JPH06188781A - デュアルモード無線通信装置 - Google Patents
デュアルモード無線通信装置Info
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- JPH06188781A JPH06188781A JP43A JP34053192A JPH06188781A JP H06188781 A JPH06188781 A JP H06188781A JP 43 A JP43 A JP 43A JP 34053192 A JP34053192 A JP 34053192A JP H06188781 A JPH06188781 A JP H06188781A
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- Transceivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ダイレクトコンバージョン受信方式を採用し
たデュアルモード無線通信装置において、受信系の回路
構成を簡単小形化して装置の小形軽量化を可能とする。 【構成】 ディジタルモードにおいてπ／４ＱＰＳＫ変
調波を直交復調するためのミキサ１６ａ，１６ｂを、ア
ナログＦＭ変調波を受信ベースバンド信号に変換する回
路として共用し、かつアナログモード時に上記ミキサ１
６ａ，１６ｂ対し送信チャネル周波信号ＬＯ２を受信局
部発振信号ＬＯ１として供給して、ミキサ１６ａ，１６
ｂから上記ＦＭ変調波の受信中間周波信号を得、この受
信中間周波信号を移相器２１ａ，２１ｂで移相し減算器
２２で相互に減算することによりアナログ受信中間周波
信号を得て、この信号を位相同期回路２４に供給するこ
とによりＦＭ検波された信号を得るようにしている。
たデュアルモード無線通信装置において、受信系の回路
構成を簡単小形化して装置の小形軽量化を可能とする。 【構成】 ディジタルモードにおいてπ／４ＱＰＳＫ変
調波を直交復調するためのミキサ１６ａ，１６ｂを、ア
ナログＦＭ変調波を受信ベースバンド信号に変換する回
路として共用し、かつアナログモード時に上記ミキサ１
６ａ，１６ｂ対し送信チャネル周波信号ＬＯ２を受信局
部発振信号ＬＯ１として供給して、ミキサ１６ａ，１６
ｂから上記ＦＭ変調波の受信中間周波信号を得、この受
信中間周波信号を移相器２１ａ，２１ｂで移相し減算器
２２で相互に減算することによりアナログ受信中間周波
信号を得て、この信号を位相同期回路２４に供給するこ
とによりＦＭ検波された信号を得るようにしている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば自動車電話装置
や携帯電話機、コードレス電話機などの移動無線通信装
置に係わり、特にアナログ変調方式による無線通信機能
とディジタル変調方式による無線通信機能とを備えたデ
ュアルモードタイプの装置で、かつ受信方式としてダイ
レクトコンバージョン方式を採用したデュアルモード無
線通信装置に関する。
や携帯電話機、コードレス電話機などの移動無線通信装
置に係わり、特にアナログ変調方式による無線通信機能
とディジタル変調方式による無線通信機能とを備えたデ
ュアルモードタイプの装置で、かつ受信方式としてダイ
レクトコンバージョン方式を採用したデュアルモード無
線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の移動無線通信装置では、受信方式
として主としてシングルまたはダブルスーパーヘテロダ
イン方式が使用されている。しかし、これらの受信方式
を使用した装置には、中間周波用の局部発振器やミキ
サ、増幅器、フィルタなどが必要であり、装置の小形化
の妨げになっていた。
として主としてシングルまたはダブルスーパーヘテロダ
イン方式が使用されている。しかし、これらの受信方式
を使用した装置には、中間周波用の局部発振器やミキ
サ、増幅器、フィルタなどが必要であり、装置の小形化
の妨げになっていた。
【０００３】そこで最近では、アンテナで受信された無
線搬送波信号をその周波数とほぼ同一の局部発振周波数
とミキシングすることにより受信ベースバンド信号を再
生する、いわゆるダイレクトコンバージョン方式を採用
した装置が提案されている。この種の受信方式であれ
ば、中間周波用の各回路が不要になるので、その分受信
系の回路構成を簡単化でき、延いては装置の小形化を実
現することができる。
線搬送波信号をその周波数とほぼ同一の局部発振周波数
とミキシングすることにより受信ベースバンド信号を再
生する、いわゆるダイレクトコンバージョン方式を採用
した装置が提案されている。この種の受信方式であれ
ば、中間周波用の各回路が不要になるので、その分受信
系の回路構成を簡単化でき、延いては装置の小形化を実
現することができる。
【０００４】一方、近年移動無線通信システムの一つと
して、デュアルモードの無線通信方式を採用したシステ
ムが提唱されている。デュアルモードとは、アナログモ
ードとディジタルモードとを併用した方式のことであ
る。アナログモードは、送信側の通信装置において音声
信号およびデータにより搬送波を例えばＦＭ変調して送
信し、受信側の通信装置において送信側から送られた被
変調波を受信してＦＭ復調することにより音声およびデ
ータを再生する方式である。これに対しディジタルモー
ドは、送信側の通信装置において、音声信号およびデー
タを符号化して送信データビットストリームを生成し、
このビットストリームにより無線搬送波を例えばπ／４
シフトＱＰＳＫ（π／４ Ｓｈｉｆｔｅｄ， ｑｕａｄ
ｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎ
ｇ）方式によりディジタル変調して送信し、受信側の通
信装置において、上記送信側の装置から送られた被変調
波を受信してディジタル復調したのち、この復調信号を
復号することにより音声信号およびデータを再生する方
式である。
して、デュアルモードの無線通信方式を採用したシステ
ムが提唱されている。デュアルモードとは、アナログモ
ードとディジタルモードとを併用した方式のことであ
る。アナログモードは、送信側の通信装置において音声
信号およびデータにより搬送波を例えばＦＭ変調して送
信し、受信側の通信装置において送信側から送られた被
変調波を受信してＦＭ復調することにより音声およびデ
ータを再生する方式である。これに対しディジタルモー
ドは、送信側の通信装置において、音声信号およびデー
タを符号化して送信データビットストリームを生成し、
このビットストリームにより無線搬送波を例えばπ／４
シフトＱＰＳＫ（π／４ Ｓｈｉｆｔｅｄ， ｑｕａｄ
ｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎ
ｇ）方式によりディジタル変調して送信し、受信側の通
信装置において、上記送信側の装置から送られた被変調
波を受信してディジタル復調したのち、この復調信号を
復号することにより音声信号およびデータを再生する方
式である。
【０００５】この種のシステムで使用される従来の無線
通信装置では、上記アナログモードとディジタルモード
の両方に対応するために、一般にアナログモード用の受
信系とディジタルモード用の受信系とがほぼ独立して設
けられている。このため、無線通信装置の回路構成は複
雑で大きなものとなり、これが装置の小形化の妨げにな
っている。
通信装置では、上記アナログモードとディジタルモード
の両方に対応するために、一般にアナログモード用の受
信系とディジタルモード用の受信系とがほぼ独立して設
けられている。このため、無線通信装置の回路構成は複
雑で大きなものとなり、これが装置の小形化の妨げにな
っている。
【０００６】そこで、最近ではこの様なデュアルモード
の無線通信装置において、アナログモードの受信系とデ
ィジタルモードの受信系とを一部共用化し、かつ受信方
式として上記ダイレクトコンバージョン方式を採用した
装置が提唱されている。この種の装置は、例えば特開昭
５９−１９６６２９号公報に示されるように、受信され
た無線搬送波信号を直接直交復調器に入力し、この直交
復調器において上記受信無線搬送波信号を局部発振信号
とミキシングすることにより直交復調された受信ベース
バンド信号を得ている。そして、アナログＦＭ復調信号
を得る場合には、上記直交復調された受信ベースバンド
信号を別の局部発振信号とミキシングすることにより再
変調して中間周波信号を作成し、この中間周波信号の実
部成分および虚部成分を相互に加算合成したのち周波数
弁別器に入力してＦＭ復調された信号を得るように構成
されている。このような構成であれば、ディジタル受信
回路をアナログ受信系の周波数変換部と共用することが
でき、しかもディジタル受信回路にダイレクトコンバー
ジョン方式を使用しているので、ディジタル受信回路と
アナログ受信回路とをほぼ独立に構成した場合に比べ
