JPH0564101A - チユーナ装置を共有する少なくとも２種類の復調回路を備えた受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 異なる変調方式の信号（例えばＦＭ変調，Ｍ
ＳＫ変調）を受信する場合でも、チューナを共用して、
回路構成を簡単化し、小型、コスト低廉、部品点数小の
受信装置を提供する。 【構成】 チューナ装置（高周波増幅回路３、可変同調
フィルタ５、ミクサ回路８、ＩＦ増幅回路９，１３、中
間周波フィルタ１１、局部発振回路１０、ＡＧＣ回路１
４、選局回路１５）を、ＦＭ復調回路２０とＭＳＫ復調
回路２１に共用させ、選局回路１５に端子３２から与え
る選局データと関連して、端子３５に入力するデータに
より、切り換え回路２２でどちらかの復調回路を選択す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、チューナ装置を共有す
る少なくとも２種類の復調回路を備えた受信装置に関す
るものである。放送衛星からのＦＭ変調された映像信号
（映像及び音）を受信するには、ＦＭ復調回路が必要で
あり、また通信衛星からのＭＳＫ変調された音楽信号を
受信するには、ＭＳＫ復調回路が必要であるが、本発明
は、例えば、これらのような２種類の復調回路を、チュ
ーナ装置を共有させて、備えた受信装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来技術においては、例えば、衛星放送
用受信機では、ダウンコンバートして受信した１つの第
１中間周波信号を第２中間周波信号に変換した後、復調
する構成であったり、特開昭６３−３００４９号公報に
示されるように、２個の第１中間周波信号を入力する入
力端子と第１中間周波信号を第２中間周波信号に変換す
る回路を有するチューナ装置の構成は開示されている
が、２種類の復調回路を備えていて切り替えて用いる構
成まで開示したものはない。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術による受
信機では、複数の入力端子を持つ構成でありながら、受
信する信号は１種類の被変調信号であるため、異なる変
調方式の信号を受信する場合に、その変調方式の数だけ
チューナ装置が必要となり、その結果、構成が複雑とな
りコストも高くなるという問題があった。

【０００４】本発明は、上記問題点を解決し、異なる変
調方式の信号を受信する場合にも、チューナ装置は共用
することができて、構成が簡素化されコスト的にも低廉
である受信装置を提供することにある。

【０００５】具体的に述べれば、例えば、放送衛星を用
いたＦＭ変調の映像信号と、通信衛星を用いたＭＳＫ変
調（直交変調方式の１つ）の音楽信号を、屋外のコンバ
ータで周波数変換された１ＧＨｚ帯の第１中間周波信号
として入力し、ＦＭ変調の映像信号を選局するときはＦ
Ｍ復調信号を出力し、ＭＳＫ変調の音楽信号を選局する
ときはＭＳＫ復調信号を出力することが可能であるよう
に、異なる変調方式の信号を入力した場合でも、チュー
ナ装置は共用にしておき、復調回路だけ、それぞれの変
調方式に応じた復調回路を動作させて復調信号を出力す
ることのできる受信機を提供することを、本発明は目的
とする。

【０００６】ここで、ＭＳＫ復調というのは、オーム社
発行・図解電子回路入門シリーズ・「ディジタル変復調
回路の基礎」・喜安監修・関清三著に詳しい説明がある
ので、必要があれば、参照されたい。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的は、入力信号を
周波数変換するチューナ装置の出力を２分配し、それぞ
れの出力に別系統の復調回路を接続する構成とすること
により達成される。このとき、チューナ装置の利得制御
においては、２つの復調回路に要求される入力信号レベ
ルに応じたそれぞれの基準電圧を設定し、チューナ装置
の利得制御回路を共用化する構成とするとともに、選局
回路の周波数シンセサイザにおいては、２つの復調回路
に応じたそれぞれの比較周波数を選択できる構成とし
た。

【０００８】また、入力信号が２つのケーブルで伝送さ
れる場合には、チューナ装置の入力を２入力構成とし、
中間周波数フィルタを２つの異なったバンド幅のフィル
タを内蔵したフィルタとして、それを切り替えて使用す
る構成とする。

【０００９】さらに、回路間の信号接続は、平衡伝送方
式とした。とくに、用いる復調回路が、位相同期ループ
方式ＦＭ復調回路と直交信号復調回路の場合、位相同期
ループ方式ＦＭ復調回路の位相同期ループを直交信号復
調回路を構成する同期検波回路の９０゜移相器として用
いる構成とした。

