JPH047608B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は周波数を制御入力端子に加えられる電
圧により制御できる、或る同調レンジに亘つて受
信回路を同調させる発振器と、発振信号をアンテ
ナ信号と混合し、これらから中間周波信号を形成
するミクサ段と、この中間周波信号が加えられ、
自分の出力信号から発振器の制御入力端子に加え
られる信号が導き出される周波数−電圧変換器
と、中間周波信号の周波数のターゲツト平均値か
らのずれに依存する制御信号を生ずる制御回路と
を具える受信回路に関するものである。

このような受信回路はドイツ国特許第Ａ−
3032701.6号に開示されている。

このような受信回路は第１に周波数変調された
信号を受信することを意図している。もつとも原
理的には振幅変調された信号を受信することもで
きる。発振器と、ミクサと、周波数−電圧変換器
とでループを形成するが、その有用な同調レンジ
内のループ利得は負で１より大きい（例えば、
４）。この結果中間周波信号の周波数のずれはア
ンテナ信号の周波数のずれに対して著しく小さい
（負のループ利得が４の場合ならば1/5）。この時
中間周波信号に対して低い平均値（例えば、70K
Hz）を選ぶことができ、これは本質的には周波数
−電圧変換器の設計により決まる。従つて中間周
波信号を選択するのに簡単なRC低域フイルタで
足りる。この結果、このタイプの受信回路は集積
回路化するのに特に適している。

このタイプの受信回路には２個の安定な同調レ
ンジがある。即ち、一方では（所望の）ターゲツ
ト平均周波数を中心とする有用な同調レンジであ
り、他方は（不所望な）影像周波数領域の側波帯
にある同調レンジである。而して従来技術の回路
では制御回路により制御され、復調された所望の
信号の信号通路内にあるミユーテイング回路によ
りこの不所望な同調レンジでの同調を抑えてい
る。

しかし、この従来技術の受信回路にも欠点があ
つて、それは異例の同調挙動を呈することであ
る。特に、同調が著しく非対称である。即ち、同
調レンジの広がり及びターゲツト平均周波数に対
するその位置が同調をとる時初期点が高すぎる周
波数にとられたか又は低すぎる周波数にとられた
かに著しく依存する。もう一つの異例の事実は
FM信号を受信している時同調位置が出力信号が
ない位置や雑音もほとんどない位置に入ることが
あることである。これは普通の受信機ではないこ
とであるから受信者は混乱する。

本発明の目的は同調挙動が著しく対称的な冒頭
に記載したタイプの受信回路の改良例を提供する
にある。

この目的を達成するために、本発明によれば、
発振器と、ミクサと、周波数−電圧変換器とによ
り形成されるループのループ利得を制御するため
の制御自在の減衰器を設け、且つ前記制御回路が
相関器を具え、中間周波数が最小値よりも大きく
ターゲツト平均周波数からずれる時に制御回路が
減衰器の減衰を大きくするために、前記相関器の
相関期間が中間周波数のターゲツト平均値の半周
期に対応するように構成したことを特徴とする。

このような本発明によれば、ターゲツト平均周
波数を中心とする所望の同調レンジに同調させる
時、ループ利得は変わらず、従つて周波数のずれ
の圧縮やその他の利点がこの同調レンジで保たれ
る。しかし、離調が大きくなると、ループ利得は
下り、従つて対称的な同調挙動が得られる。しか
し、ループ利得の低下は利得の最大値よりも小さ
い。

既知のように、相関器は発振信号とこの発振信
号を相関期間だけ遅延させたものとの積の瞬時平
均値を形成する回路であり、本例では相関期間は
ターゲツト平均周波数の半サイクルに対応する。
即ち、ターゲツト平均周波数においては乗算さる
べき信号は正確に180゜の位相偏移を有している。

減衰器は（急激な変化を伴なう）スイツチ ド
モードで制御回路の制御信号により制御するこ
ともできるが、代りに（連続的に）アナログモー
ドで制御することもできる。減衰器自体は直接ル
ープ内に含めることができ、従つて減衰器を介し
てループが閉じられ、その利得又は減衰は制御回
路により制御される。しかし、これと対称的に本
発明の一つの好適な実施例によれば、周波数−電
圧変換器が利得を制御回路により制御できる乗算
回路を具えることを特徴とする。この場合は減衰
器は直接ループ内には含まれず、ループ内の回路
の利得を左右するだけである。この構造は付加的
コストを特に低くする。

