JPH11112462A - デジタル放送の受信機 - Google Patents
デジタル放送の受信機Info
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- JPH11112462A JPH11112462A JP10067547A JP6754798A JPH11112462A JP H11112462 A JPH11112462 A JP H11112462A JP 10067547 A JP10067547 A JP 10067547A JP 6754798 A JP6754798 A JP 6754798A JP H11112462 A JPH11112462 A JP H11112462A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
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- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＶＨＦ帯およびＬバンドのＤＡＢを受信でき
る受信機において、その構成を簡略化する。 【解決手段】 局部発振信号Ｓ51を形成する局部発振回
路５１と、局部発振信号Ｓ51を１／２分周して局部発振
信号Ｓ52を形成する分周回路５２とを設ける。Ｌバンド
の受信信号を、局部発振信号Ｓ51により中間周波信号Ｓ
35にダウンコンバートする。ＶＨＦ帯の受信信号を、局
部発振信号Ｓ52により中間周波信号Ｓ15にアップコンバ
ートする。Ｌバンドの受信時には、中間周波信号Ｓ35を
局部発振信号Ｓ19により中間周波信号Ｓ18に周波数変換
する。ＶＨＦ帯の受信時には、中間周波信号Ｓ15を局部
発振信号Ｓ19により中間周波信号Ｓ18に周波数変換す
る。中間周波信号Ｓ18に対して、Ａ／Ｄ変換と、Ｉ成分
およびＱ成分の分離とを行ってＩ成分およびＱ成分のデ
ジタル信号を得、これらデジタル信号からもとのデジタ
ルデータを得る。
る受信機において、その構成を簡略化する。 【解決手段】 局部発振信号Ｓ51を形成する局部発振回
路５１と、局部発振信号Ｓ51を１／２分周して局部発振
信号Ｓ52を形成する分周回路５２とを設ける。Ｌバンド
の受信信号を、局部発振信号Ｓ51により中間周波信号Ｓ
35にダウンコンバートする。ＶＨＦ帯の受信信号を、局
部発振信号Ｓ52により中間周波信号Ｓ15にアップコンバ
ートする。Ｌバンドの受信時には、中間周波信号Ｓ35を
局部発振信号Ｓ19により中間周波信号Ｓ18に周波数変換
する。ＶＨＦ帯の受信時には、中間周波信号Ｓ15を局部
発振信号Ｓ19により中間周波信号Ｓ18に周波数変換す
る。中間周波信号Ｓ18に対して、Ａ／Ｄ変換と、Ｉ成分
およびＱ成分の分離とを行ってＩ成分およびＱ成分のデ
ジタル信号を得、これらデジタル信号からもとのデジタ
ルデータを得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、デジタルオーデ
ィオ放送の受信機に関する。
ィオ放送の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】位相変調を用いたデジタル通信として、
ＤＡＢ（デジタルオーディオ放送）がある。このＤＡＢ
は、ヨーロッパでは、ＥＵＲＥＫＡ１４７の規格にした
がって実施されているが、その送信側における信号処理
は次のとおりである。
ＤＡＢ（デジタルオーディオ放送）がある。このＤＡＢ
は、ヨーロッパでは、ＥＵＲＥＫＡ１４７の規格にした
がって実施されているが、その送信側における信号処理
は次のとおりである。
【０００３】(1) 最大で64チャンネルのデジタルオーデ
ィオデータを、チャンネルごとにＭＰＥＧオーディオの
レイヤIIによりデータ圧縮する。 (2) (1) 項の結果の各チャンネルのデータに、畳み込み
符号化および時間軸のインターリーブにより誤り訂正用
のエンコード処理を行う。 (3) (2) 項の結果を１つのチャンネルに多重化する。こ
のとき、ＰＡＤなどの補助的なデータも付加する。 (4) (3) 項の結果を、周波数軸でインターリーブ処理す
るとともに、同期用のシンボルを付加する。 (5) (4) の結果をＯＦＤＭ処理（直交周波数分割多重処
理）し、さらにＤ／Ａ変換する。 (6) (5) 項の結果によりメインキャリア信号をＱＰＳＫ
変調（直交変調）し、このＱＰＳＫ信号を送信する。
ィオデータを、チャンネルごとにＭＰＥＧオーディオの
レイヤIIによりデータ圧縮する。 (2) (1) 項の結果の各チャンネルのデータに、畳み込み
符号化および時間軸のインターリーブにより誤り訂正用
のエンコード処理を行う。 (3) (2) 項の結果を１つのチャンネルに多重化する。こ
のとき、ＰＡＤなどの補助的なデータも付加する。 (4) (3) 項の結果を、周波数軸でインターリーブ処理す
るとともに、同期用のシンボルを付加する。 (5) (4) の結果をＯＦＤＭ処理（直交周波数分割多重処
理）し、さらにＤ／Ａ変換する。 (6) (5) 項の結果によりメインキャリア信号をＱＰＳＫ
変調（直交変調）し、このＱＰＳＫ信号を送信する。
【０００４】そして、このＤＡＢは、ＶＨＦ帯（174.92
8 〜239.2 ＭHzの周波数帯）と、Ｌバンド（1452.96 〜
1490.624ＭHzの周波数帯）とを使用して放送されてい
る。
8 〜239.2 ＭHzの周波数帯）と、Ｌバンド（1452.96 〜
1490.624ＭHzの周波数帯）とを使用して放送されてい
る。
【０００５】したがって、ＶＨＦ帯およびＬバンドのＤ
ＡＢを受信できる受信機は、例えば図５に示すように構
成されている。
ＡＢを受信できる受信機は、例えば図５に示すように構
成されている。
【０００６】すなわち、図５において、ＶＨＦ帯のＤＡ
Ｂの受信時には、その放送波信号がアンテナ１１により
受信され、この受信信号が、同調回路１２→高周波アン
プ１３→同調回路１４の信号ラインを通じてミキサ回路
１５に供給されるとともに、局部発振回路１６からミキ
サ回路１５に局部発振信号Ｓ16が供給される。
Ｂの受信時には、その放送波信号がアンテナ１１により
受信され、この受信信号が、同調回路１２→高周波アン
プ１３→同調回路１４の信号ラインを通じてミキサ回路
１５に供給されるとともに、局部発振回路１６からミキ
サ回路１５に局部発振信号Ｓ16が供給される。
【０００７】この場合、同調回路１２、１４の同調周波
数は、リスナの同調操作にしたがって、174.928 〜239.
2 ＭHzの周波数範囲を変化するものである。また、局部
発振信号Ｓ16の周波数ｆ16も、同調回路１２、１４の同
調周波数に連動して、136.016 〜200.288 ＭHzの周波数
範囲を変化するものである。
数は、リスナの同調操作にしたがって、174.928 〜239.