て、受信系の回路構成を簡単小形化することができる。
の無線通信装置において、アナログモードの受信系とデ
ィジタルモードの受信系とを一部共用化し、かつ受信方
式として上記ダイレクトコンバージョン方式を採用した
装置が提唱されている。この種の装置は、例えば特開昭
５９−１９６６２９号公報に示されるように、受信され
た無線搬送波信号を直接直交復調器に入力し、この直交
復調器において上記受信無線搬送波信号を局部発振信号
とミキシングすることにより直交復調された受信ベース
バンド信号を得ている。そして、アナログＦＭ復調信号
を得る場合には、上記直交復調された受信ベースバンド
信号を別の局部発振信号とミキシングすることにより再
変調して中間周波信号を作成し、この中間周波信号の実
部成分および虚部成分を相互に加算合成したのち周波数
弁別器に入力してＦＭ復調された信号を得るように構成
されている。このような構成であれば、ディジタル受信
回路をアナログ受信系の周波数変換部と共用することが
でき、しかもディジタル受信回路にダイレクトコンバー
ジョン方式を使用しているので、ディジタル受信回路と
アナログ受信回路とをほぼ独立に構成した場合に比べ
て、受信系の回路構成を簡単小形化することができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
従来の構成では、アナログＦＭ復調を行なうために、直
交復調された受信ベースバンド信号を再変調して一旦中
間周波信号に変換し、この中間周波信号を周波数弁別器
に入力しなければならない。このため、上記再変調のた
めに別途局部発振器およびミキサを設けなければなら
ず、この結果回路構成は依然として複雑で大形になると
いう問題点があった。
従来の構成では、アナログＦＭ復調を行なうために、直
交復調された受信ベースバンド信号を再変調して一旦中
間周波信号に変換し、この中間周波信号を周波数弁別器
に入力しなければならない。このため、上記再変調のた
めに別途局部発振器およびミキサを設けなければなら
ず、この結果回路構成は依然として複雑で大形になると
いう問題点があった。
【０００８】本発明は上記事情に着目してなされたもの
で、その目的とするところは、受信ベースバンド信号の
再変調を不要とし、これにより受信系の回路構成を簡単
小形化して装置のより一層の小形軽量化を実現するデュ
アルモード無線通信装置を提供することである。
で、その目的とするところは、受信ベースバンド信号の
再変調を不要とし、これにより受信系の回路構成を簡単
小形化して装置のより一層の小形軽量化を実現するデュ
アルモード無線通信装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、アナログ変復調方式による通信機能とディ
ジタル変復調方式による通信機能とを備えたデュアルモ
ード無線通信装置において、無線搬送波と周波数が等し
い第１の局部発振信号、および無線搬送波と周波数が所
定の中間周波数だけ異なる第２の局部発振信号を選択的
に発生する局部発振手段を備えるとともに、受信無線搬
送波信号を上記局部発振手段から発生された局部発振信
号とミキシングして直交変換するための直交変換手段を
備え、さらに制御手段を備えている。そして、この制御
手段により、ディジタル変復調方式により通信を行なっ
ている状態では、上記局部発振手段から第１の局部発振
信号を発生させて上記直交変換手段に供給することによ
り、この直交変換手段を直交復調器として動作させてデ
ィジタル復調ベースバンド信号を発生させ、一方アナロ
グ変復調方式により通信を行なっている状態では、上記
局部発振手段から第２の局部発振信号を発生させて上記
直交変換手段に供給することにより、この直交変換手段
をイメージキャンセリングミキサとして動作させてアナ
ログ受信中間周波信号を発生させるようにしたものであ
る。
に本発明は、アナログ変復調方式による通信機能とディ
ジタル変復調方式による通信機能とを備えたデュアルモ
ード無線通信装置において、無線搬送波と周波数が等し
い第１の局部発振信号、および無線搬送波と周波数が所
定の中間周波数だけ異なる第２の局部発振信号を選択的
に発生する局部発振手段を備えるとともに、受信無線搬
送波信号を上記局部発振手段から発生された局部発振信
号とミキシングして直交変換するための直交変換手段を
備え、さらに制御手段を備えている。そして、この制御
手段により、ディジタル変復調方式により通信を行なっ
ている状態では、上記局部発振手段から第１の局部発振
信号を発生させて上記直交変換手段に供給することによ
り、この直交変換手段を直交復調器として動作させてデ
ィジタル復調ベースバンド信号を発生させ、一方アナロ
グ変復調方式により通信を行なっている状態では、上記
局部発振手段から第２の局部発振信号を発生させて上記
直交変換手段に供給することにより、この直交変換手段
をイメージキャンセリングミキサとして動作させてアナ
ログ受信中間周波信号を発生させるようにしたものであ
る。
【００１０】また本発明は、局部発振手段により、受信
チャネルの無線搬送波と周波数が等しい受信局部発振信
号、および送信チャネルの無線搬送波と周波数が等しい
送信局部発振信号を選択的に発生し、かつ制御手段によ
り、ディジタル変復調方式により通信を行なっている状
態では上記受信局部発振信号を上記直交変換手段に供給
し、アナログ変復調方式により通信を行なっている状態
では上記送信局部発振信号を上記直交変換手段に供給す
ることも特徴とする。
チャネルの無線搬送波と周波数が等しい受信局部発振信
号、および送信チャネルの無線搬送波と周波数が等しい
送信局部発振信号を選択的に発生し、かつ制御手段によ
り、ディジタル変復調方式により通信を行なっている状
態では上記受信局部発振信号を上記直交変換手段に供給
し、アナログ変復調方式により通信を行なっている状態
では上記送信局部発振信号を上記直交変換手段に供給す
ることも特徴とする。
【００１１】
【作用】この結果本発明によれば、局部発振手段におい
て、無線搬送波と周波数が等しい第１の局部発振信号、
および無線搬送波と周波数が所定の中間周波数だけ異な
る第２の局部発振信号がそれぞれ発生される。そして、
ディジタルモードのときには第１の局部発振信号が直交
変換手段に供給されて、これによりディジタル変調波の
直交復調が行なわれる。一方、アナログモードのときに
は、第２の局部発振信号が上記直交変換手段に供給され
て、これによりアナログ変調波は受信中間周波信号に変
換される。すなわち、直交変換手段はディジタル変調波
の復調用およびアナログ変調波の周波数変換用として共
用され、しかもこの直交変換手段においてアナログ変調
波は中間周波信号に変換されることになる。このため、
直交変換手段により得られた中間周波信号からそのまま
アナログ検波信号を再生することが可能となり、従来の
ように直交変換後のアナログベースバンド信号を再変調
して中間周波信号に戻す必要はなくなる。したがって、
受信系の回路構成は簡単小形化され、これにより装置の
より一層の小形化が可能となる。また、アナログモード
のときに、直交変換手段はイメージキャンセリングミキ
サとして動作するため、イメージ抑圧用に特性の優れた
帯域通過フィルタを別途設けなくても、受信系全体とし
て十分なイメージ抑圧度を確保することが可能となる。
て、無線搬送波と周波数が等しい第１の局部発振信号、
および無線搬送波と周波数が所定の中間周波数だけ異な
る第２の局部発振信号がそれぞれ発生される。そして、
ディジタルモードのときには第１の局部発振信号が直交
変換手段に供給されて、これによりディジタル変調波の
直交復調が行なわれる。一方、アナログモードのときに
は、第２の局部発振信号が上記直交変換手段に供給され
て、これによりアナログ変調波は受信中間周波信号に変
換される。すなわち、直交変換手段はディジタル変調波
の復調用およびアナログ変調波の周波数変換用として共
用され、しかもこの直交変換手段においてアナログ変調
波は中間周波信号に変換されることになる。このため、
直交変換手段により得られた中間周波信号からそのまま
アナログ検波信号を再生することが可能となり、従来の
ように直交変換後のアナログベースバンド信号を再変調
して中間周波信号に戻す必要はなくなる。したがって、
受信系の回路構成は簡単小形化され、これにより装置の
より一層の小形化が可能となる。また、アナログモード
のときに、直交変換手段はイメージキャンセリングミキ
サとして動作するため、イメージ抑圧用に特性の優れた
帯域通過フィルタを別途設けなくても、受信系全体とし
て十分なイメージ抑圧度を確保することが可能となる。
【００１２】さらに、第２の局部発振信号として既存の
送信局部発振信号を使用しているので、第２の局部発振
信号を得るために新たな局部発振器を設ける必要がな
い。このため、装置の回路構成はさらに簡単小形化され
る。
送信局部発振信号を使用しているので、第２の局部発振
信号を得るために新たな局部発振器を設ける必要がな
