各控制端接收所述第一和第二电流传感器的所述第一和第二监测电压，吸取与所述直流电压成比例的一部分所述偏压，以分别相应地降低作用于所述第一和第二开关晶体管上的偏压。
21.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，进一步包括第一和第二电压监测器，它们分别与所述第一和第二反馈绕组连接以提供分别对应于所述第一和第二反馈绕组上产生的偏压的第一和第二监测直流电压，所述逆变器交流电源进一步包括调节装置，它与所述第一和第二反馈绕组相连，当所述第一和第二监测直流电压超过预定值时，降低所述第一和第二反馈绕组上的所述偏压，从而在所述第一和第二监测电压升高到大于所述预定值时，缩短所述第一和第二开关元件的导通周期。
22.如权利要求21所述的逆变交流电源，其特征在于，所述第一和第二开关元件为双极晶体管，其基极为所述控制端，所述调节装置包含分别连接在所述第一和第二开关晶体管的基极－发射极通路之间的第一和第二分流晶体管和分别连接到所述第一和第二晶体管控制端的第一和第二齐纳二极管，所述第一和第二分流晶体管连接成在所述控制端上接收从所述第一和第二电流传感器分别通过所述齐纳二极管的所述第一和第二监测电压，在所述第一和第二监测电压超过所述预定值时分别使所述第一和第二开关晶体管截止。
23.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，进一步包括提供指示所述平滑电容器上产生的直流电压的检测电压的电压检测器，所述逆变器交流电源进一步包括调节装置，它与所述第一和第二反馈绕组相连，在所述检测电压超过预定值时，降低所述第一和第二反馈绕组施加于所述第一第二开关元件的所述偏压，从而当所述检测电压大于所述预定值时缩短所述第一和第二开关元件的导通周期。
24.如权利要求23所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述第一和第二开关元件为双极晶体管，其基极为控制端，所述调节装置包括第一和第二比较器和第一和第二分流晶体管，所述第一和第二比较器连接成接收检测电压，以在所述检测电压大于所述预定值时产生相应的电压，所述第一和第二分流晶体管分别连接在所述第一和第二开关晶体的基极－发射极回路之间，所述第一和第二分流晶体管的控制端分别连接到所述第一和第二比较器上，接收大于所述预定值的所述检测电压，以分别使所述第一和第二开关晶体管截止。
25.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述电感装置包含一谐振电感器，它与一谐振电容器一起形成L－C谐振电路，所述谐振电感器和所述谐振电容器串联后跨接到所述第一开关元件上，所述自激励控制装置包含：
所述谐振电感器；
与所述谐振电感器磁耦合的第一反馈绕组，它根据所述逆变器的所述振荡电压产生偏压，所述第一反馈绕组耦合成把所述偏压馈送至所述第一开关元件的所述控制端，使它周期性地导通和截止；
产生表示所述第一开关元件截止的控制信号的检测器；以及
驱动装置，它连接成接收所述控制信号，并向所述第二开关元件的控制端提供偏压，在接收到所述控制信号时使所述第二开关元件导通一预定的时间间隔。
26.如权利要求25所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述自激励控制装置进一步包括第二反馈绕组，它与所述谐振电感器磁耦合，提供激励所述驱动装置的电压。
27.如权利要求25所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述自激励装置进一步包括输入电压监测器和脉宽调节器，所述输入电压监测器在所述交流电压的正半周和负半周之一期间检测所述交流电压源向所述斩波器提供的瞬时脉动电压，在该半周内，所述第二开关元件使斩波器周期性地中断所述交流电压，并提供与所述脉动电压成比例的控制电压，所述脉宽调节器根据所述控制电压信号使所述驱动装置以与所述控制电压成反比例地改变所述第二开关元件的导通周期。
28.如权利要求25所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述自激励控制装置包括可改变时间常数的脉宽调节器，所述脉宽调节器使所述驱动装置根据所述脉宽调节器选择的时间常数改变所述第二开关元件的导通周期。
29.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述逆变器包括辅助谐振电感器和常闭旁路开关的并联组件，所述并联组件与所述谐振电感器串联连接，使所述辅助谐振电感器仅在所述旁路开关打开时与所述谐振电感器相连，所述逆变器进一步包括检测所述逆变器的输出电压并在所述输出电压大于预定值时提供控制电压的电压检测器，以及连接成响应于所述控制电压打开所述旁路开关，由此增加所述L－C谐振电路的阻抗的输出控制装置。
30.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述逆变器包括辅助电容器和常闭旁路开关的串联组件，所述串联组件与所述谐振电容器并联连接，使所述辅助谐振电容器仅在所述旁路开关打开时与所述谐振电容器相连，所述逆变器进一步包括检测所述逆变器的输出电压，并在所述输出电压大于预定值时提供控制电压的电压检测和连接成响应于所述控制电压打开所述旁路开关，由此增加所述L－C谐振电路的阻抗的输出控制装置。
31.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述逆变器包括限流电阻器和常闭旁路开关的并联组件，所述并联组件与所述第一和第二开关元件之一串联连接，当所述旁路开关打开时，所述限流电阻器与所述第一和第二开关元件之一串联，使流过所述逆变器的振荡电流减小到所述自激励控制装置不能提供使所述第一和第二开关元件导通的所述偏压的程度，并且，所述逆变器进一步包括检测所述逆变器的输出电压并在所述输出电压大于预定值时提供控制电压的电压控制器，以及连接成响应于所述控制电压打开所述旁路开关，从而使逆变器停止运作的输出控制装置。