2 ＭHzの周波数範囲を変化するものである。また、局部
発振信号Ｓ16の周波数ｆ16も、同調回路１２、１４の同
調周波数に連動して、136.016 〜200.288 ＭHzの周波数
範囲を変化するものである。
【０００８】こうして、ミキサ回路１５において、ＶＨ
Ｆ帯の放送波信号のうち、受信を希望する放送波信号Ｓ
12（周波数ｆ12）が、ダウンコンバージョンにより周波
数ｆ15 ｆ15＝ｆ12−ｆ16 ＝（174.928 〜239.2 ＭHz）−（136.016 〜200.288 ＭHz） ＝38.912ＭHz の中間周波信号Ｓ15に周波数変換される。
Ｆ帯の放送波信号のうち、受信を希望する放送波信号Ｓ
12（周波数ｆ12）が、ダウンコンバージョンにより周波
数ｆ15 ｆ15＝ｆ12−ｆ16 ＝（174.928 〜239.2 ＭHz）−（136.016 〜200.288 ＭHz） ＝38.912ＭHz の中間周波信号Ｓ15に周波数変換される。
【０００９】そして、この中間周波信号Ｓ15が、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７を通じてミキサ
回路１８に供給されるとともに、局部発振回路１９にお
いて、所定の周波数ｆ19（＝36.864ＭHz）の局部発振信
号Ｓ19が形成され、この局部発振信号Ｓ19がミキサ回路
１８に供給される。
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７を通じてミキサ
回路１８に供給されるとともに、局部発振回路１９にお
いて、所定の周波数ｆ19（＝36.864ＭHz）の局部発振信
号Ｓ19が形成され、この局部発振信号Ｓ19がミキサ回路
１８に供給される。
【００１０】こうして、ミキサ回路１８において、中間
周波信号Ｓ15は、ダウンコンバージョンにより周波数ｆ
18 f18＝ｆ15−ｆ19 ＝38.912ＭHz−36.864ＭHz ＝2.048 ＭHz の中間周波信号Ｓ18に周波数変換される。
周波信号Ｓ15は、ダウンコンバージョンにより周波数ｆ
18 f18＝ｆ15−ｆ19 ＝38.912ＭHz−36.864ＭHz ＝2.048 ＭHz の中間周波信号Ｓ18に周波数変換される。
【００１１】そして、この中間周波信号Ｓ18が、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ２１および中間周波
増幅用のアンプ２２を通じてＡ／Ｄコンバータ回路２３
に供給されてデジタル中間周波信号にＡ／Ｄ変換され、
この信号が直交復調回路２４に供給されてＩ成分のデー
タおよびＱ成分のデータがデジタル復調される。
波フィルタ用のバンドパスフィルタ２１および中間周波
増幅用のアンプ２２を通じてＡ／Ｄコンバータ回路２３
に供給されてデジタル中間周波信号にＡ／Ｄ変換され、
この信号が直交復調回路２４に供給されてＩ成分のデー
タおよびＱ成分のデータがデジタル復調される。
【００１２】さらに、これらデータがＦＦＴ回路２５に
供給されてＯＦＤＭ復調され、そのＯＦＤＭ復調された
データがビタビデコーダ回路２６に供給されてデインタ
ーリーブおよびエラー訂正が行われるとともに、番組
（チャンネル）の選択が行われて目的とする番組のデジ
タルオーディオデータが選択される。
供給されてＯＦＤＭ復調され、そのＯＦＤＭ復調された
データがビタビデコーダ回路２６に供給されてデインタ
ーリーブおよびエラー訂正が行われるとともに、番組
（チャンネル）の選択が行われて目的とする番組のデジ
タルオーディオデータが選択される。
【００１３】続いて、この選択されたデータがデータ伸
長回路２７に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、
データ伸長回路２７からは、目的とする番組のデジタル
オーディオデータがもとのデータ長のデータに伸長され
て取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路２８に供給されてアナログ
オーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子２９
に取り出される。
長回路２７に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、
データ伸長回路２７からは、目的とする番組のデジタル
オーディオデータがもとのデータ長のデータに伸長され
て取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路２８に供給されてアナログ
オーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子２９
に取り出される。
【００１４】一方、ＬバンドのＤＡＢの受信時には、そ
の放送波信号Ｓ32がアンテナ３１により受信され、この
受信信号Ｓ32が、バンドパスフィルタ３２→高周波アン
プ３３→バンドパスフィルタ３４の信号ラインを通じて
ミキサ回路３５に供給されるとともに、局部発振回路３
６からミキサ回路３５に所定の周波数ｆ36の局部発振信
号Ｓ36が供給される。
の放送波信号Ｓ32がアンテナ３１により受信され、この
受信信号Ｓ32が、バンドパスフィルタ３２→高周波アン
プ３３→バンドパスフィルタ３４の信号ラインを通じて
ミキサ回路３５に供給されるとともに、局部発振回路３
６からミキサ回路３５に所定の周波数ｆ36の局部発振信
号Ｓ36が供給される。
【００１５】この場合、バンドパスフィルタ３２、３４
は、Ｌバンドの周波数範囲1452.96〜1490.624ＭHzを通
過帯域とするものである。また、局部発振信号Ｓ36の周
波数ｆ36は、受信周波数にかかわらず1251.424ＭHzとさ
れている。
は、Ｌバンドの周波数範囲1452.96〜1490.624ＭHzを通
過帯域とするものである。また、局部発振信号Ｓ36の周
波数ｆ36は、受信周波数にかかわらず1251.424ＭHzとさ
れている。
【００１６】こうして、ミキサ回路３５において、Ｌバ
ンドの放送波信号Ｓ32は、ダウンコンバージョンにより
周波数ｆ35 ｆ35＝ｆ32−ｆ36 ＝（1452.96 〜1490.624ＭHz）−1251.424ＭHz ＝201.536 〜239.2 ＭHz の中間周波信号Ｓ35に周波数変換される。
ンドの放送波信号Ｓ32は、ダウンコンバージョンにより
周波数ｆ35 ｆ35＝ｆ32−ｆ36 ＝（1452.96 〜1490.624ＭHz）−1251.424ＭHz ＝201.536 〜239.2 ＭHz の中間周波信号Ｓ35に周波数変換される。
【００１７】そして、この中間周波信号Ｓ35が、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ３７および中間周波
増幅用のアンプ３８を通じて同調回路１４に供給され
る。この場合、同調回路１４の同調周波数ｆ14は、Ｌバ
ンドの放送波信号のうち、受信を希望する放送波信号の
周波数に対応して変更されるものであり、また、局部発
振回路１６の発振周波数ｆ16は、同調回路１４の同調周
波数ｆ14に対応して、162.624 〜200.288 ＭHzの周波数
範囲を変化するものである。
波フィルタ用のバンドパスフィルタ３７および中間周波
増幅用のアンプ３８を通じて同調回路１４に供給され
る。この場合、同調回路１４の同調周波数ｆ14は、Ｌバ