い。このため、装置の回路構成はさらに簡単小形化され
る。
【００１３】
【実施例】以下図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。図１は、本発明の一実施例に係わるデュアルモード
無線通信装置の受信系の構成を示す回路ブロック図であ
る。
る。図１は、本発明の一実施例に係わるデュアルモード
無線通信装置の受信系の構成を示す回路ブロック図であ
る。
【００１４】同図において、アンテナ１１で受信された
無線搬送波信号は、アンテナ共用器（ＤＵＰ）１２を介
して帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１３に入力され、この
ＢＰＦ１３で余分な帯域成分が除去されたのち、低雑音
増幅器１４で増幅されかつ可変減衰器（ＡＴＴ）１５で
レベルが調整される。この可変減衰器１５の減衰量は、
制御回路５０から出力される制御信号ＡＴＣ１により設
定される。この可変減衰器１５から出力された無線高周
波信号は、二分岐されてミキサ１６ａ，１６ｂの一方の
入力端子に入力される。ミキサ１６ａ，１６ｂの他方の
入力端子には、局部発振用の周波数シンセサイザ３０か
ら出力された局部発振信号ＬＯ１を−π／４移相器１７
ａおよび＋π／４移相器１７ｂによりそれぞれ移相した
局部発振信号が供給される。各ミキサ１６ａ，１６ｂ
は、各々上記無線搬送波信号と上記移相された局部発振
信号とをミキシングし、これにより受信ベースバンド信
号を含む信号を出力する。切替スイッチ１８ａ，１８ｂ
は、制御回路５０から出力される切替制御信号ＳＷに従
って、アナログモードのときには接点ａ側に、ディジタ
ルモードのときには接点ｂ側にそれぞれ切替わる。
無線搬送波信号は、アンテナ共用器（ＤＵＰ）１２を介
して帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１３に入力され、この
ＢＰＦ１３で余分な帯域成分が除去されたのち、低雑音
増幅器１４で増幅されかつ可変減衰器（ＡＴＴ）１５で
レベルが調整される。この可変減衰器１５の減衰量は、
制御回路５０から出力される制御信号ＡＴＣ１により設
定される。この可変減衰器１５から出力された無線高周
波信号は、二分岐されてミキサ１６ａ，１６ｂの一方の
入力端子に入力される。ミキサ１６ａ，１６ｂの他方の
入力端子には、局部発振用の周波数シンセサイザ３０か
ら出力された局部発振信号ＬＯ１を−π／４移相器１７
ａおよび＋π／４移相器１７ｂによりそれぞれ移相した
局部発振信号が供給される。各ミキサ１６ａ，１６ｂ
は、各々上記無線搬送波信号と上記移相された局部発振
信号とをミキシングし、これにより受信ベースバンド信
号を含む信号を出力する。切替スイッチ１８ａ，１８ｂ
は、制御回路５０から出力される切替制御信号ＳＷに従
って、アナログモードのときには接点ａ側に、ディジタ
ルモードのときには接点ｂ側にそれぞれ切替わる。
【００１５】上記切替スイッチ１８ａ，１８ｂの一方の
接点ｂにはそれぞれ可変減衰器付低域通過フィルタ（Ａ
ＴＴ／ＬＰＦ）１９ａ，１９ｂが接続されている。これ
らの可変減衰器付低域通過フィルタ１９ａ，１９ｂで
は、それぞれ上記ミキサ１６ａ，１６ｂから出力された
受信ベースバンド信号からディジタルベースバンド信号
が取り出され、これらのディジタルベースバンド信号は
遅延検波器（ＤＥＴ）２０に入力される。遅延検波器２
０では、上記ディジタルベースバンド信号のしきい値判
定が行なわれ、波形整形されたディジタル復調信号ＤＳ
が出力される。なお、上記可変減衰器付低域通過フィル
タ１９ａ，１９ｂの減衰量は、制御回路５０から出力さ
れる制御信号ＡＴＣ２により設定される。
接点ｂにはそれぞれ可変減衰器付低域通過フィルタ（Ａ
ＴＴ／ＬＰＦ）１９ａ，１９ｂが接続されている。これ
らの可変減衰器付低域通過フィルタ１９ａ，１９ｂで
は、それぞれ上記ミキサ１６ａ，１６ｂから出力された
受信ベースバンド信号からディジタルベースバンド信号
が取り出され、これらのディジタルベースバンド信号は
遅延検波器（ＤＥＴ）２０に入力される。遅延検波器２
０では、上記ディジタルベースバンド信号のしきい値判
定が行なわれ、波形整形されたディジタル復調信号ＤＳ
が出力される。なお、上記可変減衰器付低域通過フィル
タ１９ａ，１９ｂの減衰量は、制御回路５０から出力さ
れる制御信号ＡＴＣ２により設定される。
【００１６】すなわち、ディジタルモードにおいては、
上記ミキサ１６ａ，１６ｂ、移相器１７ａ，１７ｂ、可
変減衰器付低域通過フィルタ１９ａ，１９ｂにより、直
交復調器が構成される。
上記ミキサ１６ａ，１６ｂ、移相器１７ａ，１７ｂ、可
変減衰器付低域通過フィルタ１９ａ，１９ｂにより、直
交復調器が構成される。
【００１７】一方、上記切替スイッチ１８ａ，１８ｂの
他方の接点ａにはそれぞれ−π／４移相器２１ａ、＋π
／４移相器２１ｂが接続されている。これらの移相器２
１ａ，２１ｂでは、上記ミキサ１６ａ，１６ｂから出力
された受信ベースバンド信号の移相処理が行なわれる。
これらの移相器２１ａ，２１ｂから出力された受信ベー
スバンド信号は、減算器２２に入力されて相互に減算さ
れる。この減算器２２から出力されたアナログベースバ
ンド信号は、可変減衰器付増幅器（ＡＴＴ／ＡＭＰ）２
３に入力される。可変減衰器付増幅器２３は、上記減算
器２２から出力されたアナログベースバンド信号を波形
が歪まない範囲で増幅し、位相同期回路（ＰＬＬ）２４
に供給する。
他方の接点ａにはそれぞれ−π／４移相器２１ａ、＋π
／４移相器２１ｂが接続されている。これらの移相器２
１ａ，２１ｂでは、上記ミキサ１６ａ，１６ｂから出力
された受信ベースバンド信号の移相処理が行なわれる。
これらの移相器２１ａ，２１ｂから出力された受信ベー
スバンド信号は、減算器２２に入力されて相互に減算さ
れる。この減算器２２から出力されたアナログベースバ
ンド信号は、可変減衰器付増幅器（ＡＴＴ／ＡＭＰ）２
３に入力される。可変減衰器付増幅器２３は、上記減算
器２２から出力されたアナログベースバンド信号を波形
が歪まない範囲で増幅し、位相同期回路（ＰＬＬ）２４
に供給する。
【００１８】位相同期回路２４は、ＦＭ検波器およびチ
ャネル選択フィルタとして動作するもので、例えば図２
に示すごとく周波数位相比較器（ＰＤ）２４１と、ルー
プフィルタ２４２と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４３
とから構成される。周波数位相比較器２４１は、可変減
衰器付増幅器２３から出力されたアナログベースバンド
信号の周波数位相と、ＶＣＯ２４３の発振出力の周波数
位相とを比較して、その差を表わす信号を出力する。ル
ープフィルタ２４２は、上記周波数位相比較器２４から
出力された信号を基に、上記周波数位相の差に相当する
アナログ電圧信号を出力する。このアナログ電圧信号は
アナログＦＭ検波信号ＡＳとしてスピーカを含む後段の
回路に供給される。
ャネル選択フィルタとして動作するもので、例えば図２
に示すごとく周波数位相比較器（ＰＤ）２４１と、ルー
プフィルタ２４２と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４３
とから構成される。周波数位相比較器２４１は、可変減
衰器付増幅器２３から出力されたアナログベースバンド
信号の周波数位相と、ＶＣＯ２４３の発振出力の周波数
位相とを比較して、その差を表わす信号を出力する。ル
ープフィルタ２４２は、上記周波数位相比較器２４から
出力された信号を基に、上記周波数位相の差に相当する
アナログ電圧信号を出力する。このアナログ電圧信号は
アナログＦＭ検波信号ＡＳとしてスピーカを含む後段の
回路に供給される。
【００１９】すなわち、アナログモードにおいては、上
記ミキサ１６ａ，１６ｂ、局部発振用の移相器１７ａ，
１７ｂ、移相器２１ａ，２１ｂおよび減算器２２によ
り、イメージキャンセリングミキサが構成される。
記ミキサ１６ａ，１６ｂ、局部発振用の移相器１７ａ，
１７ｂ、移相器２１ａ，２１ｂおよび減算器２２によ
り、イメージキャンセリングミキサが構成される。
【００２０】ところで、局部発振信号を発生する周波数
シンセサイザ３０は次のように構成される。図４はその
構成を示す回路ブロック図である。同図において、送信
用電圧制御発振器（ＶＣＯＴ ）３１および受信用電圧
制御発振器（ＶＣＯR ）３２を備えている。これらのＶ
ＣＯT ３１およびＶＣＯR ３２から出力された送信チャ
ネル周波信号および受信チャネル周波信号は、それぞれ
アンドゲート３３，３４に入力される。これらのアンド
ゲート３３，３４は、制御回路５０から出力される送受
切替制御信号ＳＹ２に従って、ディジタルモードの送信
スロット期間およびアナログモードが設定されている全
期間にはアンドゲート３３がゲート開状態となり、一方
ディジタルモードの受信スロット期間にはアンドゲート
３４がゲート開状態となる。アンドゲート３３を通過し
