JPH10271831A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH10271831A JPH10271831A JP9074197A JP7419797A JPH10271831A JP H10271831 A JPH10271831 A JP H10271831A JP 9074197 A JP9074197 A JP 9074197A JP 7419797 A JP7419797 A JP 7419797A JP H10271831 A JPH10271831 A JP H10271831A
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- circuit
- current
- capacitor
- inductor
- power supply
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】簡単な回路構成で入力高調波歪みを低減し、か
つ、スイッチング素子に流れる電流を低減する。また、
ランプの安定な始動、点灯を可能とする。 【解決手段】入力部をダイオードＤ1，Ｄ2による倍電圧
構成として、ランプの安定性を得る。また、２つのスイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2をオン・オフすることによって、
高周波的な入力電流を流すことにより、入力高調波歪み
を改善する。入力電流が負荷電流よりも大きくなるよう
な場合に負荷回路以外に電流を経由する回路として、少
なくとも１つのインダクタＬ1を含む充電用回路を設
け、入力電流を、２つのインダクタＬ1，Ｌ2に分流し
て、スイッチング電流の増大を回避する。
つ、スイッチング素子に流れる電流を低減する。また、
ランプの安定な始動、点灯を可能とする。 【解決手段】入力部をダイオードＤ1，Ｄ2による倍電圧
構成として、ランプの安定性を得る。また、２つのスイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2をオン・オフすることによって、
高周波的な入力電流を流すことにより、入力高調波歪み
を改善する。入力電流が負荷電流よりも大きくなるよう
な場合に負荷回路以外に電流を経由する回路として、少
なくとも１つのインダクタＬ1を含む充電用回路を設
け、入力電流を、２つのインダクタＬ1，Ｌ2に分流し
て、スイッチング電流の増大を回避する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源から
の入力電流高調波の少ない電源装置に関するものであ
る。
の入力電流高調波の少ない電源装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来より商用電源を入力し、放電灯を負
荷として高周波電力を供給する放電灯点灯装置は数多く
存在する。図１６に従来例の回路図を示す（特開平５−
３８１６１号参照）。この回路は、インバータ負荷及び
スイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電
して入力力率を改善する回路を設けたインバータ装置で
あり、その動作は、コンデンサＣ2 とインダクタＬ1 に
発生する電圧によって、入力交流電圧Ｖｉｎが０Ｖ付近
でも、スイッチング素子Ｑ2 がオンしたときに入力電流
Ｉｉｎが流れるというものである。コンデンサＣ1 ，Ｃ
5 と負荷Ｌａ及びインダクタＬ2 よりなるインバータ負
荷に発生する電圧は、コンデンサＣ2 とインダクタＬ1
に発生する電圧を平滑コンデンサＣ3 の電圧から差し引
いた電圧にほぼ等しく、入力電圧Ｖｉｎがそれより高く
なると、整流器ＤＢから、コンデンサＣ1 、負荷Ｌａと
コンデンサＣ5 、インダクタＬ2 、スイッチング素子Ｑ
2 を経て、整流器ＤＢに戻る経路で電流Ｉｄが流れる。
また、入力電圧Ｖｉｎがピーク付近のときには、上記の
経路以外に、整流器ＤＢから、ダイオードＤ2 、コンデ
ンサＣ3 を経て、整流器ＤＢに戻る経路でも電流が流れ
て、この電流によりコンデンサＣ3 が充電されるもので
ある。
荷として高周波電力を供給する放電灯点灯装置は数多く
存在する。図１６に従来例の回路図を示す（特開平５−
３８１６１号参照）。この回路は、インバータ負荷及び
スイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通電
して入力力率を改善する回路を設けたインバータ装置で
あり、その動作は、コンデンサＣ2 とインダクタＬ1 に
発生する電圧によって、入力交流電圧Ｖｉｎが０Ｖ付近
でも、スイッチング素子Ｑ2 がオンしたときに入力電流
Ｉｉｎが流れるというものである。コンデンサＣ1 ，Ｃ
5 と負荷Ｌａ及びインダクタＬ2 よりなるインバータ負
荷に発生する電圧は、コンデンサＣ2 とインダクタＬ1
に発生する電圧を平滑コンデンサＣ3 の電圧から差し引
いた電圧にほぼ等しく、入力電圧Ｖｉｎがそれより高く
なると、整流器ＤＢから、コンデンサＣ1 、負荷Ｌａと
コンデンサＣ5 、インダクタＬ2 、スイッチング素子Ｑ
2 を経て、整流器ＤＢに戻る経路で電流Ｉｄが流れる。
また、入力電圧Ｖｉｎがピーク付近のときには、上記の
経路以外に、整流器ＤＢから、ダイオードＤ2 、コンデ
ンサＣ3 を経て、整流器ＤＢに戻る経路でも電流が流れ
て、この電流によりコンデンサＣ3 が充電されるもので
ある。
【０００３】しかし、電源電圧が１００Ｖで、負荷の放
電灯の定格管電圧が７０〜８０Ｖのような場合、上記従
来例では、設計の自由度が小さいため、始動電圧やラン
プの安定性などを得るために、図１７に示すように、昇
圧トランスＴ1 を用いる場合がある。
電灯の定格管電圧が７０〜８０Ｖのような場合、上記従
来例では、設計の自由度が小さいため、始動電圧やラン
プの安定性などを得るために、図１７に示すように、昇
圧トランスＴ1 を用いる場合がある。
【０００４】また、図１８に示すように、倍電圧タイプ
の点灯装置も提案されている。この回路は、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 が高周波でスイッチングすることによ
り、交流電源Ｖｓより入力した電流がコンデンサＣ1 に
一度充電され、コンデンサＣ 1 よりコンデンサＣ3 に充
電する動作を高周波的に繰り返す。交流電源Ｖｓの極性
が逆の場合は、入力電流はコンデンサＣ2 に一度充電さ
れた後に、コンデンサＣ2 からコンデンサＣ4 に充電す
る。このように、倍電圧構成とし、高周波的に入力電流
を引き込むことによって、ランプの安定性と入力高調波
歪みの改善を簡単な回路構成で行うことができる。
の点灯装置も提案されている。この回路は、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 が高周波でスイッチングすることによ
り、交流電源Ｖｓより入力した電流がコンデンサＣ1 に
一度充電され、コンデンサＣ 1 よりコンデンサＣ3 に充
電する動作を高周波的に繰り返す。交流電源Ｖｓの極性
が逆の場合は、入力電流はコンデンサＣ2 に一度充電さ
れた後に、コンデンサＣ2 からコンデンサＣ4 に充電す
る。このように、倍電圧構成とし、高周波的に入力電流
を引き込むことによって、ランプの安定性と入力高調波
歪みの改善を簡単な回路構成で行うことができる。
【０００５】また、倍電圧構成の回路方式として、図１
９に示すような回路も提案されている（特開平６−２１
５８８５号参照）。この回路構成では、交流電源Ｖｓか
らフィルタ回路ＦＴ、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、コンデン
サＣ3 ，Ｃ4 によって倍電圧整流されている。スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン、オフによって入力電流がコ
ンデンサＣ1 （又はＣ2 ）、放電ランプＬａ、コンデン
サＣ5 、インダクタＬ 2 を介して高周波的に入力される
ため、入力高調波歪みが改善される。
９に示すような回路も提案されている（特開平６−２１
５８８５号参照）。この回路構成では、交流電源Ｖｓか
らフィルタ回路ＦＴ、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、コンデン
サＣ3 ，Ｃ4 によって倍電圧整流されている。スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン、オフによって入力電流がコ
ンデンサＣ1 （又はＣ2 ）、放電ランプＬａ、コンデン
サＣ5 、インダクタＬ 2 を介して高周波的に入力される
ため、入力高調波歪みが改善される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図１６の従来例にあっ
ては、ランプの安定性を得るためには、図１７に示すよ
うに、トランスＴ1 で昇圧するので、ランプ電流及びラ
ンプＬａと並列に接続されているコンデンサＣ5 の合成
電流の巻数比倍の電流がトランスＴ1 の１次側に流れる
ため、スイッチング電流が増大するという問題があっ
た。また、図１８に示す従来例にあっては、ランプ負荷
を流れる電流と、コンデンサＣ1 又はＣ2 を介する入力
