JPH03245774A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用交流電源を直流電圧に変換し、この直流
電圧をスイッチング素子のオン・オフによりスイッチン
グして負荷に供給するインバータ装置に関するものであ
る。

［従来の技術］ 【（涯り 第７図は従来の一般的なインバータ装置（特開昭６０−
１３４７７６号公報参照）の回路図である。交流電源Ｖ
ｓの交流電圧は、ＡＣフィルタＦを介してダイオードＤ
、〜Ｄ６よりなるダイオードブリッジ回路にて全波整流
され、平滑用のコンデンサＣ０にて平滑されて、直流電
圧となる。コンデンサＣ０の両端には、トランジスタＱ
、、Ｑ２の直列回路が並列的に接続されている。各トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２には、ダイオードＤ、、Ｄ２が逆並
列接続されている。トランジスタＱ１の両端には、コン
デンサＣ１とインダクタＬ２を介して放電灯１ｍが接続
されている。放電灯１ａの非電源側には、コンデンサＣ
３が並列接続されている。トランジスタＱＱ２は高速度
で交互にオンオフするように駆動される。まず、トラン
ジスタＱ１がオン状態でトランジスタＱ２がオフ状態で
あるときには、コンデンサＣ３からトランジスタＱ１を
介して放電灯１ａに一方向に電流が流れる０次に、トラ
ンジスタＱがオフ状態でトランジスタＱ２がオン状態で
あるときには、コンデンサＣ０からコンデンサＣ８、放
電灯１ａ、インダクタＬ２、トランジスタＱ２を介して
逆方向に電流が流れる。したがって、放電灯１ａには高
周波電力が供給されるものである０以上によりハーフブ
リッジ式のインバータ回路が構成されている。

この回路では、トランジスタＱ２がチョッパー回路のス
イッチング素子を兼用している。まず、トランジスタＱ
２がオンされると、ダイオードブリッジの直流出力端を
インダクタＬ１で短絡することになる。これにより、イ
ンダクタし、に流れる電流は、ダイオードブリッジの直
流出力電圧の大きさに比例した傾きで増加し、インダク
タしにエネルギーが蓄えられて行く。次に、トランジス
タＱ２がオフされると、インダクタし、のエネルギーは
放出され、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ８を充
電する。このとき、コンデンサＣ０には、ダイオードブ
リッジの直流出力電圧にインダクタＬ１の両端に生じる
電圧を加えた電圧が充電されるので、コンデンサＣ８に
は交流電源Ｖｓのピーク値よりも高い直流電圧を得るこ
とができる。

また、従来例１に比べると、コンデンサＣ６に充電電流
が流れている期間が長いので、コンデンサｃｏの電圧は
、より平滑化される。

良敦九え 第８図は従来の他のインバータ装置（特願平１６４４６
５号参照）の回路図である。以下、その回路構成につい
て説明する。トランジスタＱ１゜Ｑ２はバイポーラ型の
トランジスタよりなる。トランジスタＱ、のエミッタは
、トランジスタＱ２のコレクタに接続されている。トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２のコレクタ及びエミッタには、ダイ
オードＤ　１．　Ｄ　２のカソード及びアノードが夫々
接続されている。

トランジスタＱ１のコレクタにはダイオードＤ、のカソ
ードが接続され、ダイオードＤ、のアノードはダイオー
ドＤ、のカソードに接続され、ダイオードＤ４のアノー
ドはトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。ト
ランジスタＱ１のコレクタには、コンデンサＣ０Ｉの一
端が接続され、コンデンサＣｏ＋の他端はコンデンサＣ
０２の一端に接続され、コンデンサＣ０２の他端はトラ
ンジスタＱ２のエミッタに接続されている。トランジス
タＱ、、Ｑ２の接続点とコンデンサＣｏｄ、Ｃｏ２の接
続点の間には、負荷回路が接続されている。負荷回路と
しては、放電灯ｉｇにコンデンサＣ５を並列接続し、イ
ンダクタＬ２を直列接続した放電灯点灯回路が接続され
る。トランジスタＱ、、Ｑ、の接続点は、ＡＣフィルタ
Ｆを介して交流電源Ｖｓの一端に接続されている。ダイ
オードＤ、、Ｄ、の接続点は、インダクタＬ１とＡＣフ
ィルタＦを介して交流電源Ｖｓの他端に接続されている
。