【００１０】

【作用】本発明では、異なる変調方式の信号を選択的に
受信し、復調してベースバンド信号を出力する受信装置
において、それぞれの復調回路は、入力信号中心周波数
を等しくする。従って、異なる変調方式であっても、入
力信号を中間周波信号に変換するチューナ装置は共通に
使用でき、復調回路の構成素子である電圧制御発振器の
共用化が可能になる。

【００１１】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に
説明する。なお、以下の説明でＡＧＣはＡｕｔｏｍａｔ
ｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ（自動利得制御回
路）、ＰＬＬはＰｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ
（位相同期ループ）の略号である。

【００１２】図１は、本発明の第１の実施例を示すブロ
ック図である。同図において、１は入力端子、３は高周
波増幅回路、５は可変同調フィルタ、７は利得可変のＲ
Ｆ増幅回路、８はミクサ回路、９は利得可変のＩＦ増幅
回路、１０は局部発振回路、１１は中間周波フィルタ、
１３は利得可変のＩＦ増幅回路、１４はＡＧＣ回路、１
５は選局回路、２０はＦＭ復調回路（第１の復調回
路）、２１はＭＳＫ復調回路（第２の復調回路）、２２
は切り換え回路、３２は選局データ入力端子、３５は制
御端子、である。

【００１３】本実施例は、高周波信号を受信してベース
バンド信号を出力するフロントエンドであり、１つの高
周波入力端子をもち、ＦＭ変調信号とＭＳＫ変調信号を
選択的に復調することのできるシステムを示したものと
云うことができる。

【００１４】図１を参照する。入力端子１への入力信号
は、高周波増幅回路３で増幅する。高周波増幅回路３の
後段には、不要波抑圧用の可変同調フィルタ５を配置
し、選局回路１５からの選局電圧が印加され、通過帯域
中心周波数を可変する。その後段には、増幅利得可変の
ＲＦ増幅回路７、ミクサ回路８、利得可変のＩＦ増幅回
路９、中間周波数フィルタ１１、利得可変のＩＦ増幅回
路１３を接続し、選局回路１５からの選局電圧により、
所望の周波数を発振する局部発振回路１０の信号を、ミ
クサ回路８に入力することにより、ミクサ回路８は周波
数変換回路を構成している。

【００１５】選局回路１５は、端子３２に入力される選
局データにより、同調電圧を発生する回路である。ま
た、ＡＧＣ回路１４により、利得可変のＩＦ増幅回路１
３の出力レベルが一定レベルになるように、増幅利得可
変のＲＦ増幅回路７、利得可変のＩＦ増幅回路９、利得
可変のＩＦ増幅回路１３の各増幅利得を制御する。

【００１６】利得可変のＩＦ増幅回路１３の出力を、切
り換え回路２２に入力し、切り換え回路２２の出力の一
方をＦＭ復調回路２０に、もう一方をＭＳＫ復調回路２
１に入力し、それぞれの復調出力を出力端子１６と出力
端子１７に接続する。ＦＭ復調回路２０およびＭＳＫ復
調回路２１は、入力されたそれぞれの変調方式の中間周
波数信号を復調し、ベースバンド信号を出力する回路部
である。切り換え回路２２は、端子３２へ印加される選
局データと関連して、端子３５に入力されるデータによ
り、接続する復調回路を選択する。

【００１７】本フロントエンドの構成によれば、２つの
復調回路の入力中心周波数が等しいため、入力信号の中
から希望信号を選択する回路、すなわち高周波増幅回路
３から利得可変のＩＦ増幅回路１３までのチューナ部
を、後段の変調方式によらず共通化できるため、小型で
部品点数の少ないフロントエンドが得られる。また、選
局回路や、復調系制御回路をフロントエンド内に取り込
むことで使い勝手に優れるフロントエンドが得られる。

【００１８】図２は、本発明の第２の実施例を示すブロ
ック図である。同図において、図１におけるのと同じも
のには同じ符号を付した。図２に示す実施例は、図１に
示した第１の実施例における中間周波数フィルタ１１
を、第１の通過帯域幅を持つ中間周波数フィルタ（１２
−１）と第２の通過帯域幅を持つ中間周波数フィルタ
（１２−２）の並列接続により構成した実施例である。
中間周波数フィルタ（１２−１）と中間周波数フィルタ
（１２−２）は、端子３２へ印加される選局データと関
連して、制御端子３３、３４に印加される電圧で１つの
通過帯域幅が選択される。

【００１９】本フロントエンドの構成によれば、２つの
復調回路の入力中心周波数が等しいため、チューナ部を
変調方式によらず、また、中間周波数帯域幅や変調度に
よらず共通化できるため、小型で部品点数の少ないフロ
ントエンドが得られる。また、選局回路や、復調系制御
回路をフロントエンド内に取り込むことで使い勝手に優
れるフロントエンドが得られる。