電流との合成電流がインダクタＬ2 に流れるため、スイ
ッチング電流が増大するという問題点があった。また、
図１９に示す従来例にあっては、入力電流が負荷を介し
て流れる構成となっているため、ランプ電力が大きくな
り、また、ランプ電流が比較的小さな負荷では、十分な
入力電流が得られず、コンデンサインプットの電流が流
れるため、入力高調波歪みが改善できない等の課題があ
った。
ては、ランプの安定性を得るためには、図１７に示すよ
うに、トランスＴ1 で昇圧するので、ランプ電流及びラ
ンプＬａと並列に接続されているコンデンサＣ5 の合成
電流の巻数比倍の電流がトランスＴ1 の１次側に流れる
ため、スイッチング電流が増大するという問題があっ
た。また、図１８に示す従来例にあっては、ランプ負荷
を流れる電流と、コンデンサＣ1 又はＣ2 を介する入力
電流との合成電流がインダクタＬ2 に流れるため、スイ
ッチング電流が増大するという問題点があった。また、
図１９に示す従来例にあっては、入力電流が負荷を介し
て流れる構成となっているため、ランプ電力が大きくな
り、また、ランプ電流が比較的小さな負荷では、十分な
入力電流が得られず、コンデンサインプットの電流が流
れるため、入力高調波歪みが改善できない等の課題があ
った。
【０００７】本発明は、このような課題を解決するもの
であり、入力部を倍電圧構成として、ランプの安定性を
得ると共に、２つのスイッチング素子をオン・オフする
ことによって、高周波的な入力電流を流すことにより、
入力高調波歪みを改善でき、なおかつ、引き込まれた入
力電流はスイッチング素子とは別の経路を通して引き込
むような構成として、スイッチング素子に流れる電流を
低減するものである。また、入力電流はランプ以外の経
路にも流れるようにして、ランプ電流、ランプ電力がい
かなるものであっても影響されることなく、入力高調波
歪みを改善するものである。
であり、入力部を倍電圧構成として、ランプの安定性を
得ると共に、２つのスイッチング素子をオン・オフする
ことによって、高周波的な入力電流を流すことにより、
入力高調波歪みを改善でき、なおかつ、引き込まれた入
力電流はスイッチング素子とは別の経路を通して引き込
むような構成として、スイッチング素子に流れる電流を
低減するものである。また、入力電流はランプ以外の経
路にも流れるようにして、ランプ電流、ランプ電力がい
かなるものであっても影響されることなく、入力高調波
歪みを改善するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、直列に接続された倍電圧整流用の第１及び第２のダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 と、上記倍電圧整流用の第１及び第
２のダイオードＤ1 ，Ｄ2 の直列回路の両端にそれぞれ
第３及び第４のダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介して接続され
た平滑用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路と、上記倍電
圧整流用の第１及び第２のダイオードＤ1 ，Ｄ2 の直列
回路と平滑用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路の各中点
間に接続された交流電源Ｖｓと、上記倍電圧整流用の第
１及び第２のダイオードＤ1 ，Ｄ2 と上記第３及び第４
のダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点に一端を接続された一
対のインピーダンス要素Ｃ1 ，Ｃ2 の直列回路と、上記
平滑用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路の両端に接続さ
れ、高周波で交互にオン・オフする第１及び第２のスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路と、上記スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路の中点と平滑用コンデンサ
Ｃ 3 ，Ｃ4 の直列回路の中点との間に接続された、少な
くとも１つのコンデンサＣ 5 とインダクタＬ2 で構成さ
れる共振回路を含む負荷回路と、少なくとも１つのイン
ダクタＬ1 で構成される充電用回路、との直列回路とを
備え、上記一対のインピーダンス要素Ｃ1 ，Ｃ2 の直列
回路の中点に、上記負荷回路と上記充電用回路の接続点
を接続した回路構成を有し、上記交流電源Ｖｓからの高
周波の入力電流を上記第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 に流れる電流が少なくなるように上記負荷回
路と充電用回路に分配し、かつ、入力高調波歪みが低下
するように制御することを特徴とするものである。
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、直列に接続された倍電圧整流用の第１及び第２のダ
イオードＤ1 ，Ｄ2 と、上記倍電圧整流用の第１及び第
２のダイオードＤ1 ，Ｄ2 の直列回路の両端にそれぞれ
第３及び第４のダイオードＤ3 ，Ｄ4 を介して接続され
た平滑用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路と、上記倍電
圧整流用の第１及び第２のダイオードＤ1 ，Ｄ2 の直列
回路と平滑用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路の各中点
間に接続された交流電源Ｖｓと、上記倍電圧整流用の第
１及び第２のダイオードＤ1 ，Ｄ2 と上記第３及び第４
のダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点に一端を接続された一
対のインピーダンス要素Ｃ1 ，Ｃ2 の直列回路と、上記
平滑用コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の直列回路の両端に接続さ
れ、高周波で交互にオン・オフする第１及び第２のスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路と、上記スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路の中点と平滑用コンデンサ
Ｃ 3 ，Ｃ4 の直列回路の中点との間に接続された、少な
くとも１つのコンデンサＣ 5 とインダクタＬ2 で構成さ
れる共振回路を含む負荷回路と、少なくとも１つのイン
ダクタＬ1 で構成される充電用回路、との直列回路とを
備え、上記一対のインピーダンス要素Ｃ1 ，Ｃ2 の直列
回路の中点に、上記負荷回路と上記充電用回路の接続点
を接続した回路構成を有し、上記交流電源Ｖｓからの高
周波の入力電流を上記第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 に流れる電流が少なくなるように上記負荷回
路と充電用回路に分配し、かつ、入力高調波歪みが低下
するように制御することを特徴とするものである。
【０００９】
（実施例１）本発明の実施例１の回路図を図１に示す。
本回路は、低周波の交流電源Ｖｓ（５０Ｈｚ程度）と、
ダイオードＤ1 〜Ｄ4 、コンデンサＣ3 、Ｃ4 からなる
倍電圧整流回路と、ダイオードＤ1 、Ｄ3 の接続点とダ
イオードＤ2 、Ｄ4 の接続点の間に接続されているコン
デンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路と、高周波（５０ｋＨｚ程
度）で交互にオン・オフするようにスイッチングされる
スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 と、コンデンサＣ1 、Ｃ2
の接続点とコンデンサＣ3 、Ｃ4 の接続点との間に接続
されたインダクタＬ1 と、コンデンサＣ1 、Ｃ2 、イン
ダクタＬ1 の接続点とスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接
続点との間に接続されたインダクタＬ2、及び、放電灯
ＬａとコンデンサＣ5 の並列回路からなる負荷回路より
構成されている。
本回路は、低周波の交流電源Ｖｓ（５０Ｈｚ程度）と、
ダイオードＤ1 〜Ｄ4 、コンデンサＣ3 、Ｃ4 からなる
倍電圧整流回路と、ダイオードＤ1 、Ｄ3 の接続点とダ
イオードＤ2 、Ｄ4 の接続点の間に接続されているコン
デンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路と、高周波（５０ｋＨｚ程
度）で交互にオン・オフするようにスイッチングされる
スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 と、コンデンサＣ1 、Ｃ2
の接続点とコンデンサＣ3 、Ｃ4 の接続点との間に接続
されたインダクタＬ1 と、コンデンサＣ1 、Ｃ2 、イン
ダクタＬ1 の接続点とスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接
続点との間に接続されたインダクタＬ2、及び、放電灯
ＬａとコンデンサＣ5 の並列回路からなる負荷回路より
構成されている。