た送信チャネル周波信号は、ディジタルモードの送信期
間には送信用の局部発振信号ＬＯ２として送信回路１０
０に供給され、またアナログモードの場合にはオアゲー
ト３５を介して受信用の局部発振信号ＬＯ１として受信
系の移相器１７ａ，１７ｂに供給される。一方アンドゲ
ート３４を通過した受信チャネル周波信号は、オアゲー
ト３５を介して受信用の局部発振信号ＬＯ１として受信
系の移相器１７ａ，１７ｂに供給される。
シンセサイザ３０は次のように構成される。図４はその
構成を示す回路ブロック図である。同図において、送信
用電圧制御発振器（ＶＣＯＴ ）３１および受信用電圧
制御発振器（ＶＣＯR ）３２を備えている。これらのＶ
ＣＯT ３１およびＶＣＯR ３２から出力された送信チャ
ネル周波信号および受信チャネル周波信号は、それぞれ
アンドゲート３３，３４に入力される。これらのアンド
ゲート３３，３４は、制御回路５０から出力される送受
切替制御信号ＳＹ２に従って、ディジタルモードの送信
スロット期間およびアナログモードが設定されている全
期間にはアンドゲート３３がゲート開状態となり、一方
ディジタルモードの受信スロット期間にはアンドゲート
３４がゲート開状態となる。アンドゲート３３を通過し
た送信チャネル周波信号は、ディジタルモードの送信期
間には送信用の局部発振信号ＬＯ２として送信回路１０
０に供給され、またアナログモードの場合にはオアゲー
ト３５を介して受信用の局部発振信号ＬＯ１として受信
系の移相器１７ａ，１７ｂに供給される。一方アンドゲ
ート３４を通過した受信チャネル周波信号は、オアゲー
ト３５を介して受信用の局部発振信号ＬＯ１として受信
系の移相器１７ａ，１７ｂに供給される。
【００２１】上記オアゲート３５を通過した送信チャネ
ル周波信号および受信チャネル周波信号は、モジュラス
プリスケーラ３６およびプログラマブルカウンタ３７を
それぞれ介して位相比較器（ＰＤ）３８に入力される。
この位相比較器３８では、上記プログラマブルカウンタ
３７から出力された周波数信号と、基準水晶発振器４０
から発生された基準周波信号を分周器４１で分周した信
号との位相差が検出される。ループフィルタ（ＬＦ）３
９では、上記位相比較器３８で検出された位相差に相当
する直流電圧が発生され、この直流電圧はＶＣＯT ３１
およびＶＣＯR３２に制御電圧として供給される。
ル周波信号および受信チャネル周波信号は、モジュラス
プリスケーラ３６およびプログラマブルカウンタ３７を
それぞれ介して位相比較器（ＰＤ）３８に入力される。
この位相比較器３８では、上記プログラマブルカウンタ
３７から出力された周波数信号と、基準水晶発振器４０
から発生された基準周波信号を分周器４１で分周した信
号との位相差が検出される。ループフィルタ（ＬＦ）３
９では、上記位相比較器３８で検出された位相差に相当
する直流電圧が発生され、この直流電圧はＶＣＯT ３１
およびＶＣＯR３２に制御電圧として供給される。
【００２２】また、本実施例の周波数シンセサイザ３０
は、送信チャネルデータ記憶部（ＣＨT ）４２および受
信チャネルデータ記憶部（ＣＨR ）４３を有している。
これらの送信チャネルデータ記憶部４２および受信チャ
ネルデータ記憶部４３には、それぞれ送信チャネル番号
および受信チャネル番号が予め記憶してある。これらの
送信チャネル番号および受信チャネル番号は、それぞれ
制御回路５０から供給されるチャネル指定情報ＳＹＣ１
に従って読み出され、アンドゲート４４，４５に入力さ
れる。これらのアンドゲート４４，４５は、制御回路５
０から出力される送受切替制御信号ＳＹ２に従って、デ
ィジタルモードの送信スロット期間およびアナログモー
ドが設定されている期間にはアンドゲート４４がゲート
開状態となり、一方ディジタルモードの受信スロット期
間にはアンドゲート４５がゲート開状態となる。アンド
ゲート４４を通過した送信チャネル番号およびアンドゲ
ート４５を通過した受信チャネル番号は、上記ＶＣＯT
３１およびＶＣＯR ３２の発振周波数を設定するための
情報としてオアゲート４６を介して上記プログラマブル
カウンタ３７にそれぞれ供給される。
は、送信チャネルデータ記憶部（ＣＨT ）４２および受
信チャネルデータ記憶部（ＣＨR ）４３を有している。
これらの送信チャネルデータ記憶部４２および受信チャ
ネルデータ記憶部４３には、それぞれ送信チャネル番号
および受信チャネル番号が予め記憶してある。これらの
送信チャネル番号および受信チャネル番号は、それぞれ
制御回路５０から供給されるチャネル指定情報ＳＹＣ１
に従って読み出され、アンドゲート４４，４５に入力さ
れる。これらのアンドゲート４４，４５は、制御回路５
０から出力される送受切替制御信号ＳＹ２に従って、デ
ィジタルモードの送信スロット期間およびアナログモー
ドが設定されている期間にはアンドゲート４４がゲート
開状態となり、一方ディジタルモードの受信スロット期
間にはアンドゲート４５がゲート開状態となる。アンド
ゲート４４を通過した送信チャネル番号およびアンドゲ
ート４５を通過した受信チャネル番号は、上記ＶＣＯT
３１およびＶＣＯR ３２の発振周波数を設定するための
情報としてオアゲート４６を介して上記プログラマブル
カウンタ３７にそれぞれ供給される。
【００２３】図５に、上記ＶＣＯT ３１およびＶＣＯR
３２の入力制御電圧Ｖに対する発振周波数ωの特性を示
す。この特性から明らかなように、ＶＣＯT ３１および
ＶＣＯR ３２からは、同一の入力制御電圧Ｖにより異な
る周波数帯域の送信チャネル周波数ωT および受信チャ
ネル周波数ωR がそれぞれ発生される。
３２の入力制御電圧Ｖに対する発振周波数ωの特性を示
す。この特性から明らかなように、ＶＣＯT ３１および
ＶＣＯR ３２からは、同一の入力制御電圧Ｖにより異な
る周波数帯域の送信チャネル周波数ωT および受信チャ
ネル周波数ωR がそれぞれ発生される。
【００２４】次に、以上のように構成された装置の動作
を説明する。先ずディジタルモードが設定されている場
合について述べる。ディジタルモードでは、時分割多元
接続（ＴＤＭＡ）方式で通信が行なわれるため、例えば
図６（ａ）に示すごとく送信期間と受信期間とが時間的
に異なる位置に設定される。したがって制御回路５０
は、周波数シンセサイザ３０に対し、送信期間ではディ
ジタル送信チャネル番号を指定するためのチャネル指定
情報ＳＹＣ１を供給するとともに、“Ｈ”レベルの送受
切替制御信号ＳＹＣ２を供給する。このため周波数シン
セサイザ３０では、アンドゲート４４がゲート開状態と
なり、これにより送信チャネルデータ記憶部４２から読
み出されたディジタル送信チャネル番号がプログラマブ
ルカウンタ３７に供給される。このため、ＶＣＯT から
は上記ディジタル送信チャネル番号に対応する送信チャ
ネル周波信号が発振出力される。また、上記“Ｈ”レベ
ルの送受切替制御信号ＳＹＣ２によりアンドゲート３３
がゲート開状態となる。このため、ＶＣＯT から発生さ
れた送信チャネル周波信号（周波数ωT ）がディジタル
送信用局部発振信号ＬＯ２として送信回路１００に供給
され、これにより送信回路１００ではディジタル送信動
作が行なわれる。
を説明する。先ずディジタルモードが設定されている場
合について述べる。ディジタルモードでは、時分割多元
接続（ＴＤＭＡ）方式で通信が行なわれるため、例えば
図６（ａ）に示すごとく送信期間と受信期間とが時間的
に異なる位置に設定される。したがって制御回路５０
は、周波数シンセサイザ３０に対し、送信期間ではディ
ジタル送信チャネル番号を指定するためのチャネル指定
情報ＳＹＣ１を供給するとともに、“Ｈ”レベルの送受
切替制御信号ＳＹＣ２を供給する。このため周波数シン
セサイザ３０では、アンドゲート４４がゲート開状態と
なり、これにより送信チャネルデータ記憶部４２から読
み出されたディジタル送信チャネル番号がプログラマブ
ルカウンタ３７に供給される。このため、ＶＣＯT から
は上記ディジタル送信チャネル番号に対応する送信チャ
ネル周波信号が発振出力される。また、上記“Ｈ”レベ
ルの送受切替制御信号ＳＹＣ２によりアンドゲート３３
がゲート開状態となる。このため、ＶＣＯT から発生さ
れた送信チャネル周波信号（周波数ωT ）がディジタル
送信用局部発振信号ＬＯ２として送信回路１００に供給
され、これにより送信回路１００ではディジタル送信動
作が行なわれる。
【００２５】これに対し受信スロット期間になると、制
御回路５０は周波数シンセサイザ３０に対し、受信チャ
ネル番号を指定するためのチャネル指定情報ＳＹＣ１を
供給するとともに、“Ｌ”レベルの送受切替制御信号Ｓ
ＹＣ２を出力する。このため周波数シンセサイザ３０で
は、アンドゲート４５がゲート開状態となり、これによ
り受信チャネルデータ記憶部４３から読み出された受信
チャネル番号がプログラマブルカウンタ３７に供給され
る。このため、ＶＣＯR からは上記受信チャネル番号に
対応する受信チャネル周波信号が発振出力される。ま