第９図は上記回路の動作波形口である。

以下、その動作について説明する。交流電源Ｖｓが正の
半サイクルにあるときに、トランジスタＱがオンすると
、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、トランジスタＱ１
を通る経路で交流電源Ｖｓからインダクタし、に電流が
流れ、インダクタし、の電流は入力交流電圧Ｖｉｎの瞬
時値に比例した傾きで増加して行き、インダクタし、に
エネルギーが蓄積される。そして、トランジスタＱ、が
オフすると、インダクタＬ、のエネルギーはダイオード
Ｄ１、コンデンサＣＯＩ、ＣＯ２、ダイオードＤ２を通
る経路で放出され、コンデンサＣｏｄ、Ｃ６２を充電す
る。そして、交流電源ＶＳの正の半サイクルの間は、上
記過程を繰り返すことで、インダクタＬ、に流れる電流
の包結線を正の期間について正弦波状とすることができ
る。

次に、交流電源Ｖｓの負の半サイクルでは、トランジス
タＱ２がオンすると、トランジスタＱ２、ダイオードＤ
１、インダクタＬ、を通る経路で交流電源Ｖｓからイン
ダクタし、に電流が流れる。インダクタＬ１に流れる電
流は、入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで、
正の半サイクルのときとは反対方向に増大して行き、イ
ンダクタし、にエネルギーが蓄積される。トランジスタ
Ｑ２がオフすると、インダクタＬ、のエネルギーはダイ
オードＤ１．コンデンサＣ，，，Ｃ，、、ダイオードＤ
。

を通る経路で放出され、コンデンサＣｏｔ、ｃｏ２が充
電される。そして、交流電源Ｖｓの負の半サイクルの間
、上記過程を繰り返すことで、インダクタＬ１に流れる
電流の包絡線を負の期間についても正弦波状とすること
ができる。また、トランジスタＱ、、Ｑ２が交互にオン
・オフすることで、負荷回路には高周波の電圧■が印加
される。

上記の回路では、トランジスタＱ、、Ｑ２を高速で交互
にオン・オフさせることで、交流電源Ｖｓの正負の半サ
イクルに同期して交流的にチョッパー動作を行わせるこ
とができる。そして、前段にＡＣフィルタＦを挿入する
ことで、入力電流を連続的にすることができ、入力電流
の歪率を小さくすることができる。また、このときの入
力電流は、はぼ入力電圧と同相の正弦波状にすることが
でき、入力力率はほぼ１となる。

良股匠ｌ 第８図に示す回路は、第１０図の動作波形図に示すよう
に動作させることもできる。この第１０図に示す動作例
では、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときには、トラ
ンジスタＱ、が高周波的にオン・オフ駆動され、トラン
ジスタＱ２はオフ状態とされる。また、交流電源Ｖｓが
負の半サイクルのときには、トランジスタＱ、が高周波
的にオン・オフ駆動され、トランジスタＱ１はオフ状態
とされる。以下、上記回路の動作について詳述する。

まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ１がオンすると、インダクタし０、ダイオード
Ｄ２、トランジスタＱ、を通る経路で交流電源Ｖｓから
インダクタＬ１に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加していく。この
とき、コンデンサＣ８ｌがらトランジスタＱ、を介して
負荷回路に電流が流れる８次に、トランジスタＱ、がオ
フすると、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、コンデン
サｃ０１、負荷回路、交流電源Ｖｓを通る経路、並びに
、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ８Ｃ
Ｏ２、ダイオードＤ２、交流電源Ｖｓを通る経路で、イ
ンダクタＬ２のエネルギーが放出され、コンデンサＣＯ
Ｉ及びＣ８２が充電される。

このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ１がチョッパー用のスイッチング素子と負荷
電流供給用のスイッチング素子を兼するものであり、ト
ランジスタＱ２は休止している。

次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ２がオンすると、交流電源ＶＳ、トランジスタ
Ｑ２、ダイオードＤ１、インダクタＬ。

を通る経路で、インダクタＬ１に電流が流れ、その電流
値は入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加
して行く、このとき、コンデンサＣ８２から負荷回路、
トランジスタＱ２を通る経路で負荷回路に電流が流れる
６次に、トランジスタＱ２がオフすると、交流電源Ｖｓ
、負荷回路、コンデンサＣＯ２、ダイオードＤ４、イン
ダクタし、を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、ダイオ
ードＤ４、コンデンサＣ０，、ｃｏ、、ダイオードＤ１
、インダクタＬ１を通る経路で、インダクタＬ１のエネ
ルギーが放出され、コンデンサＣ０，及びＣＯ２を充電
する。

このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ２がチョッパー用のスイッチング素子と負荷
電流供給用のスイッチング素子の働きを兼ねるものであ
り、トランジスタＱ、は休止している。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、従来例１では、トランジスタＱ２がチョッパ
ー用とインバータ用のスイッチング素子として兼用され
ているので、トランジスタＱ２にのみストレスが加わる
という問題がある。また、従来例２又は３では、トラン
ジスタＱ、、Ｑ、に均等にストレスが分散されるが、チ
ョッパー電流がトランジスタＱ、、Ｑ、に流れるので、
トランジスタＱ、、Ｑ２の電流容量が増大するという問
題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、スイッチング素子の負担を増大
させることなく、入力電流及び負荷電流を制御し、入力
力率が高く、入力電流歪みが小さくできるようなインバ
ータ装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第８図（又は第３図）に示すように、
直列接続された第１及び第２のスイッチング素子と、直
列接続された第１及び第２のコンデンサＣ８，、Ｃ，２
を並列的に接続し、第１及び第２のスイッチング素子の
少なくとも一方の両端に、インダクタンス要素と整流要
素を介して交流電源Ｖｓを接続し、第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点と第１及び第２のコンデンサＣ０
，。

ＣＯ２の接続点の間に負荷回路を接続し、第１及び第２
のスイッチング素子を上記インダクタンス要素に電流を
流さない期間にオン・オフ動作させ、このオン・オフ周
期において負荷回路は誘導性を呈するように構成したこ
とを特徴とするものである。

ここで、第１及び第２のスイッチング素子は、例えば、
トランジスタＱ、、Ｑ２にダイオードＤ１゜Ｄ２を逆並
列接続して構成されており、逆方向電流を阻止しない。

［作用］ 本発明にあっては、このように、チョッパー電流制御用
として動作する側のスイッチング素子を停止させ、他方
のスイッチング素子のオン・オフ動作によって生じる負
荷の帰還電流によって停止した側のスイッチング素子に
逆方向電流を流して、見掛は上、停止したスイッチング
素子をオン状態とする。これによって、負荷回路を介し
て入力電流を流してチョッパー動作を行うことができ、
入力力率を高くし、入力電流歪みを小さくすることがで
きる。したがって、チョッパー電流は負荷を介して流れ
るので、スイッチング素子には電流を流す必要がなく、
スイッチング素子の損失は著しく減少するものである。

［実施例１］ 第１図は本発明の一実施例の動作波形図である。

本実施例にあっては、第８図に示す回路を使用するもの
であるが、その制御方法が異なる。すなわち、交流電源
Ｖｓが正の半サイクル（Ｖｉａ＞０）では、トランジス
タＱ、はオフとなり、トランジスタＱ２のみがオン・オ
フされる。また、負の半サイクル（Ｖ　ｉｎ＜　Ｏ）で
は、トランジスタＱ、のみがオン・オフされ、トランジ
スタＱ２はオフとなる。

