JPH06204971A

JPH06204971A - スペクトル拡散変調及び／又は復調装置

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Publication number: JPH06204971A
Application number: JP36098092A
Authority: JP
Inventors: Yukinobu Ishigaki; 行信石垣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1992-12-28
Filing date: 1992-12-28
Publication date: 1994-07-22
Anticipated expiration: 2012-11-26
Also published as: JP2682363B2

Abstract

(57)【要約】【目的】充分な変調性能，復調性能を確保しつつ、装
置構成の簡素化等を図る。【構成】ＳＳ変調部（装置）には、１次変調用の角度
変調回路52，角度変調波を夫々Ｎ₁逓倍及び1/Ｎ₁分周
する逓倍器51及び分周器28，分周器出力をクロック信号
として拡散符号を発生するＰＮＧ48，Ｎ₁逓倍された角
度変調波を拡散変調してＳＳ変調波を出力する拡散変調
手段6 等を備え、ＳＳ復調部（装置）には、復調用拡散
符号を局部発振信号により中間周波に変換する手段9,こ
の拡散符号を上記ＳＳ変調波に乗算して角度変調波を得
る逆拡散復調手段8,角度変調波を復調するＰＬＬ41，Ｐ
ＬＬ41内のＶＣＯ24出力信号と局部発振信号とを基にク
ロック信号を発生する手段22,14;クロック信号を基に復
調用拡散符号を生成する復調用ＰＮＧ49，角度復調信号
より同期捕捉用制御信号を生成してＳＳ復調時の同期捕
捉を行なう同期捕捉手段32等を備えて構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散（以下
“ＳＳ”と記載する）通信に使用される送信機における
ＳＳ変調装置，受信機におけるＳＳ復調装置，又は送受
信機におけるＳＳ変調復調装置に係り、特に、遅延ロッ
クループ（ＤＬＬ）等の同期保持機能やＡＧＣ回路等を
不要にし、簡易な無線装置に応用可能な、同期型（搬送
波周波数と拡散符号とが同期関係に有る）のＳＳ変調及
び／又は復調装置に関する。

【０００２】

【技術的背景】近年のＳＳ通信において、ＳＳ技術によ
る多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来て
いる。周知の如く電波資源は有限なので、周波数を有効
に利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は広い周波数
帯域に拡散されてそのパワースペクトル密度は非常に小
さくなり、これにより他の通信に与える影響は小さく、
既存の通信周波数帯での混用も可能になるため、その面
での効用も大きく、原理的に周波数利用効率の向上に寄
与できるものである。また最近、わが国の郵政省におい
て、ＳＳ通信専用の周波数帯域も認可されようとしてお
り、今後は家庭用のワイヤレス通信にまで応用が拡大さ
れると予想され、その将来性や発展性が大きく期待され
ている。

【０００３】

【従来の技術】ＳＳ通信用の受信機（復調装置）におい
て、復調動作時の同期捕捉と同期保持は基本的に重要な
ものであり、今までに種々の同期捕捉方法や保持方法が
提案され、且つ、実用化されている。その中で、変調時
に１次変調である角度変調用のキャリヤ（搬送波）と、
２次変調であるＳＳ変調に用いられる拡散符号用クロッ
ク信号とに同期関係を持たせてＳＳ変調を行なう所謂同
期型ＳＳ変調，復調方式も、受信機（復調装置）におい
て回路構成を多少なりとも簡素化できる方式として知ら
れつつある。なお、角度変調としては、ＦＭ（周波数変
調）やＰＭ（位相変調）等があり、特に被変調信号がデ
ィジタル信号の場合にはShift Keying（シフトキーイン
グ；ＳＫ）と呼ばれ、これにはＦ(Frequency）ＳＫ，Ｐ
(Phase）ＳＫ，Ｍ(Minimum）ＳＫ及びＧＭ(Gausian Min
imum）ＳＫ等の変調方式がある。

【０００４】かかるＳＳ変調装置及び／又は復調装置の
従来例について、図面を参照し乍ら説明する。図１及び
図２は夫々従来のＳＳ変調装置及びＳＳ復調装置のブロ
ック構成図、図３はＳＳ復調装置にて行なわれるＤＬＬ
（遅延ロックループ）型同期保持動作の主要部となる信
号処理回路３６の具体的ブロック構成図、図４はＤＬＬ
型同期保持動作における同期保持特性図、図５はスライ
ディング相関型の同期捕捉動作説明用の相関特性図であ
る。なお、ＳＳ変調復調装置は図１及び図２の両方の構
成を夫々変調部及び復調部として備えていることは言う
までもない。

【０００５】まず、送信器におけるＳＳ変調装置（又は
送受信機におけるＳＳ変調復調装置の変調部）の構成及
び動作について、図１と共に説明する。入力端子In1 よ
り音声や情報等の信号S(t)が、発振器５９より１次変調
用のキャリヤ(cosωｔで表わされる余弦波）が、共に変
調用の乗算器５に供給され、ここで情報等の信号S(t)の
１次変調が行なわれて、変調波 S(t)cosωｔが得られ
る。

【０００６】更に、発振器５９の出力を周波数分周器
（以下「分周器」と略記する）２５に供給し、ここで 1
／Ｎ₁（Ｎ₁は例えば９等の自然数）に分周して繰返し
周波数用のクロック信号を作り、このクロック信号を基
に拡散符号発生器（ＰＮＧ）４８にて拡散符号Ｐ(t) を
生成する。従って、この拡散符号Ｐ(t) と上記１次変調
用のキャリヤとは同期関係が成立しているわけである。
拡散符号Ｐ(t) は一般に擬似ランダム雑音であり、その
クロック周波数をｆ_r,キャリア周波数をｆ_cとすると、
ＳＳ信号のスペクトル分布の主ローブの中心周波数はｆ
_c、周波数帯域は（ｆ_c−ｆ_r）〜（ｆ_c＋ｆ_r）とな
ることは周知の通りである。

【０００７】かかる拡散符号Ｐ(t) は拡散変調用の乗算
器６に供給され、ここでＳＳ変調が行なわれてＳＳ変調
波Ｐ(t)S(t)cosωｔが生成され、ＢＰＦ（帯域濾波器）
１１及び出力端子Out1を介してアンテナ（図示せず）よ
り電波として出力される。従って、かかるＳＳ変調波
は、空気等の伝送媒体を介して他のＳＳ通信用の受信機
（送受信機）のアンテナでキャッチされ、その復調装置
（復調部）にて復調されて、元の信号S(t)が復元される
わけである。なお、ＢＰＦ１１及び後述のＢＰＦ１２
は、周知の如く不要な周波数帯域成分を減衰乃至除去す
るものである。