【００２０】図３は、本発明の第３の実施例を示すブロ
ック図である。本実施例は、高周波信号を受信してベー
スバンド信号を出力するフロントエンドであり、２つの
高周波入力端子１，２をもち、ＦＭ変調信号とＭＳＫ変
調信号を復調するシステムであると言える。

【００２１】高周波入力端子を１，２と二つ持たせたの
は、放送衛星を受信するアンテナと、通信衛星を受信す
るアンテナと、を別個に備える場合に対応させるためで
ある。放送衛星と通信衛星は別個の衛星であるから、そ
れぞれの受信に最適な方位は相違するのが普通であるか
ら、そのような場合には、それぞれに専用のアンテナを
設けることが望まれるわけである。

【００２２】図３を参照する。入力端子１への入力信号
は高周波増幅回路３で増幅し、入力端子２への入力信号
は高周波増幅回路４で増幅する。端子３２へ印加される
選局データと関連して、制御端子３０，３１に印加され
る制御電圧で１つの高周波増幅回路のみを動作させ、入
力端子１に入力される信号と入力端子２に入力される信
号のうちの一方を選択する。

【００２３】高周波増幅回路３と高周波増幅回路４の出
力を、不要波抑圧用の可変同調フィルタ５に接続し、可
変同調フィルタ５には、選局回路１５からの選局電圧が
印加され通過帯域中心周波数を可変する。その後段に
は、増幅利得可変のＲＦ増幅回路７、ミクサ回路８、利
得可変のＩＦ増幅回路９、中間周波数フィルタ１１、利
得可変のＩＦ増幅回路１３を接続し、選局回路１５から
の選局電圧により所望の周波数を発振する局部発振回路
１０の信号を、ミクサ回路８に入力することにより、周
波数変換回路を構成している。

【００２４】選局回路１５は、端子３２に入力される選
局データにより、同調電圧を発生する回路である。ま
た、ＡＧＣ回路１４により、利得可変のＩＦ増幅回路１
３の出力レベルが一定レベルになるように、増幅利得可
変のＲＦ増幅回路７、利得可変のＩＦ増幅回路９、利得
可変のＩＦ増幅回路１３の増幅利得を制御する。

【００２５】利得可変のＩＦ増幅回路１３の出力を、切
り換え回路２２に入力し、切り換え回路２２の出力の一
方をＦＭ復調回路２０に、もう一方をＭＳＫ復調回路２
１に入力し、それぞれの復調出力を出力端子１６と出力
端子１７に接続する。ＦＭ復調回路２０およびＭＳＫ復
調回路２１は、入力されたそれぞれの変調方式の中間周
波数信号を復調し、ベースバンド信号を出力する回路部
である。切り換え回路２２は、端子３２へ印加される選
局データと関連して、端子３５に入力されるデータによ
り、接続する復調回路を選択する。

【００２６】本フロントエンドの構成によれば、２つの
復調回路の入力中心周波数が等しいため、チューナ部を
変調方式によらず共通化できるうえ、２つの変調方式の
信号が異なる伝送路により入力されても、チューナ部の
大部分を共通使用できるため、小型で部品点数が少ない
フロントエンドが得られる。また、高周波入力の切り換
えを内部で行う多機能化を備え、選局回路や復調系制御
回路をフロントエンド内に取り込むことで使い勝手に優
れるフロントエンドが得られる。

【００２７】図４は、本発明の第４の実施例を示すブロ
ック図である。同図において、入力端子１への入力信号
は、高周波増幅回路３で増幅し、入力端子２への入力信
号は高周波増幅回路４で増幅する。端子３２へ印加され
る選局データと関連して、制御端子３０，３１に印加さ
れる制御電圧で、１つの高周波増幅回路のみを動作さ
せ、入力端子１に入力される信号と入力端子２に入力さ
れる信号のうちの、一方を選択する。

【００２８】高周波増幅回路３の出力を、不要波抑圧用
の可変同調フィルタ５に接続し、高周波増幅回路４の出
力を、不要波抑圧用の可変同調フィルタ６に接続し、可
変同調フィルタ５と可変同調フィルタ６には、選局回路
１５からの選局電圧がそれぞれ印加され通過帯域中心周
波数を可変する。このときの可変同調フィルタ５と可変
同調フィルタ６に印加する電圧は、異なる電圧とし、一
方が通過帯域となる電圧の場合、他方は減衰域となる電
圧が選局回路１５から印加される。