これは、従来例３の動作波形図（第１０図）と比較する
と、トランジスタＱ、、Ｑ２を動作させる期間が逆にな
っているものである。したがって、本実施例にあっては
、トランジスタＱ、、Ｑ２は共に入力側のチョッパーを
制御せず、負荷側の出力のみを制御するものであり、第
１図に示すような負荷電流工１ａが流れる。また、入力
電流は、負荷電流Ｉ／ａのコンデンサＣ０１又はｃ０２
への帰還時に流れ始める。

まず、交流電源Ｖｓの正の半サイクル（Ｖｉｎ＞０）の
ときには、トランジスタＱ２がオンすると、コンデンサ
Ｃ０２から負荷回路、トランジスタＱ２へと電流が流れ
る。このとき、入力電流は停止する。

また、トランジスタＱ２がオフすると、負荷回路からダ
イオードＤ３、コンデンサｃ０．へと帰還電流が流れる
。また、交流電源ＶｓがらＡＣフィルタＦ、インダクタ
ＬＩ、ダイオードＤ８、コンデンサＣｏｔ、負荷回路、
ＡＣフィルタＦを介して、交流電源ＶＳへと、負荷を介
して入力からも電流が流れる（第２図（、）の期間Ｔａ
参照）。そして、負荷電流が０になると２交流電源Ｖｓ
がらＡＣフィルタＦ、インダクタＬ、、ダイオードＤ１
、コンデンサＣ，，、ＣＯ２、ダイオードＤ２、ＡＣフ
ィルタＦを介して、交流電源Ｖｓへと電流が流れて、コ
ンデンサＣ０１、ｃ　０２を充電する（第２図（ｂ）の
期間Ｔｂ参照）。

トランジスタＱ２がオフしたとき、負荷の電流は、ダイ
オードＤ１を介してコンデンサｃｏｌへの帰還電流とな
る。このとき、負荷の両端電圧は、はぼコンデンサＣ０
，の電圧と等しい電圧となっている。したがって、トラ
ンジスタＱ１の両端には、ダイオードＤ１のオン電圧の
みで、電圧だけを見れば、トランジスタＱ、がオンして
いるのと同じ状態である。ところが、トランジスタＱ、
はオンしていないので、トランジスタＱ１には電流が流
れず、コンデンサＣ０１、負荷を通ってトランジスタＱ
、のコレクタ側からエミ・ンタ側へインダクタし、の電
流が流れる。負荷の帰還電流が０になって、ダイオード
Ｄ、がオフすると、インダクタしに蓄えられたエネルギ
ーによってコンデンサＣＯＣＯ２を充電する。

次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクル（Ｖｉｎ＜０）の
ときには、トランジスタＱ１がオンすると、コンデンサ
Ｃ０ｌからトランジスタＱ１を介して負荷に電流が流れ
る。このとき、入力電流は停止している。また、トラン
ジスタＱ１がオフすると、負荷からコンデンサＣ８２、
ダイオードＤ２を介して帰還電流が流れる。また、交流
電源Ｖｓから、ＡＣフィルタＦ、負荷、コンデンサＣＯ
２、ダイオードＤ４、インダクタＬ１、ＡＣフィルタＦ
、交流電源Ｖｓを介して電流が流れ、負荷を介して入力
からも電流が流れる（第２図（ｂ）の期間Ｔｃ参照）。

そして、負荷電流がＯになると、交流電源Ｖｓから、Ａ
ＣフィルタＦ、ダイオードＤ３、コンデンサＣ６ＣＯ２
、ダイオードＤ４、インダクタＬ１、ＡＣフィルタＦ、
交流電源Ｖｓへと電流が流れて、コンデンサＣｏｔ、Ｃ
ｏ２を充電する（第２図（ｂ）の期間Ｔｄ参照）。