ンドの放送波信号のうち、受信を希望する放送波信号の
周波数に対応して変更されるものであり、また、局部発
振回路１６の発振周波数ｆ16は、同調回路１４の同調周
波数ｆ14に対応して、162.624 〜200.288 ＭHzの周波数
範囲を変化するものである。
【００１８】したがって、ミキサ回路１５において、受
信を希望する放送波信号の中間周波信号Ｓ14が、ダウン
コンバージョンにより周波数ｆ15 ｆ15＝ｆ14−ｆ16 ＝（201.536 〜239.2 ＭHz）−（162.624 〜200.288 ＭHz） ＝38.912ＭHz の中間周波信号Ｓ15に周波数変換される。
信を希望する放送波信号の中間周波信号Ｓ14が、ダウン
コンバージョンにより周波数ｆ15 ｆ15＝ｆ14−ｆ16 ＝（201.536 〜239.2 ＭHz）−（162.624 〜200.288 ＭHz） ＝38.912ＭHz の中間周波信号Ｓ15に周波数変換される。
【００１９】そして、この中間周波信号Ｓ15が、以降の
回路において上記のように処理されるので、Ｌバンドの
ＤＡＢによるオーディオ信号が端子２９に取り出され
る。
回路において上記のように処理されるので、Ｌバンドの
ＤＡＢによるオーディオ信号が端子２９に取り出され
る。
【００２０】以上が、ＶＨＦ帯およびＬバンドのＤＡＢ
を受信できる受信機のアウトラインである。
を受信できる受信機のアウトラインである。
【００２１】図６は、局部発振回路１６、１９、３６の
具体例を示すもので、これはＰＬＬにより構成され、さ
らに、この例においては、ＰＬＬの可変分周回路がパル
ススワロータイプのカウンタにより構成されている場合
である。
具体例を示すもので、これはＰＬＬにより構成され、さ
らに、この例においては、ＰＬＬの可変分周回路がパル
ススワロータイプのカウンタにより構成されている場合
である。
【００２２】すなわち、パルススワロータイプのカウン
タ４２が、プリスケーラ４２Ｐと、メインカウンタ４２
Ｍと、スワローカウンタ４２Ｓとにより構成される。そ
して、ＶＣＯ４１の発振信号が、プリスケーラ４２Ｐお
よびメインカウンタ４２Ｍにより所定の周波数に分周さ
れてから位相比較回路４３に供給される。また、形成回
路４４から基準周波数の信号が比較回路４３に供給され
る。そして、比較回路４３の比較出力が、ループフィル
タ４５を通じてＶＣＯ４１にその制御信号として供給さ
れる。
タ４２が、プリスケーラ４２Ｐと、メインカウンタ４２
Ｍと、スワローカウンタ４２Ｓとにより構成される。そ
して、ＶＣＯ４１の発振信号が、プリスケーラ４２Ｐお
よびメインカウンタ４２Ｍにより所定の周波数に分周さ
れてから位相比較回路４３に供給される。また、形成回
路４４から基準周波数の信号が比較回路４３に供給され
る。そして、比較回路４３の比較出力が、ループフィル
タ４５を通じてＶＣＯ４１にその制御信号として供給さ
れる。
【００２３】さらに、このＰＬＬが、局部発振回路１６
として使用されるときには、メインカウンタ４２Ｍの分
周比が受信周波数に対応して変更され、局部発振回路１
９、３６として使用されるときには、メインカウンタ４
２Ｍの分周比は固定される。そして、ＶＣＯ４１の発振
信号が、ミキサ回路１５、１８あるいは３５に局部発振
信号Ｓ16、Ｓ19あるいはＳ36として供給される。
として使用されるときには、メインカウンタ４２Ｍの分
周比が受信周波数に対応して変更され、局部発振回路１
９、３６として使用されるときには、メインカウンタ４
２Ｍの分周比は固定される。そして、ＶＣＯ４１の発振
信号が、ミキサ回路１５、１８あるいは３５に局部発振
信号Ｓ16、Ｓ19あるいはＳ36として供給される。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】ＶＨＦ帯およびＬバン
ドのＤＡＢを受信できる受信機は、上述のように構成す
ることができるが、上述の受信機においては、局部発振
回路１６、１９、３６として例えば図６に示すようなＰ
ＬＬを３個必要になるので、回路規模が大きくなり、そ
の結果、受信機の小型化の障害となってしまう。また、
同様の理由により、消費電力が大きくなってしまう。
ドのＤＡＢを受信できる受信機は、上述のように構成す
ることができるが、上述の受信機においては、局部発振
回路１６、１９、３６として例えば図６に示すようなＰ
ＬＬを３個必要になるので、回路規模が大きくなり、そ
の結果、受信機の小型化の障害となってしまう。また、
同様の理由により、消費電力が大きくなってしまう。
【００２５】さらに、図７に示すように、ＶＨＦ帯で
は、受信信号Ｓ12の周波数範囲は174.928 〜239.2 ＭHz
であり、局部発振信号Ｓ16の周波数範囲は136.016 〜20
0.288ＭHzである。そして、この局部発振信号Ｓ16によ
り受信信号Ｓ12を第１中間周波信号Ｓ15にダウンコンバ
ートしているので、そのイメージ周波数ｆimg は97.104
〜161.376 ＭHzとなり、イメージ周波数ｆimg が受信信
号Ｓ12の周波数帯に近接してしまう。したがって、同調
回路１２、１４のＱを十分に高くしてイメージ周波数ｆ
img に対して十分な減衰特性を得ないと、イメージ妨害
除去特性が悪くなってしまう。
は、受信信号Ｓ12の周波数範囲は174.928 〜239.2 ＭHz
であり、局部発振信号Ｓ16の周波数範囲は136.016 〜20
0.288ＭHzである。そして、この局部発振信号Ｓ16によ
り受信信号Ｓ12を第１中間周波信号Ｓ15にダウンコンバ
ートしているので、そのイメージ周波数ｆimg は97.104
〜161.376 ＭHzとなり、イメージ周波数ｆimg が受信信
号Ｓ12の周波数帯に近接してしまう。したがって、同調
回路１２、１４のＱを十分に高くしてイメージ周波数ｆ
img に対して十分な減衰特性を得ないと、イメージ妨害
除去特性が悪くなってしまう。
【００２６】しかし、そのためには、同調回路１２、１
４を構成するコイルおよび可変容量ダイオードとしてＱ
の高いものが必要となり、あるいは同調回路１２、１４
を多段構成としたり、複同調回路などに構成する必要が
ある。したがって、やはり受信機の小型化の障害となる
とともに、コストの上昇を招いてしまう。
４を構成するコイルおよび可変容量ダイオードとしてＱ
の高いものが必要となり、あるいは同調回路１２、１４
を多段構成としたり、複同調回路などに構成する必要が
ある。したがって、やはり受信機の小型化の障害となる
とともに、コストの上昇を招いてしまう。
【００２７】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。
ようとするものである。
【００２８】
【課題を解決するための手段】このため、請求項１の発
明においては、ＬバンドおよびＶＨＦ帯のデジタル放送
を受信する受信機において、第１の局部発振信号を形成
する第１の局部発振回路と、上記第１の局部発振信号を
１／２分周して第２の局部発振信号を形成する分周回路
と、上記Ｌバンドの受信信号を上記第１の局部発振信号
により第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキ
サ回路と、上記ＶＨＦ帯の受信信号を上記第２の局部発
振信号により第２の中間周波信号に周波数変換する第２
のミキサ回路と、第３の局部発振信号を形成する第２の
局部発振回路と、第３のミキサ回路とを有し、上記第１