【００２９】その後段には、増幅利得可変のＲＦ増幅回
路７、ミクサ回路８、利得可変のＩＦ増幅回路９、中間
周波数フィルタ１１、利得可変のＩＦ増幅回路１３を接
続し、選局回路１５からの選局電圧により、所望の周波
数を発振する局部発振回路１０の信号をミクサ回路８に
入力することにより、ミクサ回路８は周波数変換回路を
構成している。

【００３０】選局回路１５は、端子３２に入力される選
局データにより、同調電圧を発生する回路である。利得
可変のＩＦ増幅回路１３の出力を、切り換え回路２２に
入力し、切り換え回路２２の出力の一方をＦＭ復調回路
２０に、もう一方をＭＳＫ復調回路２１に入力し、それ
ぞれの復調出力を出力端子１６と出力端子１７に接続す
る。ＦＭ復調回路２０およびＭＳＫ復調回路２１は、入
力されたそれぞれの変調方式の中間周波数信号を復調
し、ベースバンド信号を出力する回路部である。切り換
え回路２２は、端子３２へ印加される選局データと関連
して、端子３５に入力されるデータにより、接続する復
調回路を選択する。

【００３１】本フロントエンドの構成によれば、図３に
示した第３の実施例のそれと同様の効果の他、選択した
入力側と選択しない入力側で、同調フィルタの特性を通
過域と減衰域に設定することができるため、不必要な入
力からの信号の漏れ込みを小さくでき、入力端子間のア
イソレーション特性に優れたフロントエンドが得られる
効果もある。

【００３２】図５は、本発明の第５の実施例を示すブロ
ック図であり、図１の第１の実施例に示した不要波抑圧
用の可変同調フィルタ５、増幅利得可変のＲＦ増幅回路
７、ミクサ回路８、利得可変のＩＦ増幅回路９、中間周
波数フィルタ１１、利得可変のＩＦ増幅回路１３、局部
発振回路１０をそれぞれ平衡型回路で構成し、可変同調
フィルタ５以降の回路間接続を平衡型とした実施例であ
る。

【００３３】本フロントエンドの構成によれば、図１の
第１の実施例で説明した効果の他に、平衡回路でチュー
ナを構成するため、局部発振信号の入力側あるいは出力
側への漏洩が小さく、復調回路に用いる電圧制御発振器
の発振信号の、チューナへの漏れ込みを小さくできるた
め、妨害特性などに優れたフロントエンドが得られる。

【００３４】図６は、本発明の第６の実施例を示すブロ
ック図であり、図１の第１の実施例のＡＧＣ回路１４
を、検出回路４０、比較回路４１、増幅回路４２、第１
の比較電圧発生回路４３、第２の比較電圧発生回路４
４、制御端子３６、および切り換え回路４５により構成
したものである。

【００３５】図６において、利得可変のＩＦ増幅回路１
３の出力レベルを検出回路４０で検知し、その出力電圧
を比較回路４１の一方の入力側に入力する。第１の比較
電圧発生回路４３の出力電圧と、第２の比較電圧発生回
路４４の出力電圧と、の間を切り換え（ＳＷ）回路４５
で切り換え、何れか一方を選択し、所望の電圧を比較回
路４１の他方の入力側に入力する。

【００３６】比較回路４１は、両入力電圧の差分電圧を
出力し、増幅回路４２で増幅の後、増幅利得可変のＲＦ
増幅回路７、利得可変のＩＦ増幅回路９、利得可変のＩ
Ｆ増幅回路１３にそれぞれ出力する。第１の比較電圧発
生回路４３の出力電圧と、第２の比較電圧発生回路４４
の出力電圧の、何れを選択するかは、制御端子３６に印
加される制御信号で決める。

【００３７】本フロントエンドの構成によれば、図１の
第１の実施例で述べた効果の他に、第１の復調回路２０
の入力レベルと、第２の復調回路２１の入力レベルの、
最適値が異なる場合でも、ＡＧＣ回路１４の大部分を共
通化できるため、さらに回路の簡略化が達成される。

【００３８】図７は、本発明の第７の実施例を示すブロ
ック図であり、図１の第１の実施例の選局回路１５を、
分周器５１、プログラマブル分周器５２、位相比較器５
３、ローパスフィルタ５４、水晶発振回路５５、プログ
ラマブル分周器５６、選局信号処理回路５７、および制
御端子３２で構成した実施例である。

【００３９】図７において、局部発振回路１０の発振信
号を分周器５１を介し、プログラマブル分周器５２で、
選局信号処理回路５７からの分周比設定信号に従い分周
する。他方、水晶発振回路５５の発振信号を、プログラ
マブル分周器５６で、選局信号処理回路５７からの分周
比設定信号に従い、分周する。そしてプログラマブル分
周器５２からの信号と、プログラマブル分周器５６から
の信号とを、位相比較器５３で比較し、その差の出力を
ローパスフィルタ５４を介して、局部発振回路１０に印
加してその発振周波数を制御する。