【０００８】次に、従来の受信機のＳＳ復調装置（送受
信機の復調部）の構成及び動作について、図２を参照し
乍ら説明する。アンテナ（図示せず）にて受信されたＳ
Ｓ変調波は、入力端子In2 よりＢＰＦ１２を介してＡＧ
Ｃ（自動利得制御回路）６０に供給され、ここで必要に
応じて増幅又は減衰されたのち、後述の乗算によるスラ
イディング相関及び逆拡散復調兼用の乗算器８と、ＤＬ
Ｌ型同期保持用信号処理回路（以下単に「信号処理回
路」と記載する）３６に供給される。乗算器８にはＰＮ
Ｇ（拡散符号発生器）４９にて生成される拡散符号も供
給されており、この拡散符号用のクロック信号周波数
は、同期捕捉されるまでは同期保持時に比較してやゝ高
めの周波数に、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２１により設
定されている。そして周波数を次第に低下させ乍ら相関
点を探すことによりスライディング相関が行なわれる。
なお、スライディング相関動作と逆拡散復調動作は時系
列的に行なわれる。

【０００９】ここで、同期捕捉に至る動作（同期確立動
作）について説明する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯
域成分を減衰乃至除去されたＳＳ変調波Ｐ(t)S(t)cosω
ｔは、乗算器８においてＰＮＧ４９からの拡散符号Ｐ
(t) との乗算による相関が行われる。この拡散符号の周
期は前記ＳＳ変調装置のＰＮＧ４８で生成される拡散符
号Ｐ(t）の周期に比べ、実際には時間τだけ異なるもの
であり、そこでこれをρ(t）で表わすことにすれば、乗
算器８からの出力はＰ(t)*ρ(t)S(t)cosωｔ（乗算演算
子* は表記上便宜的にのみ使用している）で表現され
る。

【００１０】かかる乗算出力は乗算器３，１０に供給さ
れ、乗算器１０ではＶＣＯ２４からの再生キャリヤcos
(ωt-φ）との乗算による同期検波が行われる。従っ
て、乗算器１０からはＰ(t)*ρ(t)S(t)cosφ｝／２とＰ
(t)*ρ(t)S(t)cos(2ωt-φ）／２の２つの信号が出力さ
れる。そこで、次段のＬＰＦ（低域濾波器）４５で後者
の信号成分を除去して、Ｐ(t)*ρ(t)S(t)cosφなる信号
のみを出力端子Out2から出力すると共に、乗算器６１に
供給する。

【００１１】一方、ＶＣＯ２４よりの再生キャリヤcos
(ωt-φ）は、π/2位相シフト回路６２にて位相をπ/2
シフトされてsin(ωt-φ）となって、乗算器３に供給さ
れる。従って、乗算器３の出力信号は(-1/2)Ｐ(t)*ρ
(t)*S(t){sinφ+sin(2ωt-φ)}となり、ＬＰＦ４６から
は−｛Ｐ(t)*ρ(t)S(t)sinφ｝／２なる信号が出力され
るが、φの値が０に近ければ sinφはほぼ０になるの
で、実際のレベルは０に近くなっている。ＬＰＦ４５と
ＬＰＦ４６の出力は共に乗算器６１に供給され、ここで
乗算が行なわれて、−｛Ｐ²(t)*ρ²(t)S²(t)*sin2
φ｝／２なる誤差信号として出力される。

【００１２】かかる誤差信号は、ループの応答時定数を
決めるループフィルタ（特性的にはＬＰＦ）２３にて-K
sin2φなる信号に変換された後、ＶＣＯ２４に制御用信
号として供給される。従って、ＶＣＯ２４より出力され
る再生キャリヤcos(ωt-φ）の周波数は、この制御用信
号の電圧変化に応じて変化することとなり、かかる一巡
の位相同期ループからなるキャリヤ再生回路５０では、
前記入力端子In2 からのＳＳ変調波のキャリヤに同期
（同調）してＰＳＫ復調を同時に行なうことができるわ
けである。

【００１３】ＳＳ復調装置（ＳＳ変調復調装置）の入電
後、最初に働き出すのはこのキャリヤ再生回路５０であ
り、キャリヤを再生した後、上記ＬＰＦ４５にて得られ
た相関出力Ｐ(t)*ρ(t) 即ち図５の三角出力特性に基づ
く時刻ｔ₀点を中心とする出力は、スライディング相関
における同期捕捉用の同期判定回路３４に供給され、こ
こでＰ(t)*ρ(t) の出力レベルがSHL を越えた時点、即
ち同期捕捉点SHL を検出した時点（同期捕捉時）以後
は、出力整形回路３５にて包絡線検波することにより一
定の直流出力を得ている。この直流出力は加算回路４１
に供給され、ここで信号処理回路３６からの相関出力と
加算された後、ＶＣＯ２１に供給される。以上のように
して得られた加算出力によってＶＣＯ２１の発振周波数
は制御されるので、ＶＣＯ２１の発振出力は、正規の同
期保持時の拡散符号を発生させるためのクロック信号と
なるわけである。

【００１４】次に、同期保持動作について、信号処理回
路３６の具体的回路構成である図３を併せ参照して説明
する。入力ＳＳ変調波はＢＰＦ１２及びＡＧＣ６０を介
して信号処理回路３６の入力端子In3 に供給され、信号
処理回路３６を構成する乗算器７及び８において、ＰＮ
Ｇ４９より入力端子In4,In5 を夫々介して供給される拡
散符号（イ){正規の拡散符号Ｐ(t) よりも位相がΔｔ早
いＰ(t−Δt)},及び拡散符号（ロ){同じくΔｔ遅いＰ(t
＋Δt)｝と、夫々乗算される。なお、ΔｔはＳＳ方式で
は拡散符号の１ビット分の時間，即ち１チップ時間なの
で、乗算器７の出力は正規動作時の逆拡散出力であるＰ
ＳＫ変調波となる。

【００１５】このＰＳＫ変調波はこれを伝送し得る狭帯
域特性のＢＰＦ４３を介して絶対値回路（又はエンベロ
ープ検出回路）３８に供給されて直流的信号出力とな
る。また、乗算器８の出力はＢＰＦ４４にて様な周波数
成分を除去した後、絶対値回路３９にて直流的信号出力
とされる。従って、絶対値回路３８からの出力は、近似
的にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ(t−Δt)が
乗じられた信号となり、絶対値回路３９の出力も同様に
キャリヤ周波数の２倍の成分にＰ(t)*Ｐ(t＋Δt)が乗じ
られた信号として得られる。