複雑さを更に減らした本発明に係る受信回路の
一実施例はアンテナ信号から導びかれた有用な信
号の再生を完全に又は部分的に抑圧するミユーテ
イング回路を設け、減衰器の他に制御回路がこの
ミユーテイング回路を中間周波数が予じめ定めら
れた量だけターゲツト平均値から異なる時ミユー
テイング回路が活性化されるように制御すること
を特徴とする。ミユーテイング回路もそれを制御
する制御回路も既に従来技術の受信回路に含まれ
ている。

図面につき実施例を挙げて本発明を詳細に説明
する。

第１図は従来技術のFM受信機のブロツク回路
を示す。符号１はアンテナを表し、このアンテナ
で受信された高周波信号はミクサ２に加えられ、
そこで電圧制御発振器（VCO）３からの信号と
混合される。VCO３の周波数は電圧により線形
に制御でき、例えば、可変コンデンサにより通常
の態様でチユーニングできる。ミクサ２で生じた
中間周波信号は低域フイルタ４に加えられる。低
域フイルタ４のしや断周波数は約100KHzであり、
従つて隣接する送信機からの信号及び特にアンテ
ナと発振器信号の和の周波数を有する混合の産物
を抑圧する。低域フイルタ４の出力端子は制限増
幅器５に接続されており、制限増幅器５の出力信
号は周波数−電圧変換器として機能する周波数復
調器６に加えられる。周波数−電圧変換器は中間
平均周波数f_zpが、例えば、70KHzであるように設
計されている。即ち、復調器出力信号はこの平均
周波数に対して零値をとり、中間周波数がこの所
謂ターゲツト平均値（target mean value）から
ずれると共にほぼ線形に変化する。FM復調器６
の出力信号は低域フイルタ７に加えられる。低域
フイルタ７はループを安定化するのに用いられ、
その開回路利得と関係するしや断周波数は閉ルー
プの帯域幅が有用な信号だけを含むように選ぶ。
従つて、このしや断周波数は有用な信号の周波数
よりは高い。低域フイルタ７の出力端子は制限増
幅器８の入力端子に接続する。制限増幅器８の出
力端子からは信号が取り出されるが、この出力端
子は同時に電圧制御発振器３の制御入力端子に接
続されており、従つてこの発振周波数はオーデイ
オ信号の振幅のずれに依存して変化する。オーデ
イオ信号はミユーテイング回路９及びオプシヨン
として増幅器（図示せず）を介して再生装置１
０、例えば、拡声器に加えられる。ミユーテイン
グ回路９は適当な変換段１２（例えば、利得が非
常に高い増幅器）を介して、時定数が可成り大き
く、中間周波数が予じめ定められた量だけターゲ
ツト平均値f_zpからずれている時再生を減衰させ
る、即ち、抑圧する制御回路１１により制御され
る。制御回路１１はドイツ国特許願第Ａ−
3032701.6号に開示されている回路内の相関器と
同じ構造にすることができる。特に周波数復調器
６と制御回路１１は移相器の一部を共有すること
ができる。

第１図の回路の動作を第２ａないし２ｅ図につ
き説明する。第２ａ図では制限増幅器８の出力電
圧Ｕが送信周波数f_sと発振周波数f_pとの間の差f_s
−f_pの関数として示されている。但し、ループは
発振器の制御入力端子の手前で開いているものと
する。この特性はf_s＝f_p（f_s−f_p＝０）の点を中心
として対称的になつている。差の周波数f_s−f_pが
予じめ定められた量を越える最外側領域では、カ
ーブは水平に延在する領域ｄ及びｅを有し、そこ
では制限増幅器の出力電圧Ｕが送信周波数と発振
周波数の間の差に依存しない。而してこれらの２
個の領域ｄ及びｅの位置、即ち、両者の相互の周
波数の距離は低域フイルタ４（第１図）の設計で
決まり、そのしや断周波数が高ければ、これらの
２個の領域間の距離も大きくなる。両領域の間、
即ち差の周波数f_s−f_pが一層低い部分にも別の水
平に延在する曲線部、即ち、部分ａ，ｂ及びｃが
存在する。これらの部分は制限増幅器８により生
ずるものである。而してこれらの領域では送信周
波数と発振周波数の間の差の変化が出力電圧、従
つて発振器３の周波数に影響しないから、閉ルー
プ利得はこゝではゼロである。これに加えて、周
波数変調された信号が領域ａ，ｂ又はｃで受信さ
れる場合は、これにより雑音が抑圧され、拡声器
１０からは何の信号も聞こえない。即ち、信号の
瞬時値に対応する送信周波数の瞬時値の変化は出
力電圧に何の影響も与えない。

