JPH0349588A - 離散時間型ａｃモータ制御装置 - Google Patents
離散時間型ａｃモータ制御装置Info
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- JPH0349588A JPH0349588A JP1180407A JP18040789A JPH0349588A JP H0349588 A JPH0349588 A JP H0349588A JP 1180407 A JP1180407 A JP 1180407A JP 18040789 A JP18040789 A JP 18040789A JP H0349588 A JPH0349588 A JP H0349588A
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- Japan
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- motor
- observer
- gain
- state estimation
- angular velocity
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/16—Controlling the angular speed of one shaft
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の要約
ｄｑ変換モデルに基づいて回転子角度，角速度を推定す
る状態推定オブザーバを備えた離散時間ＡＣモータ制御
装置において，状態推定オブザーバにおけるゲインを推
定角速度に応じて切換えることにより，広い速度範囲に
わたって適用可能とした。
る状態推定オブザーバを備えた離散時間ＡＣモータ制御
装置において，状態推定オブザーバにおけるゲインを推
定角速度に応じて切換えることにより，広い速度範囲に
わたって適用可能とした。
また，状態推定オブザーバに人力する巻線電圧と巻線電
流との位相差を推定角速度に応じて補償することにより
，制御精度を向上させた。
流との位相差を推定角速度に応じて補償することにより
，制御精度を向上させた。
発明の背景
技術分野
この発明はＡＣモータの離散時間型制御装置に関する。
従来技術とその問題点
Ｐ Ｍ （Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）型ＡＣ
モータの制御装置において，位置決め制御を行なう場合
，回転子角度をフィードバックさせるために回転子角度
を検知する必要がある。このために従来技術においては
，エンコーダやレゾルバ等のセンサが使用されていた。
モータの制御装置において，位置決め制御を行なう場合
，回転子角度をフィードバックさせるために回転子角度
を検知する必要がある。このために従来技術においては
，エンコーダやレゾルバ等のセンサが使用されていた。
また，ＡＣモータにおいては回転子回転角度に応じて巻
線各相に流す電流位相を変化させる必要があり，従来は
回転子の磁極位置を検知するためにボールセンサ等のセ
ンサが使用されていた。
線各相に流す電流位相を変化させる必要があり，従来は
回転子の磁極位置を検知するためにボールセンサ等のセ
ンサが使用されていた。
しかしながら，これらのセンサは一般に高温下では使用
できず，さらに振動，衝撃に弱い。したがって，このよ
うなセンサを使用する従来の制御装置においてはそのよ
うな環境下で使用することができないという問題点があ
る。
できず，さらに振動，衝撃に弱い。したがって，このよ
うなセンサを使用する従来の制御装置においてはそのよ
うな環境下で使用することができないという問題点があ
る。
一方，ＰＭ型ＡＣモータのｄｑ変換モデルと線形オブザ
ーバ理論を応用することにより，上記ＡＣモータの巻線
電流，電圧から回転子角度，角速度を推定する状態推定
オブザーバが下記の文献に提案されている。この文献に
はまたｄｑ変換モデルに基づく長所についても記載され
ている。
ーバ理論を応用することにより，上記ＡＣモータの巻線
電流，電圧から回転子角度，角速度を推定する状態推定
オブザーバが下記の文献に提案されている。この文献に
はまたｄｑ変換モデルに基づく長所についても記載され
ている。
Ｌａｗｒｅｎｃｅ Ａ．Ｊｏｎｅｓ， Ｊｅｆｆ’ｅｒ
ｙ Ｈ． Ｌａｎｇ ″＾ＳＴＡＴＥ ＯＢＳＥＲＶＥ
Ｒ ＦＯＲ ＴＨＥ ＰＥＩ？ＭＡＮＥＮＴ−ＭＡＧＮ
ＥＴＳＹＮＣＩ｛ＲＯＮＯＵＳ ＭＯＴＯＲ− ＩＥＣ
ＯＮ １９８７ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．Ｃａｍｂｒｉ
ｄｇｅ， ＭＡ． Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２−８． １９
８７．しかしながら，実際のＡＣモータの制御のために
，状態推定オブザーバを備えた制御装置を構或した場合
，状態推定オブザーバのゲインを一定にしておくと．速
度が大きく変化したときにオブザーバ推定値が不安定に
なる，オブザーバ推定値の応答が遅くなるという問題が
生じ，安定かつ高速にＡＣモータを制御できない。たと