【００１６】両絶対値回路３８，３９の出力を引算回路
４０に供給して引算すると、その引算出力の特性は図４
に示す逆Ｓ字型の相関特性となる。なお、点(C) は同期
保持点である。このようにして得られた相関出力は、こ
れを制御信号に加工するためのループフィルタ３７を介
して出力端子Out3より図２の加算回路４１に出力され、
ここで前記出力整形回路３５の出力と加算された信号が
ＶＣＯ２１に供給されることにより、同期の保持が行わ
れるものである。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記従来のスペクトル
拡散変調及び／又は復調装置においては、信号処理回路
３６を構成する乗算器８におけるＰＮＧ４９からのＰ(t
＋Δt)との乗算，即ちアップコンバージョンにより変換
されたＳＳ変調波において、そのＳＳ変調波のキャリヤ
周波数と拡散符号とを同期関係に保ち、復調の際に変調
時と対称性を持たせたダウンコンバージョンを乗算器
３，１０で行なっているので、復調時のＳＳ同期を確実
に得ることができ、復調時の信号対雑音比（ＣＮ比）を
確保する等の性能面は略満足できる水準までに至ってい
る。

【００１８】しかし乍ら、ＳＳ復調装置の構成がまだ複
雑であり、例えば入力ＳＳ変調波のレベルを適切にする
ためのＡＧＣ６０や、ＤＬＬ等の同期保持用の回路等が
必要不可欠であり、また、高価なＶＣＯ(21,24）が、キ
ャリヤ再生用と同期保持用に夫々１つずつ用いられてい
る等、装置全体として回路構成が複雑であり、特に、移
動体間通信等の民生用の機器に応用する場合には更なる
低廉化が求められている。また、変調部と復調部の両方
を有するＳＳ変調復調装置においては、その各構成回路
における回路部品を共用化することにより、部品コスト
の低減や充分な変調性能，復調性能を確保しつつ動作の
安定性を高めることが望まれている。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記課題を
解決するために、以下のように構成したＳＳ変調装置と
ＳＳ復調装置とを提供し、更に、両機能を併せ備えたＳ
Ｓ変調復調装置をも提案するものである。

【００２０】まず送信側であるＳＳ変調装置は、音声等
の情報信号を角度変調する角度変調手段と、得られた角
度変調信号を２以上の自然数Ｎ₁なる逓倍数で周波数逓
倍して逓倍角度変調波を得る周波数逓倍手段と、上記角
度変調信号を２以上の自然数Ｎ₂なる分周数で分周して
クロック信号を得る分周手段と、得られたクロック信号
を基に拡散符号を発生する拡散符号発生手段と、得られ
た拡散符号で上記逓倍角度変調波を拡散変調してスペク
トル拡散変調波を出力する拡散変調手段とを備えて構成
している。

【００２１】また、受信側であるＳＳ復調装置には、局
部発振信号を出力する局部発振器と、局部発振信号によ
り復調用拡散符号を中間周波に変換する周波数変換手段
と、中間周波に変換された復調用拡散符号を前記スペク
トル拡散変調波に乗算することにより逆拡散して角度変
調波を得る逆拡散復調手段と、得られた角度変調波を復
調して角度復調信号を得る位相同期ループと、位相同期
ループ内の電圧制御発振器より出力される電圧制御発振
信号と上記局部発振信号とを基にクロック信号を発生さ
せるクロック信号生成手段と、得られたクロック信号を
基に上記復調用拡散符号を生成する復調用拡散符号発生
手段と、上記角度復調信号より同期捕捉用の制御信号を
生成してスペクトル拡散復調時の同期捕捉を行なう同期
捕捉手段とを備えて構成した。

【００２２】

【実施例】図６以降を参照し乍ら、本発明のスペクトル
拡散変調及び／又は復調装置の一実施例について説明す
る。図６(A),(B) は、夫々本発明のＳＳ変調装置１の一
実施例のブロック構成図及びＳＳ復調装置２ａの第１実
施例のブロック構成図である。なお、変調部と復調部の
双方を有するＳＳ変調復調装置は、当然図６(A),(B）の
両方の構成を備えているわけであるが、アンテナＡ_1,Ａ
₂やＰＮＧ４８，４９等一部の構成要素は兼用できる。
なお、この図６において、図１，図２に夫々示した従来
装置と同一構成要素には同一符号を付して、その詳細な
動作説明を省略する。また、ＳＳ変調復調装置の説明
は、ＳＳ変調装置及びＳＳ復調装置の説明で代用するこ
とにする。

【００２３】図６(A) に示すように、送信機におけるＳ
Ｓ変調装置１は、１次変調用の角度変調回路５２，周波
数逓倍器（逓倍数＝Ｎ₁）５３，分周器（分周数＝ 1／
Ｎ₂）２８，ＰＮＧ４８，ＬＰＦ３１，拡散変調用の乗
算器６，及び増幅器１６等を備え、これらを図示の如く
結線して構成されている。なお、変調用キャリヤ供給用
の発振器は角度変調回路５２に内蔵されており、ここで
の角度変調としては一般的にＦＭ変調やＰＭ変調を指す
が、広義には前記ＦＳＫやＭＳＫ及びＧＭＳＫの各デー
タ変調も含まれる。本実施例では、ＦＭ変調に限定して
説明するが、角度変調であれば、ＦＭ変調以外の変調波
にも応用できるものである。

【００２４】ところで、角度変調を用いた通信では、そ
の変調用キャリヤ周波数を高い周波数に選んで直接送信
する方法と、予め低い周波数を選んで角度変調を行って
からアップコンバージョンにより高い周波数に変換して
送信する方法がある。前者の直接送信する方法では回路
構成は簡単になるので、一般に周波数偏移に対するキャ
リヤ周波数が高くなるほど変調回路でのＳＮ比は悪くな
る傾向にあるが、本発明装置では構成の簡素化の面か
ら、前者の方法を用いることにする。

【００２５】図６(A) 示の構成において、音声信号やデ
ータ等の情報信号S(t)=sinｐｔが、入力端子In1 より角
度変調回路５２に供給されて、ここで内蔵の発振器から
のキャリヤを情報信号S(t)で変調することにより、１次
変調であるＦＭ変調が行なわれる。この角度変調回路５
２の出力をＦＭ変調信号ｆ_M(t) で表わすことにする。
この場合のキャリヤ周波数をｆ₀，周波数偏移を△F と
する。