た、上記“Ｌ”レベルの送受切替制御信号ＳＹＣ２によ
りアンドゲート３４がゲート開状態となる。このため、
ＶＣＯR から発生された受信チャネル周波信号（周波数
ωR ）が、ディジタル受信用の局部発振信号ＬＯ１とし
て位相器１７ａ，１７ｂで移相されたのちミキサ１６
ａ，１６ｂに供給される。
御回路５０は周波数シンセサイザ３０に対し、受信チャ
ネル番号を指定するためのチャネル指定情報ＳＹＣ１を
供給するとともに、“Ｌ”レベルの送受切替制御信号Ｓ
ＹＣ２を出力する。このため周波数シンセサイザ３０で
は、アンドゲート４５がゲート開状態となり、これによ
り受信チャネルデータ記憶部４３から読み出された受信
チャネル番号がプログラマブルカウンタ３７に供給され
る。このため、ＶＣＯR からは上記受信チャネル番号に
対応する受信チャネル周波信号が発振出力される。ま
た、上記“Ｌ”レベルの送受切替制御信号ＳＹＣ２によ
りアンドゲート３４がゲート開状態となる。このため、
ＶＣＯR から発生された受信チャネル周波信号（周波数
ωR ）が、ディジタル受信用の局部発振信号ＬＯ１とし
て位相器１７ａ，１７ｂで移相されたのちミキサ１６
ａ，１６ｂに供給される。
【００２６】したがって、アンテナ１１で受信されたの
ち、帯域通過フィルタ１３、低雑音増幅器１４および可
変減衰器１５をそれぞれ通過した無線搬送波信号は、上
記ミキサ１６ａ，１６ｂで上記移相された受信用の局部
発振信号ＬＯ１とミキシングされ、これにより受信ベー
スバンド信号に周波数変換される。そして、この受信ベ
ースバンド信号は切替スイッチ１８ａ，１８ｂに入力さ
れる。このとき切替スイッチ１８ａ，１８ｂは、制御回
路５０から出力された送受切替制御信号に従って接点ｂ
側に切替わっている。このため、上記ミキサ１６ａ，１
６ｂから出力された受信ベースバンド信号は、それぞれ
上記切替スイッチ１８ａ，１８ｂを介して可変減衰器付
低域通過フィルタ１９ａ，１９ｂに入力され、ここでデ
ィジタルベースバンド信号が取り出される。すなわち、
上記ミキサ１６ａ，１６ｂ、移相器１７ａ，１７ｂおよ
び可変減衰器付低域通過フィルタ１９ａ，１９ｂは直交
復調器として動作し、これにより上記受信無線搬送波信
号はダイレクトコンバージョン方式により直交復調され
る。そして、この直交復調により得られたディジタルベ
ースバンド信号は遅延検波器２０で遅延検波され、これ
によりディジタル復調信号ＤＳが得られる。
ち、帯域通過フィルタ１３、低雑音増幅器１４および可
変減衰器１５をそれぞれ通過した無線搬送波信号は、上
記ミキサ１６ａ，１６ｂで上記移相された受信用の局部
発振信号ＬＯ１とミキシングされ、これにより受信ベー
スバンド信号に周波数変換される。そして、この受信ベ
ースバンド信号は切替スイッチ１８ａ，１８ｂに入力さ
れる。このとき切替スイッチ１８ａ，１８ｂは、制御回
路５０から出力された送受切替制御信号に従って接点ｂ
側に切替わっている。このため、上記ミキサ１６ａ，１
６ｂから出力された受信ベースバンド信号は、それぞれ
上記切替スイッチ１８ａ，１８ｂを介して可変減衰器付
低域通過フィルタ１９ａ，１９ｂに入力され、ここでデ
ィジタルベースバンド信号が取り出される。すなわち、
上記ミキサ１６ａ，１６ｂ、移相器１７ａ，１７ｂおよ
び可変減衰器付低域通過フィルタ１９ａ，１９ｂは直交
復調器として動作し、これにより上記受信無線搬送波信
号はダイレクトコンバージョン方式により直交復調され
る。そして、この直交復調により得られたディジタルベ
ースバンド信号は遅延検波器２０で遅延検波され、これ
によりディジタル復調信号ＤＳが得られる。
【００２７】次に、アナログモードが設定されている場
合の動作について述べる。アナログモードでは、装置は
連続送受信状態に設定される。すなわち、アナログモー
ドによる通信要求が発生されると、制御回路５０は周波
数シンセサイザ３０に対し、アナログ送信チャネル番号
を指定するためのチャネル指定情報ＳＹＣ１を供給する
とともに、“Ｈ”レベルの送受切替制御信号ＳＹＣ２を
固定的に供給する。このため周波数シンセサイザ３０で
は、アンドゲート４４がゲート開状態となり、これによ
り送信チャネルデータ記憶部４２から読み出されたアナ
ログ送信チャネル番号がプログラマブルカウンタ３７に
供給される。このため、ＶＣＯT からは上記アナログ送
信チャネル番号に対応する送信チャネル周波信号が発振
出力される。また、上記“Ｈ”レベルの送受切替制御信
号ＳＹＣ２によりアンドゲート３３がゲート開状態とな
る。このため、ＶＣＯT から発生されたアナログ送信チ
ャネル周波信号（周波数ωT ）がアナログ送信用局部発
振信号ＬＯ２として送信回路１００に供給され、これに
より送信回路１００ではアナログ送信動作が行なわれ
る。
合の動作について述べる。アナログモードでは、装置は
連続送受信状態に設定される。すなわち、アナログモー
ドによる通信要求が発生されると、制御回路５０は周波
数シンセサイザ３０に対し、アナログ送信チャネル番号
を指定するためのチャネル指定情報ＳＹＣ１を供給する
とともに、“Ｈ”レベルの送受切替制御信号ＳＹＣ２を
固定的に供給する。このため周波数シンセサイザ３０で
は、アンドゲート４４がゲート開状態となり、これによ
り送信チャネルデータ記憶部４２から読み出されたアナ
ログ送信チャネル番号がプログラマブルカウンタ３７に
供給される。このため、ＶＣＯT からは上記アナログ送
信チャネル番号に対応する送信チャネル周波信号が発振
出力される。また、上記“Ｈ”レベルの送受切替制御信
号ＳＹＣ２によりアンドゲート３３がゲート開状態とな
る。このため、ＶＣＯT から発生されたアナログ送信チ
ャネル周波信号（周波数ωT ）がアナログ送信用局部発
振信号ＬＯ２として送信回路１００に供給され、これに
より送信回路１００ではアナログ送信動作が行なわれ
る。
【００２８】また、上記ＶＣＯT から発生されたアナロ
グ送信チャネル周波信号（周波数ωT ）は、オアゲート
３５を通過してそのままアナログ受信用局部発振信号Ｌ
Ｏ１として受信系に供給され、移相器１７ａ，１７ｂで
移相されたのちミキサ１６ａ，１６ｂに供給される。こ
のため、受信された無線搬送波信号は、ミキサ１６ａ，
１６ｂにおいて上記アナログ送信チャネル周波信号と同
一周波数の局部発振信号ＬＯ１とミキシングされる。こ
のとき、上記受信無線搬送波信号と局部発振信号ＬＯ１
とは送受チャネル間の周波数差を有している。このた
め、上記ミキサ１６ａ，１６ｂからは上記周波数差に相
当する周波数のアナログ受信中間周波信号が出力され
る。
グ送信チャネル周波信号（周波数ωT ）は、オアゲート
３５を通過してそのままアナログ受信用局部発振信号Ｌ
Ｏ１として受信系に供給され、移相器１７ａ，１７ｂで
移相されたのちミキサ１６ａ，１６ｂに供給される。こ
のため、受信された無線搬送波信号は、ミキサ１６ａ，
１６ｂにおいて上記アナログ送信チャネル周波信号と同
一周波数の局部発振信号ＬＯ１とミキシングされる。こ
のとき、上記受信無線搬送波信号と局部発振信号ＬＯ１
とは送受チャネル間の周波数差を有している。このた
め、上記ミキサ１６ａ，１６ｂからは上記周波数差に相
当する周波数のアナログ受信中間周波信号が出力され
る。
【００２９】このアナログ受信中間周波信号は、切替ス
イッチ１８ａ，１８ｂに入力される。このとき切替スイ
ッチ１８ａ，１８ｂは、制御回路５０からの切替制御信
号ＳＷに従って接点ａ側に切替わっている。このため、
上記ミキサ１６ａ，１６ｂから出力されたアナログ中間
周波信号は、切替スイッチ１８ａ，１８ｂを介して移相
器２１ａ，２１ｂに入力され、ここで移相されたのち減
算器２２で減算され、これによりアナログ受信ベースバ
ンド信号となる。すなわち、このとき上記ミキサ１６
ａ，１６ｂ、移相器１７ａ，１７ｂ、移相器２１ａ，２
１ｂおよび減算器２２により、イメージキャンセリング
ミキサとしての動作が行なわれる。
イッチ１８ａ，１８ｂに入力される。このとき切替スイ
ッチ１８ａ，１８ｂは、制御回路５０からの切替制御信
号ＳＷに従って接点ａ側に切替わっている。このため、
上記ミキサ１６ａ，１６ｂから出力されたアナログ中間
周波信号は、切替スイッチ１８ａ，１８ｂを介して移相
器２１ａ，２１ｂに入力され、ここで移相されたのち減
算器２２で減算され、これによりアナログ受信ベースバ
ンド信号となる。すなわち、このとき上記ミキサ１６
ａ，１６ｂ、移相器１７ａ，１７ｂ、移相器２１ａ，２
１ｂおよび減算器２２により、イメージキャンセリング
ミキサとしての動作が行なわれる。
【００３０】このイメージキャンセリングミキサとして
の動作をさらに詳しく説明する。いま仮に、希望する受
信チャネル角周波数をωR 、イメージ角周波数をωI 、
局部発振角周波数をωL とし、さらに受信を希望するＦ
Ｍ波の位相をθDFM 、妨害ＦＭ波の位相をθUFM 、送信
チャネル角周波数をωT としたとする。そうすると、ア
ンテナ１１から出力される無線搬送波信号Ａは、受信を