えばオブザーバ・ゲインを１．５００ｒｐｌ付近の速度
に適合するように設計した場合，これを５０Ｏｒｐｍで
回転させるＡＣモータに適用すると．状態推定オブザー
バの推定値が収束しない。
ｙ Ｈ． Ｌａｎｇ ″＾ＳＴＡＴＥ ＯＢＳＥＲＶＥ
Ｒ ＦＯＲ ＴＨＥ ＰＥＩ？ＭＡＮＥＮＴ−ＭＡＧＮ
ＥＴＳＹＮＣＩ｛ＲＯＮＯＵＳ ＭＯＴＯＲ− ＩＥＣ
ＯＮ １９８７ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ．Ｃａｍｂｒｉ
ｄｇｅ， ＭＡ． Ｎｏｖｅｍｂｅｒ ２−８． １９
８７．しかしながら，実際のＡＣモータの制御のために
，状態推定オブザーバを備えた制御装置を構或した場合
，状態推定オブザーバのゲインを一定にしておくと．速
度が大きく変化したときにオブザーバ推定値が不安定に
なる，オブザーバ推定値の応答が遅くなるという問題が
生じ，安定かつ高速にＡＣモータを制御できない。たと
えばオブザーバ・ゲインを１．５００ｒｐｌ付近の速度
に適合するように設計した場合，これを５０Ｏｒｐｍで
回転させるＡＣモータに適用すると．状態推定オブザー
バの推定値が収束しない。
また，状態推定オブザーバにおいて推定される回転角度
は電気角度であり，回転子極対数をＮ （＞２）とする
と，一意に機械角を定めることができないという問題が
生じる。
は電気角度であり，回転子極対数をＮ （＞２）とする
と，一意に機械角を定めることができないという問題が
生じる。
さらに状態推定オブザーバはＡＣモータの巻線電圧と巻
線電流とを入力とするが，これらの間に位相差があると
，推定した回転子角度，角速度等に推定誤差が生じると
いう問題がある。
線電流とを入力とするが，これらの間に位相差があると
，推定した回転子角度，角速度等に推定誤差が生じると
いう問題がある。
発明の概要
この発明は広い速度範囲にわたって制御が可能な離散時
間ＡＣモータ制御装置を提供することを目的とする。
間ＡＣモータ制御装置を提供することを目的とする。
この発明はまた角度，角速度，磁極検出センサが全く不
要なＰＭ形ＡＣモータの制御装置を提供することを目的
とする。
要なＰＭ形ＡＣモータの制御装置を提供することを目的
とする。
この発明はさらに，人力巻線電圧，巻線電流間に位相差
があっても高い精度の推定を可能とすることを目的とす
る。
があっても高い精度の推定を可能とすることを目的とす
る。
この発明は，ＡＣモータの巻線電圧と巻線電流とを入力
とし，上記ＡＣモータのモデルを用いて上記ＡＣモータ
の回転子角度および角速度を推定する状態推定オブザー
バ手段を備えた離散時間型ＡＣモータ制御装置において
，推定された角速度に応じて，上記状態推定オブザーバ
手段における最適ゲインを設定するオブザーバ・ゲイン
切換え手段を設けたことを特徴とする。
とし，上記ＡＣモータのモデルを用いて上記ＡＣモータ
の回転子角度および角速度を推定する状態推定オブザー
バ手段を備えた離散時間型ＡＣモータ制御装置において
，推定された角速度に応じて，上記状態推定オブザーバ
手段における最適ゲインを設定するオブザーバ・ゲイン
切換え手段を設けたことを特徴とする。
この発明によるとＡＣモータの回転角速度に応じて最適
なゲインとなるように状態推定オブザーバ手段における
ゲインの切換えが行なわれているから，広い速度範囲に
わたって所定の制御性能を維持することができる。
なゲインとなるように状態推定オブザーバ手段における
ゲインの切換えが行なわれているから，広い速度範囲に
わたって所定の制御性能を維持することができる。
好ましくは，上記オブザーバ・ゲイン切換え手段によっ
て，ゲインの切換えに推定角速度に対するヒステリシス
を付与する。これにより，ゲイン切換え時における不安
定動作が無くなる。
て，ゲインの切換えに推定角速度に対するヒステリシス
を付与する。これにより，ゲイン切換え時における不安
定動作が無くなる。
この発明によるＡＣモータの制御装置はさらに，ＡＣモ
ータの回転子の原点位置を検出する原点角度検出手段と
，上記状態推定オブザーバ手段による推定結果および原
点角度検出手段による原点位置検出に基づいて上記ＡＣ
モータを制御するコントローラとを備えている。
ータの回転子の原点位置を検出する原点角度検出手段と
，上記状態推定オブザーバ手段による推定結果および原
点角度検出手段による原点位置検出に基づいて上記ＡＣ
モータを制御するコントローラとを備えている。
この構成によって，ＰＭ形ＡＣモータの制御において，
エンコーダ，レゾルバ等の角度センサやタコジェネレー
タ，Ｆ／Ｖ変換器等の角速度センサ，さらに．ポールセ
ンサ等の回転子磁極検出センサが不要となる．上記各種
センサの信号をフィードバックするための信号線が不要
となる，上記センサに起因して使用できない高温，振動
，衝撃下等でのＰＭ形ＡＣモータの使用が可能となる，
上記各種センサの信号線を省略できるために耐ノイズ性
，信頼性が増す，上記センサが不要なためコストダウン
となる，という効果が得られる。このようにしてこの発
明によると角度，角速度，磁極検出センサが不要なＰＭ
形ＡＣモータの制御装置が実現できる。
エンコーダ，レゾルバ等の角度センサやタコジェネレー
タ，Ｆ／Ｖ変換器等の角速度センサ，さらに．ポールセ
