JPH04161085A - 同期モータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、同期モータの発生トルクを所望の値に制御す
る同期モータの制御方法に関し、特に、同期モータのト
ルク、速度１位置の制御を行う制御方法に関するもので
ある。

［従来の技術〕 従来、ロータに永久磁石を用いた同期モータを制御する
場合、ロータの作る磁束とステータ側の電流を直交させ
ることにより、最もトルク発生効率のよいトルク制御を
行っている。

空隙における磁束分布を正弦波状とすると、回転子位置
θに応じて、３相電機子電流ｉを以下のように制御する
。ここで工は電流振幅である。

このとき、同期モータの発生トルクは次のようになる。

Ｔ、＝−・ｋｌ・■・Φ　　　・・・・・・・・（１）
ここで、ｋｍは比例定数、Φは有効磁束である。

従って、モータ発生トルクＴ。はθに依らず、■に比例
する。即ち、発生トルクの大きさはステータ側の電流振
幅に比例するために、制御系の構成も容易となる。

［発明が解決しようとしている課題］ このように、従来の方式では、得られる制御トルクは指
令された電流の振幅工のみによって決定され、θには依
らない。

通常は、この方式で充分であるが、トルク分解能は電流
振幅工のみによって決定されるため、精密なトルク制御
を行うためには電流振幅の精密な制御が必要である。

電流振幅の精密な制御のために、電流振幅を、例えばマ
イクロコンピュータ制御のＡ／Ｄコンバータでモニタし
、Ｄ／Ａコンバータでフィードバック制御することが考
えられる。このような構成では、電流振幅制御の分解能
はＤ／Ａ変換器の精度により決まる。Ｄ／Ａ変換器の最
大出力に対して指令電流の最大値を割り当てると、最小
制御電流はＤ／Ａ変換器の最小ビットによって決まる。

例えば、８ビツトのＤ／Ａ変換器を用いて正負の方向に
電流を指令しようとすると、最小電流は最大電流の１／
１２８である。従って、モータの最小発生トルクは最大
トルクの１７１２８になり、これ以上に精密なトルク制
御はこの方式では不可能である。

［！！題を解決するための手段］ 本発明によれば、同期モータのロータの磁束方向とステ
ータの電流方向との為す角を任意に変化させることによ
りモータの発生トルクを制御する。

［実施例］ 以下添付図面を参照して、本発明の好適な実施例を２つ
（第１実施例、第２実施例）を挙げて説明する。第１実
施例は、本発明の原理を具体化したもので、第２実施例
は、第１実施例を更に位置制御や回転速度制御に応用し
たものである。

く第１実施例〉 第１図は第１実施例に係るモータ制御装置を説明する図
である。同図において、この制御装置は、同期モーター
のモータの実際の回転角θ１を検出する回転位！検出器
２と、その回転角θあと目標トルク値Ｔアに応じて所望
の位相ψ、振幅ｌの正弦波ｉの電流を発生する電流演算
部４と、この正弦波ｉを電流増幅して前記同期モーター
に供給する増幅器３とを有するトルク制御システムであ
る。この第１実施例では、上記位相角ψと振幅■を制御
することによりトルクを制御する。

この第１実施例のトルク制御方法では、３相電機子電流
を以下のように制御する。

・・・・・・・・・・・・（２） このとき、発生するモータトルクＴ。は、Ｔ、＝−・ｋ
ｌ・Φ・Ｉ−ｃｏｓψ　・・・・・・・・・・（３）で
表わされる。もし、ｋ３・Φは固定であるために、Ｔｏ
と■・ｃｏｓψの関係を比例関係に保ったまま、制御で
きればその制御は滑らかなものとなる。従って、この比
例関係が保持できる振幅工とψを制御することを考える
。

（３）式を変形して、 Ｔｏ　＝に−Ｉ−ｃｏｓＶ＝Ｋ　・Ｉ。　−−−・−（
４）と置く。ここで、Ｋ　＝　３／２・ｋ、・Φである
。（４）式の意味するところは、２つの変数Ｉとψを制
御することにより、Ｔｏと１・ｃｏｓψとの比例関係が
保つことができるというものである。換言すれば、■。

とＴ。どの比例関係を保ったまま制御することができる
ように、２つの変数Ｉとψを決定する。そこで、 Ｉ＝Ｉ。＋δ・・・・・・（５） と置き、δを定数とすると、（４）式は、（工。＋δ）
・ｃｏｓψ＝１．　　　・・・・・・（６）となる。δ
を正の定数とすると、 となり、（６）式から、■。及びδを任意の値に設定し
ても、 に従っでψを得ることができる。（７）式の関係を図で
示すと、第２図のようになる。

例えば、δ＝工。とすると、Ｉ＝Ｉ。＋δ＝２Ｉ０とな
り、 つまり、モータに流す電流Ｉを■。の２倍にし、トルク
角を６０度に制御することで、モータに流す電流を２倍
にして、従来方式と同じトルクを発生できる。また、δ
を大きくすることによりモータ電流をいくらでも大きく
することができる。

かくして、目標トルクエアが決まれば、このトルクエア
に相当するＴ。を発生するように、ψ及び工。が（７）
式に従って計算でき、（５）式に従った電流を出力すれ
ば所期のトルクエアを発生することができる。