【００２６】ＦＭ変調信号ｆ_M(t) は周波数逓倍器５３
に供給され、ここでキャリヤ周波数と周波数編移がＮ₁
倍（Ｎ₁は９等の自然数）に逓倍される。従って、周波
数逓倍器５３により、夫々Ｎ₁ｆ₀，Ｎ₁△Ｆなる最終
のキャリヤ周波数及び周波数編移が得られ、周波数変調
波ｆ(t) ＝Ｅsin{ω₀ｔ+(Δf/fm)sinｐｔ｝として出力
され、拡散変調用の乗算器６へ供給される。なお、ｆｍ
は情報周波数を示し、sin ｐｔ＝S(t)である。

【００２７】一方、ＦＭ変調信号ｆ_M(t) は分周器２８
にも供給され、ここで分周されて、基本キャリヤ周波数
がｆ₀／Ｎ₂（Ｎ₂は５等の自然数）、周波数編移が△
ｆ／Ｎ₂となる。この分周出力信号は周波数ｆｃなるク
ロック信号C(t)としてＰＮＧ４８に供給され、ここでこ
のクロック信号を基に拡散符号P(t)が生成される。この
拡散符号をＬＰＦ３１を介して拡散変調用の乗算器６に
供給し、ここで上記周波数変調波ｆ(t) との乗算による
スペクトル拡散が行われる。従って、乗算器６の出力と
してP(t)ｆ(t) なるスペクトル拡散信号SS(t) が得ら
れ、増幅器１６で適宜増幅されて、送信アンテナＡ₁よ
り電波となって出力される。

【００２８】次に、受信側である本発明のＳＳ復調装置
の第１実施例について、図６(B) と共に説明する。ＳＳ
復調装置２ａは図示の如く、乗算器（ミキサー，位相比
較器）８〜１０，ＢＰＦ１２〜１４，増幅器１７〜２
０，ＰＮＧ４８，局部発振器５７，５８，同期補足制御
回路３２，排他的論理和回路２２，ＬＦ（ループフィル
タ）２３，ＶＣＯ２４，及び分周器｛分周数＝ 1／（Ｎ
₁＊Ｎ₂）；以下単に“1／Ｎ₁Ｎ₂”と記す｝２６，
２７やＬＰＦ２９，３０等を備え、これらを図示の如く
結線して構成されている。なお、ＬＦ２３，ＶＣＯ２
４，位相比較器１０，及び増幅器１９によりＰＬＬ（位
相同期ループ）４１が形成されており、このＶＣＯ２４
の出力や局部発振器５８からの局発信号がアナログ信号
の場合には、排他的論理和回路２２の前段に、夫々Ａ／
Ｄ変換器等の２値化手段が接続される。

【００２９】かかる構成のＳＳ復調装置２ａにおいて、
受信用アンテナＮ₂により受信されたスペクトル拡散信
号SS(t) は、ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を除
去された後、高周波増幅器１７にて適宜増幅されて、逆
拡散用の乗算器８に供給される。なお、ここでのスペク
トル拡散信号SS(t) は、前記送信アンテナＡ₁より出力
されるスペクトル拡散信号SS(t) とは実際には相違し、
干渉波等の雑音成分が含まれているが、便宜上同じ記号
SS(t) を用いることにする。

【００３０】一方、局部発振器５８からは、周波数変換
用の周波数の信号（以下これを「局発信号」と呼ぶ）を
乗算器（ミキサー）９に供給しており、ここでこの信号
を、ＬＰＦ２９を介してのＰＮＧ４９からの拡散符号に
乗ずることにより、中間周波に変換（ビートダウン）さ
れた拡散符号が得られる。従って乗算器８では、乗算器
９からの周波数変換された拡散符号にてスペクトル拡散
信号SS(t) の乗算による逆拡散復調が行われるが、実際
には、乗算器８に供給される両信号の同期が取れないと
逆拡散復調はできないので、ここで同期を確立するため
の動作原理、即ちＳＳ復調装置２ａにおける同期捕捉動
作について説明する。

【００３１】同期捕捉用信号Ｃs(t)を出力しているのは
発振器５７であり、その周波数ｆsは、ＳＳ復調のため
の正規のクロック信号C(t)の周波数ｆｃより僅かにδｆ
だけ多い（又は少ない）周波数、即ちｆs ＝ｆｃ±δｆ
なる周波数となっている。このｆs なる周波数の同期捕
捉用信号Ｃs(t)を、スイッチ回路（以下「スイッチ」と
略記する）Swを介してＰＮＧ４９にクロック信号として
供給し、これを基にここで拡散符号ρ(t) を発生させて
いる。この拡散符号ρ(t) は、ＬＰＦ２９を介して乗算
器９に供給される。

【００３２】乗算器９には、前記の如く、局部発振器５
８より出力される周波数ｆ_Lなる局発信号Ｅ₀*cosωｔ
が供給されており、従って乗算器出力はρ(t)*Ｅ₀*cos
ωｔとなって、逆拡散用の乗算器８に供給される。乗算
器８の出力はP(t)ρ(t)*ｆ(t） *Ｅ₀*cosωｔとなる
が、ＢＰＦ１３により中間周波数帯域成分のみが抽出さ
れて、同期捕捉キャリヤ信号ｆ_SI(t) が得られる。この
信号ｆ_SI(t) は、ｆ_SI(t) ＝P(t)ρ(t)(Ｅ＊Ｅ₀／2)si
n{ω_iｔ+(Δf/fm)sinｐｔ｝で表わされ、この波形を時
間軸上で示すと図７(A) のようになる。

【００３３】図７(A) において、ａ，ａ′は相関点、
ｂ，ｂ′は非相関部分であり、拡散符号ρ(t) の１周期
のチップをＮ_PNとすると、ａ〜ａ′間はＮ_PN／（ｆｓ−
ｆｃ）で表わされる時間となる。なお、図７(B) は、後
述の位相同期ループ４１内の誤差増幅器１９の出力信号
である角度復調出力中の、情報周波数より高域の周波数
帯に生じる雑音電圧である。この図７(B) から明白なよ
うに、雑音電圧は相関点ａ，ａ′で小さくなり（殆ど
０）、非相関部分ｂ，ｂ′で大きくなっている。

【００３４】上記ＢＰＦ１３からの同期捕捉キャリヤ信
号ｆ_SI(t) は、振幅制限増幅器１８を介して位相同期ル
ープ４１を構成する位相比較器（乗算器）１０に供給さ
れる。位相同期ループ４１からは、位相比較器１０に供
給される同期捕捉キャリヤ信号の周波数ｆｉに同期した
出力がＶＣＯ２４より得られ、分周器２６と位相比較器
１０に供給される。