【００４０】選局信号処理回路５７は、制御端子３２に
入力される選局データにより、プログラマブル分周器５
２の分周比を定める回路で、さらに、ＦＭ復調回路２０
を動作させる場合と、ＭＳＫ復調回路２１を動作させる
場合で、プログラマブル分周器５６の分周比設定を変え
る機能も持つ。

【００４１】本フロントエンドの構成によれば、図１の
第１の実施例で述べた効果の他に、２つの変調方式の信
号で、局部発振回路に要求される発振特性、例えば、発
振スペクトラム純度、位相雑音、最小周波数ステップ幅
が異なる場合でも、フロントエンドの大部分を共通化で
きるため、回路の簡略化が達成されるという利点があ
る。

【００４２】図８は、本発明の第８の実施例を示すブロ
ック図であり、本実施例は、第１図の実施例の、ＦＭ復
調回路をＰＬＬ方式ＦＭ復調回路とし、ＭＳＫ復調回路
をコスタスループ方式ＭＳＫ復調回路とし、ＰＬＬ方式
ＦＭ復調回路のＰＬＬ回路を、コスタスループ方式ＭＳ
Ｋ復調回路の９０°移相器に兼用したフロントエンド示
したものと言える。

【００４３】図８において、６０は切り換え回路、６１
は位相比較器、６２はループアンプ、６３、６９、７
０、７１はそれぞれローパスフィルタ、６５、６６はそ
れぞれ電圧制御発振器、６７、６８、７２、７３はそれ
ぞれ乗算器、７４、７５はそれぞれ判定回路、７６はク
ロック再生回路、７７はディジタル信号処理回路、であ
る。

【００４４】位相比較器６１、ループアンプ６２、ロー
パスフィルタ６３、電圧制御発振器６５のループによ
り、ＰＬＬ方式ＦＭ復調回路２０が構成され、出力端子
１６からベースバンド信号が出力される。制御端子３５
に入力されるデータにより、ＦＭ復調回路２０を選択す
る場合は、切り換え回路２２、６０で、利得可変のＩＦ
増幅回路１３の出力側（チューナ装置の出力側）と位相
比較器６１の入力側が接続されるように切り換えを行
う。

【００４５】一方、ＭＳＫ復調回路を選択する場合は、
切り換え回路２２で、利得可変のＩＦ増幅回路１３の出
力信号（チューナ装置の出力信号）を乗算器６７、６８
に加えるように切り換えを行い、乗算器６７、６８にお
いて、電圧制御発振器６６、６５の信号とそれぞれ乗算
し、同期検波し、第１のローパスフィルタ６９および第
２のローパスフィルタ７０を用いて高周波成分を除き、
いわゆるＩ、Ｑのベースバンド信号とする。

【００４６】これらの信号は、第１の判定回路７４、第
２の判定回路７５で、１または−１に判定され、ディジ
タル信号処理回路７７を介した後、復調出力端子１７か
ら出力される。先のＩ、Ｑのベースバンド信号は、乗算
器７３で乗算され、クロック再生回路７６と乗算器７２
に出力し、クロック再生回路７６の再生クロック信号と
で乗算した後、ローパスフィルタ７１を介し、電圧制御
発振器６６を制御するとともに、ローパスフィルタ６３
の出力と合成する。

【００４７】また、制御端子３５に入力されるデータ
で、切り換え回路６０は、電圧制御発振器６６の発振信
号を位相比較器６１の一方の入力側に入力するように接
続され、ＭＳＫ復調回路が構成される。

【００４８】本実施例によれば、ＭＳＫ復調回路が構成
されるとき、ＰＬＬ回路（２０）は９０°位相器として
動作し、電圧制御発振器６６と電圧制御発振器６５の信
号間の位相差は、９０°となり、安定な特性を得ること
ができる。

【００４９】図９は、本発明の第９の実施例を示すブロ
ック図で、本実施例は、図１の第１の実施例のＦＭ復調
回路を、ＰＬＬ方式ＦＭ復調回路とし、ＭＳＫ復調回路
をコスタスループ方式ＭＳＫ復調回路としたフロントエ
ンドを示したものであると言える。

【００５０】図９において、６１は位相比較器、６２は
ループアンプ、６３、６９、７０、７１はローパスフィ
ルタ、６５、６６は電圧制御発振器、６７、６８、７
２、７３は乗算器、７４、７５は判定回路、７６はクロ
ック再生回路、７７はディジタル信号処理回路、７８は
９０°位相器である。