の局部発振信号の周波数は上記Ｌバンドの受信信号の周
波数よりも低くされて上記第１のミキサ回路においてダ
ウンコンバージョンにより上記Ｌバンドの受信信号が上
記第１の中間周波信号に周波数変換され、上記第２の局
部発振信号の周波数は上記ＶＨＦ帯の受信信号の周波数
よりも高くされて上記第２のミキサ回路においてアップ
コンバージョンにより上記ＶＨＦ帯の受信信号が上記第
１の中間周波信号に等しい周波数の上記第２の中間周波
信号に周波数変換され、上記第３のミキサ回路には、上
記Ｌバンドの受信時、上記第１のミキサ回路からの上記
第１の中間周波信号が供給され、上記ＶＨＦ帯の受信
時、上記第２のミキサ回路からの上記第２の中間周波信
号が供給され、その供給された中間周波信号が上記第３
のミキサ回路において上記第３の局部発振信号により第
３の中間周波信号に周波数変換され、この第３の中間周
波信号に対して、Ａ／Ｄ変換と、Ｉ成分およびＱ成分の
分離とが行われてＩ成分およびＱ成分のデジタル信号が
形成され、これらＩ成分およびＱ成分のデジタル信号か
らもとのデジタルデータが取り出されるようにしたデジ
タル放送の受信機とするものである。したがって、第１
局部発振回路の発振信号を使用してＬバンドおよびＶＨ
Ｆ帯の受信信号から第１中間周波信号への周波数変換が
行われる。
明においては、ＬバンドおよびＶＨＦ帯のデジタル放送
を受信する受信機において、第１の局部発振信号を形成
する第１の局部発振回路と、上記第１の局部発振信号を
１／２分周して第２の局部発振信号を形成する分周回路
と、上記Ｌバンドの受信信号を上記第１の局部発振信号
により第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキ
サ回路と、上記ＶＨＦ帯の受信信号を上記第２の局部発
振信号により第２の中間周波信号に周波数変換する第２
のミキサ回路と、第３の局部発振信号を形成する第２の
局部発振回路と、第３のミキサ回路とを有し、上記第１
の局部発振信号の周波数は上記Ｌバンドの受信信号の周
波数よりも低くされて上記第１のミキサ回路においてダ
ウンコンバージョンにより上記Ｌバンドの受信信号が上
記第１の中間周波信号に周波数変換され、上記第２の局
部発振信号の周波数は上記ＶＨＦ帯の受信信号の周波数
よりも高くされて上記第２のミキサ回路においてアップ
コンバージョンにより上記ＶＨＦ帯の受信信号が上記第
１の中間周波信号に等しい周波数の上記第２の中間周波
信号に周波数変換され、上記第３のミキサ回路には、上
記Ｌバンドの受信時、上記第１のミキサ回路からの上記
第１の中間周波信号が供給され、上記ＶＨＦ帯の受信
時、上記第２のミキサ回路からの上記第２の中間周波信
号が供給され、その供給された中間周波信号が上記第３
のミキサ回路において上記第３の局部発振信号により第
３の中間周波信号に周波数変換され、この第３の中間周
波信号に対して、Ａ／Ｄ変換と、Ｉ成分およびＱ成分の
分離とが行われてＩ成分およびＱ成分のデジタル信号が
形成され、これらＩ成分およびＱ成分のデジタル信号か
らもとのデジタルデータが取り出されるようにしたデジ
タル放送の受信機とするものである。したがって、第１
局部発振回路の発振信号を使用してＬバンドおよびＶＨ
Ｆ帯の受信信号から第１中間周波信号への周波数変換が
行われる。
【００２９】
【発明の実施の形態】図１において、ＶＨＦ帯のＤＡＢ
の受信時には、その放送波信号がアンテナ１１により受
信され、この受信信号が、同調回路１２→高周波アンプ
１３→同調回路１４の信号ラインを通じて第１ミキサ回
路１５に供給されるとともに、第１局部発振回路５１の
発振信号Ｓ51が分周回路５２に供給されて１／２の周波
数の信号Ｓ52に分周され、この分周信号Ｓ52がミキサ回
路１５に第１局部発振信号として供給される。
の受信時には、その放送波信号がアンテナ１１により受
信され、この受信信号が、同調回路１２→高周波アンプ
１３→同調回路１４の信号ラインを通じて第１ミキサ回
路１５に供給されるとともに、第１局部発振回路５１の
発振信号Ｓ51が分周回路５２に供給されて１／２の周波
数の信号Ｓ52に分周され、この分周信号Ｓ52がミキサ回
路１５に第１局部発振信号として供給される。
【００３０】この場合、同調回路１２、１４の同調周波
数は、リスナの同調操作にしたがって、174.928 〜239.
2 ＭHzの周波数範囲を変化するものである。また、発振
信号Ｓ51の周波数ｆ51も、同調回路１２、１４の同調周
波数に連動して、1024.672〜1153.216ＭHzの周波数範囲
を変化するものであり、この結果、分周信号Ｓ52の周波
数ｆ52も同調回路１２、１４の同調周波数に連動して、
512.336 〜576.608 ＭHzの周波数範囲を変化するもので
ある。
数は、リスナの同調操作にしたがって、174.928 〜239.
2 ＭHzの周波数範囲を変化するものである。また、発振
信号Ｓ51の周波数ｆ51も、同調回路１２、１４の同調周
波数に連動して、1024.672〜1153.216ＭHzの周波数範囲
を変化するものであり、この結果、分周信号Ｓ52の周波
数ｆ52も同調回路１２、１４の同調周波数に連動して、
512.336 〜576.608 ＭHzの周波数範囲を変化するもので
ある。
【００３１】したがって、ミキサ回路１５において、Ｖ
ＨＦ帯の放送波信号のうち、受信を希望する放送波信号
Ｓ12（周波数ｆ12）が、アップコンバージョンにより周
波数ｆ15 ｆ15＝ｆ52−ｆ12 ＝（512.336 〜576.608 ＭHz）−（174.928 〜239.2 ＭHz） ＝337.408 ＭHz の第１中間周波信号Ｓ15に周波数変換される。
ＨＦ帯の放送波信号のうち、受信を希望する放送波信号
Ｓ12（周波数ｆ12）が、アップコンバージョンにより周
波数ｆ15 ｆ15＝ｆ52−ｆ12 ＝（512.336 〜576.608 ＭHz）−（174.928 〜239.2 ＭHz） ＝337.408 ＭHz の第１中間周波信号Ｓ15に周波数変換される。
【００３２】そして、この第１中間周波信号Ｓ15が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７を通じて第
２ミキサ回路１８に供給されるとともに、第２局部発振
回路１９において、所定の周波数ｆ19（＝335.36ＭHz）
の第２局部発振信号Ｓ19が形成され、この局部発振信号
Ｓ19がミキサ回路１８に供給される。
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７を通じて第
２ミキサ回路１８に供給されるとともに、第２局部発振
回路１９において、所定の周波数ｆ19（＝335.36ＭHz）
の第２局部発振信号Ｓ19が形成され、この局部発振信号
Ｓ19がミキサ回路１８に供給される。
【００３３】こうして、ミキサ回路１８において、中間
周波信号Ｓ15は、ダウンコンバージョンにより周波数ｆ
18 ｆ18＝ｆ15−ｆ19 ＝337.408 ＭHz−335.36ＭHz ＝2.048 ＭHz の第２中間周波信号Ｓ18に周波数変換される。
周波信号Ｓ15は、ダウンコンバージョンにより周波数ｆ
18 ｆ18＝ｆ15−ｆ19 ＝337.408 ＭHz−335.36ＭHz ＝2.048 ＭHz の第２中間周波信号Ｓ18に周波数変換される。
【００３４】そして、この第２中間周波信号Ｓ18が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ２１および中間