【００３５】一方、分周器２７には局部発振器５８から
の局発信号 cosωｔが供給され、その周波数ｆ_Lはこの
分周器２７で 1／Ｎ₁Ｎ₂に分周され、基本分周周波数
であるｆ_L／（Ｎ₁Ｎ₂）となって排他的論理和回路
（以下“ＥＸ−ＯＲ回路”と記す）２２の一方の端子に
供給される。同様に、上記ＶＣＯ２４の出力は分周器２
６により 1／Ｎ₁Ｎ₂に分周され、その基本周波数はｆ
ｉ／（Ｎ₁Ｎ₂）となってＥＸ−ＯＲ回路２２の他方の
端子に供給される。従って、ここで乗算的演算が行なわ
れて、ＥＸ−ＯＲ回路２２からは分周器２６，２７の両
出力同士が乗算された出力が得られる｛従ってＥＸ−Ｏ
Ｒ回路の代りに乗算器を使用しても良い｝が、その出力
信号中より、ＢＰＦ１４によって（ｆｉ＋ｆ_L）／（Ｎ
₁Ｎ₂）なる周波数成分を選択して、増幅器２０を介し
てスイッチSwに供給する。

【００３６】ここで、スペクトル拡散信号SS(t) の中心
キャリヤ周波数はＮ₁＊ｆ₀であるので、増幅器２０の
出力周波数は（ｆｉ＋ｆ_L）／Ｎ₁Ｎ₂、即ちｆ₀／Ｎ
₂となる。このｆ₀／Ｎ₂は、前記ＳＳ変調装置１にお
ける分周器２８の基本分周キャリヤ周波数と等しく、Ｓ
Ｓ同期が確立した場合に変調用の拡散符号を生成するＰ
ＮＧ４８に供給されるクロック信号と等価であることを
意味する。

【００３７】ところで、ＢＰＦ１３の出力波形を図７
(A) に示したが、同図における相関点ａ及びａ′を検出
するために、本発明では、角度復調を行う位相同期ルー
プ４１内の誤差増幅器１９の出力を利用している。この
角度復調出力から情報周波数より高域の周波数帯に生じ
る雑音をＨＰＦ（高域濾波器；図示せず）で抽出してレ
ベル検出すると、図７(B) に示したように、相関点ａ，
ａ′で雑音電圧が小さく、非相関部分ｂ，ｂ′で雑音電
圧が大きく生じることから、同期捕捉制御回路３２では
雑音電圧の識別と２値化を行い、その出力の大小に応じ
て互いに異なるディジタル信号に変換された制御信号を
スイッチSwに供給することにより、相関点ａ又はａ′で
スイッチSwを接点χから接点ｙに切換える動作が行われ
る。

【００３８】かかる同期捕捉用の制御信号のレベルは、
受信電界強度によって変動することはないが、これは従
来のＳＳ復調装置におけるＡＧＣ(Auto Gain Controlle
r)６０の代りに、振幅制限増幅器１８が利用できるよう
になったためである。これにより、制御信号は受信電界
強度の大小によらず安定的に検出される。この制御信号
により相関点ａ又はａ′で切換えられてＰＮＧ４９に供
給されるクロック信号は、変調時のクロック信号と等価
になるので、ＰＮＧ４９にて生成される拡散符号は、ス
イッチSwの接点ｙへの切換え以降、ρ(t) から前記ＰＮ
Ｇ４８と同じ拡散符号P(t)に変わる。

【００３９】この拡散符号P(t)をＬＰＦ２９を介して乗
算器（ミキサー）９に供給し、ここで前記の如く局部発
振器５８からの局発信号で周波数変換したのち乗算器８
に供給して、ここで前記スペクトル拡散信号SS(t) を逆
拡散復調すると、逆拡散された中間周波信号ｆ_I(t）は
ｆ_I(t) ＝（Ｅ＊Ｅ₀／２)sin｛ω_iｔ+(Δf/fm)sinｐ
ｔ｝なる中間周波に変換された角度変調波となる。これ
をＢＰＦ１３，振幅制限増幅器１８を介して位相同期ル
ープ４１（位相比較器１０）に供給することにより、位
相同期ループ４１で角度復調が良好に行われ、ＬＰＦ３
０にて復調情報信号の周波数帯域以外の不要な成分が除
去された後、出力端子Out2より復調された情報S'(t) が
得られるものである。

【００４０】次に、本発明のＳＳ復調装置の第２実施例
について、図８のブロック構成図と共に説明する。この
図８において、図６に示した第１実施例装置２ａと同一
構成要素には同一符号を付して、その説明を省略する。
第２実施例装置２ｂの主な特徴は、両図を比較すれば明
らかなように、同期捕捉のための回路構成等に若干の相
違がある。即ち、ＶＣＯ２４からスイッチSwに至る同期
捕捉用クロック信号生成回路系等が相違しており、動作
原理も当然異なるので、これについて以下詳細に説明す
る。

【００４１】具体的な相違点の１つとして、ＥＸ−ＯＲ
回路の代りに第２実施例装置２ｂでは乗算器４を使用し
ており、しかも、各分周器で夫々分周しないで、ＰＬＬ
４１中のＶＣＯ２４の出力及び局部発振器５８からの局
発信号出力Ｅ₀*cosωｔ（周波数ｆ_L）を直接ここで掛
け合せている。ＶＣＯ２４の出力信号は、前記の如く同
期捕捉キャリア信号ｆｉに同期しているので、乗算器４
からは当然ｆ_L＋ｆｉなる周波数の成分も出力される。
そこで、ＢＰＦ１５でこの周波数ｆ_L＋ｆｉなる信号成
分のみを通過させて、増幅器２０にて必要に応じて増幅
して後、分周器２６にて周波数分周を行い、基本周波数
が（ｆ_L＋ｆｉ）／（Ｎ₁Ｎ₂）の出力信号を得る。

【００４２】前記の如く、スペクトル拡散信号SS(t) の
中心キャリヤ周波数はＮ₁＊ｆ₀であるので、この分周
器出力は、ｆ₀／Ｎ₂となって、スイッチSwに供給され
る。このｆ₀／Ｎ₂なる周波数は、前記ＳＳ変調装置１
における分周器２８の基本分周キャリヤ周波数に等し
く、ＳＳ同期が確立した場合に変調用拡散符号発生回路
４８に供給されるクロック信号と等しくなることも、前
記した通りである。

【００４３】かかる構成により、第１実施例のＳＳ復調
装置２ａでは分周器を２つ必要としたが、本実施例では
１個ですみ、構成が更に簡素化されている。また、ＥＸ
−ＯＲ回路の代りに乗算器４を使用しているので、ＶＣ
Ｏ出力や局発信号はアナログ信号の形態でも構わないの
で、２値化手段も不要となる。