32.如权利要求1所述的逆变交流电源，其特征在于，所述负载包括带有电极的极电灯，所述斩波器包括一常闭开关，它连接在从所述串联连接的第三和第四二极管之间的连接点到所述串联连接的第一和第二开关元件之间的第二输入端的通路上，所述开关闭合时，所述交流电压的输入电流流过所述第一和第二开关元件，使斩波器能周期性地中断所述输入电流，把产生的能量存储入所述电感器内，除了所述输入电流的直接充电外，所述电感器还释放所述能量向所述平滑电容装置充电，从而在所述平滑电容装置上产生高压；
所述开关打开时，禁止所述斩波器运作，仅使所述输入电流进行所述直接充电，以在所述平滑电容装置上获得低电压；
所述电源包括定时器和控制装置，所述定时器由逆变器的输出激发，在激发后一预定的时间间隔提供控制信号，所述控制装置连接成使所述开关打开，直至接收到控制信号，这样所述逆变器运作在所述斩波器提供的所述低压上，输出有限的输出电压对所述电极进行预热，此后，所述逆变器运作在所述斩波器提供的所述高压上，输出正常的输出电压，以点亮所述放电灯。
33.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述斩波器的所述串联连接的第三和第四二极管之间的连接点为公共点，所述平滑电容装置包含一对串联连接的第一和第二平滑电容器，它们之间的联接点为分支点，所述斩波器包括把所述公共点有选择地连接到所述分支点和所述第一和第二开关元件之间的所述第二输入端之一的选择器，所述选择器把所述公共点连接到所述分支点上时，所述第一和第二二极管分别连接到电路内，分别在所述交流电压电压源的所述交流电压的正半周和负半周期间向所述第一和第二平滑电容器充电，而把所述第一开关元件与所述交流电压源断开，当所述选择器把所述公共点连接到所述第二输入端时，所述第一和第二开关元件连接成吸收所述交流电压源的输入电流，使斩波器周期地中断所述输入电流，把产生的能量存储到所述电感器内，并释放所述能量，以向所述第一和第二平滑电容器充电。
34.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述斩波器包括辅助电感器和旁路开关的并联组件，所述并联组件与所述电感器和所述第一和第二输入端之间的所述交流电压源串联连接，所述电源包括输入电压检测器和控制装置，所述输入电压检测器检测所述交流电压源提供的交流电压，并在所述交流电压大于预定值时提供控制信号，所述控制装置连接成响应于所述控制电压打开所述旁路开关，从而把所述辅助电感器的感抗加到所述电感器上。
35.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述平滑电容装置包含一对第一和第二平滑电容器，它们跨接到所述串联的第一和第二开关元件上，向所述逆变器提供半桥结构，所述负载与所述第一平滑电容器串联连接后跨接到所述第一开关元件上，同时与所述第二平滑电容器串联后跨接到所述第二开关元件上。
36.如权利要求35所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述自激励控制装置包含所述电感器和一对第一和第二反馈绕组，所述第一和第二反馈绕组与所述谐振电感器磁耦合，以根据所述逆变器的所述振荡电压分别产生极性相反的偏压，所述第一和第二反馈绕组耦合成把所述偏压分别馈送给所述第一和第二开关元件的所述控制端，以交替地使所述第一和第二开关元件导通和截止。
37.如权利要求35所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述逆变器包括具有初级绕组和次级绕组的输出变压器，所述初级绕组与所述谐振电感器串联连接，所述次级绕组耦合到所述负载上，所述输出变压器进一步包括第一和第二反馈绕组，它们根据所述逆变器的所述振荡电压分别产生极性相反的偏压，所述第一和第二反馈绕组耦合成把所述偏压分别馈送给所述第一和第二开关元件的所述控制端，以确定所述自激励装置，使所述第一和第二开关元件交替导通和截止。
38.如权利要求1所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述电感装置包含谐振电感器，它与一谐振电容器形成L－C谐振电容器形成L－C谐振电路，所述逆变器包括一对串联连接的第三和第四开关元件，它们以全桥结构跨接到所述一对串联的第一和第二开关元件上，所述负载与在所述第一和第二开关元件的连接点和所述第三和第四开关元件的连接点之间的所述L－C谐振电路串联，所述第三和第四开关元件的控制端分别连接到所述自激励控制装置上，这样所述第三和第四开关元件与所述第二和第一开关元件中对角上的一个开关元件同时导通和截止。
39.如权利要求38所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述自激励控制装置包含所述谐振电感器和一组第一、第二、第三和第四反馈绕组，所述一组第一、第二、第三和第四反馈绕组与所述谐振电感器耦合，根据所述逆变器的所述振荡电压产生偏压，所述第一、第二、第三和第四反馈绕组耦合成把所述偏压分别馈送给所述第一、第二、第三和第四绕组的所述控制极，使第一和第四开关元件对同时导通和截止，而使第二和第三开关元件对截止和导通。
40.如权利要求2所述的逆变器交流电源，其特征在于，所述谐振电感器与所述第一和第二反馈绕组一起形成饱和变压器。
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