ンサ等の回転子磁極検出センサが不要となる．上記各種
センサの信号をフィードバックするための信号線が不要
となる，上記センサに起因して使用できない高温，振動
，衝撃下等でのＰＭ形ＡＣモータの使用が可能となる，
上記各種センサの信号線を省略できるために耐ノイズ性
，信頼性が増す，上記センサが不要なためコストダウン
となる，という効果が得られる。このようにしてこの発
明によると角度，角速度，磁極検出センサが不要なＰＭ
形ＡＣモータの制御装置が実現できる。
さらにこの発明は，ＡＣモータに印加される巻線電圧と
電流センサによって検出された巻線電流とを入力とし，
上記ＡＣモータのモデルを用いて上記ＡＣモータの回転
子角度および角速度を推定する状態推定オプザーバ手段
を備えた離散時間型ＡＣモータ制御装置において，上記
巻線電圧と巻線電流との位相差を，推定された角速度に
応じて補償する手段を設けたことを特徴とする。
電流センサによって検出された巻線電流とを入力とし，
上記ＡＣモータのモデルを用いて上記ＡＣモータの回転
子角度および角速度を推定する状態推定オプザーバ手段
を備えた離散時間型ＡＣモータ制御装置において，上記
巻線電圧と巻線電流との位相差を，推定された角速度に
応じて補償する手段を設けたことを特徴とする。
上記構成によってこの発明によると，状態推定オブザー
バ手段により推定されるＡＣモータの回転子角度，角速
度および巻線電流値の精度を向上させることができ，し
たがって制御精度を向上させることができる。
バ手段により推定されるＡＣモータの回転子角度，角速
度および巻線電流値の精度を向上させることができ，し
たがって制御精度を向上させることができる。
実施例の説明
第１図はこの発明の実施例を示している。
制御対象であるＰＭ型ＡＣモータ３０は三相モータであ
り，各相をａ，ｂ，ｃで表わす。すなわち，各相の電流
をそれぞれｉ，ｉ，，ｉ で，ａ
Ｃ 各層の電圧をｖａ，ｖｂ，ｖ でそれぞれ表わＣ す。
り，各相をａ，ｂ，ｃで表わす。すなわち，各相の電流
をそれぞれｉ，ｉ，，ｉ で，ａ
Ｃ 各層の電圧をｖａ，ｖｂ，ｖ でそれぞれ表わＣ す。
離散時間型ＡＣモータ制御装置ＩＯは状態推定オブザー
バー１．オブザーバ・ゲイン切換え装置１２，電流コン
トローラ１３，速度．位置コントローラ１４，電流セン
サ１５， １Ｂ， ローパス・フィルタ１７，サンプ
ルホールド回路１ｇ， １９， Ｐ Ｗ Ｍ （ Ｐｕ
ｌｓｅＷ１ｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路２０，
インバータ２１，原点検出スイッチ２２等を含んでいる
。これらの構成要素のうちのいくつか，たとえばオプザ
ーバ１１．ゲイン切換装置１２， コントローラ１３
． １４等はプログラムされたコンピュータによって実
現される。
バー１．オブザーバ・ゲイン切換え装置１２，電流コン
トローラ１３，速度．位置コントローラ１４，電流セン
サ１５， １Ｂ， ローパス・フィルタ１７，サンプ
ルホールド回路１ｇ， １９， Ｐ Ｗ Ｍ （ Ｐｕ
ｌｓｅＷ１ｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路２０，
インバータ２１，原点検出スイッチ２２等を含んでいる
。これらの構成要素のうちのいくつか，たとえばオプザ
ーバ１１．ゲイン切換装置１２， コントローラ１３
． １４等はプログラムされたコンピュータによって実
現される。
この制御装置ＩＯで用いられるパラメータ（物理量）の
うち測定値にはその符号の上にＶを付けて，推定値には
その符号の上に＾を付けてそれぞれ表わす。また，ベク
トルは符号の下に を付けて表わされる。
うち測定値にはその符号の上にＶを付けて，推定値には
その符号の上に＾を付けてそれぞれ表わす。また，ベク
トルは符号の下に を付けて表わされる。
後に示すようにモータ３０のパラメータ（電流ｉａ，ｉ
ｂ等）は２相固定子の直交座標系に変換され，この変換
後のパラメータは下添字α，βを用いて．たとえばｉ
，ｉβのように表現されα る。さらにパラメータは推定処理のために，推定された
回転子角度θを用いてｄ ｑ（ｄ１ｒｅｃｔｑｕａｄｒ
ａｔｕｒｅ）変換される（回転子と同期して回転する２
軸直交座標系への変換）。ｄｑ変換後のパラメータは下
添字ｄ，ｑを用いて，たとえばｌ ａ ＋ １ ９の
ように，表現される。
ｂ等）は２相固定子の直交座標系に変換され，この変換
後のパラメータは下添字α，βを用いて．たとえばｉ
，ｉβのように表現されα る。さらにパラメータは推定処理のために，推定された
回転子角度θを用いてｄ ｑ（ｄ１ｒｅｃｔｑｕａｄｒ
ａｔｕｒｅ）変換される（回転子と同期して回転する２
軸直交座標系への変換）。ｄｑ変換後のパラメータは下
添字ｄ，ｑを用いて，たとえばｌ ａ ＋ １ ９の
ように，表現される。
まず．状態推定オプザーバにおいて用いられるＡＣモー
タのモデルを素描しておく。上記文献に記載されている
ように，ＡＣモータの巻線への印加電圧王と検出した巻
線電流ｉとを用いて，次の第（１）〜（３）式より，Ａ
Ｃモータの巻線電流ｉ，とができる。
タのモデルを素描しておく。上記文献に記載されている
ように，ＡＣモータの巻線への印加電圧王と検出した巻