周波増幅用のアンプ２２を通じてＡ／Ｄコンバータ回路
２３に供給されてデジタル中間周波信号にＡ／Ｄ変換さ
れ、この信号が直交復調回路２４に供給されてＩ成分の
データおよびＱ成分のデータがデジタル復調される。
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ２１および中間
周波増幅用のアンプ２２を通じてＡ／Ｄコンバータ回路
２３に供給されてデジタル中間周波信号にＡ／Ｄ変換さ
れ、この信号が直交復調回路２４に供給されてＩ成分の
データおよびＱ成分のデータがデジタル復調される。
【００３５】さらに、これらデータがＦＦＴ回路２５に
供給されてＯＦＤＭ復調され、そのＯＦＤＭ復調された
データがビタビデコーダ回路２６に供給されてデインタ
ーリーブおよびエラー訂正が行われるとともに、番組
（チャンネル）の選択が行われて目的とする番組のデジ
タルオーディオデータが選択される。
供給されてＯＦＤＭ復調され、そのＯＦＤＭ復調された
データがビタビデコーダ回路２６に供給されてデインタ
ーリーブおよびエラー訂正が行われるとともに、番組
（チャンネル）の選択が行われて目的とする番組のデジ
タルオーディオデータが選択される。
【００３６】続いて、この選択されたデータがデータ伸
長回路２７に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、
データ伸長回路２７からは、目的とする番組のデジタル
オーディオデータがもとのデータ長のデータに伸長され
て取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路２８に供給されてアナログ
オーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子２９
に取り出される。
長回路２７に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、
データ伸長回路２７からは、目的とする番組のデジタル
オーディオデータがもとのデータ長のデータに伸長され
て取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデ
ータがＤ／Ａコンバータ回路２８に供給されてアナログ
オーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子２９
に取り出される。
【００３７】一方、ＬバンドのＤＡＢの受信時には、そ
の放送波信号Ｓ32がアンテナ３１により受信され、この
受信信号Ｓ32が、バンドパスフィルタ３２→高周波アン
プ３３→バンドパスフィルタ３４の信号ラインを通じて
第１ミキサ回路３５に供給されるとともに、第１局部発
振回路５１からの発振信号Ｓ51がミキサ回路３５に第１
局部発振信号として供給される。
の放送波信号Ｓ32がアンテナ３１により受信され、この
受信信号Ｓ32が、バンドパスフィルタ３２→高周波アン
プ３３→バンドパスフィルタ３４の信号ラインを通じて
第１ミキサ回路３５に供給されるとともに、第１局部発
振回路５１からの発振信号Ｓ51がミキサ回路３５に第１
局部発振信号として供給される。
【００３８】この場合、バンドパスフィルタ３２、３４
は、Ｌバンドの周波数範囲1452.96〜1490.624ＭHzを通
過帯域とするものである。また、局部発振信号Ｓ51の周
波数ｆ51は、リスナの同調操作にしたがって、1115.552
〜1153.216ＭHzの周波数範囲を変化するものである。
は、Ｌバンドの周波数範囲1452.96〜1490.624ＭHzを通
過帯域とするものである。また、局部発振信号Ｓ51の周
波数ｆ51は、リスナの同調操作にしたがって、1115.552
〜1153.216ＭHzの周波数範囲を変化するものである。
【００３９】したがって、ミキサ回路３５において、Ｌ
バンドの放送波信号Ｓ32のうち、受信を希望する放送波
信号が、ダウンコンバージョンにより周波数ｆ35 ｆ35＝ｆ32−ｆ51 ＝（1452.96 〜1490.624ＭHz）−（1115.552〜1153.216ＭHz） ＝337.408 ＭHz ＝ｆ１５ の第１中間周波信号Ｓ３５に周波数変換される。
バンドの放送波信号Ｓ32のうち、受信を希望する放送波
信号が、ダウンコンバージョンにより周波数ｆ35 ｆ35＝ｆ32−ｆ51 ＝（1452.96 〜1490.624ＭHz）−（1115.552〜1153.216ＭHz） ＝337.408 ＭHz ＝ｆ１５ の第１中間周波信号Ｓ３５に周波数変換される。
【００４０】そして、この第１中間周波信号Ｓ35は、Ｖ
ＨＦ帯のＤＡＢを受信したときの第１中間周波信号Ｓ15
と等価であるから、バンドパスフィルタ１７以降の回路
に順に供給されてＶＨＦ帯のＤＡＢの受信時と同様に処
理され、端子２９にＬバンドのＤＡＢによるオーディオ
信号が取り出される。
ＨＦ帯のＤＡＢを受信したときの第１中間周波信号Ｓ15
と等価であるから、バンドパスフィルタ１７以降の回路
に順に供給されてＶＨＦ帯のＤＡＢの受信時と同様に処
理され、端子２９にＬバンドのＤＡＢによるオーディオ
信号が取り出される。
【００４１】なお、ＶＨＦ帯とＬバンドとの受信バンド
の切り換えは、例えば、ＶＨＦ帯の受信時には、回路３
３、３５の電源がオフにされ、Ｌバンドの受信時には、
回路１３、１５、５２の電源がオフにされることによ
り、実現される。
の切り換えは、例えば、ＶＨＦ帯の受信時には、回路３
３、３５の電源がオフにされ、Ｌバンドの受信時には、
回路１３、１５、５２の電源がオフにされることによ
り、実現される。
【００４２】こうして、この受信機によれば、ＶＨＦ帯
およびＬバンドのＤＡＢを受信することができるが、こ
の場合、特に上述の受信機によれば、局部発振回路は、
回路５１、１９の２個でよいので、回路規模を小さくす
ることができ、受信機を小型化することができる。ま
た、同様の理由により、消費電力を少なくできる。
およびＬバンドのＤＡＢを受信することができるが、こ
の場合、特に上述の受信機によれば、局部発振回路は、
回路５１、１９の２個でよいので、回路規模を小さくす
ることができ、受信機を小型化することができる。ま
た、同様の理由により、消費電力を少なくできる。
【００４３】さらに、図２に示すように、ＶＨＦ帯で
は、受信信号Ｓ12の周波数範囲は174.928 〜239.2 ＭHz
であり、局部発振信号Ｓ52の周波数範囲は512.336 〜57
6.608ＭHzである。そして、この局部発振信号Ｓ52によ
り受信信号Ｓ12を第１中間周波信号Ｓ15にアップコンバ
ートしているので、そのイメージ周波数ｆimg は849.74
4 〜914.016 ＭHzとなり、イメージ周波数ｆimg は受信
信号Ｓ12の周波数帯から大きく離れる。
は、受信信号Ｓ12の周波数範囲は174.928 〜239.2 ＭHz
であり、局部発振信号Ｓ52の周波数範囲は512.336 〜57
6.608ＭHzである。そして、この局部発振信号Ｓ52によ
り受信信号Ｓ12を第１中間周波信号Ｓ15にアップコンバ
ートしているので、そのイメージ周波数ｆimg は849.74
4 〜914.016 ＭHzとなり、イメージ周波数ｆimg は受信
信号Ｓ12の周波数帯から大きく離れる。
【００４４】したがって、同調回路１２、１４のＱがそ