希望する受信チャネル信号 sin（ωR ｔ＋θDFM ）と、
それ以外のイメージ妨害波信号sin（ωI ｔ＋θUFM ）
との和であるため、 Ａ＝ sin（ωR ｔ＋θDFM ）＋ sin（ωI ｔ＋θUFM ） と表わされる。
の動作をさらに詳しく説明する。いま仮に、希望する受
信チャネル角周波数をωR 、イメージ角周波数をωI 、
局部発振角周波数をωL とし、さらに受信を希望するＦ
Ｍ波の位相をθDFM 、妨害ＦＭ波の位相をθUFM 、送信
チャネル角周波数をωT としたとする。そうすると、ア
ンテナ１１から出力される無線搬送波信号Ａは、受信を
希望する受信チャネル信号 sin（ωR ｔ＋θDFM ）と、
それ以外のイメージ妨害波信号sin（ωI ｔ＋θUFM ）
との和であるため、 Ａ＝ sin（ωR ｔ＋θDFM ）＋ sin（ωI ｔ＋θUFM ） と表わされる。
【００３１】一方、ミキサ１５ａ，１５ｂに入力される
局部発振信号は、 sin（ωL ｔ），cos（ωL ｔ）であ
る。したがって、ミキサ１５ａ，１５ｂから出力される
信号Ａ sinωL ｔ，Ａ cosωL ｔは、 Ａ sinωL ｔ ＝ COS｛（ωR ＋ωL ）ｔ＋θDFM ｝− cos（ωIFｔ＋θDFM ） ＋ COS｛（ωI ＋ωL ）ｔ＋θUFM ｝− cos（ωIFｔ−θUFM ） (1) Ａ cosωL ｔ ＝ sin｛（ωR ＋ωL ）ｔ＋θDFM ｝− sin（ωIFｔ＋θDFM ） ＋ sin｛（ωI ＋ωL ）ｔ＋θUFM ｝− sin（ωIFｔ−θUFM ） (2) となる。ただし、ωIFは受信チャネル角周波数をω
R と、局部発振角周波数ωLつまり送信チャネル角周波
数をωT との差角周波数であり、 ωIF＝ωR −ωT ＝ωT −ωI と表わされる。
局部発振信号は、 sin（ωL ｔ），cos（ωL ｔ）であ
る。したがって、ミキサ１５ａ，１５ｂから出力される
信号Ａ sinωL ｔ，Ａ cosωL ｔは、 Ａ sinωL ｔ ＝ COS｛（ωR ＋ωL ）ｔ＋θDFM ｝− cos（ωIFｔ＋θDFM ） ＋ COS｛（ωI ＋ωL ）ｔ＋θUFM ｝− cos（ωIFｔ−θUFM ） (1) Ａ cosωL ｔ ＝ sin｛（ωR ＋ωL ）ｔ＋θDFM ｝− sin（ωIFｔ＋θDFM ） ＋ sin｛（ωI ＋ωL ）ｔ＋θUFM ｝− sin（ωIFｔ−θUFM ） (2) となる。ただし、ωIFは受信チャネル角周波数をω
R と、局部発振角周波数ωLつまり送信チャネル角周波
数をωT との差角周波数であり、 ωIF＝ωR −ωT ＝ωT −ωI と表わされる。
【００３２】また、切替スイッチ１８ａ，１８ｂは、一
般にωR ＋ωL およびωI ＋ωL といった超高周波を通
過させる周波数特性を有していない。このため、上記
(1) 式および(2) 式の信号のうち、上記ωR ＋ωL およ
びωI ＋ωL に係わる信号成分は切替スイッチ１８ａ，
１８ｂにより通過が阻止され、この結果切替スイッチ１
８ａ，１８ｂを通過した信号は、 − cos（ωIFｔ＋θDFM ）− cos（ωIFｔ−θUFM ） (1) ′ sin（ωIFｔ＋θDFM ）− sin（ωIFｔ−θUFM ） (2) ′ となる。
般にωR ＋ωL およびωI ＋ωL といった超高周波を通
過させる周波数特性を有していない。このため、上記
(1) 式および(2) 式の信号のうち、上記ωR ＋ωL およ
びωI ＋ωL に係わる信号成分は切替スイッチ１８ａ，
１８ｂにより通過が阻止され、この結果切替スイッチ１
８ａ，１８ｂを通過した信号は、 − cos（ωIFｔ＋θDFM ）− cos（ωIFｔ−θUFM ） (1) ′ sin（ωIFｔ＋θDFM ）− sin（ωIFｔ−θUFM ） (2) ′ となる。
【００３３】さらに、これらの信号を移相器２１ａ，２
１ｂに通すと、その出力信号は、移相器２１ａの出力信
号の位相を基準にすると、 − cos（ωIFｔ＋θDFM ）− cos（ωIFｔ−θUFM ） (1) ″ cos（ωIFｔ＋θDFM ）− cos（ωIFｔ−θUFM ） (2) ″ となる。したがって、減算器２２の出力信号は、(2) ″
−(1) ″より、 ２ cos（ωIFｔ＋θDFM ） (3) となる。
１ｂに通すと、その出力信号は、移相器２１ａの出力信
号の位相を基準にすると、 − cos（ωIFｔ＋θDFM ）− cos（ωIFｔ−θUFM ） (1) ″ cos（ωIFｔ＋θDFM ）− cos（ωIFｔ−θUFM ） (2) ″ となる。したがって、減算器２２の出力信号は、(2) ″
−(1) ″より、 ２ cos（ωIFｔ＋θDFM ） (3) となる。
【００３４】(3) 式から明らかなように、減算器２２か
ら出力されるアナログ受信ベースバンド信号は、イメー
ジ周波数の妨害波成分が抑圧されて、希望波成分に対応
する差周波信号成分のみを含むものとなる。すなわち、
イメージキャンセリングがなされる。
ら出力されるアナログ受信ベースバンド信号は、イメー
ジ周波数の妨害波成分が抑圧されて、希望波成分に対応
する差周波信号成分のみを含むものとなる。すなわち、
イメージキャンセリングがなされる。
【００３５】この様にして得られたアナログ受信ベース
バンド信号は、可変減衰器付増幅器２３において信号波
形が歪まない範囲で増幅されたのち、位相同期回路２４
に入力される。そして、この移相同期回路２４では、ル
ープフィルタ２４２から上記アナログ受信ベースバンド
信号のＦＭ検波信号ＡＳが取り出される。
バンド信号は、可変減衰器付増幅器２３において信号波
形が歪まない範囲で増幅されたのち、位相同期回路２４
に入力される。そして、この移相同期回路２４では、ル
ープフィルタ２４２から上記アナログ受信ベースバンド
信号のＦＭ検波信号ＡＳが取り出される。
【００３６】なお、上記移相同期回路２４のＶＣＯ２４
３の発振周波数は、アナログ受信チャネル周波数と送信
チャネル周波数との差の周波数になる。このため位相同
期回路２４では、上記したようにＦＭ検波が行なわれる
とともに、この差周波数帯以外の周波数成分が除去され
ることになる。すなわち、位相同期回路２４は狭帯域の
チャネル選択バンドパスフィルタとしても動作すること
になり、これにより隣接チャネルの信号や外来雑音など
は十分に抑圧される。
３の発振周波数は、アナログ受信チャネル周波数と送信
チャネル周波数との差の周波数になる。このため位相同
期回路２４では、上記したようにＦＭ検波が行なわれる
とともに、この差周波数帯以外の周波数成分が除去され
ることになる。すなわち、位相同期回路２４は狭帯域の
チャネル選択バンドパスフィルタとしても動作すること
になり、これにより隣接チャネルの信号や外来雑音など
は十分に抑圧される。
【００３７】この様に本実施例では、アナログモードが
設定されているときには、ディジタルモードにおいてπ
／４ＱＰＳＫ変調波を直交復調するために使用している
ミキサ１６ａ，１６ｂに対し、送信チャネル周波信号Ｌ
Ｏ２を受信局部発振信号ＬＯ１として供給して、ミキサ
１６ａ，１６ｂから中間周波信号を出力し、この中間周
波信号を移相器２１ａ，２１ｂで移相したのち減算器２
２で相互に減算することにより、アナログ受信中間周波
信号を得ている。そして、このアナログ受信中間周波信
号を位相同期回路２４に供給することによりＦＭ検波さ
れた信号を得るようにしている。
設定されているときには、ディジタルモードにおいてπ
／４ＱＰＳＫ変調波を直交復調するために使用している
ミキサ１６ａ，１６ｂに対し、送信チャネル周波信号Ｌ
Ｏ２を受信局部発振信号ＬＯ１として供給して、ミキサ
１６ａ，１６ｂから中間周波信号を出力し、この中間周
波信号を移相器２１ａ，２１ｂで移相したのち減算器２
２で相互に減算することにより、アナログ受信中間周波
信号を得ている。そして、このアナログ受信中間周波信
号を位相同期回路２４に供給することによりＦＭ検波さ
れた信号を得るようにしている。
【００３８】したがって本実施例であれば、従来のよう
に直交復調された受信ベースバンド信号を再変調して一
旦中間周波信号にする必要がなく、このため再変調する
ためのミキサや局部発振器を不要にすることができる。
また、アナログ受信中間周波信号を得るための局部発振
信号として、送信チャネル周波信号を使用するようにし
ているので、この点においても新たな局部発振器を設け
る必要がない。したがって、従来に比べて受信系の回路
構成を簡単小形化することができ、延いては装置のより
一層の小形軽量化を実現することができる。
に直交復調された受信ベースバンド信号を再変調して一
旦中間周波信号にする必要がなく、このため再変調する
ためのミキサや局部発振器を不要にすることができる。
また、アナログ受信中間周波信号を得るための局部発振
信号として、送信チャネル周波信号を使用するようにし
ているので、この点においても新たな局部発振器を設け
る必要がない。したがって、従来に比べて受信系の回路