【００５１】制御回路８０と制御回路８１は、制御端子
３５に入力される信号により、電圧制御発振器６５、６
６の発振動作をオン、オフさせる。位相比較器６１、ル
ープアンプ６２、ローパスフィルタ６３、電圧制御発振
器６５のループによりＰＬＬ方式ＦＭ復調回路２０が構
成され、制御端子３５に入力される信号により、ＦＭ復
調回路２０を選択する場合は、切り換え回路２２で、利
得可変のＩＦ増幅回路１３と位相比較器６１を接続し、
制御回路８０で電圧制御発振器６５をオンし、制御回路
８１で電圧制御発振器６６をオフし、出力端子１６から
ベースバンド信号が出力される。

【００５２】一方、ＭＳＫ復調回路を選択する場合は、
制御端子３５に入力される信号により、制御回路８１に
より、電圧制御発振器６６をオンさせ、切り換え回路２
２で利得可変のＩＦ増幅回路１３の出力と乗算器６７、
６８を接続し、入力信号を乗算器６７、６８で、電圧制
御発振器６６の信号と９０°位相器７８を介した信号で
それぞれ乗算し、同期検波し、第１のローパスフィルタ
６９および第２のローパスフィルタ７０を用いて高周波
成分を除き、いわゆるＩ、Ｑのベースバンド信号を出力
する。

【００５３】これらの信号は、第１の判定回路７４、第
２の判定回路７５で、１または−１に判定されディジタ
ル信号処理回路７７を介した後、復調出力端子１７から
出力される。先のＩ、Ｑのベースバンド信号は、乗算器
７３で乗算され、クロック再生回路７６と乗算器７２に
出力し、クロック再生回路７６の再生クロック信号とで
乗算した後、ローパスフィルタ７１を介し、電圧制御発
振器６６を制御する。また、制御端子３５に入力される
信号で制御回路８０により、電圧制御発振器６５をオフ
させる。

【００５４】本実施例によれば、それぞれの復調回路に
電圧制御発振器を有していても、選択しない復調回路の
電圧制御発振器をオフさせるため、妨害はない。したが
って、妨害信号によるビートあるいは、誤り率の劣化の
ない安定な特性を得ることができる。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＦＭ変調信号と直交信号変調信号といった２つの異なる
変調方式の信号を受信し復調する受信機の、チューナの
部分を共用化して用いるとともに、２つの復調回路の一
部をも共用化して用いる構成とするため、回路の簡略化
が行なえ、異なる方式の伝送信号に対しても、１つの受
信装置で対応できるため、使い勝手性に優れ、小形で安
価な受信装置を提供できるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

【図３】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。

【図４】本発明の第４の実施例を示すブロック図であ
る。

【図５】本発明の第５の実施例を示すブロック図であ
る。

【図６】本発明の第６の実施例を示すブロック図であ
る。

【図７】本発明の第７の実施例を示すブロック図であ
る。

【図８】本発明の第８の実施例を示すブロック図であ
る。

【図９】本発明の第９の実施例を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

１，２…入力端子、３，４…高周波増幅回路、５，６…
可変同調フィルタ、７…利得可変のＲＦ増幅回路、８…
ミクサ回路、９、１３…利得可変のＩＦ増幅回路、１０
…局部発振回路、１１…中間周波数フィルタ、１４…Ａ
ＧＣ回路、１５…選局回路、２２…切り換え回路、２０
…ＦＭ復調回路（第１の復調回路）、２１…ＭＳＫ復調
回路（第２の復調回路）、１６、１７…出力端子、３
０、３１、３２、３３、３４、３５…制御端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山本 昭夫 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所映像メデイア研究所内 (72)発明者 野田 正樹 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所映像メデイア研究所内