ここで、入力電流が流れる理由は、Ｖｉｎ＞０のときと
同様であり、負荷電流の帰還時にはコンデンサＣ８２の
電圧とほぼ等しい電圧が負荷の両端に発生し、ダイオー
ドＤ２がオンとなり、トランジスタＱ２は電圧だけを見
ればオンしているのと同じ状態となる。ところが、トラ
ンジスタＱ２はオンしていないので、入力電流は負荷と
コンデンサＣＯ２を通って流れる。負荷の帰還電流がＯ
になると、ダイオードＤ２がオフし、ダイオードＤ、、
Ｄ。

がオンして、インダクタし、に蓄えられたエネルギーで
コンデンサＣｏ　＋　＋　Ｃｏ　２を充電する。

本実施例にあっては、このように、スイッチング素子に
は、負荷の電流のみしか流れてないので、スイッチング
素子での損失は従来例１〜３に比べて著しく少ない。し
たがって、スイッチング素子の小形化ができる。また、
負荷を介してチョッパー作用を行い、入力電流を流すの
で、入力力率は高く、入力電流歪みは小さい。

［実施例２］ 第３図は本発明の他の実施例の回路図であり、この実施
例は、本発明を従来例１に適用した例である。ただし、
コンデンサＣ８Ｉ、　Ｃｏ　２は大容量の平滑用コンデ
ンサであり、その直列回路は第７図に示す平滑用コンデ
ンサＣ８の働きを兼ねている。

また、各コンデンサＣ８，、Ｃ０，は第７図に示す直流
カット用のコンデンサＣ３と同様に、負荷に対する電源
としての働きを有している。

第４図は本実施例の動作波形図である。まず、期間Ｔ１
においては、トランジスタＱ１のみをオン・オフしてい
る。負荷には、電流Ｉ／ａが流れる。

また、トランジスタＱ１のオフ時の負荷電流の帰還によ
って、実施例１と同じように入力電流が流れる。この間
、トランジスタＱ、には負荷の電流のみしか流れないの
で、トランジスタＱ１の損失は少ない、この期間では、
コンデンサＣＯＩは充電及び放電を行い、コンデンサＣ
６２は充電のみを行う。

次に、期間Ｔ２においては、トランジスタＱ２のみをオ
ン・オフしている。負荷には期間Ｔ、とは逆向きに電流
が流れる。この期間Ｔ２では、トランジスタＱ２は負荷
の電流を制御するのと同時に、入力チョッパー電流をも
制御する。この期間Ｔ２では、コンデンサＣ０１は充電
のみ、コンデンサＣＯ２は充電及び放電を行う。

本実施例において、コンデンサＣ８ｌ　＋　ＣＯ２の電
圧をほぼ同じ電圧に保つためには、その容量は大きく設
定することが適切である。期ｆｉ５１１Ｔ、、Ｔ、はコ
ンデンサＣ０１、Ｃ０２の電圧のバランスを保つように
、適度に切り替えられる。その切り替えの時期は、入力
電流の歪みを常に最小にするために、交流電源ＶＳの極
性反転時と同期させることが好ましい。

本実施例にあっては、期間Ｔ、において、負荷の電流制
御のためのスイッチング素子のオン−オフのみで入力電
流が流れている。これにより、第３図に示す回路で、放
電灯Ｉ１１に矩形波電圧を与えることができ、矩形波点
灯回路を容易に実現することができる。

本実施例において、期間Ｔ、におけるトランジスタＱ１
と期間Ｔ２におけるトランジスタＱ２を同じ周期、同じ
オン時間でスイッチングさせると、入力電流の大きさは
同じにはならず、期間Ｔ２のときの方が入力電流が大き
くなる。これは、期間Ｔ２の方が交流電源Ｖｓからイン
ダクタＬ１へ電流が流れる時間が長いため、より大きな
電流となるためである。もし、期間Ｔ、とＴ２とで入力
電流を同じにしたいのであれば、期間Ｔ２において、オ
ン時間あるいは周期を適度に短くすると良い、このよう
にすれば、期間Ｔ１とＴ２の切換は電源極性と同期させ
る必要はない。