線電流ｉとを用いて，次の第（１）〜（３）式より，Ａ
Ｃモータの巻線電流ｉ，とができる。
ｄω／ｄｔ一
十０ １ ｘ ２
（ｉ−ｉ）
・・・（２）
ｄ θ／ｄｔ 一ω
・・・（３）
ここで，
Ｌ ：
巻線イ
ンダクタンス
Ｒ ：
巻線抵抗
Ｋ ：
トルク定数
Ｂ二
粘性摩擦
Ｃ ：
クーロン摩擦
Ｈ：イナーシャ
τ ：
トルク
Ｎ ：
極対数
てー（て６＋ ′；．）Ｔ − ｅｘｐ（−ＪＮθ）！
Ｔ−（ Ｔ ６ ＋ Ｔ ｑ ） Ｔ 了一（￥ 了 ）Ｔ−ｅｘｐ（−ＪＮθ）ｉ一ｄ’ｑ ｉ一（ｉａ，ｉβ） Ｔ Ｖ−（ｖａ，ｖβ） Ｇ Ｉ−２ − ［ｇ’１１ ｇ’１２］クーロン摩
擦， 粘性摩擦およびイナーシャは負 荷に応じて変化する。またイナーシャはモータおよび負
荷を含む機械系のイナーシャである。
Ｔ−（ Ｔ ６ ＋ Ｔ ｑ ） Ｔ 了一（￥ 了 ）Ｔ−ｅｘｐ（−ＪＮθ）ｉ一ｄ’ｑ ｉ一（ｉａ，ｉβ） Ｔ Ｖ−（ｖａ，ｖβ） Ｇ Ｉ−２ − ［ｇ’１１ ｇ’１２］クーロン摩
擦， 粘性摩擦およびイナーシャは負 荷に応じて変化する。またイナーシャはモータおよび負
荷を含む機械系のイナーシャである。
ｉ−（ｉ，ｉ）Ｔは，検出される巻線電流−
α β （ｉ，ｉ，）を２相固定子の座標系に変換したａ もので，この変換をＴ（θ）とすると，ｉ−（ｉ，ｉ）
” − α β ・ Ｔ −Ｔ（θ）（ｉａ．１ｂ＞ と表わすことができる。
α β （ｉ，ｉ，）を２相固定子の座標系に変換したａ もので，この変換をＴ（θ）とすると，ｉ−（ｉ，ｉ）
” − α β ・ Ｔ −Ｔ（θ）（ｉａ．１ｂ＞ と表わすことができる。
ｖ−（ｖ，ｖ）Ｔも同様の意味をもつ。
一 α β
第（１）式から第（３）式を離散化して表現すると，第
（４）弐〜第（７）式に示すようになる。
（４）弐〜第（７）式に示すようになる。
↑
”ｄ．ｋ＋ｔ − （− （Ｒ／Ｌ） ｉ ＋Ｎω
ｋ’ｑ．ｋｄ．ｋ ＋（１／Ｌ） ｖｄ，ｋ＋ｇ１１（ｉｄ，ｋ− ｉｄ，
ｋ）↑ １９，ｋ＋ｌＩｌｌＩ｛−（Ｒ／Ｌ）ｉ−Ｎωｋｉｄ，
ｋｑ・ｋ （ Ｋ ／ Ｌ ） Ｎ ωｋ十（ １ ／ Ｌ ）
ｖｑ ，ｋ＋ （ＫＮ／Ｈ）ｉ，，ｋ ， 十ｇ１１ （ｉｄ．ｋ − ｉｄ．ｋ ）＋ ｇ ’１
２ （ １ ，ｋｌ ，ｙ ） ）Δｔ＋ωｋ ・・・（６） ここで． Δｔ：サンプル時間 下添字ｋはサンプル時点（時刻）ｋにおける値であるこ
とを表わし．下添字（ｋ＋１）は時刻ｋからサンプル時
間Δｔが経過した時点における値であることを示してい
る。
ｋ’ｑ．ｋｄ．ｋ ＋（１／Ｌ） ｖｄ，ｋ＋ｇ１１（ｉｄ，ｋ− ｉｄ，
ｋ）↑ １９，ｋ＋ｌＩｌｌＩ｛−（Ｒ／Ｌ）ｉ−Ｎωｋｉｄ，
ｋｑ・ｋ （ Ｋ ／ Ｌ ） Ｎ ωｋ十（ １ ／ Ｌ ）
ｖｑ ，ｋ＋ （ＫＮ／Ｈ）ｉ，，ｋ ， 十ｇ１１ （ｉｄ．ｋ − ｉｄ．ｋ ）＋ ｇ ’１
２ （ １ ，ｋｌ ，ｙ ） ）Δｔ＋ωｋ ・・・（６） ここで． Δｔ：サンプル時間 下添字ｋはサンプル時点（時刻）ｋにおける値であるこ
とを表わし．下添字（ｋ＋１）は時刻ｋからサンプル時
間Δｔが経過した時点における値であることを示してい
る。
電流センサー５． １６により検出されたモータ巻線電
流１ ， ｉｂは，雑音除去用のローバス・フィａ ルタ１７を通ってサンプルホールド回路ｌ８に入力し，
時刻ｋにおいてサンプルホールドされ，それぞれｉ
．ｉ として状態推定オブザーバａ．ｋ ｂ．ｋ １１に与えられる。状態推定オブザーバー１は，時刻（
ｋ−１）に推定された回転子角度θ，を用はまた，後述
するように電流コントローラ１３によ推定される。した
がって，角度，角速度センサを用いずに回転子角度，角
速度を得ることができる。
流１ ， ｉｂは，雑音除去用のローバス・フィａ ルタ１７を通ってサンプルホールド回路ｌ８に入力し，
時刻ｋにおいてサンプルホールドされ，それぞれｉ
．ｉ として状態推定オブザーバａ．ｋ ｂ．ｋ １１に与えられる。状態推定オブザーバー１は，時刻（
ｋ−１）に推定された回転子角度θ，を用はまた，後述
するように電流コントローラ１３によ推定される。した
がって，角度，角速度センサを用いずに回転子角度，角
速度を得ることができる。
ローラ１３に与えられる。また推定された値ωｋ＋１，
θ は電流コントローラｉ３およびその上位のコｋ＋
１ ントローラ（速度，位置コントローラ）１４に与えられ
る。
θ は電流コントローラｉ３およびその上位のコｋ＋
１ ントローラ（速度，位置コントローラ）１４に与えられ
る。
電流コントローラｌ３は，推定値θ により．ｋ＋１
回転子磁極位置に応じた電流を与えるように巻線電圧に
加える位相を決めることができる。したがって，磁極検
出センサが不要となる。
加える位相を決めることができる。したがって，磁極検
出センサが不要となる。
電流コントローラｌ３はまた上位コントローラｌ４から
与えられた電流指令値ｉ ，ｉ とｄ，ｋ＋ｌ
ｑ．ｋ＋１ 状態推定オブザーバにより推定された値’ ｄ．ｋ＋１
’今 ’ Ｑ．ｋ＋１とを比較し，所定の制御アルゴリズムに
従い，たとえばこれらの偏差が零に近づくように，モー
タ巻線への印加電圧のｄｑ変換値うにθ に従ってモ
ータ巻線への印加電圧ｋ＋１ ■ａ．ｋ＋ｌ ｂ．ｋ＋ｌ ｃ．ｋ＋１を算出