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 チューナ装置を共有する少なくとも２種
   類の復調回路を備えた受信装置において、 入力高周波増幅回路（３）と、該増幅回路の出力を通過
   させる固定あるいは可変の同調フィルタ（５）と、可変
   局部発振回路（１０）と、前記同調フィルタを通過した
   出力と前記可変局部発振回路からの発振出力を入力され
   周波数変換して出力する周波数混合回路（８）と、該混
   合回路からの周波数変換された信号を増幅して出力する
   中間周波増幅回路（９，１３）と、前記中間周波増幅回
   路の段間に配置する中間周波フィルタ（１１）と、チャ
   ンネル選択信号を入力されると選択された当該チャンネ
   ルに対応する同調電圧を発生して前記可変同調フィルタ
   及び可変局部発振回路へ指令する選局回路と、から成る
   チュ−ナ装置と、 前記チューナ装置の出力信号レベルを検出し、それに従
   って該チューナ装置における増幅利得を制御する利得制
   御回路（１４）と、 復調方式を異にする少なくとも２種類の復調回路と、選
   局回路へ入力される前記チャンネル選択信号に依存して
   定まる切り替え指令により、前記チュ−ナ装置の出力を
   前記２種類の復調回路の何れかへ切り替えて入力させる
   切り替え手段と、を具備して成ることを特徴とするチュ
   ーナ装置を共有する少なくとも２種類の復調回路を備え
   た受信装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の受信装置において、前
   記中間周波フィルタは、第１の通過帯域幅を持つ第１の
   帯域通過フィルタと、第２の通過帯域幅を持つ第２の帯
   域通過フィルタと、前記両帯域通過フィルタの何れか一
   方を選択的に有効化する選択切り換え手段と、から成る
   ことを特徴とする受信装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２に記載の受信装置におい
   て、前記入力高周波増幅回路は、第１の入力高周波増幅
   回路と、第２の入力高周波増幅回路と、前記両入力高周
   波増幅回路の何れか一方を選択的に有効化する選択切り
   換え手段と、から成ることを特徴とする受信装置。
4. 【請求項４】 請求項１又は２に記載の受信装置におい
   て、 前記入力高周波増幅回路は、第１の入力高周波増幅回路
   と第２の入力高周波増幅回路により構成し、前記可変の
   同調フィルタは、前記第１の入力高周波増幅回路の出力
   側に接続された第１の可変同調フィルタと前記第２の入
   力高周波増幅回路の出力側に接続された第２の可変同調
   フィルタとにより構成し、 前記第１の入力高周波増幅回路と第２の入力高周波増幅
   回路を選択的に切り換えて用いる切り替え手段を具備
   し、第１の入力高周波増幅回路を選択して用いる場合に
   は、前記選局回路からの出力同調電圧として、第２の可
   変同調フィルタへは、第１の可変同調フィルタへ印加す
   る同調電圧と異なる電圧を印加し、第２の入力高周波増
   幅回路を選択して用いる場合には、前記選局回路からの
   出力同調電圧として、第１の可変同調フィルタへは、第
   ２の可変同調フィルタへ印加する同調電圧と異なる電圧
   を印加する如くしたことを特徴とする受信装置。
5. 【請求項５】 請求項１，２，３又は４に記載の受信装
   置において、前記固定あるいは可変の同調フィルタから
   チューナ装置出力に至るまでの各回路を平衡型の回路で
   構成し、各回路間を平衡接続して成ることを特徴とする
   受信装置。
6. 【請求項６】 請求項１，２，３，４又は５に記載の受
   信装置において、前記利得制御回路は、前記チューナ装
   置の出力レベルを検出する検出回路と、該検出回路から
   の検出信号と第１の基準信号レベル又は第２の基準信号
   レベルを入力され前記検出信号を基準信号レベルと比較
   しその結果によりチューナ装置における利得の制御を行
   う比較制御回路と、前記切り替え手段により前記２種類
   の復調回路のうち、第１の復調回路を選択する場合には
   前記第１の基準信号レベルを、前記第２の復調回路を選
   択する場合には前記第２の基準信号レベルを、前記比較
   制御回路に入力せしめる選択切り替え手段と、から成る
   ことを特徴とする受信装置。
7. 【請求項７】 請求項１乃至６の中の任意の一つに記載
   の受信装置において、 前記選局回路は、基準周波数発振器と、位相比較器と、
   前記局部発振回路からの出力信号を取り込んで直接又は
   分周して前記位相比較器の一方の入力側へ入力させる第
   １の分周器と、前記基準周波数発振器からの出力信号を
   直接又は分周して前記位相比較器の他方の入力側へ入力
   させる第２の分周器と、前記位相比較器の出力をろはし
   て前記局部発振回路の制御電圧端子に印加するローパス
   フィルタと、入力されるチャンネル選択信号に依存して
   前記第１の復調回路を選択する場合と前記第２の復調回
   路を選択する場合とで、前記第１の分周器又は第２の分
   周器の分周比、或いは、前記基準周波数発振器の発振周