なお、第５図に示すように、インダクタし、をダイオー
ドブリッジＤ、〜Ｄ６よりも交流電源Ｖｓの側に接続し
た場合でも同様の効果が得られることは言うまでもない
。

［実施例３］ 第６図は本発明のさらに他の実施例の動作波形図である
。上述の第１図に示す制御方法では、入力電流の大きさ
が従来例に比べて小さくなるため、コンデンサＣ８，、
Ｃ０２の出力電圧が低くなる。このコンデンサＣ８，、
Ｃ０２の電圧低下は、ランプ電流即ち出力の低下を招く
。したがって、出力を低下させないようにするために、
適度に従来例の制御方法を用いる期間を設けて、コンデ
ンサＣ８，。

ＣＯ２の電圧低下を防止することが好ましい。

第６図において、期間Ｔ、では本発明の制御方法を用い
ており、期間Ｔ、では従来例２の制御方法を用いている
。これらの期間Ｔ、、Ｔ、の長さについては、特に限定
しないが、例えば５コンデンサＣ０１，Ｃｏ２の電圧が
一定の範囲内にあるように制御する方法や、ランプ電流
の値を一定範囲内に制御する方法などが考えられる。

この例では、期間Ｔ、とＴ４の切換時期が、電源極性の
反転の時期と一致していないため、切換時点を含む半周
期の電流波形には不連続となり、入力歪みが大きくなる
。しかしながら、この点は切換の半周期だけなので、全
体に対する影響は少ない。

この場合、第４図の動作例と同様に、期間Ｔ。

とＴ、の切換時期を電源極性の反転時期と一致させれば
、入力電流歪みは最小に抑えることができる。

［発明の効果］ 本発明によれば、直列接続された第１及び第２のスイッ
チング素子と、直列接続された第１及び第２のコンデン
サを並列的に接続し、第１及び第２のスイッチング素子
の少なくとも一方の両端に、インダクタンス要素と整流
要素を介して交流電源を接続し、第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点と第１及び第２のコンデンサの接続
点の間に負荷回路を接続し、第１及び第２のスイッチン
グ素子を上記インダクタンス要素に電流を流さない期間
にオン・オフ動作させ、このオン・オフ周期において負
荷回路は誘導性を呈するように構成したものであるから
、スイッチング素子がオフされたときの負荷回路の帰還
電流を利用することにより、負荷回路を介して入力電流
を流してチョッパー動作を行うことができ、入力力率を
高くし、入力電流歪みを小さくすることができるという
効果がある。また、チョッパー電流は負荷回路を介して
流れるので、スイッチング素子には電流を流す必要がな
く、スイッチング素子の損失は著しく減少するという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の動作波形図、第２図（ａ）
　、　（ｂ）は同上の要部波形図、第３図は本発明の他
の実施例の回路図、第４図は同上の動作波形図、第５図
は同上の一変形例の回路図、第６図は本発明のさらに他
の実施例の動作波形図、第７図は従来例の回路図、第８
図は他の従来例の回路図、第９図は同上の動作波形図、
第１０図はさらに他の従来例の動作波形図である。 Ｓ、、Ｓ２は制御信号である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直列接続された第１及び第２のスイッチング素子
   と、直列接続された第１及び第２のコンデンサを並列的
   に接続し、第１及び第２のスイッチング素子の少なくと
   も一方の両端に、インダクタンス要素と整流要素を介し
   て交流電源を接続し、第１及び第２のスイッチング素子
   の接続点と第１及び第２のコンデンサの接続点の間に負
   荷回路を接続し、第１及び第２のスイッチング素子を上
   記インダクタンス要素に電流を流さない期間にオン・オ
   フ動作させ、このオン・オフ周期において負荷回路は誘
   導性を呈するように構成したことを特徴とするインバー
   タ装置。