構成を簡単小形化することができ、延いては装置のより
一層の小形軽量化を実現することができる。
【００３９】さらに、アナログモードでは、ミキサ１６
ａ，１６ｂ、移相器１７ａ，１７ｂ、移相器２１ａ，２
１ｂおよび減算器２２によりイメージキャンセリングミ
キサが構成され、この回路によりイメージ周波数の妨害
波成分は抑圧される。したがって、受信系のイメージ抑
圧度を高めることができる。
ａ，１６ｂ、移相器１７ａ，１７ｂ、移相器２１ａ，２
１ｂおよび減算器２２によりイメージキャンセリングミ
キサが構成され、この回路によりイメージ周波数の妨害
波成分は抑圧される。したがって、受信系のイメージ抑
圧度を高めることができる。
【００４０】なお、ミキサ１６ａ，１６ｂの直交性が崩
れると、イメージキャンセリングミキサとしてのイメー
ジ抑圧度は低下する。しかし本実施例では、高周波回路
に帯域通過フィルタ１３を介挿し、この帯域通過フィル
タ１３の通過特性を図３に示すように希望受信チャネル
周波数帯域ωR のみを通過するように設定している。こ
のため、直交性の劣化によりイメージキャンセリングミ
キサのイメージ抑圧度が低下したとしても、上記帯域通
過フィルタ１３により十分なイメージ抑圧度を確保する
ことができる。また、帯域通過フィルタ１３とイメージ
キャンセリングミキサとの共同作用により所定のイメー
ジ抑圧度を確保するようにしているので、いずれか一方
のみにより同程度のイメージ抑圧度を得る場合に比べ
て、帯域通過フィルタ１３およびイメージキャンセリン
グミキサの特性を緩和することができ、これにより回路
設計等を簡単化することができる。
れると、イメージキャンセリングミキサとしてのイメー
ジ抑圧度は低下する。しかし本実施例では、高周波回路
に帯域通過フィルタ１３を介挿し、この帯域通過フィル
タ１３の通過特性を図３に示すように希望受信チャネル
周波数帯域ωR のみを通過するように設定している。こ
のため、直交性の劣化によりイメージキャンセリングミ
キサのイメージ抑圧度が低下したとしても、上記帯域通
過フィルタ１３により十分なイメージ抑圧度を確保する
ことができる。また、帯域通過フィルタ１３とイメージ
キャンセリングミキサとの共同作用により所定のイメー
ジ抑圧度を確保するようにしているので、いずれか一方
のみにより同程度のイメージ抑圧度を得る場合に比べ
て、帯域通過フィルタ１３およびイメージキャンセリン
グミキサの特性を緩和することができ、これにより回路
設計等を簡単化することができる。
【００４１】さらに本実施例では、ＦＭ検波器として位
相同期回路２４を使用しているので、この位相同期回路
２４においても隣接チャネルの信号や外来雑音などを抑
圧することができる。
相同期回路２４を使用しているので、この位相同期回路
２４においても隣接チャネルの信号や外来雑音などを抑
圧することができる。
【００４２】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではない。例えば、上記実施例ではイメージキャンセ
リングミキサの直交性の劣化によるイメージ抑圧度の低
下をカバーするために、高周波回路に帯域通過フィルタ
１３を介挿するようにした。しかし、イメージキャンセ
リングミキサの直交性を保持でき、これによりイメージ
キャンセリングミキサのみで十分なイメージ抑圧度を確
保できる場合には、図７に示すごとく帯域通過フィルタ
１３を不要にしてもよい。
のではない。例えば、上記実施例ではイメージキャンセ
リングミキサの直交性の劣化によるイメージ抑圧度の低
下をカバーするために、高周波回路に帯域通過フィルタ
１３を介挿するようにした。しかし、イメージキャンセ
リングミキサの直交性を保持でき、これによりイメージ
キャンセリングミキサのみで十分なイメージ抑圧度を確
保できる場合には、図７に示すごとく帯域通過フィルタ
１３を不要にしてもよい。
【００４３】また、前記実施例では局部発振信号ＬＯ１
を−π／４移相器１７ａおよび＋π／４移相器１７ｂに
より移相してそれぞれミキサ１６ａ，１６ｂに供給する
とともに、ミキサ１６ａ，１６ｂから出力された信号を
それぞれ−π／４移相器２１ａおよび＋π／４移相器２
１ｂにより移相したのち減算器２２で減算するようにし
た。しかし、例えば図７に示すごとく−π／４移相器１
７ａおよび＋π／４移相器１７ｂの代わりにπ／２移相
器１７を設けるとともに、−π／４移相器２１ａおよび
＋π／４移相器２１ｂの代わりにπ／２移相器２１を設
け、ミキサ１６ａから出力された信号をπ／２移相器２
１で移相した信号と、ミキサ１６ｂから出力された信号
とを加算器２５に入力して受信ベースバンド信号を得る
ようにしてもよい。その他、無線通信装置の種類や構成
などについても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々
変形して実施できる。
を−π／４移相器１７ａおよび＋π／４移相器１７ｂに
より移相してそれぞれミキサ１６ａ，１６ｂに供給する
とともに、ミキサ１６ａ，１６ｂから出力された信号を
それぞれ−π／４移相器２１ａおよび＋π／４移相器２
１ｂにより移相したのち減算器２２で減算するようにし
た。しかし、例えば図７に示すごとく−π／４移相器１
７ａおよび＋π／４移相器１７ｂの代わりにπ／２移相
器１７を設けるとともに、−π／４移相器２１ａおよび
＋π／４移相器２１ｂの代わりにπ／２移相器２１を設
け、ミキサ１６ａから出力された信号をπ／２移相器２
１で移相した信号と、ミキサ１６ｂから出力された信号
とを加算器２５に入力して受信ベースバンド信号を得る
ようにしてもよい。その他、無線通信装置の種類や構成
などについても、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々
変形して実施できる。
【００４４】
【発明の効果】以上詳述したように本発明では、無線搬
送波と周波数が等しい第１の局部発振信号、および無線
搬送波と周波数が所定の中間周波数だけ異なる第２の局
部発振信号を選択的に発生する局部発振手段を備えると
ともに、受信無線搬送波信号を上記局部発振手段から発
生された局部発振信号とミキシングして直交変換するた
めの直交変換手段を備え、さらに制御手段を備えてい
る。そして、この制御手段により、ディジタル変復調方
式により通信を行なっている状態では、上記局部発振手
段から第１の局部発振信号を発生させて上記直交変換手
段に供給することにより、この直交変換手段を直交復調
器として動作させてディジタル復調ベースバンド信号を
発生させ、一方アナログ変復調方式により通信を行なっ
ている状態では、上記局部発振手段から第２の局部発振
信号を発生させて上記直交変換手段に供給することによ
り、この直交変換手段をイメージキャンセリングミキサ
として動作させてアナログ受信中間周波信号を発生させ
るようにしている。
送波と周波数が等しい第１の局部発振信号、および無線
搬送波と周波数が所定の中間周波数だけ異なる第２の局
部発振信号を選択的に発生する局部発振手段を備えると
ともに、受信無線搬送波信号を上記局部発振手段から発
生された局部発振信号とミキシングして直交変換するた
めの直交変換手段を備え、さらに制御手段を備えてい
る。そして、この制御手段により、ディジタル変復調方
式により通信を行なっている状態では、上記局部発振手
段から第１の局部発振信号を発生させて上記直交変換手
段に供給することにより、この直交変換手段を直交復調
器として動作させてディジタル復調ベースバンド信号を
発生させ、一方アナログ変復調方式により通信を行なっ
ている状態では、上記局部発振手段から第２の局部発振
信号を発生させて上記直交変換手段に供給することによ
り、この直交変換手段をイメージキャンセリングミキサ
として動作させてアナログ受信中間周波信号を発生させ
るようにしている。
【００４５】したがって本発明によれば、受信ベースバ
ンド信号の再変調を不要とし、これにより受信系の回路
構成を簡単小形化して装置のより一層の小形軽量化を実
現するデュアルモード無線通信装置を提供することがで
きる。
ンド信号の再変調を不要とし、これにより受信系の回路
構成を簡単小形化して装置のより一層の小形軽量化を実
現するデュアルモード無線通信装置を提供することがで
きる。
【図１】本発明の一実施例に係わる無線通信装置の受信
系の構成を示す回路ブロック図。
系の構成を示す回路ブロック図。
【図２】図１に示した装置の位相同期回路の構成を示す
回路ブロック図。
回路ブロック図。
【図３】図１に示した装置の高周波帯域通過フィルタの
帯域通過特性を示す周波数特性図。
帯域通過特性を示す周波数特性図。
【図４】図１に示した装置の周波数シンセサイザの構成
を示す図。
を示す図。
【図５】図４に示した周波数シンセサイザの送信用ＶＣ
Ｏおよび受信用ＶＣＯの入出力特性を示す図。
Ｏおよび受信用ＶＣＯの入出力特性を示す図。
【図６】ディジタルモードおよびアナログモードの各々