加えて、曲線は中間周波数が高くなると出力電
圧Ｕが小さくなる負の勾配を持つた２個の領域を
有する。これらの領域は領域ｓと、送信周波数が
発振周波数を越える（f_s−f_p＞０）ターゲツト平
均周波数f_zpの近傍の領域とである。（閉）ループ
はこの負の勾配の所では負のループ利得が得られ
るように設計されているものと仮定する。即ち、
周波数f_zp近傍のループ利得が−１よりも低く、
例えば、−４であるように設計されているものと
する。これは送信周波数の瞬時値の各変化、即
ち、任意の周波数変調が制限増幅器８の出力電圧
Ｕの変化を生じ、従つて、発振周波数f_pも変わる
結果を生むことを意味する。この場合送信周波数
の瞬時値と発振周波数の瞬時値との間の差f_s−f_p
が小さくなるように変化する。これはミクサ２の
出力側の中間周波信号の周波数のずれが送信信号
の周波数のずれよりも小さい状況に類似する。ル
ープ利得が−４であると、周波数のずれは因子５
だけ小さくなる。このため、中間周波数の公称値
f_zpが70KHzにすぎないこのような回路でもつて、
帯域制限による非線形ひずみを生ずることなく、
周波数のずれが既知のように75KHzである高周波
FM信号を受信できる。

出力電圧Ｕは直線f_s−f_pを中心として対称的に
変化するから、この曲線は勾配が正の領域を２個
有する。送信周波数が発振周波数よりも値f_zpだ
け低い（f_s−f_p＝−f_zp）領域は本例では＋４の閉
ループ利得を有する。これは１より大きな正のル
ープ利得を有するこれらの領域の一方へ同調させ
ることは不可能なことを意味する。蓋し、こゝで
はループが不安定だからである。従つて、後述す
るようにこの領域は同調時にとばされる。

第２ｂないし２ｄ図は送信周波数f_sの関数とし
て受信機の閉ループ挙動を示す。説明を簡明なら
しめるため、領域ｄ及びｅに同調させる時発振周
波数f_pは一定の初期値f_ppを有し、送信機の変調さ
れていない搬送波周波数f_sだけを受信するものと
する。発振周波数f_pの送信周波数f_sに対する依存
性を示す第２ｂ図から明らかなように、送信周波
数f_sが十分に発振周波数f_p＝f_ppよりも低い領域ｄ
では送信周波数f_sが高くなつても発振周波数f_pに
影響しない。中間周波数f_zの送信周波数f_sに対す
る依存性を示す第２ｃ図は結果として中間周波数
f_zが送信周波数f_sが高くなるのと同じ量だけいつ
も低くなり、従つて、この領域では、破線で示す
勾配が−45゜の直線が得られることを示している。
ミユーテイング回路９の入力側にある有用な信号
のタイプを送信周波数f_sが高くなる状態で送信周
波数f_sの関数として特徴づける第２ｂ図はこの領
域ｄでは雑音だけしか受信されないことを示す。

この領域は送信周波数が高くなつて送信周波数
f_sと発振周波数f_pの（負の）差が小さくなり、差
の周波数が低域フイルタ４を通過する程度になつ
たところで終了する。次にチユーニングは領域ｓ
に入るが、こゝでは発振周波数f_pが送信周波数f_s
に対して上昇する（第２ｂ図）が、ループ利得が
有限なため送信周波数f_sと同じ程度には達しな
い。この結果中間周波数f_zが小さいが更に低下す
る（第２ｃ図）。この領域では、低域フイルタの
縁でチユーニングが行なわれ、入力信号の復調が
得られるが、Ｓ／Ｎ比が低い。

発信周波数が、この発振周波数を制御する電圧
Ｕがレベルａに対応する値に達すると、発振周波
数f_pは送信周波数f_sが高くなつてもも早や上昇せ
ず（第２ｂ図）、従つて中間周波数f_zは送信周波
数f_sが上昇するのと同じ量だけ下がる（第２ｃ
図）。前述したように、この領域ａでは送信信号
が周波数変調されている時でも出力信号が得られ
ない。