【００１０】次に、本回路の動作を図２、図３を用いて
説明する。まず、交流電源ＶｓのダイオードＤ1 、Ｄ3
側が＋の極性で、交流電源Ｖｓがピーク付近の動作を図
２により説明する。図中、Ｑ1 はスイッチング素子Ｑ1
のオン・オフ状態を示しており、ＩC1はコンデンサＣ1
に流れる電流、ＩC3はコンデンサＣ3 に流れる電流、Ｉ
L1はインダクタＬ1 に流れる電流、ＩC4はコンデンサＣ
4 に流れる電流、ＩL2はインダクタＬ2 に流れる電流、
ＩD1はダイオードＤ1 に流れる電流を示している。スイ
ッチング素子Ｑ1 がオンした時には、インダクタＬ1 、
Ｌ2 には、回生電流が流れており、コンデンサＣ1 には
インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1と、インダクタＬ2 に
流れる電流ＩL2の合成電流が流れる。これにより、コン
デンサＣ 1 の両端電圧ＶC1は低下して行く。また、この
モードでは、インダクタＬ1 、Ｌ 2 に蓄積されたエネル
ギーが回生電流となって平滑用の電解コンデンサＣ3 、
Ｃ 4 を充電する。すなわち、インダクタＬ1 からコンデ
ンサＣ1 、ダイオードＤ3、コンデンサＣ3 を経てイン
ダクタＬ1 に戻る経路と、インダクタＬ2 からコンデン
サＣ1 、ダイオードＤ3 、コンデンサＣ3 、Ｃ4 、スイ
ッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード、放電灯Ｌａ及び
コンデンサＣ5 を介してインダクタＬ2 に戻る経路に回
生電流が流れる。これが図２のモードである。
説明する。まず、交流電源ＶｓのダイオードＤ1 、Ｄ3
側が＋の極性で、交流電源Ｖｓがピーク付近の動作を図
２により説明する。図中、Ｑ1 はスイッチング素子Ｑ1
のオン・オフ状態を示しており、ＩC1はコンデンサＣ1
に流れる電流、ＩC3はコンデンサＣ3 に流れる電流、Ｉ
L1はインダクタＬ1 に流れる電流、ＩC4はコンデンサＣ
4 に流れる電流、ＩL2はインダクタＬ2 に流れる電流、
ＩD1はダイオードＤ1 に流れる電流を示している。スイ
ッチング素子Ｑ1 がオンした時には、インダクタＬ1 、
Ｌ2 には、回生電流が流れており、コンデンサＣ1 には
インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1と、インダクタＬ2 に
流れる電流ＩL2の合成電流が流れる。これにより、コン
デンサＣ 1 の両端電圧ＶC1は低下して行く。また、この
モードでは、インダクタＬ1 、Ｌ 2 に蓄積されたエネル
ギーが回生電流となって平滑用の電解コンデンサＣ3 、
Ｃ 4 を充電する。すなわち、インダクタＬ1 からコンデ
ンサＣ1 、ダイオードＤ3、コンデンサＣ3 を経てイン
ダクタＬ1 に戻る経路と、インダクタＬ2 からコンデン
サＣ1 、ダイオードＤ3 、コンデンサＣ3 、Ｃ4 、スイ
ッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード、放電灯Ｌａ及び
コンデンサＣ5 を介してインダクタＬ2 に戻る経路に回
生電流が流れる。これが図２のモードである。
【００１１】次に、コンデンサＣ1 の電圧ＶC1が低下し
て行き、ダイオードＤ1 、Ｄ3 の接続点の電位が交流電
源Ｖｓと同電位になると、交流電源Ｖｓから入力電流が
流れる。このモードにおいても、コンデンサＣ1 を介し
て流れる入力電流は、インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1
とインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2に分流される。すな
わち、交流電源Ｖｓから、ダイオードＤ1 、コンデンサ
Ｃ1 、インダクタＬ1を介して交流電源Ｖｓに戻る経路
と、交流電源Ｖｓから、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ
1 、インダクタＬ2 、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、
スイッチング素子Ｑ1 、コンデンサＣ4 を介して交流電
源Ｖｓに戻る経路に入力電流が流れる。これが図２のモ
ードである。
て行き、ダイオードＤ1 、Ｄ3 の接続点の電位が交流電
源Ｖｓと同電位になると、交流電源Ｖｓから入力電流が
流れる。このモードにおいても、コンデンサＣ1 を介し
て流れる入力電流は、インダクタＬ1 に流れる電流ＩL1
とインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2に分流される。すな
わち、交流電源Ｖｓから、ダイオードＤ1 、コンデンサ
Ｃ1 、インダクタＬ1を介して交流電源Ｖｓに戻る経路
と、交流電源Ｖｓから、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ
1 、インダクタＬ2 、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、
スイッチング素子Ｑ1 、コンデンサＣ4 を介して交流電
源Ｖｓに戻る経路に入力電流が流れる。これが図２のモ
ードである。
【００１２】次に、スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイ
ッチング素子Ｑ2 がオンした時には、それまでスイッチ
ング素子Ｑ1 を流れていた負荷電流がスイッチング素子
Ｑ2の逆方向ダイオードを介して流れて、平滑用のコン
デンサＣ3 を充電する。すなわち、交流電源Ｖｓから、
ダイオードＤ1 、コンデンサＣ1 、インダクタＬ1 を介
して交流電源Ｖｓに戻る経路と、交流電源Ｖｓから、ダ
イオードＤ1 、コンデンサＣ1 、インダクタＬ2 、放電
灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、スイッチング素子Ｑ2 の逆
方向ダイオード、コンデンサＣ3 を介して交流電源Ｖｓ
に戻る経路に入力電流が流れる。これが図２のモード
である。
ッチング素子Ｑ2 がオンした時には、それまでスイッチ
ング素子Ｑ1 を流れていた負荷電流がスイッチング素子
Ｑ2の逆方向ダイオードを介して流れて、平滑用のコン
デンサＣ3 を充電する。すなわち、交流電源Ｖｓから、
ダイオードＤ1 、コンデンサＣ1 、インダクタＬ1 を介
して交流電源Ｖｓに戻る経路と、交流電源Ｖｓから、ダ
イオードＤ1 、コンデンサＣ1 、インダクタＬ2 、放電
灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、スイッチング素子Ｑ2 の逆
方向ダイオード、コンデンサＣ3 を介して交流電源Ｖｓ
に戻る経路に入力電流が流れる。これが図２のモード
である。
【００１３】次に、インダクタＬ1 、Ｌ2 には、逆方向
に電流が流れるが、この場合も、コンデンサＣ1 にはイ
ンダクタＬ1 に流れる電流ＩL1とインダクタＬ2 に流れ
る電流ＩL2の合成電流が流れる。すなわち、コンデンサ
Ｃ1 から、ダイオードＤ3 、コンデンサＣ3 、インダク
タＬ1 を介してコンデンサＣ1 に戻る経路で電流が流れ
ると共に、コンデンサＣ1 から、ダイオードＤ3 、スイ
ッチング素子Ｑ2 、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、イ
ンダクタＬ2 を介してコンデンサＣ1 に戻る経路で電流
が流れる。これが図２のモードである。以上の４つの
モードがスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の高周波的なスイ
ッチング動作により繰り返される。
に電流が流れるが、この場合も、コンデンサＣ1 にはイ
ンダクタＬ1 に流れる電流ＩL1とインダクタＬ2 に流れ
る電流ＩL2の合成電流が流れる。すなわち、コンデンサ
Ｃ1 から、ダイオードＤ3 、コンデンサＣ3 、インダク
タＬ1 を介してコンデンサＣ1 に戻る経路で電流が流れ
ると共に、コンデンサＣ1 から、ダイオードＤ3 、スイ
ッチング素子Ｑ2 、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、イ
ンダクタＬ2 を介してコンデンサＣ1 に戻る経路で電流
が流れる。これが図２のモードである。以上の４つの
モードがスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の高周波的なスイ
ッチング動作により繰り返される。
【００１４】次に、交流電源ＶｓのダイオードＤ1 、Ｄ
3 側が−の極性であるときは、図３のように動作する。
図中、Ｑ1 はスイッチング素子Ｑ1 のオン・オフ状態を
示しており、ＩC2はコンデンサＣ2 に流れる電流、ＩC3
はコンデンサＣ3 に流れる電流、ＩL1はインダクタＬ1
に流れる電流、ＩC4はコンデンサＣ4 に流れる電流、Ｉ
L2はインダクタＬ2 に流れる電流、ＩD2はダイオードＤ
2 に流れる電流を示している。スイッチング素子Ｑ1 が
オンした時には、インダクタＬ1 、Ｌ2 には、回生電流
が流れており、コンデンサＣ2 にはインダクタＬ1 に流
れる電流ＩL1と、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2の合