れほど高くなくても、イメージ周波数ｆimg に対して十
分な減衰特性を得ることができ、良好なイメージ妨害除
去特性を得ることができる。あるいは、通常のパック部
品、例えばコイルおよびコンデンサにより構成されたロ
ーパスフィルタを同調回路１２の前段に設ければ、イメ
ージ妨害除去特性を改善できるので、同調回路１２、１
４のＱはさらに要求されなくなる。したがって、同調回
路１２、１４を構成するコイルおよび可変容量ダイオー
ドとして特別にＱの高いものを必要とせず、あるいは同
調回路１２、１４を簡単な構成とすることができ、その
結果、受信機の小型化に寄与できるとともに、受信機の
コストを低減することができる。さらに、同調回路１
２、１４の調整を簡略化することもでき、この点からも
コストを下げることができる。
れほど高くなくても、イメージ周波数ｆimg に対して十
分な減衰特性を得ることができ、良好なイメージ妨害除
去特性を得ることができる。あるいは、通常のパック部
品、例えばコイルおよびコンデンサにより構成されたロ
ーパスフィルタを同調回路１２の前段に設ければ、イメ
ージ妨害除去特性を改善できるので、同調回路１２、１
４のＱはさらに要求されなくなる。したがって、同調回
路１２、１４を構成するコイルおよび可変容量ダイオー
ドとして特別にＱの高いものを必要とせず、あるいは同
調回路１２、１４を簡単な構成とすることができ、その
結果、受信機の小型化に寄与できるとともに、受信機の
コストを低減することができる。さらに、同調回路１
２、１４の調整を簡略化することもでき、この点からも
コストを下げることができる。
【００４５】図３に示す例においては、アナログ処理部
分をバイポーラプロセスを用いたＩＣにより構成した場
合である。ただし、この図においては、紙面の都合で、
ＩＣ化していない周辺の回路は図示を省略している。
分をバイポーラプロセスを用いたＩＣにより構成した場
合である。ただし、この図においては、紙面の都合で、
ＩＣ化していない周辺の回路は図示を省略している。
【００４６】そして、符号６０で囲った部分がＩＣとさ
れている。また、局部発振回路５１がＰＬＬにより構成
され、このＰＬＬ（局部発振回路）５１を構成する回路
のうち、プリスケーラ１５１がＩＣ６０の内部に設けら
れ、残る回路がＩＣ１５２とされている。さらに、局部
発振回路１９もＰＬＬにより構成され、このＰＬＬ（局
部発振回路）１９を構成する回路のうち、ＶＣＯ１９１
がＩＣ６０の内部に設けられ、残る回路がＩＣ１９２と
されている。
れている。また、局部発振回路５１がＰＬＬにより構成
され、このＰＬＬ（局部発振回路）５１を構成する回路
のうち、プリスケーラ１５１がＩＣ６０の内部に設けら
れ、残る回路がＩＣ１５２とされている。さらに、局部
発振回路１９もＰＬＬにより構成され、このＰＬＬ（局
部発振回路）１９を構成する回路のうち、ＶＣＯ１９１
がＩＣ６０の内部に設けられ、残る回路がＩＣ１９２と
されている。
【００４７】そして、ＩＣ１５２のＶＣＯ（図示せず）
から発振信号Ｓ51が取り出され、この信号Ｓ51がバッフ
ァアンプ６１〜６３を通じてそれぞれの回路に供給され
ることにより、回路の干渉が防止される。さらに、ＶＨ
Ｆ帯の受信時には、アンプ６１の電源もオフにされ、Ｌ
バンドの受信時には、アンプ６２の電源もオフにされ、
たとえ選択していない方の受信バンドに大入力の信号が
受信されても、その影響を受けないようにされる。
から発振信号Ｓ51が取り出され、この信号Ｓ51がバッフ
ァアンプ６１〜６３を通じてそれぞれの回路に供給され
ることにより、回路の干渉が防止される。さらに、ＶＨ
Ｆ帯の受信時には、アンプ６１の電源もオフにされ、Ｌ
バンドの受信時には、アンプ６２の電源もオフにされ、
たとえ選択していない方の受信バンドに大入力の信号が
受信されても、その影響を受けないようにされる。
【００４８】また、ミキサ回路３５、１５からの第１中
間周波信号はアンプ６４、６５を通じて次段の回路に供
給される。さらに、ミキサ回路１８の次段には可変利得
アンプ６６が設けられるとともに、このアンプ６６にＡ
ＧＣ電圧Ｖ66が供給され、Ａ／Ｄコンバータ回路２３
（図１を参照）に供給される信号のレベルが、そのＡ／
Ｄコンバータ回路２３のダイナミックレンジに見合った
大きさに、ＡＧＣ制御される。
間周波信号はアンプ６４、６５を通じて次段の回路に供
給される。さらに、ミキサ回路１８の次段には可変利得
アンプ６６が設けられるとともに、このアンプ６６にＡ
ＧＣ電圧Ｖ66が供給され、Ａ／Ｄコンバータ回路２３
（図１を参照）に供給される信号のレベルが、そのＡ／
Ｄコンバータ回路２３のダイナミックレンジに見合った
大きさに、ＡＧＣ制御される。
【００４９】さらに、アンプ３３、１３が可変利得アン
プとされるとともに、アンプ６４、６５からの第１中間
周波信号Ｓ35、Ｓ15がレベル検出回路６７に供給されて
その第１中間周波信号Ｓ35、Ｓ15のレベルを示す検出電
圧が取り出され、この検出電圧が加算回路６８を通じて
アンプ３３、１３に利得の制御信号として供給され、Ａ
ＧＣが行われる。また、ベースバンドのＩ成分およびＱ
成分のレベルを示す電圧Ｖ68が形成され、この電圧Ｖ68
も加算回路６８を通じてアンプ３３、１３に利得の制御
信号として供給され、ＡＧＣが行われる。
プとされるとともに、アンプ６４、６５からの第１中間
周波信号Ｓ35、Ｓ15がレベル検出回路６７に供給されて
その第１中間周波信号Ｓ35、Ｓ15のレベルを示す検出電
圧が取り出され、この検出電圧が加算回路６８を通じて
アンプ３３、１３に利得の制御信号として供給され、Ａ
ＧＣが行われる。また、ベースバンドのＩ成分およびＱ
成分のレベルを示す電圧Ｖ68が形成され、この電圧Ｖ68
も加算回路６８を通じてアンプ３３、１３に利得の制御
信号として供給され、ＡＧＣが行われる。
【００５０】図４は、ＩＣ６０において、ベースバンド
のＩ成分およびＱ成分を得てからデジタル処理を行う場
合である。ただし、この図においても、紙面の都合で、
ＩＣ化していない周辺の回路は図示を省略している。
のＩ成分およびＱ成分を得てからデジタル処理を行う場
合である。ただし、この図においても、紙面の都合で、
ＩＣ化していない周辺の回路は図示を省略している。
【００５１】そして、バンドパスフィルタ１７からの第
１中間周波信号Ｓ15（Ｓ15＝Ｓ35、ｆ15＝ｆ35＝337.40
8 ＭHz）が、第２ミキサ回路１８Ｉ、１８Ｑに供給され
る。また、ＶＣＯ１９１の発振周波数ｆ19が第１中間周
波数ｆ15に等しくされ、その発振信号Ｓ19がミキサ回路
１８Ｑに第２局部発振信号として供給されるとともに、
信号Ｓ19が移相回路６９に供給されて信号Ｓ19に対して
位相が90°ずれた信号Ｓ69とされ、この信号Ｓ69がミキ
サ回路１８Ｉに供給される。
１中間周波信号Ｓ15（Ｓ15＝Ｓ35、ｆ15＝ｆ35＝337.40
8 ＭHz）が、第２ミキサ回路１８Ｉ、１８Ｑに供給され
る。また、ＶＣＯ１９１の発振周波数ｆ19が第１中間周
波数ｆ15に等しくされ、その発振信号Ｓ19がミキサ回路
１８Ｑに第２局部発振信号として供給されるとともに、
信号Ｓ19が移相回路６９に供給されて信号Ｓ19に対して
位相が90°ずれた信号Ｓ69とされ、この信号Ｓ69がミキ
サ回路１８Ｉに供給される。
【００５２】こうして、ミキサ回路１８Ｉ、１８Ｑにお
いて、中間周波信号Ｓ15がベースバンドのＩ信号ＳI お
よびＱ信号ＳQ に周波数変換され、これら信号ＳI 、Ｓ