する・これ，Ｖ ，Ｖ らの印加電圧値は．サンプルホールド回路１９を経てＰ
ＷＭ回路２０によりパルス幅に変換され，インバータ（
スイッチ回路） ２１を通してモータ巻線へ印加される
。
与えられた電流指令値ｉ ，ｉ とｄ，ｋ＋ｌ
ｑ．ｋ＋１ 状態推定オブザーバにより推定された値’ ｄ．ｋ＋１
’今 ’ Ｑ．ｋ＋１とを比較し，所定の制御アルゴリズムに
従い，たとえばこれらの偏差が零に近づくように，モー
タ巻線への印加電圧のｄｑ変換値うにθ に従ってモ
ータ巻線への印加電圧ｋ＋１ ■ａ．ｋ＋ｌ ｂ．ｋ＋ｌ ｃ．ｋ＋１を算出
する・これ，Ｖ ，Ｖ らの印加電圧値は．サンプルホールド回路１９を経てＰ
ＷＭ回路２０によりパルス幅に変換され，インバータ（
スイッチ回路） ２１を通してモータ巻線へ印加される
。
電流コントローラ１３の上位コントローラが図示のよう
に，速度，位置コントローラ１４である場合，状態推定
オブザーバ１ｌによって推定された値ωｋ＋１．０
がコントローラ１４に与えられていｋ＋１ るので，速度や位置の制御において，角度，角速度セン
サが不要となる。
に，速度，位置コントローラ１４である場合，状態推定
オブザーバ１ｌによって推定された値ωｋ＋１．０
がコントローラ１４に与えられていｋ＋１ るので，速度や位置の制御において，角度，角速度セン
サが不要となる。
もっとも，状態推定オブザーバｌ１により推定される回
転子角度は電気角であるため，この値θ をそのまま
用いて位置制御を行なうことはｋ＋１ できない。しかしながら．電流制御に必要な回転子角度
は電気角であり，かつ状態推定オブザーバ１ｌの動作に
おける収束はモータ時定数に対し十分速くすることがで
きる。したがって，モータ始動時に電流コントローラに
よりモータを回転させることが可能で，その原点角度位
置を原点検出スイッチ２２により検出することができる
。このスイッチ２２の原点検出信号はコントローラ１３
． １４に与えられる。この原点検出信号と状態オブザ
ーバ？より推定される値θ とにより，機械角度がｋ
＋１ 算出される。このように，モータ始動時に上記のキヤリ
プレーションを行なうことにより，角度センサを用いず
に位置制御が可能となる。
転子角度は電気角であるため，この値θ をそのまま
用いて位置制御を行なうことはｋ＋１ できない。しかしながら．電流制御に必要な回転子角度
は電気角であり，かつ状態推定オブザーバ１ｌの動作に
おける収束はモータ時定数に対し十分速くすることがで
きる。したがって，モータ始動時に電流コントローラに
よりモータを回転させることが可能で，その原点角度位
置を原点検出スイッチ２２により検出することができる
。このスイッチ２２の原点検出信号はコントローラ１３
． １４に与えられる。この原点検出信号と状態オブザ
ーバ？より推定される値θ とにより，機械角度がｋ
＋１ 算出される。このように，モータ始動時に上記のキヤリ
プレーションを行なうことにより，角度センサを用いず
に位置制御が可能となる。
次にオブザーバゲイン切換え装置１２について説明する
。状態推定オプザーバＩｆは第（１）式から第（３）式
または第（４〉式から第（７）式で表わされているよう
に，角速度ωｋにより非線形なダイナミクス特性を持つ
。このダイナミクス特性は．オブザーバゲイン０ ２Ｘ
２ ＋ Ｇ ｌｘ■により変化する。
。状態推定オプザーバＩｆは第（１）式から第（３）式
または第（４〉式から第（７）式で表わされているよう
に，角速度ωｋにより非線形なダイナミクス特性を持つ
。このダイナミクス特性は．オブザーバゲイン０ ２Ｘ
２ ＋ Ｇ ｌｘ■により変化する。
したがって，制御速度範囲が限られていない一般のモー
タ制御装置においては，その制御性能を保つために，速
度に応じて状態推定オブザーバのゲインを切換える必要
がある。このオブザーバゲインは，第（１）弐〜第（３
）式の線形化誤差方程式（以下に示す第（８）式）によ
り，予め最適値を算出することができる。
タ制御装置においては，その制御性能を保つために，速
度に応じて状態推定オブザーバのゲインを切換える必要
がある。このオブザーバゲインは，第（１）弐〜第（３
）式の線形化誤差方程式（以下に示す第（８）式）によ
り，予め最適値を算出することができる。
（以下余白）
ここで．
ｅθについても同様である。
−Ａ−”ｊ”ｊ’−／＜・ゲインは，各速度毎に切換え
る必要はなく，ある程度の速度範囲毎に切換えればよい
ことが実験により確認されている。したがって，第（８
）式から予め求めたオプザーバ・ゲインの角速度ωに関
する値を第２図に示すようにテーブルとしてオプザーバ
・ゲイン切換え装置１２のメモリに設定しておく。この
テーブルにおいては推定された角速度範囲ω 〜ω
（ｉ−１〜ｎ）ｌ １＋１ ごと１′：ゲイ：″′ ・ ｇ１２１・ ｇ２１１
・ ｇ２２１・１１１ ”１１１ ’ ”１２ｉが定められている。状態推定オ
ブザーバー１によって時刻ｋにおいて推定された値ω
がオプザーバ・ゲイン切換え装置ｌ２に与えらｋ れ．上記テーブルから値ωｋに応じた最適なゲインが抽
出され，時刻（ｋ ＋ １）のゲイン（Ｇ ）ｋ＋
１ として状態推定オブザーバー１に与えられる。オえ装置
ｌ２から与えられる最適ゲインを用いることにより，制
御速度範囲全体にわたり，所定の制御性能を得ることが