成電流が流れる。すなわち、交流電源Ｖｓから、インダ
クタＬ1 、コンデンサＣ2 、ダイオードＤ2 を介して交
流電源Ｖｓに戻る経路と、交流電源Ｖｓから、コンデン
サＣ4 、スイッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード、放
電灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、インダクタＬ2 、コンデ
ンサＣ2 、ダイオードＤ2 を介して交流電源Ｖｓに戻る
経路に入力電流が流れる。これが図３のモードであ
る。
3 側が−の極性であるときは、図３のように動作する。
図中、Ｑ1 はスイッチング素子Ｑ1 のオン・オフ状態を
示しており、ＩC2はコンデンサＣ2 に流れる電流、ＩC3
はコンデンサＣ3 に流れる電流、ＩL1はインダクタＬ1
に流れる電流、ＩC4はコンデンサＣ4 に流れる電流、Ｉ
L2はインダクタＬ2 に流れる電流、ＩD2はダイオードＤ
2 に流れる電流を示している。スイッチング素子Ｑ1 が
オンした時には、インダクタＬ1 、Ｌ2 には、回生電流
が流れており、コンデンサＣ2 にはインダクタＬ1 に流
れる電流ＩL1と、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2の合
成電流が流れる。すなわち、交流電源Ｖｓから、インダ
クタＬ1 、コンデンサＣ2 、ダイオードＤ2 を介して交
流電源Ｖｓに戻る経路と、交流電源Ｖｓから、コンデン
サＣ4 、スイッチング素子Ｑ1 の逆方向ダイオード、放
電灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、インダクタＬ2 、コンデ
ンサＣ2 、ダイオードＤ2 を介して交流電源Ｖｓに戻る
経路に入力電流が流れる。これが図３のモードであ
る。
【００１５】次に、インダクタＬ1 、Ｌ2 には、逆方向
に電流が流れるが、この場合も、コンデンサＣ2 にはイ
ンダクタＬ1 に流れる電流ＩL1とインダクタＬ2 に流れ
る電流ＩL2の合成電流が流れる。すなわち、コンデンサ
Ｃ2 からインダクタＬ1 、コンデンサＣ4 、ダイオード
Ｄ4 を介してコンデンサＣ2 に戻る経路で電流が流れる
と共に、コンデンサＣ2 からインダクタＬ2 、放電灯Ｌ
ａ及びコンデンサＣ5、スイッチング素子Ｑ1 、ダイオ
ードＤ4 を介してコンデンサＣ2 に戻る経路で電流が流
れる。これが図３のモードである。
に電流が流れるが、この場合も、コンデンサＣ2 にはイ
ンダクタＬ1 に流れる電流ＩL1とインダクタＬ2 に流れ
る電流ＩL2の合成電流が流れる。すなわち、コンデンサ
Ｃ2 からインダクタＬ1 、コンデンサＣ4 、ダイオード
Ｄ4 を介してコンデンサＣ2 に戻る経路で電流が流れる
と共に、コンデンサＣ2 からインダクタＬ2 、放電灯Ｌ
ａ及びコンデンサＣ5、スイッチング素子Ｑ1 、ダイオ
ードＤ4 を介してコンデンサＣ2 に戻る経路で電流が流
れる。これが図３のモードである。
【００１６】次に、スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイ
ッチング素子Ｑ2 がオンした時には、それまでスイッチ
ング素子Ｑ1 を流れていた負荷電流がスイッチング素子
Ｑ2の逆方向ダイオードを介して流れる。このモードで
は、インダクタＬ1 、Ｌ2 に蓄積されたエネルギーが回
生電流となって平滑用のコンデンサＣ3 、Ｃ4 を充電す
る。すなわち、インダクタＬ1 から、コンデンサＣ4 、
ダイオードＤ4 、コンデンサＣ2 を介してインダクタＬ
1 に戻る経路と、インダクタＬ2 から、放電灯Ｌａ及び
コンデンサＣ5 、スイッチング素子Ｑ2 の逆方向ダイオ
ード、コンデンサＣ3 、コンデンサＣ4 、ダイオードＤ
4 、コンデンサＣ2 を介してインダクタＬ2 に戻る経路
に電流が流れる。これが図３のモードである。
ッチング素子Ｑ2 がオンした時には、それまでスイッチ
ング素子Ｑ1 を流れていた負荷電流がスイッチング素子
Ｑ2の逆方向ダイオードを介して流れる。このモードで
は、インダクタＬ1 、Ｌ2 に蓄積されたエネルギーが回
生電流となって平滑用のコンデンサＣ3 、Ｃ4 を充電す
る。すなわち、インダクタＬ1 から、コンデンサＣ4 、
ダイオードＤ4 、コンデンサＣ2 を介してインダクタＬ
1 に戻る経路と、インダクタＬ2 から、放電灯Ｌａ及び
コンデンサＣ5 、スイッチング素子Ｑ2 の逆方向ダイオ
ード、コンデンサＣ3 、コンデンサＣ4 、ダイオードＤ
4 、コンデンサＣ2 を介してインダクタＬ2 に戻る経路
に電流が流れる。これが図３のモードである。
【００１７】次に、コンデンサＣ2 の電圧ＶＣC2が低下
して行き、ダイオードＤ2 、Ｄ4 の接続点の電位が交流
電源Ｖｓと同電位になると、交流電源Ｖｓから入力電流
が流れる。このモードにおいても、コンデンサＣ2 を介
して流れる入力電流は、インダクタＬ1 に流れる電流Ｉ
L1とインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2に分流される。す
なわち、交流電源Ｖｓから、インダクタＬ1 、コンデン
サＣ2 、ダイオードＤ 2 を介して交流電源Ｖｓに戻る経
路と、交流電源Ｖｓから、コンデンサＣ3 、スイッチン
グ素子Ｑ2 、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、インダク
タＬ2 、コンデンサＣ2 、ダイオードＤ2 を介して交流
電源Ｖｓに戻る経路に入力電流が流れる。これが図３の
モードである。以上の４つのモードがスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の高周波的なスイッチング動作により繰り
返される。
して行き、ダイオードＤ2 、Ｄ4 の接続点の電位が交流
電源Ｖｓと同電位になると、交流電源Ｖｓから入力電流
が流れる。このモードにおいても、コンデンサＣ2 を介
して流れる入力電流は、インダクタＬ1 に流れる電流Ｉ
L1とインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2に分流される。す
なわち、交流電源Ｖｓから、インダクタＬ1 、コンデン
サＣ2 、ダイオードＤ 2 を介して交流電源Ｖｓに戻る経
路と、交流電源Ｖｓから、コンデンサＣ3 、スイッチン
グ素子Ｑ2 、放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ5 、インダク
タＬ2 、コンデンサＣ2 、ダイオードＤ2 を介して交流
電源Ｖｓに戻る経路に入力電流が流れる。これが図３の
モードである。以上の４つのモードがスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の高周波的なスイッチング動作により繰り
返される。
【００１８】以上のように、本回路では、インピーダン
ス要素としてのコンデンサＣ1 ，Ｃ 2 がインダクタＬ1
に流れる電流ＩL1とインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2の
合成電流によって充放電を高周波で繰り返し、交流電源
Ｖｓの値にほぼ比例した電流を高周波で引き込むため、
入力高調波歪みが改善される。また、倍電圧整流回路と
なっているため、ランプの安定な始動、点灯が可能とな
る。
ス要素としてのコンデンサＣ1 ，Ｃ 2 がインダクタＬ1
に流れる電流ＩL1とインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2の
合成電流によって充放電を高周波で繰り返し、交流電源
Ｖｓの値にほぼ比例した電流を高周波で引き込むため、
入力高調波歪みが改善される。また、倍電圧整流回路と
なっているため、ランプの安定な始動、点灯が可能とな
る。
【００１９】入力電流は、交流電源Ｖｓのピーク付近に
おいて最大となるが、通常、図１８の従来例のような回
路では、スイッチング素子を流れる電流は、負荷電流と
充電電流の合成電流が流れるため、スイッチング電流の
増大を招くのに対し、本回路では、入力電流が負荷電流
よりも大きくなるような場合に、負荷回路以外に電流を
経由する回路としてインダクタＬ1 を設けたため、入力
電流はインダクタＬ1に流れる電流ＩL1とインダクタＬ
2 に流れる電流ＩL2に分流され、スイッチング電流は負
荷回路に流れる電流相当の電流が流れ、スイッチング電
流の増大を回避できる。
おいて最大となるが、通常、図１８の従来例のような回
路では、スイッチング素子を流れる電流は、負荷電流と
充電電流の合成電流が流れるため、スイッチング電流の
増大を招くのに対し、本回路では、入力電流が負荷電流
よりも大きくなるような場合に、負荷回路以外に電流を
経由する回路としてインダクタＬ1 を設けたため、入力
電流はインダクタＬ1に流れる電流ＩL1とインダクタＬ
2 に流れる電流ＩL2に分流され、スイッチング電流は負
荷回路に流れる電流相当の電流が流れ、スイッチング電
流の増大を回避できる。
【００２０】交流電源Ｖｓからの入力電流を、インダク
タＬ1 に流れる電流ＩL1とインダクタＬ2 に流れる電流
ＩL2に分流するためには、インダクタＬ1 及びＬ2 、コ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ5 及び負荷で構成される共振系