この領域ａを通過し終ると、正のループ利得を
有する領域が続く。しかし、これは前述したよう
に安定ではない。この結果、発振周波数f_pは送信
周波数f_sに対して突然に変化する（第２ｂ図の飛
びＡ）、中間周波数f_zも同じである（第２ｃ図）。
正のループ利得を有する領域全体だけでなく、領
域ｃ及び送信周波数f_sが一定の発振周波数f_ppと中
間周波数のターゲツト平均値f_zpの和に等しい周
波数の周りの有用な同調領域ｎの一部も飛ばされ
る。ループ利得が大きくなるとこの飛びＡも大き
くなり、逆も成立する。ループ利得が一層高くな
ると理想的な送信チユーニング（f_s＝f_pp＋f_zp）す
らも飛んでしまう可能性がある。この飛びにより
負のループ利得を有する領域ｎに達するが、この
後は発振周波数f_pが送信周波数f_sに対して再び上
昇する。但し、ループ利得が有限なため、送信周
波数f_sよりも上昇する程度が低い。送信周波数f_s
＝f_pp＋f_zpの時発振周波数f_pは再び初期値f_ppに達
し、その後本質的に線形な態様で再び上昇する。
この有用な同調範囲では任意の送信周波数の変化
が制限増幅器８の出力電圧Ｕの変化に変換され、
周波数変調された信号が復調される。

この領域ｎは送信周波数f_sが発振周波数f_pより
も高くなり続け、領域ｂに達した時終了する。こ
の領域ｂでは発振周波数f_pはも早や変化せず（第
２ｂ図）、中間周波数f_zは送信周波数f_sと同じ量増
大し（第２ｃ図）、ミユーテイング回路の入力側
には信号が入らない（第２ｄ図）。この領域ｂの
後にはループ利得が正の領域が続くが、そこでは
発振周波数f_p又は中間周波数f_zが送信周波数f_sの
非常に小さな変化（又は送信周波数f_sは変わる
が、発振周波数f_pが一定であるという仮定を残す
なら、発振周波数f_pの非常に小さな低下）で既に
急に水平に延在する領域ｅの一部を飛ばし、発振
周波数f_pが一定の初期値f_ppに達する迄飛ぶ。送信
周波数f_sが更に上昇しても発振周波数f_pはも早や
変化せず、ミユーテイング回路９の入力側には雑
音信号が生ずる。

この代りに高い値から出発して送信周波数を下
げていく場合は全く異なる同調挙動が得られる。
第１に領域ｅはその端まで通過し、その間発振周
波数f_pは一定（f_pp）にとどまり、中間周波数f_zは
送信周波数に対して下がる。この時ミユーテイン
グ回路９の入力側には雑音信号が現れる（第２ｅ
図）。この領域は正のループ利得を有する領域に
達した時終了するが、これは低域フイルタ４の縁
で決まる。次に発振周波数f_p又は中間周波数f_zの
飛びｃが生ずる。この時領域ｂ（第２ａ図）及び
有用な同調領域の小さい部分が飛ばされる。そこ
から発振周波数f_pが直線ｎ上で送信周波数f_sに従
い（第２ｂ図）、中間周波数f_zが僅かづつ下がり
（第２ｃ図）。全同調範囲ｎを通り抜ける。この後
に領域ｃが続くが、こゝでは発振周波数f_pはも早
や変化せず（第２ｂ図）、中間周波数f_zは送信周
波数と同じ程度下がり、次に再び上昇する。この
間ミユーテイング回路の入力側には何にも信号が
現れない。そして最后に正のループ利得を有する
曲線部の開始点に達する。

更に中間周波数f_zを上昇させると、同調はこの
領域と、次の領域ａと、負のループ利得を有する
次の領域ｓの大部分とを飛び、その後でフイルタ
の縁で決まる同調領域ｓの残りの小部分を通り抜
ける。この領域ｓの後に領域ｄが続くが、こゝで
は初期値f_ppに達し、その後は発振周波数f_pに何の
変化も生せず（第２ｂ図）、ミユーテイング回路
９には雑音信号だけが与えられ続ける（第２ｅ
図）。