電流演算部４では、以上の１とψと用いて、３相電機子
電流と（２）式より計算する。

ｉｕ　＝Ｉ・ｓｉｎ　（θ、＋ψ） ｉｖ　＝Ｉ・ｓｉｎ　（θ、＋ψ−２π／３）１　＊　
＝　Ｉ・ｓｉｎ　（θ１＋ψ−４π／３）かくして、上
記第１実施例の方式では、発生トルクＴ。を制御するた
めに、電流振幅Ｉと位相甲を関連づけて制御することが
可能になった。

く第２実施例〉 第３図に従って、上記第１実施例を更に発展させた第２
実施例を説明する。この第２実施例は同期モータの速度
制御系の構成に関するものである。ここで、１は同期モ
ータ、２はモータの実際の回転位置θ、の検出器、３は
モータ１に電流を供給するための増幅器、４は目標トル
クＴとモータ回転位置θ、から目標電流値ｉを計算する
電流演算部、５はモータ回転速度み、の検出器、６は目
標回転位置θアと実際のモータ回転位置θ１から位置誤
差△θを生成するための比較器、７は比較器６により計
算された位置誤差△θを増幅して目標回転速度に変換す
るする増幅器、８は増幅器７から出力される目標回転速
度と実モータ回転速度とから速度誤差を生成する比較器
、９はこの速度誤差を増幅する増幅器、１０はこの速度
誤差を積分する積分器、１１は前記９と１０の出力の和
をとり目標トルク値を生成する加算器である。

まず、比較機６に目標回転位置θ１が入力されると、モ
ータ回転位置θえを読み込み、両者の差から位置誤差△
θが生成される。この位置誤差は増幅器７に入力され、
目標回転速度に変換され、比較器８に入力される。比較
器８では、検出器５よりモータ回転速度を読み込み、速
度誤差を生成する。比較器８で生成された速度誤差は、
９の増幅器と１０の積分器に入力される。両者の出力は
１１の加算器で和をとられ、その出力は目標トルク値に
なる。

電流演算部４では、前記の目標トルク値Ｔｒと２の出力
であるモータ回転位置θ１より、３相の目標電流値ｉを
生成する。増幅器３では、前記の目標電流値に相当する
相電流を同期モータ１に供給し、モータを回転させる。

その結果、２のモー夕位置検出器と５のモーフ回転速度
検出器にモーフの位置および速度が検出される。

第５図は、第１実施例で示した位置制御系において、目
標電流値の分解能が１／１２８のときの従来方式による
ステップ応答である。横軸に回転角θ、縦軸に目標電流
値を取った。角度０．０１５近辺と０．０２近辺に電流
分解能が大きく落ちる部分があることが分る。一方、第
４図は同じ構成で目標電流値の発生アルゴリズムに上記
実施例を適用したものである。両図の比較より、本発明
を適応した位置制御系の方が良好な特性を示しているこ
とが分る− 本発明はその主旨を逸脱しない範囲で種々変形が可能で
ある。

上記２つの実施例では、目標電流値発生のアルゴリズム
として、目標電流値の振幅を従来の方式で計算される値
より若干大きな値に設定し、目標電流値の位相制御を小
角度の範囲で制御する場合を述べた。その他の手法とし
ては、以下のような方法が考えられる。

■：ｌｏは最大値に固定し、位相甲の制御だけで発生ト
ルクを制御する。

■：小トルク域では、上記実施例による方法、または■
の方法を用い、大トルク域では従来方式（ψ＝９０度に
固定）を用いる。

■二上記実施例ではδを固定としたが、δと１の関係と
して変化させる。

［発明の効果］ 本発明を用いることにより、電流振幅の制御精度が粗い
ハードウェア構成でも、従来方式に比べ格段に精密なト
ルク制御が可能になった。このため、ハードウェアの価
格低減、制御精度の向上といった効果が期待できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の好適な第１の実施例の基本構成図、 第２図は第１実施例の制御の原理を説明する図、 第３図は本発明の第２の実施例の構成図、第４図は上記
実施例を用いた位置制御系のステップ応答波形、 第５図は従来方式を用いた位置制御系のステップ応答波
形である。 、＞　−、、、、’−二

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）同期モータのロータの磁束方向とステータの電流
   方向との為す位相角を任意に変化させることによりモー
   タの発生トルクを制御することを特徴とする同期モータ
   の制御方法。
2. （２）ステータ電流の振幅を更に変化させてモータ発生
   トルクを制御することを特徴とする請求項の第１項に記
   載の同期モータの制御方法。
3. （３）ステータ電流の位相角、振幅を決定する際に、目
   標トルクに対し、モータ発生トルクが比例するようにス
   テータ電流の振幅と位相を制御することを特徴とする請
   求項の第１項に記載の同期モータの制御方法。
4. （４）更にモータ回転速度情報を関連づけることにより
   、モータ回転速度を制御することを特徴とする請求項の
   第１項乃至第３項のいずれかに記載の同期モータの制御
   方法。
5. （５）更にモータ回転位置情報を関連づけることにより
   、モータ回転位置を制御することを特徴とする請求項の
   第１項乃至第３項のいずれかに記載の同期モータの制御
   方法。