を図４に示すような関係になるように設定すればよい。
図中、ＩC1はコンデンサＣ1 に流れる電流、ＩL1はイン
ダクタＬ1 に流れる電流、ＩL2はインダクタＬ2 に流れ
る電流を示す。図２、図３に示すような動作をする回路
は、入力電流が少ないと、平滑用の電解コンデンサ
Ｃ3 ，Ｃ4 に十分な充電が行えず、コンデンサインプッ
トとなり、入力高調波歪みが悪化するため、コンデンサ
Ｃ1 （又はＣ2 ）を介して流れる入力電流を十分な量に
設定する必要があるが、スイッチング電流を増大させて
は発熱等の問題があるため、スイッチング素子を介する
電流ＩL2が、コンデンサＣ1 を介して流れる入力電流Ｉ
C1よりも小さくなるように、インダクタＬ1 及びＬ2 、
コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ5 及び負荷で構成される共振
系を設定する必要がある。図４に示す共振特性では、周
波数ｆ1 よりも大きな周波数（ＩC1＞ＩL2となっている
周波数）で動作させる必要があり、例えば、図４に示す
動作周波数ｆ2 において動作させると上述するような効
果が得られる。つまり、動作周波数ｆ2 において、スイ
ッチング素子を介する電流ＩL2が、コンデンサＣ1 を介
して流れる入力電流ＩC1よりも小さくなるように、イン
ダクタＬ1 及びその他の定数を設定すればよい。
タＬ1 に流れる電流ＩL1とインダクタＬ2 に流れる電流
ＩL2に分流するためには、インダクタＬ1 及びＬ2 、コ
ンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ5 及び負荷で構成される共振系
を図４に示すような関係になるように設定すればよい。
図中、ＩC1はコンデンサＣ1 に流れる電流、ＩL1はイン
ダクタＬ1 に流れる電流、ＩL2はインダクタＬ2 に流れ
る電流を示す。図２、図３に示すような動作をする回路
は、入力電流が少ないと、平滑用の電解コンデンサ
Ｃ3 ，Ｃ4 に十分な充電が行えず、コンデンサインプッ
トとなり、入力高調波歪みが悪化するため、コンデンサ
Ｃ1 （又はＣ2 ）を介して流れる入力電流を十分な量に
設定する必要があるが、スイッチング電流を増大させて
は発熱等の問題があるため、スイッチング素子を介する
電流ＩL2が、コンデンサＣ1 を介して流れる入力電流Ｉ
C1よりも小さくなるように、インダクタＬ1 及びＬ2 、
コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ5 及び負荷で構成される共振
系を設定する必要がある。図４に示す共振特性では、周
波数ｆ1 よりも大きな周波数（ＩC1＞ＩL2となっている
周波数）で動作させる必要があり、例えば、図４に示す
動作周波数ｆ2 において動作させると上述するような効
果が得られる。つまり、動作周波数ｆ2 において、スイ
ッチング素子を介する電流ＩL2が、コンデンサＣ1 を介
して流れる入力電流ＩC1よりも小さくなるように、イン
ダクタＬ1 及びその他の定数を設定すればよい。
【００２１】また、図５に示すような回路でも同様の効
果が得られ、多灯点灯、例えば、２灯点灯を行うような
場合は、図６のような回路を用いると同様の効果が得ら
れることは言うまでもない。
果が得られ、多灯点灯、例えば、２灯点灯を行うような
場合は、図６のような回路を用いると同様の効果が得ら
れることは言うまでもない。
【００２２】（実施例２）本発明の実施例２の回路図を
図７に示す。この実施例は、図１の回路に調光を行うた
めの制御回路Ｓを付加したものである。図７に示す回路
は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を高周波で交互に導通
させることによって、ランプＬａを高周波点灯させるも
のであるが、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波
数、デューティ、又はその両者を変化させることによっ
て調光できる。
図７に示す。この実施例は、図１の回路に調光を行うた
めの制御回路Ｓを付加したものである。図７に示す回路
は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を高周波で交互に導通
させることによって、ランプＬａを高周波点灯させるも
のであるが、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波
数、デューティ、又はその両者を変化させることによっ
て調光できる。
【００２３】まず、図７に示す制御回路Ｓにおいて、ス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波数を変化させる
と、図７の回路の共振特性が、図８に示すように設定さ
れているため、動作周波数を高くして行くと、スイッチ
ング素子を介する電流（インダクタＬ2 に流れる電流Ｉ
L2）は減少して行き、負荷電流が少なくなって調光でき
る。しかし、調光しても常にスイッチング電流を減少さ
せるために、スイッチング素子を介する電流ＩL2が、コ
ンデンサＣ1 を介して流れる入力電流ＩC1よりも小さく
なる範囲内で動作周波数を変化させる必要がある。ま
た、図８に示すようにコンデンサＣ1 を介して流れる入
力電流ＩC1の周波数に対する変化率とスイッチング素子
を介する電流ＩL2の周波数に対する変化率が略等しくな
っている範囲内で動作周波数を可変させれば、ランプ電
力Ｗｌａの減少に応じて入力電力Ｗｉｎも減少するた
め、調光動作周波数範囲内においてＷｉｎ＝Ｗｏｕｔの
関係が成り立ち、平滑用の電解コンデンサＣ3 、Ｃ4 の
両端電圧の上昇を回避できる。
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の動作周波数を変化させる
と、図７の回路の共振特性が、図８に示すように設定さ
れているため、動作周波数を高くして行くと、スイッチ
ング素子を介する電流（インダクタＬ2 に流れる電流Ｉ
L2）は減少して行き、負荷電流が少なくなって調光でき
る。しかし、調光しても常にスイッチング電流を減少さ
せるために、スイッチング素子を介する電流ＩL2が、コ
ンデンサＣ1 を介して流れる入力電流ＩC1よりも小さく
なる範囲内で動作周波数を変化させる必要がある。ま
た、図８に示すようにコンデンサＣ1 を介して流れる入
力電流ＩC1の周波数に対する変化率とスイッチング素子
を介する電流ＩL2の周波数に対する変化率が略等しくな
っている範囲内で動作周波数を可変させれば、ランプ電
力Ｗｌａの減少に応じて入力電力Ｗｉｎも減少するた
め、調光動作周波数範囲内においてＷｉｎ＝Ｗｏｕｔの
関係が成り立ち、平滑用の電解コンデンサＣ3 、Ｃ4 の
両端電圧の上昇を回避できる。
【００２４】また、図７に示す制御回路Ｓにおいて、ス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のデューティを変化させて
も、調光が行える。デューティの変化のさせ方として、
図９（ａ）に示すように相補的な場合と図９（ｂ）に示
すようにデッドタイムを設ける場合がある。各場合にお
いて、負荷電流はデューティの変化に対して図１０
（ａ），（ｂ）に示すように変化する。
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のデューティを変化させて
も、調光が行える。デューティの変化のさせ方として、
図９（ａ）に示すように相補的な場合と図９（ｂ）に示
すようにデッドタイムを設ける場合がある。各場合にお
いて、負荷電流はデューティの変化に対して図１０
（ａ），（ｂ）に示すように変化する。
【００２５】この場合も、デューティの可変範囲内にお
いて、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔの関係が成り立つように、図７
の回路の共振定数を設定すれば、平滑用の電解コンデン
サＣ 3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避できる。また、コ
ンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避する共振定
数と、スイッチング素子を介する電流ＩL2がコンデンサ
Ｃ1 を介して流れる入力電流ＩC1よりも小さくなる共振
定数とが一致しない場合には、デューティ及び動作周波
数の両者を可変とすると、コンデンサＣ3 、Ｃ 4 の両端
電圧の上昇を回避できる。本実施例により、調光した場
合でもスイッチング電流を減少させることができ、なお
かつ、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避で
きる。
いて、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔの関係が成り立つように、図７
の回路の共振定数を設定すれば、平滑用の電解コンデン
サＣ 3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避できる。また、コ
ンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避する共振定
数と、スイッチング素子を介する電流ＩL2がコンデンサ