第２ｄ図と第２ｅ図を比較すれば判かるよう
に、同調挙動は原理的にどちらの方向に同調領域
を通り抜けるかに依存する。明らかに、第２ｄ図
では有用な同調レンジｎが正しい同調周波数f_s＝
f_pp＋f_zpに対して著しく非対称的に位置している。
ミユーテイングレンジａ，ｂ及びｃは使用者にと
つて混乱する原因となる。制御回路１１により制
御されるミユーテイング回路９は一部だけ上述し
た効果を抑圧でき、非対称な同調挙動に影響しな
い。

第３図に本発明に係る回路を示すが、これは
FM復調器６の後段にある低域フイルタ７の出力
端子と、VCO３の周波数を制御する制限増幅器
８の入力端子との間に減衰器１３を設けた点で従
来技術の回路と異なる。この減衰器１３は増幅器
１４を介して制御回路１１により制御される。他
の部分は同じ要素を具えており、このため同じ符
号を用いる。減衰器１３の初期減衰又は利得はル
ープ内の他の要素の伝達因子と組んで、第１図に
示した回路とほぼ同じループ利得が得られるよう
に選ぶ必要がある。

この結果、開ループ状態では、減衰器１３が作
動しないか又は作動してもその初期減衰値でのみ
作動する場合は、出力信号Ｕは送信周波数f_sと発
振周波数f_pとの差f_s−f_pに対して第４ａ図の曲線
Ｘに従つて変化する。しかし、減衰器１３が作動
し、その減衰が最大である場合は、その利得は振
幅制限が何も生じないような低い値迄下がる（第
４ａ図の曲線Ｙ）。しかし、減衰の増大即ち利得
の低下は有用な同調レンジｎ及びその鏡映反転レ
ンジ内のループ利得が１よりも高い値にとどまる
ような値に制限しなければならない。蓋し、この
場合だけ正のループ利得を有する領域で同調が行
なわれる可能性が排除されるからである。

第４ｂ図は送信周波数f_sと発振周波数f_pの差の
関数として制御回路１１の出力電圧U₁の変化を
示したものである。制御回路１１は、従来技術の
回路と同じく、乗算器の出力電圧を平均値迄積分
する低域フイルタを具える相関器とすることがで
きる。乗算器の一方の入力端子は直接制限増幅器
５の出力端子から中間周波信号f_zを供給され、他
方の入力端子は周波数に線形に依存し、中間周波
数のターゲツト平均値f_zpで180゜である位相偏位で
移相させた中間周波信号f_zを供給される。第４ｂ
図に示す曲線はこの時得られるもので、これは点
f_s＝f_pにつき対称的であり、差周波数（f_s−f_p）が
量f_zpに等しい（f_s−f_p＝±f_zp）時最小値をとる。
出力電圧U₁は増幅器１４で増幅され、増幅器１
４の基準入力端子１５にある電圧と比較され、大
きさが電圧U₂の選択に依存する差信号を生ずる
（第４ｂ図の実線及び破線参照）。そしてこの差信
号がターゲツト平均値f_zpの周りの領域で増幅さ
れ、ループ利得をその初期値に保ち、中間周波数
の外部の領域では下がる制御電圧を生ずる。これ
は第４ｃ図ないし第４ｅ図から明らかなように、
回路の同調挙動に本質的な変化を与える。

第４ｃ図は送信周波数f_sの関数としての発振周
波数f_pの変化を示したものであるが、こゝでも発
振器は同調をとられておらず、送信周波数f_sは変
化するものと仮定している。送信周波数f_sが可成
り低い所では、発振周波数f_pは最初変化せず、こ
れは領域ｓに達する迄続く。この領域ｓ又はこの
領域ｓの一部では、基準電圧U₂の値に依存して、
制御回路１１の出力電圧U₁が基準電圧U₂を越え、
従つて減衰器１３が作動し、ループ利得が下が
る。この結果発振周波数f_pは送信周波数f_sにほぼ
従うが（第４ｃ図）、第１図に示した回路とは同
程度ではなく（第２ｂ図）、これが曲線Ｙの最大
値に対応する高い値に達する迄続く。

この直ぐ後に正のループ利得を有する領域が続
き、有用な同調レンジｎで終る周波数の飛びＡを
生ずる。蓋し、減衰器が作動している時でもルー
プ利得は１より大きいからである。この有用な同
調レンジでは制御回路１１の出力電圧U₁は基準
電圧U₂よりも低く、減衰器１３が作動せず、初
期ループ利得が保たれるべきであるが、減衰器１
３は最初は作動する。蓋し、制御回路１１の時定
数が可成り大きく（0.1秒以上）、このため電圧U₁
は可成りゆつくりと変化するからである。これは
ループ利得が漸増し、その結果送信周波数f_sが変
化しなくても発振周波数f_pが更に高くなり、最后
に減衰器１３が動作しなくなつて初期ループ利得
が保たれることを意味する。この時に同調レンジ
ｎが通過し終り、その端で発振周波数が再び突然
に変り（飛びＢ）、初期値f_ppに達する。それ以后
は発振周波数f_pは送信周波数f_sに無関係になる。