できる。
る必要はなく，ある程度の速度範囲毎に切換えればよい
ことが実験により確認されている。したがって，第（８
）式から予め求めたオプザーバ・ゲインの角速度ωに関
する値を第２図に示すようにテーブルとしてオプザーバ
・ゲイン切換え装置１２のメモリに設定しておく。この
テーブルにおいては推定された角速度範囲ω 〜ω
（ｉ−１〜ｎ）ｌ １＋１ ごと１′：ゲイ：″′ ・ ｇ１２１・ ｇ２１１
・ ｇ２２１・１１１ ”１１１ ’ ”１２ｉが定められている。状態推定オ
ブザーバー１によって時刻ｋにおいて推定された値ω
がオプザーバ・ゲイン切換え装置ｌ２に与えらｋ れ．上記テーブルから値ωｋに応じた最適なゲインが抽
出され，時刻（ｋ ＋ １）のゲイン（Ｇ ）ｋ＋
１ として状態推定オブザーバー１に与えられる。オえ装置
ｌ２から与えられる最適ゲインを用いることにより，制
御速度範囲全体にわたり，所定の制御性能を得ることが
できる。
オブザーバ・ゲインの切換え速度の境界（ω２，ω３等
）において角速度が上下するとオブザーバ・ゲインが頻
繁に切換えられることになり，状態推定オブザーバ１１
の動作が不安定となり，これによりモータの制御特性に
悪影響を与える。このような問題に対しては，第３図に
示すように角速度に対するヒステリシスをオブザーバ・
ゲインにもたせることにより，上記の問題が解決される
。
）において角速度が上下するとオブザーバ・ゲインが頻
繁に切換えられることになり，状態推定オブザーバ１１
の動作が不安定となり，これによりモータの制御特性に
悪影響を与える。このような問題に対しては，第３図に
示すように角速度に対するヒステリシスをオブザーバ・
ゲインにもたせることにより，上記の問題が解決される
。
この場合にオブザーバ・ゲイン切換え装１１２は，与え
られた角速度ωｋがヒステリシスの幅内にあるかどうか
の判定処理と，幅内にある場合には先に出力したゲイン
と同じ値のゲインを出力する処理とを行なえばよい。
られた角速度ωｋがヒステリシスの幅内にあるかどうか
の判定処理と，幅内にある場合には先に出力したゲイン
と同じ値のゲインを出力する処理とを行なえばよい。
次に位相補償装置を備えた離散時間型ＡＣモータ制御装
置について，第４図から第６図を参照して説明する。
置について，第４図から第６図を参照して説明する。
第１図に示す制御装置ｌＯにおいて，状態推定オブザー
バ１１に与えられる値ｖｄ，ｋ ｑ．ｋは，時，Ｖ 刻ｋにおいて．電流コントローラｌ３がサンプルホール
ド回路ｌ９を通じて出力する巻線電圧のｄｑ変換値であ
る。ＡＣモータ３０のモータ巻線に実際にこの電圧が加
わるのはＰＷＭ回路２０とインバー夕２１を通してであ
り，これらの回路における遅延のために，値ｖｄ．ｋ
ｑ．ｋは正確には，時刻ｋ． Ｖ におけるモータ巻線への印加電圧と異なる。すな，■
は実際には，第５図に示 わち・値ｖｄ．ｋ （１．ｋ すように，時刻ｋよりも遅れた時刻ｔ２においてモータ
巻線に印加される。
バ１１に与えられる値ｖｄ，ｋ ｑ．ｋは，時，Ｖ 刻ｋにおいて．電流コントローラｌ３がサンプルホール
ド回路ｌ９を通じて出力する巻線電圧のｄｑ変換値であ
る。ＡＣモータ３０のモータ巻線に実際にこの電圧が加
わるのはＰＷＭ回路２０とインバー夕２１を通してであ
り，これらの回路における遅延のために，値ｖｄ．ｋ
ｑ．ｋは正確には，時刻ｋ． Ｖ におけるモータ巻線への印加電圧と異なる。すな，■
は実際には，第５図に示 わち・値ｖｄ．ｋ （１．ｋ すように，時刻ｋよりも遅れた時刻ｔ２においてモータ
巻線に印加される。
一方，状態推定オブザーバｌ１に人力する電流ｉ ，
ｉ は時刻ｋにおいてサンプルホールａ．ｋ ｂ
．ｋ ドされたモータ巻線電流である。しかし，サンプルホー
ルド回路ｌ８でサンプルホールドされるまでには電流セ
ンサ１５． １Ｂやローバス・フィルタ１７等の回路を
経由しており，これらの回路がもつ位相遅れのために，
電流ｉ ，ｉ は，正確にはａ．ｋ ｂ．ｋ 時刻ｋにおけるＡＣモータ３０のモータ巻線電流とは異
なり，実際には，第５図に示すように，時刻ｋよりも前
の時刻１１においてモータ巻線に流れていた電流である
。
ｉ は時刻ｋにおいてサンプルホールａ．ｋ ｂ
．ｋ ドされたモータ巻線電流である。しかし，サンプルホー
ルド回路ｌ８でサンプルホールドされるまでには電流セ
ンサ１５． １Ｂやローバス・フィルタ１７等の回路を
経由しており，これらの回路がもつ位相遅れのために，
電流ｉ ，ｉ は，正確にはａ．ｋ ｂ．ｋ 時刻ｋにおけるＡＣモータ３０のモータ巻線電流とは異
なり，実際には，第５図に示すように，時刻ｋよりも前
の時刻１１においてモータ巻線に流れていた電流である
。
流ｉ ．ｉ が，時刻ｋにおける実際値と異ａ．ｋ
ｂ．ｋ なり，これらの巻線電圧と巻線電流との間に位相差ΔＴ
が存在する。状態推定オプザーバｌ１は，上記巻線電流
と巻線電圧とを同時刻において検出されたものとして扱
うため，これらの間の位相差ΔＴにより，推定される回
転子角度．角速度と巻線電流に推定誤差が生じるという
問題がある。
ｂ．ｋ なり，これらの巻線電圧と巻線電流との間に位相差ΔＴ
が存在する。状態推定オプザーバｌ１は，上記巻線電流
と巻線電圧とを同時刻において検出されたものとして扱