【００４４】次に、本発明のＳＳ復調装置の第３実施例
について、図９のブロック構成図と共に説明する。この
図９において、図６，図８に夫々示した第１，第２実施
例装置２ａ，２ｂと同一構成要素には同一符号を付し
て、その説明を省略する。第３実施例装置２ｃの主な特
徴は、図面を比較すれば明らかなように、復調用拡散符
号のビートダウンの仕方や同期捕捉のための回路構成に
若干の相違がある。

【００４５】具体的な相違点として、局部発振信号出力
用の局部発振器５８を、前記第１，第２実施例装置２
ａ，２ｂにおける発振周波数よりもＮ₂で除した分だけ
低い周波数を発振するよう構成し、そして局部発振器５
８からの局発信号出力Ｅ₀*cosωｔの周波数ｆ_LをＮ₂
逓倍する逓倍器３３を設けている。なお、ＶＣＯ２４か
らスイッチSwに至る同期捕捉用クロック信号生成回路系
は第１実施例装置２ａの方に類似しており、ＥＸ−ＯＲ
回路２２を使用しているので入力信号としてディジタル
信号しか扱えないが、乗算器に比べてバランス調整が不
要であるという特長を有する。

【００４６】ここで、第３実施例のＳＳ復調装置２ｃに
おける同期捕捉動作について説明する。同期捕捉用信号
発生器５７からの同期捕捉用信号Ｃs(t)｛その周波数ｆ
ｓは正規のクロック信号C(t)の周波数ｆｃより僅かに異
なる｝を拡散符号発生回路４９に供給して拡散符号ρ
(t) を発生させ、この拡散符号ρ(t) をＬＰＦ２９を介
して乗算器（ミキサー）９に供給する動作は前記第１，
第２実施例装置２ａ，２ｂと同様である。

【００４７】一方、局部発振器５８からは周波数ｆ_L'な
る局発信号Ｅ₀*cosω₀ｔが出力されており、これが逓
倍器３３によりＮ₂逓倍されて逓倍局発信号Ｅ₀*cosω
ｔとなり、上記ミキサー９に供給される。従って、ミキ
サー出力はρ(t)P(t)*ｆ(t)*Ｅ₀*cosωｔとなるが、Ｂ
ＰＦ１３により中間周波に変換された同期捕捉キャリヤ
信号ｆ_SI(t) のみが抽出される。この信号ｆ_SI(t) は、
P(t)ρ(t)(Ｅ*E₀／2)sin{ω_iｔ+(ΔF ／fm)sinｐｔ｝
で表わされ、時間軸上で示すと、やはり前記図７(A) の
ようになる。

【００４８】同期捕捉キャリヤ信号ｆ_SI(t) は振幅制限
増幅器１８を介してＰＬＬ４１を構成する位相比較器
（乗算器）１０に供給され、ＰＬＬ４１を構成するＶＣ
Ｏ２４より、位相比較器１０に供給される同期捕捉キャ
リヤ信号ｆｉに同期した出力が分周器２６に供給され
る。一方、上記局発信号Ｅ₀*cosω₀ｔは分周器２５に
も供給され、ここでその基本周波数を 1／Ｎ₁に分周さ
れて、ｆ_L'／Ｎ₁なる基本周波数の出力信号となって、
ＥＸ−ＯＲ回路２２の一方の端子に供給される。

【００４９】また、ＶＣＯ２４の出力は分周器２６で 1
／Ｎ₁Ｎ₂に分周されて基本分周周波数がｆｉ／（Ｎ₁
Ｎ₂）となり、ＥＸ−ＯＲ回路２２の他方の端子に供給
される。従って、ＥＸ−ＯＲ回路２２では排他的論理和
演算による乗算が行なわれて、両信号の乗算出力が得ら
れるが、その中から（ｆ_L＋ｆｉ）／（Ｎ₁Ｎ₂）なる
周波数の信号をＢＰＦ１５にて抽出し、増幅器２０によ
り十分に増幅してからスイッチSwに供給する。なお、増
幅器２０の出力基本周波数は前記した理由によりｆ₀／
Ｎ₂となるが、このｆ₀／Ｎ₂は前記ＳＳ変調装置１に
おける分周器２８の基本分周キャリヤ周波数に等しく、
ＳＳ同期が確立した場合に変調用の拡散符号発生回路４
８に供給されるクロック信号の周波数と等しくなる。

【００５０】図７(A) に示したＢＰＦ１３の出力波形に
おける相関点ａ及びａ′を検出するために、本実施例で
も、角度復調用のＰＬＬ４１内の誤差増幅器１９の出力
を利用しており、この角度復調出力から情報周波数より
も高域の周波数帯に生じる雑音を検出すると、図７(B)
に示したように相関点ａ，ａ′では雑音電圧が小さく、
非相関部分ｂ，ｂ′で雑音電圧が大きくなることを利用
して、第１実施例２ａ同様スイッチSwの切換え動作を行
なっている。これにより制御信号は受信電界強度により
変動することなく安定的に検出され、この制御信号によ
るスイッチSwの端子χよりｙへの切換えで、ＰＮＧ４９
に供給されるクロック信号が変調時のクロック信号と等
価なものとなるので、ＰＮＧ４９から出力される拡散符
号はスイッチSwの切換え時にρ(t) からP(t)に変わる。

【００５１】かかる拡散符号P(t)はＬＰＦ２９を介して
ミキサー９に供給され、ここで前記逓倍器３３からの逓
倍局発信号Ｅ₀*cosωｔと乗算された後、逆拡散用の乗
算器８に供給されて逆拡散が行われ、ｆ_I(t) ＝（Ｅ＊
Ｅ₀／2)sin{ω_iｔ+(Δf/fm）*sinｐｔ｝なる中間周波
に変換された角度変調波（中間周波信号）となり、更に
ＰＬＬ４１で角度復調が行なわれた後、ＬＰＦ３０を介
して出力端子Out2より復調された情報S'(t) が出力され
る。

【００５２】なお、以上説明した第３実施例の構成にお
いて、逓倍器３３の逓倍数をＮ₂の代りにＮ₁とし、且
つ分周器２５の分周数を 1／Ｎ₁の代りに 1／Ｎ₂とし
ても、ほぼ同様の結果が得られる。その場合、局部発振
器５８は、前記第１，第２実施例装置２ａ，２ｂにおけ
る発振周波数よりもＮ₁で除した分だけ低い周波数を発
振するよう構成されることは言うまでもない。