Q がミキサ回路１８Ｉ、１８Ｑから取り出される。
いて、中間周波信号Ｓ15がベースバンドのＩ信号ＳI お
よびＱ信号ＳQ に周波数変換され、これら信号ＳI 、Ｓ
Q がミキサ回路１８Ｉ、１８Ｑから取り出される。
【００５３】そして、これら信号ＳI 、ＳQ が、レベル
制御用の利得制御アンプ６６Ｉ、６６Ｑを通じてＡ／Ｄ
コンバータ回路２３Ｉ、２３Ｑに供給されてデジタルデ
ータにＡ／Ｄ変換され、これらデータがデジタルローパ
スフィルタ（図示せず）に供給されて不要成分が除去さ
れてから図１に示すＦＦＴ回路２５以降の処理が実行さ
れてオーディオ信号が取り出される。
制御用の利得制御アンプ６６Ｉ、６６Ｑを通じてＡ／Ｄ
コンバータ回路２３Ｉ、２３Ｑに供給されてデジタルデ
ータにＡ／Ｄ変換され、これらデータがデジタルローパ
スフィルタ（図示せず）に供給されて不要成分が除去さ
れてから図１に示すＦＦＴ回路２５以降の処理が実行さ
れてオーディオ信号が取り出される。
【００５４】なお、このとき、信号ＳI 、ＳQ をＡ／Ｄ
変換したデジタルデータから、レベルを示す電圧Ｖ66、
Ｖ66が形成され、この電圧Ｖ66、Ｖ66によりアンプ６６
Ｉ、６６Ｑの利得が制御され、Ａ／Ｄコンバータ回路２
３Ｉ、２３Ｑに供給される信号ＳI 、ＳQ のレベルが、
そのＡ／Ｄコンバータ回路２３Ｉ、２３Ｑのダイナミッ
クレンジに見合った大きさに、ＡＧＣ制御される。
変換したデジタルデータから、レベルを示す電圧Ｖ66、
Ｖ66が形成され、この電圧Ｖ66、Ｖ66によりアンプ６６
Ｉ、６６Ｑの利得が制御され、Ａ／Ｄコンバータ回路２
３Ｉ、２３Ｑに供給される信号ＳI 、ＳQ のレベルが、
そのＡ／Ｄコンバータ回路２３Ｉ、２３Ｑのダイナミッ
クレンジに見合った大きさに、ＡＧＣ制御される。
【００５５】このような構成によれば、バンドパスフィ
ルタ１７を簡略化してコストを低減することができる。
ルタ１７を簡略化してコストを低減することができる。
【００５６】すなわち、図３のＩＣ６０においては、バ
ンドパスフィルタ１７によりイメージ信号（イメージ周
波数＝ｆ15−２・ｆ18＝333.312 ＭHz）を除去するの
で、バンドパスフィルタ１７は、周波数ｆ15（＝337.40
8 ＭHz）を通過させ、これに近接したイメージ周波数を
阻止する急峻なカットオフ特性でなければならない。し
かし、図４のＩＣ６０においては、バンドパスフィルタ
１７によりイメージ信号を除去する必要がないので、そ
のカットオフ特性は緩やかでよく、したがって、バンド
パスフィルタ１７を簡略化することができ、そのコスト
を低減することができる。
ンドパスフィルタ１７によりイメージ信号（イメージ周
波数＝ｆ15−２・ｆ18＝333.312 ＭHz）を除去するの
で、バンドパスフィルタ１７は、周波数ｆ15（＝337.40
8 ＭHz）を通過させ、これに近接したイメージ周波数を
阻止する急峻なカットオフ特性でなければならない。し
かし、図４のＩＣ６０においては、バンドパスフィルタ
１７によりイメージ信号を除去する必要がないので、そ
のカットオフ特性は緩やかでよく、したがって、バンド
パスフィルタ１７を簡略化することができ、そのコスト
を低減することができる。
【００５７】なお、上述においては、Ａ／Ｄコンバータ
回路２３、２４Ｉ、２４Ｑから後段のデジタル処理をハ
ードウェアにより実現しているが、ＤＳＰおよびそのソ
フトウェアにより実現することもできる。
回路２３、２４Ｉ、２４Ｑから後段のデジタル処理をハ
ードウェアにより実現しているが、ＤＳＰおよびそのソ
フトウェアにより実現することもできる。
【００５８】また、分周回路５２を、局部発振回路５１
を構成するＰＬＬの可変分周回路の一部と兼用すること
もできる。さらに、局部発振回路５１において、局部発
振信号Ｓ52を形成してミキサ回路１５に供給するととも
に、その信号Ｓ52を逓倍回路により２逓倍して局部発振
信号Ｓ51を形成してミキサ回路３５に供給することもで
きる。
を構成するＰＬＬの可変分周回路の一部と兼用すること
もできる。さらに、局部発振回路５１において、局部発
振信号Ｓ52を形成してミキサ回路１５に供給するととも
に、その信号Ｓ52を逓倍回路により２逓倍して局部発振
信号Ｓ51を形成してミキサ回路３５に供給することもで
きる。
【００５９】
【発明の効果】この発明によれば、局部発振回路の数を
減らすことができるので、回路規模を小さくすることが
でき、受信機を小型化することができる。また、同様の
理由により、消費電力を少なくできる。
減らすことができるので、回路規模を小さくすることが
でき、受信機を小型化することができる。また、同様の
理由により、消費電力を少なくできる。
【００６０】さらに、同調回路のＱがそれほど高くなく
ても、イメージ周波数に対して十分な減衰特性を得るこ
とができ、良好なイメージ妨害除去特性を得ることがで
きるので、同調回路を構成するコイルおよび可変容量ダ
イオードとして特別にＱの高いものを必要とせず、ある
いは同調回路を簡単な構成とすることができ、その結
果、受信機の小型化に寄与できるとともに、受信機のコ
ストを低減することができる。さらに、同調回路の調整
を簡略化することもでき、この点からもコストを下げる
ことができる。
ても、イメージ周波数に対して十分な減衰特性を得るこ
とができ、良好なイメージ妨害除去特性を得ることがで
きるので、同調回路を構成するコイルおよび可変容量ダ
イオードとして特別にＱの高いものを必要とせず、ある
いは同調回路を簡単な構成とすることができ、その結
果、受信機の小型化に寄与できるとともに、受信機のコ
ストを低減することができる。さらに、同調回路の調整
を簡略化することもでき、この点からもコストを下げる
ことができる。
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明を説明するための図である。
【図３】この発明の一形態の一部を示す系統図である。
【図４】この発明の一形態の一部を示す系統図である。
【図５】この発明を説明するための系統図である。
【図６】この発明を説明するための図である。
【図７】この発明を説明するための図である。
１１…アンテナ、１２および１４…同調回路、１５…第
１ミキサ回路、１７…バンドパスフィルタ、１８…第２
ミキサ回路、１９…第２局部発振回路、２１…バンドパ
スフィルタ、２３…Ａ／Ｄコンバータ回路、２４…直交
復調回路、２５…ＦＦＴ回路、２６…ビタビデコーダ回
路、２７…データ伸長回路、２８…Ｄ／Ａコンバータ回
路、２９…出力端子、３１…アンテナ、３２および３４
…バンドパスフィルタ、３５…第１ミキサ回路、５１…
第１局部発振回路、５２…分周回路
１ミキサ回路、１７…バンドパスフィルタ、１８…第２
ミキサ回路、１９…第２局部発振回路、２１…バンドパ
スフィルタ、２３…Ａ／Ｄコンバータ回路、２４…直交
復調回路、２５…ＦＦＴ回路、２６…ビタビデコーダ回
路、２７…データ伸長回路、２８…Ｄ／Ａコンバータ回
路、２９…出力端子、３１…アンテナ、３２および３４
…バンドパスフィルタ、３５…第１ミキサ回路、５１…
第１局部発振回路、５２…分周回路
Claims (2)
- 【請求項１】ＬバンドおよびＶＨＦ帯のデジタル放送を
受信する受信機において、 第１の局部発振信号を形成する第１の局部発振回路と、 上記第１の局部発振信号を１／２分周して第２の局部発
振信号を形成する分周回路と、 上記Ｌバンドの受信信号を上記第１の局部発振信号によ