   波数を変えてチューナ装置から出力される信号周波数を
   変更する手段と、を含むことを特徴とする受信装置。
8. 【請求項８】 請求項１乃至７の中の任意の一つに記載
   の受信装置において、 前記２種類の復調回路の中の第１の復調回路は、 前記チューナ装置からの出力信号を一方の入力側へ供給
   される位相比較器（６１）と、該位相比較器からの出力
   を入力され増幅して出力するループアンプ（６２）と、
   該アンプからの増幅出力を入力されろはして出力する第
   １のローパスフィルタ（６３）と、該第１のローパスフ
   ィルタの出力を制御電圧として入力され、チューナ装置
   出力周波数に相当する周波数を発生して前記位相比較器
   （６１）の他方の入力側へ供給する第１の電圧制御発振
   器（６５）と、から構成されて前記第１のローパスフィ
   ルタの出力を復調出力とするＰＬＬ回路を用いたＦＭ復
   調回路から成り、 前記２種類の復調回路の中の第２の復調回路は、 チューナ装置出力周波数に相当する周波数を発生する第
   ２の電圧制御発振器（６６）と、前記チューナ装置から
   の出力と前記第２の電圧制御発振器からの出力とを入力
   され両者を乗算して出力する第１の乗算器（６７）と、
   該第１の乗算器の出力を入力されろはして出力する第２
   のローパスフィルタ（６９）と、前記チューナ装置から
   の出力と前記第１の電圧制御発振器（６５）からの出力
   とを入力され両者を乗算して出力する第２の乗算器（６
   ８）と、該第２の乗算器の出力を入力されろはして出力
   する第３のローパスフィルタ（７０）と、からなる同期
   検波回路を用い、前記第２のローパスフィルタ（６９）
   の出力と前記第３のローパスフィルタ（７０）の出力か
   ら復調出力を得る直交信号復調回路から成り、 前記第１の復調回路を選択するときは、前記チューナ装
   置からの出力を、前記第１の復調回路における前記位相
   比較器（６１）の一方の入力側へ供給し、前記第２の復
   調回路を選択するときは、前記チューナ装置からの出力
   を、前記第２の復調回路における前記第１及び第２の乗
   算器（６７，６８）側へ供給するよう接続を切り替える
   第１の切り替え手段（２２）と、 前記第２の復調回路を選択するときは、前記第１の復調
   回路における前記位相比較器（６１）の一方の入力側
   を、前記チューナ装置からの出力を入力するのでなく、
   前記第２の電圧制御発振器（６６）の出力を入力するよ
   うに接続を切り替える第２の切り替え手段（６０）と、 を更に具備したことを特徴とする受信装置。
9. 【請求項９】 請求項１乃至７の中の任意の一つに記載
   の受信装置において、 前記２種類の復調回路の中の第１の復調回路は、 前記チューナ装置からの出力信号を一方の入力側へ供給
   される位相比較器（６１）と、該位相比較器からの出力
   を入力され増幅して出力するループアンプ（６２）と、
   該アンプからの増幅出力を入力されろはして出力する第
   １のローパスフィルタ（６３）と、該第１のローパスフ
   ィルタの出力を制御電圧として入力され、チューナ装置
   出力周波数に相当する周波数を発生して前記位相比較器
   （６１）の他方の入力側へ供給する第１の電圧制御発振
   器（６５）と、から構成されて前記第１のローパスフィ
   ルタの出力を復調出力とするＰＬＬ回路を用いたＦＭ復
   調回路から成り、 前記２種類の復調回路の中の第２の復調回路は、 チューナ装置出力周波数に相当する周波数を発生する第
   ２の電圧制御発振器（６６）と、９０°移相器（７８）
   と、前記チューナ装置からの出力と前記第２の電圧制御
   発振器からの出力とを入力され両者を乗算して出力する
   第１の乗算器（６７）と、該第１の乗算器の出力を入力
   されろはして出力する第２のローパスフィルタ（６９）
   と、前記チューナ装置からの出力と前記第２の電圧制御
   発振器（６６）から前記９０°移相器（７８）を介して
   得られる出力とを入力され両者を乗算して出力する第２
   の乗算器（６８）と、該第２の乗算器の出力を入力され
   ろはして出力する第３のローパスフィルタ（７０）と、
   からなる同期検波回路を用い、前記第２のローパスフィ
   ルタ（６９）の出力と前記第３のローパスフィルタ（７
   ０）の出力から復調出力を得る直交信号復調回路から成
   り、 前記第１の復調回路を選択するときは、前記チューナ装
   置からの出力を、前記第１の復調回路における前記位相
   比較器（６１）の一方の入力側へ供給し、前記第２の復
   調回路を選択するときは、前記チューナ装置からの出力
   を、前記第２の復調回路における前記第１及び第２の乗
   算器（６７，６８）側へ供給するよう接続を切り替える
   第１の切り替え手段（２２）と、 前記第１の復調回路を選択するときは、前記第１の電圧
   制御発振器（６５）をオンさせ、選択しないときはオフ
   させる第１の制御手段（８０）と、 前記第２の復調回路を選択するときは、前記第２の電圧
   制御発振器（６６）をオンさせ、選択しないときはオフ
   させる第２の制御手段（８１）と、 を更に具備したことを特徴とする受信装置。