送信周波数f_sの関数としてのミユーテイング回
路９の入力側の信号の挙動を第４ｅ図に示すが、
この図は有用な同調レンジｎが正しい同調が生ず
る送信周波数f_sにつきほぼ対称的に位置している
ことを示している。

この代りに高い送信周波数f_sから出発して同調
レンジｎを通り抜ける場合は、最初減衰器１３が
動作し、曲線Ｙが回路の挙動を決める。送信周波
数f_sが下つて、生ずる中間周波数f_zが、少なくと
も一部、低域フイルタを通過し、この結果正のル
ープ利得を有する部分に達すると、有用な同調レ
ンジｎ内で飛びＣが生じ、それにもかゝわらず減
衰器１３が動作し続ける。送信周波数f_sが下り、
信号U₁が信号U₂に達しない低い値になる迄（第
４ｂ図）は、初期ループ利得が活動し続け、新し
い周波数の飛びC′が行なわれる。その後で同調レ
ンジｎの残りの部分を通過し、送信周波数f_sと発
振周波数f_pの差が大きくなり、電圧U₁が再び基準
電圧U₂を越え、減衰器１３の減衰が再び行なわ
れる点に至る。この時飛びＤ（第４ａ図及び第４
ｃ図）が行なわれ、領域ｓに達し、その後で、発
振周波数f_pが漸減し、初期値f_ppに至る。送信周波
数f_sの関数としての同調挙動を第４ｆ図に示す。
明らかに、第２ｅ図の領域ｃ（こゝではミユーテ
イング回路９に信号が与えられない）は省かれて
おり、第２ｄ図の領域ａ及びｂも第４ｅ図で同じ
である。

このように中間周波数f_zに依存してループを制
御することにより回路の同調挙動を改良するとよ
いことが判明した。残りの外乱（周波数の飛びＡ
…Ｄ、フリンジテユーニング（fringe tuning）
ｓ及び雑音ｄ，ｅ）も、ドイツ国特許願第Ａ−
3032701号に開示されている従来技術の回路と対
応してミユーテイング回路により抑圧できる。ミ
ユーテイング回路９が完全に信号を抑圧すること
は必要ではなく、信号が相当に減衰されていれば
それで十分である。従来技術の回路の場合のよう
に、中間周波数f_zがそのターゲツト平均値f_zpから
予じめ定められた量だけずれている時は人工雑音
発生器にスイツチすることもできる。

減衰器１３を制限増幅器８と低域フイルタ７と
の間に設けることも絶対に必要なのではない。こ
れによりループ利得が左右できるように設けるこ
とだけが必要なのである。ループ内の信号が減衰
器１３を通ることも必らずしも必要ではない。逆
に回路の一つの要素、例えば、FM復調器６の利
得が減衰器によりループ利得が変わるように制御
されるならばそれで十分である。第５図はこのよ
うなFM復調器の一例を示す。

この復調器は普通直交復調器と呼ばれるもので
あつて、交差結合された差動増幅器として配置さ
れた４個のトランジスタ21〜２４を具える。従つ
て各トランジスタ他の３個のトランジスタと１個
の電極−そしてこの１個の電極だけ−を共有して
いる。入力電圧、即ち中間周波信号f_zはこの回路
に一方ではトランジスタ21と２４の相互接続され
たベースと、他方ではトランジスタ２２と２３の
相互接続されたベースとの間から加えられる（そ
の前に入力端子２５を経る）。トランジスタ21及
び２２並びにトランジスタ２３及び２４のエミツ
タ電流は夫々トランジスタ２６及び27により供給
される。トランジスタ２６及び27のエミツタは相
互に接続され、第２の入力端子３５に接続されて
いるそれらのベースにも中間周波信号f_zが加えら
れる。しかし、これは中間周波信号の瞬時周波数
に線形に依存する位相偏移を伴ない、この位相偏
位はターゲツト平均値f_zpで90゜である。トランジ
スタ２６及び27の共通エミツタリード線内に直流
源２８を含める。入力端子２５及び３５に加えら
れた２つの入力電圧はトランジスタ21〜27及び直
流源２８により形成される回路により乗算され、
トランジスタ２２及び２４の相互に接続されたコ
レクタには中間周波入力信号の積に比例するコレ
クタ信号電流が生ずる。このコレクタ信号電流は
上記２個のコレクタと正の電源電圧端子との間に
設けられた抵抗２９に信号電圧を生じ、この信号
電圧が出力端子３０から取り出される。抵抗２９
と並列にコンデンサ３１を入れるが、これはこの
抵抗２９と一緒になつて低域フイルタとして働ら
き、従つて別個に低域フイルタ７を設ける必要は
ない。但し、RC回路２９，３１の時定数は十分
とつておく。