り第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回
路と、 上記ＶＨＦ帯の受信信号を上記第２の局部発振信号によ
り第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回
路と、 第３の局部発振信号を形成する第２の局部発振回路と、 第３のミキサ回路とを有し、 上記第１の局部発振信号の周波数は上記Ｌバンドの受信
信号の周波数よりも低くされて上記第１のミキサ回路に
おいてダウンコンバージョンにより上記Ｌバンドの受信
信号が上記第１の中間周波信号に周波数変換され、 上記第２の局部発振信号の周波数は上記ＶＨＦ帯の受信
信号の周波数よりも高くされて上記第２のミキサ回路に
おいてアップコンバージョンにより上記ＶＨＦ帯の受信
信号が上記第１の中間周波信号に等しい周波数の上記第
２の中間周波信号に周波数変換され、 上記第３のミキサ回路には、上記Ｌバンドの受信時、上
記第１のミキサ回路からの上記第１の中間周波信号が供
給され、上記ＶＨＦ帯の受信時、上記第２のミキサ回路
からの上記第２の中間周波信号が供給され、 その供給された中間周波信号が上記第３のミキサ回路に
おいて上記第３の局部発振信号により第３の中間周波信
号に周波数変換され、 この第３の中間周波信号に対して、Ａ／Ｄ変換と、Ｉ成
分およびＱ成分の分離とが行われてＩ成分およびＱ成分
のデジタル信号が形成され、 これらＩ成分およびＱ成分のデジタル信号からもとのデ
ジタルデータが取り出されるようにしたデジタル放送の
受信機。 - 【請求項２】ＬバンドおよびＶＨＦ帯のデジタル放送を
受信する受信機において、 第１の局部発振信号を形成する第１の局部発振回路と、 上記第１の局部発振信号を２逓倍して第２の局部発振信
号を形成する逓倍回路と、 上記Ｌバンドの受信信号を上記第２の局部発振信号によ
り第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回
路と、 上記ＶＨＦ帯の受信信号を上記第１の局部発振信号によ
り第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回
路と、 第３の局部発振信号を形成する第２の局部発振回路と、 第３のミキサ回路とを有し、 上記第２の局部発振信号の周波数は上記Ｌバンドの受信
信号の周波数よりも低くされて上記第１のミキサ回路に
おいてダウンコンバージョンにより上記Ｌバンドの受信
信号が上記第１の中間周波信号に周波数変換され、 上記第１の局部発振信号の周波数は上記ＶＨＦ帯の受信
信号の周波数よりも高くされて上記第２のミキサ回路に
おいてアップコンバージョンにより上記ＶＨＦ帯の受信
信号が上記第１の中間周波信号に等しい周波数の上記第
２の中間周波信号に周波数変換され、 上記第３のミキサ回路には、上記Ｌバンドの受信時、上
記第１のミキサ回路からの上記第１の中間周波信号が供
給され、上記ＶＨＦ帯の受信時、上記第２のミキサ回路
からの上記第２の中間周波信号が供給され、 その供給された中間周波信号が上記第３のミキサ回路に
おいて上記第３の局部発振信号により第３の中間周波信
号に周波数変換され、 この第３の中間周波信号に対して、Ａ／Ｄ変換と、Ｉ成
分およびＱ成分の分離とが行われてＩ成分およびＱ成分
のデジタル信号が形成され、 これらＩ成分およびＱ成分のデジタル信号からもとのデ
ジタルデータが取り出されるようにしたデジタル放送の
受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10067547A JPH11112462A (ja) | 1997-08-08 | 1998-03-18 | デジタル放送の受信機 |
| US09/128,548 US6115473A (en) | 1997-08-08 | 1998-08-04 | Receiving apparatus for digital broadcasting |
| KR1019980031892A KR100560192B1 (ko) | 1997-08-08 | 1998-08-05 | 디지털방송용수신기 |
| DE69826943T DE69826943T2 (de) | 1997-08-08 | 1998-08-06 | Empfänger für digitales Rundfunk |
| EP98306274A EP0896425B1 (en) | 1997-08-08 | 1998-08-06 | Receiving apparatus for digital broadcasting |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21377297 | 1997-08-08 | ||
| JP9-213772 | 1997-08-08 | ||
| JP10067547A JPH11112462A (ja) | 1997-08-08 | 1998-03-18 | デジタル放送の受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11112462A true JPH11112462A (ja) | 1999-04-23 |
Family
ID=26408771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10067547A Pending JPH11112462A (ja) | 1997-08-08 | 1998-03-18 | デジタル放送の受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0896425B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11112462A (ja) |
| KR (1) | KR100560192B1 (ja) |
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-
1998
- 1998-03-18 JP JP10067547A patent/JPH11112462A/ja active Pending
- 1998-08-04 US US09/128,548 patent/US6115473A/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-08-05 KR KR1019980031892A patent/KR100560192B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-08-06 DE DE69826943T patent/DE69826943T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-08-06 EP EP98306274A patent/EP0896425B1/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69826943T2 (de) | 2005-11-17 |
| EP0896425B1 (en) | 2004-10-13 |
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