Ｃ1 を介して流れる入力電流ＩC1よりも小さくなる共振
定数とが一致しない場合には、デューティ及び動作周波
数の両者を可変とすると、コンデンサＣ3 、Ｃ 4 の両端
電圧の上昇を回避できる。本実施例により、調光した場
合でもスイッチング電流を減少させることができ、なお
かつ、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避で
きる。
【００２６】（実施例３）本発明の実施例３の回路図を
図１１に示す。この実施例では、図１の回路のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 の接続点とインダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点
の間に、コンデンサＣ6 とインダクタＬ3 の並列回路が
接続されている。図１の回路では、ランプがエミレス状
態のランプのような場合は、出力電力は殆ど無いが、コ
ンデンサＣ 5 を通って充電電流が流れるため入力電力は
確保され、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇す
る。そこで、図１１の回路では、ランプがエミレス状態
のランプのような場合、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電
圧が上昇したことを検知して、動作周波数をコンデンサ
Ｃ6 とインダクタＬ3 の並列回路の共振周波数近傍に設
定すると、コンデンサＣ6 とインダクタＬ3 の並列回路
のインピーダンスが増大し、入力電流が減少するため、
コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避できる。
図１１に示す。この実施例では、図１の回路のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 の接続点とインダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点
の間に、コンデンサＣ6 とインダクタＬ3 の並列回路が
接続されている。図１の回路では、ランプがエミレス状
態のランプのような場合は、出力電力は殆ど無いが、コ
ンデンサＣ 5 を通って充電電流が流れるため入力電力は
確保され、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇す
る。そこで、図１１の回路では、ランプがエミレス状態
のランプのような場合、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電
圧が上昇したことを検知して、動作周波数をコンデンサ
Ｃ6 とインダクタＬ3 の並列回路の共振周波数近傍に設
定すると、コンデンサＣ6 とインダクタＬ3 の並列回路
のインピーダンスが増大し、入力電流が減少するため、
コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避できる。
【００２７】（実施例４）本発明の実施例４の回路図を
図１２に示す。この実施例では、図１の回路のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 の接続点とインダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点
の間に、スイッチング素子Ｑ3 が接続されている。図１
の回路では、ランプがエミレス状態のランプのような場
合は、出力電力は殆ど無いが、コンデンサＣ5 を通って
充電電流が流れるため入力電力は確保され、コンデンサ
Ｃ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇する。そこで、図１２の回
路では、通常はスイッチング素子Ｑ3 をＯＮしておき、
ランプがエミレス状態のランプのような場合、コンデン
サＣ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇したことを検知して、ス
イッチング素子Ｑ3 をＯＦＦすると、入力電流が流れな
いため、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避
できる。
図１２に示す。この実施例では、図１の回路のコンデン
サＣ1 、Ｃ2 の接続点とインダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点
の間に、スイッチング素子Ｑ3 が接続されている。図１
の回路では、ランプがエミレス状態のランプのような場
合は、出力電力は殆ど無いが、コンデンサＣ5 を通って
充電電流が流れるため入力電力は確保され、コンデンサ
Ｃ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇する。そこで、図１２の回
路では、通常はスイッチング素子Ｑ3 をＯＮしておき、
ランプがエミレス状態のランプのような場合、コンデン
サＣ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇したことを検知して、ス
イッチング素子Ｑ3 をＯＦＦすると、入力電流が流れな
いため、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避
できる。
【００２８】（実施例５）本発明の実施例５の回路図を
図１３に示す。この実施例では、図１の回路のインダク
タＬ1 の両端間にスイッチング素子Ｑ3 が並列接続され
ている。図１の回路では、ランプがエミレス状態のラン
プのような場合は、出力電力は殆ど無いが、コンデンサ
Ｃ5 を通って充電電流が流れるため入力電力は確保さ
れ、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇する。そこ
で、図１３の回路では、通常は、スイッチング素子Ｑ3
をＯＦＦしておき、ランプがエミレス状態のランプのよ
うな場合、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇した
ことを検知して、スイッチング素子Ｑ3 をＯＮすると、
インダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点の電位であるＶａの振幅
が無くなるため、コンデンサＣ1 、Ｃ2 が充放電しなく
なり、入力電流が流れなくなるので、コンデンサＣ3 、
Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避できる。
図１３に示す。この実施例では、図１の回路のインダク
タＬ1 の両端間にスイッチング素子Ｑ3 が並列接続され
ている。図１の回路では、ランプがエミレス状態のラン
プのような場合は、出力電力は殆ど無いが、コンデンサ
Ｃ5 を通って充電電流が流れるため入力電力は確保さ
れ、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇する。そこ
で、図１３の回路では、通常は、スイッチング素子Ｑ3
をＯＦＦしておき、ランプがエミレス状態のランプのよ
うな場合、コンデンサＣ3 、Ｃ4 の両端電圧が上昇した
ことを検知して、スイッチング素子Ｑ3 をＯＮすると、
インダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点の電位であるＶａの振幅
が無くなるため、コンデンサＣ1 、Ｃ2 が充放電しなく
なり、入力電流が流れなくなるので、コンデンサＣ3 、
Ｃ4 の両端電圧の上昇を回避できる。
【００２９】（実施例６）本発明の実施例６の回路図を
図１４に示す。本実施例は、図１の回路のコンデンサＣ
3 を、倍の容量値の電解コンデンサＣ31、Ｃ32の直列回
路に置き換え、コンデンサＣ4 を、倍の容量値の電解コ
ンデンサＣ41、Ｃ42の直列回路に置き換え、コンデンサ
Ｃ31、Ｃ32の接続点とインダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点と
の間にダイオードＤ5 、コンデンサＣ41、Ｃ42の接続点
とインダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点との間にダイオードＤ
6 を付加したものである。
図１４に示す。本実施例は、図１の回路のコンデンサＣ
3 を、倍の容量値の電解コンデンサＣ31、Ｃ32の直列回
路に置き換え、コンデンサＣ4 を、倍の容量値の電解コ
ンデンサＣ41、Ｃ42の直列回路に置き換え、コンデンサ
Ｃ31、Ｃ32の接続点とインダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点と
の間にダイオードＤ5 、コンデンサＣ41、Ｃ42の接続点
とインダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点との間にダイオードＤ
6 を付加したものである。
【００３０】本回路の基本動作は実施例１と同様である
が、インダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点の電位であるＶａ
は、クランプダイオードＤ5 、Ｄ6 によって、コンデン
サＣ31、Ｃ32の接続点の電位ＶｂとコンデンサＣ41、Ｃ