この復調器の場合出力信号の振幅も直流源２８
からの直流に依存し、この直流が大きくなれば振
幅も大きくなる。それ故このような復調器の利得
はこの直流の一部を分流させることにより下げる
ことができる。この目的でエミツタが相互に接続
され、抵抗３４を介してトランジスタ２６及び27
のエミツタ端子に接続される２個のトランジスタ
３２及び３３を用いる。制御回路１１又は増幅器
１４の出力電圧から導びかれる制御電圧U₃をト
ランジスタ３２及び３３の相互接続されたベース
電極に加える。この電圧U₃が入力端子３５にあ
る電圧に比較して正であれば、直流源２８により
生じた直流の一部が抵抗３４と２個のトランジス
タ３２及び３３とを介して分流され、この直流分
が２個のトランジスタ３２と３３に等しく分けら
れる。この結果復調器の利得が下がり、これと共
にループ利得も小さくなる。これと対称的に電圧
U₃がトランジスタ２６及び27のベース端子の直
流電圧よりも低い場合は、ほとんど直流は分流さ
れず、復調器の利得が高くなり、これと共にルー
プ利得も高くなる。

原理的には復調器の利得を変えるのに１個のト
ランジスタで十分である。しかし、こうすると出
力端子３０の直流電圧レベルが変わり、ループ内
に不所望な直流レベルのずれを生ずる。このずれ
は直流電流源２８の分流された直流の半分をコレ
クタが出力端子３０を経て抵抗２９に接続されて
いるトランジスタ３３を介してFM復調器の出力
端子に加え、分流された直流の半分を正の電源電
圧に接続されているトランジスタ３２のコレクタ
に流し、この部分の電流が動作点に影響しないよ
うにすることにより除ける。復調器６の直流出力
端子からとり出され、トランジスタ３３及び抵抗
２９を流れる分流された直流の前者の半分はこれ
また抵抗２９を流れるトランジスタ２２及び２４
のコレクタ直流電流の減少を正確に補償する。蓋
し、直流源２８からトランジスタ２６及び27に加
えられる直流は４個のトランジスタ21〜２４に不
均等に分散させられるからである。換言すれば、
復調器の利得が下がる時、トランジスタ３３を流
れる電流は同じ量だけ増大し、これによりトラン
ジスタ２２と２４のコレクタ直流電流の和は減
り、出力端子３０の直流電圧レベルが復調器の利
得に独立になる。

第５図に示す回路では、トランジスタ３２及び
３３並びに抵抗３４により減衰器が形成されてい
る。この減衰器を流れるのは直流だけであるか
ら、ループ内の信号がこれによりひずむことはな
い。制御回路１１の出力端子の直流レベル及びこ
れにより生ずる信号U₁の振幅を適当に選べば、
トランジスタ３２及び３３を代りに制御回路１１
により制御できる。この場合、第１図の従来技術
の回路に比較して付加的に加わるコストはトラン
ジスタ３２及び３３並びに抵抗３４の分だけであ
る。そしてこうすると、中間周波数が変化する
時、復調器の利得が突然変化することはなく、多
かれ少なかれ滑らかに且つ連続的に変化する。こ
れは回路の機能を劣化させることはない。