うため，これらの間の位相差ΔＴにより，推定される回
転子角度．角速度と巻線電流に推定誤差が生じるという
問題がある。
上記の問題を解決するために第４図に示す離散時間型Ａ
Ｃモータ制御装置１０Ａは位相補償装置２３を備えてい
る。この位相補償装置２３もまたプログラムされたコン
ピュータにより実現できる。第４図において第１図に示
すものと同一物には同一符号を付し説明を省略する。
Ｃモータ制御装置１０Ａは位相補償装置２３を備えてい
る。この位相補償装置２３もまたプログラムされたコン
ピュータにより実現できる。第４図において第１図に示
すものと同一物には同一符号を付し説明を省略する。
位相補償装置２３にはサンプル●ホールド回路ｌ８から
巻線電流値ｉ ，ｉ が与えられるととａ．ｋ
ｂ．ｋ もに，状態推定オブザーバｌ１で推定されたθｋ，ω，
が入力する。位相補償装置２３は，入力する巻線電流ｉ
，ｉ の位相を位相差ΔＴ進めかａ．ｋ ｂ
，ｋ て状態推定オブザーバｌ１に与える。すなわち，状態推
定オブザーバｌ１がｄＱ変換モデルに基づいていること
により，状態推定オプザーバ１１により推定された回転
子角度θ，に，位相差ΔＴに相応する補正角度Δθ，を
加えた値を用いて第（９）式にしたがって座標変換する
ことにより，等価的にくさせることができる。
巻線電流値ｉ ，ｉ が与えられるととａ．ｋ
ｂ．ｋ もに，状態推定オブザーバｌ１で推定されたθｋ，ω，
が入力する。位相補償装置２３は，入力する巻線電流ｉ
，ｉ の位相を位相差ΔＴ進めかａ．ｋ ｂ
，ｋ て状態推定オブザーバｌ１に与える。すなわち，状態推
定オブザーバｌ１がｄＱ変換モデルに基づいていること
により，状態推定オプザーバ１１により推定された回転
子角度θ，に，位相差ΔＴに相応する補正角度Δθ，を
加えた値を用いて第（９）式にしたがって座標変換する
ことにより，等価的にくさせることができる。
・・・（９〉
ｉ を２相固定直交座標系に変換する行列であｂ．ｋ
る。
回転子角度θ，に加算すべき補正角度Δθ，は，回転子
角速度ω，に応じて変化し，また予め定めることが可能
であるので，第６図に示すようにωｋに応じた値をテー
ブルの形で記憶しておくことが好ましい。すなわち位相
補償装置２３はオブザーバー１から与えられるωｋに応
じて上記デーブルからΔθｋを読出して．第（９〉式の
演算を行なう。ω の適当な範囲ごとに一定のΔθ，を
定めｋ でもよいのはいうまでもない。
角速度ω，に応じて変化し，また予め定めることが可能
であるので，第６図に示すようにωｋに応じた値をテー
ブルの形で記憶しておくことが好ましい。すなわち位相
補償装置２３はオブザーバー１から与えられるωｋに応
じて上記デーブルからΔθｋを読出して．第（９〉式の
演算を行なう。ω の適当な範囲ごとに一定のΔθ，を
定めｋ でもよいのはいうまでもない。
第７図および第８図は他の実施例を示している。
？７図は巻線電流ｉ ，ｉ を状態推定オａ．
ｋ ｂ．ｋ ブザーバ１１に取込む時点が電圧■４■ｋ ｑ．ｋ
．Ｖの 実際の印加時点と同じになるように，遅延回路２４によ
って電流ｉ ，ｉ を遅延させるようにａ．ｋ
ｂ，ｋ 構成したものである。遅延回路２４の遅延時間は状態推
定オプザーバ１ｌによって推定された角速度ωｋによっ
て制御される。
ｋ ｂ．ｋ ブザーバ１１に取込む時点が電圧■４■ｋ ｑ．ｋ
．Ｖの 実際の印加時点と同じになるように，遅延回路２４によ
って電流ｉ ，ｉ を遅延させるようにａ．ｋ
ｂ，ｋ 構成したものである。遅延回路２４の遅延時間は状態推
定オプザーバ１ｌによって推定された角速度ωｋによっ
て制御される。
第８図においてはモータ３０の巻線に実際に加わる電圧
ｖａｂ”ｂｅを測定する電圧センサ２Ｂ， ２７が設け
られている。電流センサ１５， １６の検出電流１，，
ｌｂおよび電圧センサ２Ｂ， ２７の検出電圧■ａｂ”
ｂｅはサンプル・ホールド回路２５に与えられ，同じ時
点でサンプリングされ，それぞれ時刻ａ．ｋ ｂ
，ｋ ａｂ，ｋ ｂｃ．ｋとしｋの検出値１
ｒ’ ｌ■ て状態推定オブザーバｌ１に入力する。検出電圧ｖａｂ
．ｋ ｂｃ．ｋはオプザーバ１１でｖ ，ｖｄ
．ｋ ｑ．ｋ に変換される。
ｖａｂ”ｂｅを測定する電圧センサ２Ｂ， ２７が設け
られている。電流センサ１５， １６の検出電流１，，
ｌｂおよび電圧センサ２Ｂ， ２７の検出電圧■ａｂ”
ｂｅはサンプル・ホールド回路２５に与えられ，同じ時
点でサンプリングされ，それぞれ時刻ａ．ｋ ｂ
，ｋ ａｂ，ｋ ｂｃ．ｋとしｋの検出値１
ｒ’ ｌ■ て状態推定オブザーバｌ１に入力する。検出電圧ｖａｂ
．ｋ ｂｃ．ｋはオプザーバ１１でｖ ，ｖｄ
．ｋ ｑ．ｋ に変換される。
第１図から第３図はこの発明の実施例を示し，第１図は
離散時間型ＡＣモータ制御装置の概念構成を示す機能ブ
ロック図，第２図はオブザーバ・ゲインの切換えテーブ
ルを示す図，第３図はオブザーバ・ゲインのヒステリシ
スを示すグラフである。 第４図から第６図はこの発明の他の実施例を示すもので
，第４図は離散時間型ＡＣモータ制御装置の概念構成を
示す機能ブロック図，第５図はモータ巻線電流と巻線電
圧との位相差の関係を示す図，第６図は位相補正角度テ
ーブルを示す図である。 第７図および第８図は巻線電流と巻線電圧の位相補償手