42の接続点の電位Ｖｃにクランプされ、ＶｂとＶｃ間を
高周波で振幅する。
が、インダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点の電位であるＶａ
は、クランプダイオードＤ5 、Ｄ6 によって、コンデン
サＣ31、Ｃ32の接続点の電位ＶｂとコンデンサＣ41、Ｃ
42の接続点の電位Ｖｃにクランプされ、ＶｂとＶｃ間を
高周波で振幅する。
【００３１】コンデンサＣ5 と負荷の並列回路とインダ
クタＬ2 の直列回路で構成される負荷回路は、スイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点とインダクタＬ1 、Ｌ2 の
接続点の間に接続され、インダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点
の電位Ｖａとスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点の電
位の差が印加される。インダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点の
電位Ｖａは、クランプダイオードＤ5 、Ｄ6 によってク
ランプされるため、負荷回路に印加される電圧もクラン
プされ、出力波形がクランプされる。
クタＬ2 の直列回路で構成される負荷回路は、スイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点とインダクタＬ1 、Ｌ2 の
接続点の間に接続され、インダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点
の電位Ｖａとスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の接続点の電
位の差が印加される。インダクタＬ1 、Ｌ2 の接続点の
電位Ｖａは、クランプダイオードＤ5 、Ｄ6 によってク
ランプされるため、負荷回路に印加される電圧もクラン
プされ、出力波形がクランプされる。
【００３２】実施例１の動作では、交流電源Ｖｓがピー
ク付近では、コンデンサＣ1 またはＣ2 を通って入力電
流が流れるため、コンデンサＣ1 またはＣ2 が影響する
共振電流で動作し、交流電源Ｖｓがグランド付近では、
入力電流がほとんど流れないため、コンデンサＣ1 また
はＣ2 が影響しない共振電流で動作するので、出力電流
は低周波のリップルを持つ。
ク付近では、コンデンサＣ1 またはＣ2 を通って入力電
流が流れるため、コンデンサＣ1 またはＣ2 が影響する
共振電流で動作し、交流電源Ｖｓがグランド付近では、
入力電流がほとんど流れないため、コンデンサＣ1 また
はＣ2 が影響しない共振電流で動作するので、出力電流
は低周波のリップルを持つ。
【００３３】しかし、本実施例では、出力波形がクラン
プされるので、出力電流の低周波のリップルが緩和され
る。従って、実施例１に説明した共振定数で図１４に示
すクランプダイオードＤ5 、Ｄ6 を用いることによっ
て、スイッチング電流を低減させながら、出力電流の低
周波のリップルが緩和出来る。
プされるので、出力電流の低周波のリップルが緩和され
る。従って、実施例１に説明した共振定数で図１４に示
すクランプダイオードＤ5 、Ｄ6 を用いることによっ
て、スイッチング電流を低減させながら、出力電流の低
周波のリップルが緩和出来る。
【００３４】（実施例７）本発明の実施例７の回路図
は、図１と同様である。基本動作は実施例１と同様であ
るが、実施例１に説明した共振定数での動作では、交流
電源Ｖｓがピーク付近では、コンデンサＣ1 またはＣ2
を通って入力電流が流れるため、コンデンサＣ1 または
Ｃ2 が影響する共振電流で動作し、交流電源Ｖｓがグラ
ンド付近では、入力電流がほとんど流れないため、コン
デンサＣ1 またはＣ2 が影響しない共振電流で動作する
ので、出力電流は低周波のリップルを持つ。上述したよ
うに、交流電源Ｖｓがピーク付近では、コンデンサＣ1
またはＣ2 を含んだ共振系で動作し、交流電源Ｖｓがグ
ランド付近では、コンデンサＣ1 またはＣ2 を含まない
共振系で動作する。
は、図１と同様である。基本動作は実施例１と同様であ
るが、実施例１に説明した共振定数での動作では、交流
電源Ｖｓがピーク付近では、コンデンサＣ1 またはＣ2
を通って入力電流が流れるため、コンデンサＣ1 または
Ｃ2 が影響する共振電流で動作し、交流電源Ｖｓがグラ
ンド付近では、入力電流がほとんど流れないため、コン
デンサＣ1 またはＣ2 が影響しない共振電流で動作する
ので、出力電流は低周波のリップルを持つ。上述したよ
うに、交流電源Ｖｓがピーク付近では、コンデンサＣ1
またはＣ2 を含んだ共振系で動作し、交流電源Ｖｓがグ
ランド付近では、コンデンサＣ1 またはＣ2 を含まない
共振系で動作する。
【００３５】本発明の実施例７の周波数特性図を図１５
に示す。図１５では、コンデンサＣ 1 またはＣ2 を含ん
だ共振系Ａの電流値とコンデンサＣ1 またはＣ2 を含ま
ない共振系Ｂの電流値が一致する周波数が動作周波数と
なるように、共振定数が設定されている。このように、
２つの共振系の電流値が一致する周波数を動作周波数と
し、なおかつ、スイッチング電流を減少させるために、
スイッチング素子を介する電流ＩL2が、コンデンサＣ1
を介して流れる入力電流ＩC1よりも小さくなるような共
振定数を設定すれば、スイッチング電流を低減させなが
ら、出力電流の低周波のリップルが緩和出来る。
に示す。図１５では、コンデンサＣ 1 またはＣ2 を含ん
だ共振系Ａの電流値とコンデンサＣ1 またはＣ2 を含ま
ない共振系Ｂの電流値が一致する周波数が動作周波数と
なるように、共振定数が設定されている。このように、
２つの共振系の電流値が一致する周波数を動作周波数と
し、なおかつ、スイッチング電流を減少させるために、
スイッチング素子を介する電流ＩL2が、コンデンサＣ1
を介して流れる入力電流ＩC1よりも小さくなるような共
振定数を設定すれば、スイッチング電流を低減させなが
ら、出力電流の低周波のリップルが緩和出来る。
【００３６】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、簡単な回路構
成で入力高調波歪みを低減できるという効果があり、ま
た、倍電圧構成としているため、ランプの安定な始動、
点灯が可能となるという効果がある。また、入力電流が
負荷電流よりも大きくなるような場合に負荷回路以外に
電流を経由する回路として、少なくとも１つのインダク
タを含む充電用回路を設けたため、入力電流は、２つの
インダクタに分流され、スイッチング電流は負荷回路に
流れる電流相当の電流が流れ、スイッチング電流の増大
を回避できる。
成で入力高調波歪みを低減できるという効果があり、ま
た、倍電圧構成としているため、ランプの安定な始動、
点灯が可能となるという効果がある。また、入力電流が
負荷電流よりも大きくなるような場合に負荷回路以外に
電流を経由する回路として、少なくとも１つのインダク
タを含む充電用回路を設けたため、入力電流は、２つの
インダクタに分流され、スイッチング電流は負荷回路に
流れる電流相当の電流が流れ、スイッチング電流の増大
を回避できる。
【００３７】請求項２又は３の発明によれば、調光した
場合でもスイッチング電流を減少させることができ、な
おかつ、平滑用のコンデンサの両端電圧の上昇が回避で
きる。請求項４又は５又は６の発明によれば、ランプが
エミレス状態のランプのような場合でも、平滑用のコン
デンサの両端電圧の上昇が回避できる。請求項７又は８
の発明によれば、スイッチング電流を低減させながら、
出力電流に含まれる低周波のリップルを緩和できる。
場合でもスイッチング電流を減少させることができ、な
おかつ、平滑用のコンデンサの両端電圧の上昇が回避で
きる。請求項４又は５又は６の発明によれば、ランプが
エミレス状態のランプのような場合でも、平滑用のコン
デンサの両端電圧の上昇が回避できる。請求項７又は８
の発明によれば、スイッチング電流を低減させながら、
出力電流に含まれる低周波のリップルを緩和できる。
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】本発明の実施例１の交流電源が正極性であると
きの動作波形図である。
きの動作波形図である。
【図３】本発明の実施例１の交流電源が負極性であると
きの動作波形図である。
きの動作波形図である。
【図４】本発明の実施例１の回路に流れる電流の周波数
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図５】本発明の実施例１の一変形例を示す回路図であ
る。
る。
【図６】本発明の実施例１の２灯並列点灯方式への応用
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
【図７】本発明の実施例２の回路図である。
【図８】本発明の実施例２の回路に流れる電流の周波数
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図９】本発明の実施例２のデューティの変化のさせ方
を示す波形図である。
を示す波形図である。
【図１０】本発明の実施例２のデューティの変化に対す
る負荷電流の変化を示す特性図である。
る負荷電流の変化を示す特性図である。