ドイツ国特許願第Ａ−3032701.6号に開示され
ている従来技術の回路の場合と同じく制御回路１
１が相関器により形成されていると仮定する限
り、第６ａ図はこのような制御回路のもう一つの
例を示す。こゝで差f_s−f_pの関数としての変化を
理想化された態様で第６ｂ図に示す復調器６の出
力電圧U_dを回路４０の入力端子に加え、信号振
幅の絶対値を測定する。回路４０の出力端子には
第６ｃ図に示す信号が得られる。このようなFM
復調器出力信号の信号振幅の絶対値を測定する回
路自体はドイツ国特許第Ｂ−2909520号から既知
である。回路４０の出力電圧は時定数が低域フイ
ルタ７の時定数よりも著しく高いと好適な低域フ
イルタ４１を介して直接又は増幅器１４（第３
図）を介して減衰器１３に加える。入力端子１５
の基準電圧U₂はこれに十分なように選ぶ。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術の受信回路のブロツク図、第
２ａないし２ｅ図は第１図に示した受信回路の同
調挙動を説明するためのグラフ線図、第３図は本
発明受信回路のブロツク図、第４ａないし４ｆ図
は第３図に示した受信回路の同調挙動を説明する
ためのグラフ線図、第５図は周波数−電圧変換器
と組み合わさつた減衰器の特に簡単な実施例の回
路図、第６ａ図は制御回路の一実施例のブロツク
図、第６ｂ図及び第６ｃ図は第６ａ図の制御回路
で生ずる電圧の変化を示すグラフ線図である。 １…アンテナ、２…ミクサ、３…VCO、４…
低域フイルタ、５…制限増幅器、６…周波数復調
器、７…低域フイルタ、８…制限増幅器、９…ミ
ユーテイング回路、１０…再生装置、１１…制御
回路、１２…変換段、１３…減衰器、１４…増幅
器、１５…基準入力端子、21〜２４…トランジス
タ、２５…入力端子、２６，27…トランジスタ、
２８…直流源、２９…抵抗、３０…出力端子、３
１…コンデンサ、３２，３３…分流用トランジス
タ、３４…抵抗、３５…第２の入力端子、４０…
信号振幅の絶対値を測定する回路、４１…低域フ
イルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周波数を制御入力端子に加えられる電圧によ
   り制御できる、或る同調レンジに亘つて受信回路
   を同調させる発振器３と、発振信号をアンテナ信
   号と混合し、これらから中間周波信号を形成すに
   ミクサ段２と、この中間周波信号が加えられ、自
   分の出力信号から発振器の制御入力端子に加えら
   れる信号が導き出される周波数−電圧変換器６
   と、中間周波信号の周波数のターゲツト平均値
   f_zpからのずれに依存する制御信号を生ずる制御
   回路１１とを具える受信回路において、発振器３
   と、ミクサ２と、周波数−電圧変換器６とにより
   形成されるループのループ利得を制御するための
   制御自在の減衰器１３を設け、且つ前記制御回路
   １１が相関器を具え、中間周波数f_zが最小値より
   も大きくターゲツト平均周波数f_zpからずれる時
   に制御回路１１が減衰器１３の減衰を大きくする
   ために、前記相関器の相関期間が中間周波数のタ
   ーゲツト平均値f_zpの半周期に対応するように構
   成したことを特徴とする受信回路。 ２ アンテナ信号から導びかれた有用な信号の再
   生を完全に又は部分的に抑圧するミユーテイング
   回路９を設け、減衰器１３の他に制御回路１１が
   このミユーテイング回路９を中心周波数f_zが予じ
   め定められた量だけターゲツト平均値f_zpから異
   なる時ミユーテイング回路が活性化されるように
   制御することを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載の受信回路。 ３ 相関器１１の出力端子を比較回路１４の一方
   の入力端子に結合し、その他方の入力端子１５に
   基準電圧U₂を与え、比較回路１４の出力端子を
   減衰器１３に接続したことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項又は第２項に記載の受信回路。 ４ 周波数−電圧変換器６が利得を制御回路１１
   によ制御できる乗算回路（21…27）を具えること
   を特徴とする特許請求の範囲前記各項のいずれか
   に記載の受信回路。 ５ 乗算回路（21…27）を、その出力信号がそこ
   に加えられる直流と共に代わり、減衰器３２，３
   ３がこの直流の分路分に対する短絡路を提供する
   ように構成したことを特徴とする特許請求の範囲
   第４項記載の受信回路。 ６ 乗算回路の出力端子における直流電圧レベル
   が乗算回路に加えられる直流により決まる特許請
   求の範囲第５項記載の受信回路において、減衰器
   を流れる分路された直流の部分が少なくとも部分
   的に乗算回路の出力端子に加えられるように構成
   したことを特徴とする受信回路。