における送受信期間およびこれらの各期間で周波数シン
セサイザから発生される局部発振角周波数を示すタイミ
ング図。
における送受信期間およびこれらの各期間で周波数シン
セサイザから発生される局部発振角周波数を示すタイミ
ング図。
【図７】本発明の他の実施例に係わる無線通信装置の受
信系の構成を示す回路ブロック図。
信系の構成を示す回路ブロック図。
１１…アンテナ １２…アンテナ共
用器 １３…高周波帯域通過フィルタ １４…低雑音増幅
器 １５…可変減衰器 １６ａ，１６ｂ…
ミキサ １７，２１…π／２移相器 １７ａ，２１ａ…
−π／４移相器 １７ｂ，２１ｂ…＋π／４移相器 １８ａ，１８ｂ…
切替スイッチ １９ａ，１９ｂ…可変減衰器付低域通過フィルタ ２０…遅延検波器 ２２…減算器 ２３…可変減衰器付増幅器 ２４…位相同期回
路 ２５…加算器 ３０…周波数シン
セサイザ ３１…送信用電圧制御発振器（ＶＣＯT ） ３２…受信用電圧制御発振器（ＶＣＯR ） ３３，３４，４４，４５…アンドゲート ３５，４６…オアゲート ３６…モジュラス
プリスケーラ ３７…プログラマブルカウンタ ３８…位相比較器 ３９…ループフィルタ ４０…基準水晶発
振器 ４１…分周器 ４２…送信チャネ
ルデータ記憶部 ４３…受信チャネルデータ記憶部 ５０…制御回路 １００…送信回路
用器 １３…高周波帯域通過フィルタ １４…低雑音増幅
器 １５…可変減衰器 １６ａ，１６ｂ…
ミキサ １７，２１…π／２移相器 １７ａ，２１ａ…
−π／４移相器 １７ｂ，２１ｂ…＋π／４移相器 １８ａ，１８ｂ…
切替スイッチ １９ａ，１９ｂ…可変減衰器付低域通過フィルタ ２０…遅延検波器 ２２…減算器 ２３…可変減衰器付増幅器 ２４…位相同期回
路 ２５…加算器 ３０…周波数シン
セサイザ ３１…送信用電圧制御発振器（ＶＣＯT ） ３２…受信用電圧制御発振器（ＶＣＯR ） ３３，３４，４４，４５…アンドゲート ３５，４６…オアゲート ３６…モジュラス
プリスケーラ ３７…プログラマブルカウンタ ３８…位相比較器 ３９…ループフィルタ ４０…基準水晶発
振器 ４１…分周器 ４２…送信チャネ
ルデータ記憶部 ４３…受信チャネルデータ記憶部 ５０…制御回路 １００…送信回路
Claims (2)
- 【請求項１】 アナログ変復調方式による通信機能とデ
ィジタル変復調方式による通信機能とを備えたデュアル
モード無線通信装置において、 無線搬送波を受信して受信無線搬送波信号を出力するた
めの無線搬送波受信手段と、 前記無線搬送波と周波数が等しい第１の局部発振信号、
および前記無線搬送波と周波数が所定の中間周波数だけ
異なる第２の局部発振信号を選択的に発生する機能を有
した局部発振手段と、 前記高周波回路から出力された受信無線搬送波信号を前
記局部発振手段から発生された局部発振信号とミキシン
グして直交変換するための直交変換手段と、 前記ディジタル変復調方式により通信を行なっている状
態では、前記局部発振手段から第１の局部発振信号を発
生させて前記直交変換手段に供給することにより、この
直交変換手段を直交復調器として動作させてディジタル
復調ベースバンド信号を発生させ、一方前記アナログ変
復調方式により通信を行なっている状態では、前記局部
発振手段から第２の局部発振信号を発生させて前記直交
変換手段に供給することにより、この直交変換手段をイ
メージキャンセリングミキサとして動作させてアナログ
受信中間周波信号を発生させるための制御手段とを具備
したことを特徴とするデュアルモード無線通信装置。 - 【請求項２】 局部発振手段は、受信チャネルの無線搬
送波と周波数が等しい受信局部発振信号、および送信チ
ャネルの無線搬送波と周波数が等しい送信局部発振信号
を選択的に発生する回路を有し、 かつ制御手段は、ディジタル変復調方式により通信を行
なっている状態では前記受信局部発振信号を前記直交変
換手段に供給し、アナログ変復調方式により通信を行な
っている状態では前記送信局部発振信号を前記直交変換
手段に供給することを特徴とする請求項１に記載のデュ
アルモード無線通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06188781A (ja) | 1992-12-21 | 1992-12-21 | デュアルモード無線通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06188781A (ja) | 1992-12-21 | 1992-12-21 | デュアルモード無線通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06188781A true JPH06188781A (ja) | 1994-07-08 |
Family
ID=18337882
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP43A Pending JPH06188781A (ja) | 1992-12-21 | 1992-12-21 | デュアルモード無線通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06188781A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5732330A (en) * | 1996-07-02 | 1998-03-24 | Ericsson Inc. | Dual band transceiver |
| US6308047B1 (en) | 1996-08-05 | 2001-10-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio-frequency integrated circuit for a radio-frequency wireless transmitter-receiver with reduced influence by radio-frequency power leakage |
| US7006814B2 (en) | 2000-06-08 | 2006-02-28 | Nec Corporation | Direct conversion receiver and transceiver |
| US8954020B2 (en) | 1997-02-20 | 2015-02-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| US9270301B2 (en) | 1998-11-26 | 2016-02-23 | Nokia Technologies Oy | Method and arrangement for transmitting and receiving RF signals through various radio interfaces of communication systems |
-
1992
- 1992-12-21 JP JP43A patent/JPH06188781A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5732330A (en) * | 1996-07-02 | 1998-03-24 | Ericsson Inc. | Dual band transceiver |
| US6308047B1 (en) | 1996-08-05 | 2001-10-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio-frequency integrated circuit for a radio-frequency wireless transmitter-receiver with reduced influence by radio-frequency power leakage |
| US8954020B2 (en) | 1997-02-20 | 2015-02-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| US9270301B2 (en) | 1998-11-26 | 2016-02-23 | Nokia Technologies Oy | Method and arrangement for transmitting and receiving RF signals through various radio interfaces of communication systems |
| US7006814B2 (en) | 2000-06-08 | 2006-02-28 | Nec Corporation | Direct conversion receiver and transceiver |
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