段の他の例を示すブロック図である。 １０， ＩＯＡ・・・離散時間型ＡＣモータ制御装置，
１１・・・状態推定オブザーバ １２・・・オプザーバ・ゲイン切換え装置，１３・・・
電流コントローラ． ｌ４・・・上位コントローラ （速度，位置コントローラ〉， １５． １６・・・電流センサ， １８． １９・・・サンプル・ホールド回路，２３・・
・位相補償装置， ２４・・・遅延回路， ２５・・・サンプル・ホールド回路， ２６． ２７・・・電圧センサ， ３０・・・ＡＣモータ。 以 上 第２ 図 第３図 １″１ ″′２ ｗ３゜゛ 角連ナの 第７図 第８図
離散時間型ＡＣモータ制御装置の概念構成を示す機能ブ
ロック図，第２図はオブザーバ・ゲインの切換えテーブ
ルを示す図，第３図はオブザーバ・ゲインのヒステリシ
スを示すグラフである。 第４図から第６図はこの発明の他の実施例を示すもので
，第４図は離散時間型ＡＣモータ制御装置の概念構成を
示す機能ブロック図，第５図はモータ巻線電流と巻線電
圧との位相差の関係を示す図，第６図は位相補正角度テ
ーブルを示す図である。 第７図および第８図は巻線電流と巻線電圧の位相補償手
段の他の例を示すブロック図である。 １０， ＩＯＡ・・・離散時間型ＡＣモータ制御装置，
１１・・・状態推定オブザーバ １２・・・オプザーバ・ゲイン切換え装置，１３・・・
電流コントローラ． ｌ４・・・上位コントローラ （速度，位置コントローラ〉， １５． １６・・・電流センサ， １８． １９・・・サンプル・ホールド回路，２３・・
・位相補償装置， ２４・・・遅延回路， ２５・・・サンプル・ホールド回路， ２６． ２７・・・電圧センサ， ３０・・・ＡＣモータ。 以 上 第２ 図 第３図 １″１ ″′２ ｗ３゜゛ 角連ナの 第７図 第８図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）ＡＣモータの巻線電圧と巻線電流とを入力とし、
上記ＡＣモータのモデルを用いて上記ＡＣモータの回転
子角度および角速度を推定する状態推定オブザーバ手段
を備えたものにおいて、推定された角速度に応じて、上
記状態推定オブザーバ手段における最適ゲインを設定す
るオブザーバ・ゲイン切換え手段を設けたことを特徴と
する離散時間型ＡＣモータ制御装置。 （２）上記オブザーバ・ゲイン切換え手段は、ゲインの
切換えに推定角速度に対するヒステリシスを付与するも
のである、請求項（１）に記載の離散時間型ＡＣモータ
制御装置。（３）上記ＡＣモータの回転子の原点位置を
検出する原点角度検出手段と、上記状態推定オブザーバ
手段による推定結果および原点角度検出手段による原点
位置検出に基づいて上記ＡＣモータを制御するコントロ
ーラとをさらに備えた請求項（１）に記載の離散時間型
ＡＣモータ制御装置。 （４）ＡＣモータに印加される巻線電圧と電流センサに
よって検出された巻線電流とを入力とし、上記ＡＣモー
タのモデルを用いて上記ＡＣモータの回転子角度および
角速度を推定する状態推定オブザーバ手段を備えたもの
において、上記巻線電圧と巻線電流との位相差を推定さ
れた角速度に応じて補償する手段を設けたことを特徴と
する離散時間型ＡＣモータ制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1180407A JPH0349588A (ja) | 1989-07-14 | 1989-07-14 | 離散時間型ａｃモータ制御装置 |
| US07/544,427 US5057759A (en) | 1989-07-14 | 1990-06-27 | Discrete-time AC motor control apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1180407A JPH0349588A (ja) | 1989-07-14 | 1989-07-14 | 離散時間型ａｃモータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0349588A true JPH0349588A (ja) | 1991-03-04 |
Family
ID=16082706
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1180407A Pending JPH0349588A (ja) | 1989-07-14 | 1989-07-14 | 離散時間型ａｃモータ制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5057759A (ja) |
| JP (1) | JPH0349588A (ja) |
Cited By (4)
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| JP2005269711A (ja) * | 2004-03-16 | 2005-09-29 | Yanmar Co Ltd | ステッピングモータの励磁制御方法 |
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