【００５３】次に、本発明のＳＳ復調装置の第４実施例
について、図１０のブロック構成図と共に説明する。こ
の図１０においても、図６，図８，図９に夫々示した第
１〜第３実施例装置２ａ〜２ｃと同一構成要素には同一
符号を付して、その詳細な説明を省略する。第４実施例
装置２ｄの回路構成は、図面を比較すれば明らかなよう
に、図９の第３実施例装置２ｃに最も類似しており、相
違点としては、局部発振器５８を第１，第２実施例装置
２ａ，２ｂにおける発振周波数よりもＮ₁で除した分だ
け低い周波数を発振するよう構成し、この局部発振器５
８からの局発信号の周波数ｆ_Lを逓倍する逓倍器３３の
逓倍数を、Ｎ₂の代りにＮ₁としている。これによ
り、分周器２６の分周数が 1／Ｎ₁Ｎ₂から 1／Ｎ₁と
なり、第３実施例装置２ｃで使用した分周器２５は不要
となるので、回路構成が少し簡素化される。なお、かか
る第４実施例装置２ｄの同期捕捉動作や復調動作は、上
記第３実施例装置２ｃ等と基本的には変らないので、そ
の詳細な説明は省略する。

【００５４】なお、以上の第３，第４実施例装置２ｃ，
２ｄにおいても、ＥＸ−ＯＲ回路２２の代りに乗算器を
用いても良く、これは、前記第１実施例装置２ａと同様
の理由による。

【００５５】

【発明の効果】叙上の如く、本発明のＳＳ変調及び／又
は復調装置によれば、角度変調出力信号の周波数を分周
したものを拡散符号生成用のクロック信号とし、且つ角
度変調出力信号の周波数を逓倍して所定のキャリヤ周波
数と周波数偏移を確保する角度変調波として、キャリヤ
周波数と拡散符号用クロック信号とに同期関係を持たせ
て、ＳＳ変調及び／又はＳＳ復調を行なっているので、
次のような種々の特長を有する。ＳＳ復調における逆拡散用拡散符号発生用のクロック
信号を、ＰＬＬ，分周器，ＥＸ−ＯＲ回路（又は乗算
器），ＢＰＦ等を用いて比較的容易に生成できる。同期捕捉後の同期保持を上記角度復調用のＰＬＬで容
易に行うことができ、これにより従来装置では不可欠だ
った同期保持用のＤＬＬが不要となる。中間周波段には簡単な振幅制限増幅器を使用している
ので、ＳＳ受信には必須とされるＡＧＣを不要にできる
等により、ＳＳ変調復調が比較的簡単な回路構成で実現
可能となり、簡易な無線装置等へのＳＳ技術の応用が可
能となる。

【００５６】復調用拡散符号生成用のクロック信号の
生成手段におけるＥＸ−ＯＲ回路を、乗算器で代用すれ
ば非常に高い周波数の乗算処理もでき、ＶＣＯ出力や局
発信号はアナログ信号の形態でも構わないので、２値化
も不要となる。復調用拡散符号生成用のクロック信号の生成手段を、
局部発振信号と電圧制御発振信号の両信号を 1/(Ｎ₁Ｎ
₂）に分周したもの同士を乗算又は排他的論理和演算
し、この演算出力の中からクロック信号生成に必要な周
波数成分のみを抽出するよう構成すると、キャリア周波
数が比較的に低い場合に有利である。

【００５７】クロック信号の生成手段を、局部発振信
号と電圧制御発振信号とを乗算して、得られた乗算出力
信号の中からクロック信号の生成に必要な周波数成分の
みを抽出し、更に 1/(Ｎ₁Ｎ₂）に分周するよう構成す
れば、使用し得るキャリア周波数の範囲を広くできる。復調用拡散符号生成用のクロック信号の生成手段を、
局部発振信号を 1／Ｎ₁又は 1／Ｎ₂に分周して得た信
号と、電圧制御発振信号を 1/(Ｎ₁Ｎ₂）に分周して得
た信号との乗算又は排他的論理和演算を行なって、この
演算出力信号の中からクロック信号の生成に必要な周波
数成分のみを通過させるよう構成し、且つ、局部発振信
号出力用の局部発振器を、必要な発振周波数よりもＮ₂
又はＮ₁で除した分だけ低い周波数を発振するよう構成
し、更にこの局部発振器の出力信号周波数をＮ₂倍又は
Ｎ₁倍に逓倍する周波数逓倍器を備えた場合には、キャ
リア周波数が高い場合でも安定なクロック再生ができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の代表的なＳＳ変調装置のブロック構成
図。

【図２】従来の代表的なＳＳ復調装置のブロック構成
図。

【図３】従来のＳＳ復調装置を構成するＤＬＬ型同期保
持用信号処理回路のブロック図。

【図４】ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路における同期
保持動作説明用特性図。

【図５】スライディング相関型同期捕捉動作の説明用相
関特性図。

【図６】本発明のＳＳ変調装置及びＳＳ復調装置（第１
実施例）のブロック構成図。

【図７】本発明のＳＳ変調装置における同期捕捉動作説
明用信号波形図。

【図８】本発明のＳＳ復調装置の第２実施例のブロック
構成図。

【図９】本発明のＳＳ復調装置の第３実施例のブロック
構成図。

【図１０】本発明のＳＳ復調装置の第４実施例のブロッ
ク構成図。

【符号の説明】

１…ＳＳ変調装置、２ａ〜２ｄ…ＳＳ復調装置、３〜１
０…乗算器、１１〜１５…帯域濾波器、１６〜２０…増
幅器、２１，２４…ＶＣＯ（電圧制御発振器）、２２…
ＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）回路、２３，３７…ループ
フィルタ、２５〜２８…分周器、２９〜３１…低域濾波
器、３２…同期捕捉制御回路、３３，５３…逓倍器、４
１…ＰＬＬ、４８，４９…ＰＮＧ（拡散符号発生器）、
５２…角度変調回路、５７〜５９…局部発振器、Ａ_1,Ａ
₂…アンテナ、Sw…スイッチ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】音声等の情報信号を角度変調する角度変調
手段と、得られた角度変調信号を２以上の自然数Ｎ₁な
る逓倍数で周波数逓倍して逓倍角度変調波を得る周波数
逓倍手段と、上記角度変調信号を２以上の自然数Ｎ₂な
る分周数で分周してクロック信号を得る分周手段と、該
得られたクロック信号を基に拡散符号を発生する拡散符
号発生手段と、該得られた拡散符号で上記逓倍角度変調
波を拡散変調してスペクトル拡散変調波を出力する拡散
変調手段とを備えた、同期型のスペクトル拡散変調装
置。
【請求項２】局部発振信号を出力する局部発振器と、該
局部発振信号により復調用拡散符号を中間周波に変換す
る周波数変換手段と、該中間周波に変換された復調用拡
散符号を前記スペクトル拡散変調波に乗算することによ
り逆拡散して角度変調波を得る逆拡散復調手段と、得ら
れた角度変調波を復調して角度復調信号を得る位相同期
ループと、該位相同期ループ内の電圧制御発振器より出
力される電圧制御発振信号と上記局部発振信号とを基に
クロック信号を発生させるクロック信号生成手段と、該
得られたクロック信号を基に上記復調用拡散符号を生成
する復調用拡散符号発生手段と、上記角度復調信号より
同期捕捉用の制御信号を生成してスペクトル拡散復調時
の同期捕捉を行なう同期捕捉手段とを備えた、同期型の
スペクトル拡散復調装置。
【請求項３】変調部には、音声等の情報信号を角度変調
する角度変調手段と、得られた角度変調信号を２以上の
自然数Ｎ₁で周波数逓倍して逓倍角度変調波を得る周波
数逓倍手段と、上記角度変調信号を２以上の自然数Ｎ₂
で分周する分周手段と、該分周手段の出力をクロック信
号としてこれを基に拡散符号を生成する拡散符号発生手
段と、該得られた拡散符号で上記逓倍角度変調波を拡散
変調してスペクトル拡散変調波を出力する拡散変調手段
とを備え、復調部には、局部発振信号を出力する局部発振器と、該
局部発振信号により復調用拡散符号を中間周波に変換す
る周波数変換手段と、該中間周波に変換された拡散符号
を上記スペクトル拡散変調波に乗算することにより逆拡
散して角度変調波を得る逆拡散復調手段と、該得られた
角度変調波を復調して角度復調信号を得る位相同期ルー
プと、該位相同期ループ内の電圧制御発振器より出力さ
れる電圧制御発振信号と上記局部発振信号とを基にクロ
ック信号を発生させるクロック信号生成手段と、該得ら
れたクロック信号を基に上記復調用拡散符号を生成する
復調用拡散符号発生手段と、上記角度復調信号より同期
捕捉用の制御信号を生成してスペクトル拡散復調時の同
期捕捉を行なう同期捕捉手段とを備えて構成した、同期
型のスペクトル拡散変調復調装置。
【請求項４】復調用拡散符号生成用のクロック信号の生
成手段を、局部発振信号を 1/(Ｎ₁Ｎ₂）に分周して分
周局部発振信号を得る第１の分周器と、電圧制御発振信
号を1/(Ｎ₁Ｎ₂）に分周して分周電圧制御発振信号を
得る第２の分周器と、該第１及び第２の分周器の両出力
の乗算又は排他的論理和演算を行なう演算手段と、該演
算手段の出力信号の中から，クロック信号の生成に必要
な周波数成分のみを通過させる帯域濾波器とで構成し
た、請求項２に記載のスペクトル拡散復調装置又は請求
項３に記載のスペクトル拡散変調復調装置。
【請求項５】復調用拡散符号生成用のクロック信号の生
成手段を、局部発振信号と電圧制御発振信号とを乗算す
る乗算器と、該乗算手段の出力信号の中からクロック信
号の生成に必要な周波数成分のみを通過させる帯域濾波
器と、該帯域濾波器の出力信号を 1/(Ｎ₁Ｎ₂）に分周
する分周器とで構成した、請求項２に記載のスペクトル
拡散復調装置又は請求項３に記載のスペクトル拡散変調
復調装置。
【請求項６】復調用拡散符号生成用のクロック信号の生
成手段を、局部発振信号を 1／Ｎ₁又は 1／Ｎ₂に分周
して分周発振信号を得る第１の分周器と、電圧制御発振
信号を 1/(Ｎ₁Ｎ₂）に分周して分周電圧制御発振信号
を得る第２の分周器と、該第１及び第２の分周器の両出
力信号の乗算又は排他的論理和演算を行なう演算手段
と、該演算手段の出力信号の中からクロック信号の生成
に必要な周波数成分のみを通過させる帯域濾波器とで構
成し、且つ、局部発振信号出力用の局部発振器を、必要な発振
周波数よりもＮ₂又はＮ₁で除した分だけ低い周波数を
発振するよう構成し、更にこの局部発振器の出力信号周
波数をＮ₂倍又はＮ₁倍に周波数逓倍して前記周波数変
換手段に供給する周波数逓倍器を備えた、請求項２に記
載のスペクトル拡散復調装置又は請求項３に記載のスペ
クトル拡散変調復調装置。
【請求項７】復調用拡散符号生成用のクロック信号の生
成手段を、電圧制御発振信号を 1／Ｎ₁に分周して分周
電圧制御発振信号を得る第１の分周器と、この分周器の
出力信号と局部発振信号との乗算又は排他的論理和演算
を行なう演算手段と、該演算手段の出力信号中よりクロ
ック信号の生成に必要な周波数成分のみを通過させる帯
域濾波器と、該帯域濾波器の出力信号を１／Ｎ₂に分周
してクロック信号を生成する第２の分周器とで構成し、且つ、局部発振信号出力用の局部発振器を、必要な発振
周波数よりもＮ₁で除した分だけ低い周波数を発振する
よう構成し、更にこの局部発振器の出力信号周波数をＮ
₁倍に周波数逓倍して前記周波数変換手段に供給する周
波数逓倍器を備えた、請求項２に記載のスペクトル拡散
復調装置又は請求項３に記載のスペクトル拡散変調復調
装置。
【請求項８】復調用拡散符号生成用のクロック信号の周
波数よりも僅かに異なる周波数の同期捕捉用信号を発生
する同期捕捉用信号発生手段と、同期捕捉が成立した際
には該同期捕捉用信号発生手段から前記クロック信号の
生成手段に切換えて出力するスイッチ手段とを更に備え
た、請求項２又は請求項４乃至請求項７の内いずれか１
項に記載の同期型スペクトル拡散復調装置もしくは請求
項３に記載のスペクトル拡散変調復調装置。
【請求項９】前記同期捕捉手段として、位相同期ループ
で復調される角度復調出力から前記情報信号の周波数帯
域より高い周波数帯域を有する雑音成分を検出して相関
点と非相関部分の識別を行い、識別結果を制御信号に変
換して上記スイッチ手段を切換えることにより同期捕捉
を行うよう構成した、請求項２又は請求項４乃至請求項
８の内いずれか１項に記載の同期型スペクトル拡散復調
装置もしくは請求項３に記載のスペクトル拡散変調復調
装置。