【図１１】本発明の実施例３の回路図である。
【図１２】本発明の実施例４の回路図である。
【図１３】本発明の実施例５の回路図である。
【図１４】本発明の実施例６の回路図である。
【図１５】本発明の実施例７の周波数特性図である。
【図１６】第１の従来例の回路図である。
【図１７】第２の従来例の回路図である。
【図１８】第３の従来例の回路図である。
【図１９】第４の従来例の回路図である。
Ｖｓ 交流電源 Ｌａ 放電灯 Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｌ1 ，Ｌ2 インダクタ Ｃ1 ，Ｃ2 コンデンサ Ｃ3 ，Ｃ4 平滑用コンデンサ Ｄ1 ，Ｄ2 倍電圧整流用ダイオード Ｄ3 ，Ｄ4 ダイオード
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｌ 41/29 41/29 Ｃ
Claims (9)
- 【請求項１】 直列に接続された倍電圧整流用の第１
及び第２のダイオードと、 上記倍電圧整流用の第１及び第２のダイオードの直列回
路の両端にそれぞれ第３及び第４のダイオードを介して
接続された平滑用コンデンサの直列回路と、 上記倍電圧整流用の第１及び第２のダイオードの直列回
路と平滑用コンデンサの直列回路の各中点間に接続され
た交流電源と、 上記倍電圧整流用の第１及び第２のダイオードと上記第
３及び第４のダイオードの接続点に一端を接続された一
対のインピーダンス要素の直列回路と、 上記平滑用コンデンサの直列回路の両端に接続され、高
周波で交互にオン・オフする第１及び第２のスイッチン
グ素子の直列回路と、 上記スイッチング素子の直列回路の中点と平滑用コンデ
ンサの直列回路の中点との間に接続された、少なくとも
１つのコンデンサとインダクタで構成される共振回路を
含む負荷回路と、少なくとも１つのインダクタで構成さ
れる充電用回路、との直列回路とを備え、 上記一対のインピーダンス要素の直列回路の中点に、上
記負荷回路と上記充電用回路の接続点を接続した回路構
成を有し、 上記交流電源からの高周波の入力電流を上記第１及び第
２のスイッチング素子に流れる電流が少なくなるように
上記負荷回路と充電用回路に分配し、かつ、入力高調波
歪みが低下するように制御することを特徴とする電源装
置。 - 【請求項２】 上記インピーダンス要素を流れる電流
量が、負荷回路を流れる電流量よりも大きくなるように
上記充電用回路を設定することを特徴とする請求項１記
載の電源装置。 - 【請求項３】 上記インピーダンス要素を流れる電流
の周波数に対する変化量と、負荷回路を流れる電流の周
波数に対する変化量が等しくなるように、共振回路を設
定することを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項４】 上記一対のインピーダンス要素の直列
回路の中点と、負荷回路と上記充電用回路の接続点の間
にコンデンサとインダクタの並列回路を接続したことを
特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項５】 上記一対のインピーダンス要素の直列
回路の中点と、上記負荷回路と充電用回路の接続点の間
にスイッチング素子を接続したことを特徴とする請求項
１記載の電源装置。 - 【請求項６】 上記一対の平滑用コンデンサの直列回
路の中点と、上記負荷回路と充電用回路の接続点の間に
スイッチング素子を接続したことを特徴とする請求項１
記載の電源装置。 - 【請求項７】 上記一対のインピーダンス要素の直列
回路の中点と、負荷回路の接続点に、アノード側を接続
したダイオードとカソード側を接続したダイオードより
なる一対のクランプダイオードを接続したことを特徴と
する請求項１記載の電源装置。 - 【請求項８】 上記インピーダンス要素を含む第１の
共振系と上記インピーダンス要素を含まない第２の共振
系の負荷への出力が等しくなるように制御することを特
徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項９】 負荷として放電灯を用いた請求項１乃
至８のいずれかに記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9074197A JPH10271831A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9074197A JPH10271831A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271831A true JPH10271831A (ja) | 1998-10-09 |
Family
ID=13540227
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9074197A Pending JPH10271831A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10271831A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005124371A (ja) * | 2003-10-20 | 2005-05-12 | Harison Toshiba Lighting Corp | 高周波インバータ装置および放電ランプ点灯装置 |
| JP2010519889A (ja) * | 2007-02-25 | 2010-06-03 | オスラム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 低い入力電圧で使用されるチャージポンプ電子安定器 |
| CN103812359A (zh) * | 2014-01-16 | 2014-05-21 | 深圳市保益新能电气有限公司 | 一种交流-直流变换电路及其控制方法 |
| CN109617423A (zh) * | 2018-10-25 | 2019-04-12 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 大功率极低频电源及其次谐波抑制装置 |
| CN109639124A (zh) * | 2018-10-25 | 2019-04-16 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 大功率极低频电源及其次谐波抑制装置 |
| EP4336722A1 (en) * | 2022-09-08 | 2024-03-13 | E-Square Holding B.V. | Ac/dc voltage multiplier |
-
1997
- 1997-03-26 JP JP9074197A patent/JPH10271831A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005124371A (ja) * | 2003-10-20 | 2005-05-12 | Harison Toshiba Lighting Corp | 高周波インバータ装置および放電ランプ点灯装置 |
| JP4527959B2 (ja) * | 2003-10-20 | 2010-08-18 | ハリソン東芝ライティング株式会社 | 高周波インバータ装置 |
| JP2010519889A (ja) * | 2007-02-25 | 2010-06-03 | オスラム ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 低い入力電圧で使用されるチャージポンプ電子安定器 |
| US8368314B2 (en) | 2007-02-25 | 2013-02-05 | Osram Gesellschaft Mit Beschraenkter Haftung | Charge pump electronic ballast for use with low input voltage |
| CN103812359A (zh) * | 2014-01-16 | 2014-05-21 | 深圳市保益新能电气有限公司 | 一种交流-直流变换电路及其控制方法 |
| US9748854B2 (en) | 2014-01-16 | 2017-08-29 | Shenzhen Boyn Electric Co., Ltd. | Alternating current (AC)-direct current (DC) conversion circuit and control method thereof |
| CN109617423A (zh) * | 2018-10-25 | 2019-04-12 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 大功率极低频电源及其次谐波抑制装置 |
| CN109639124A (zh) * | 2018-10-25 | 2019-04-16 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 大功率极低频电源及其次谐波抑制装置 |
| CN109617423B (zh) * | 2018-10-25 | 2019-12-31 | 武汉船舶通信研究所（中国船舶重工集团公司第七二二研究所） | 大功率极低频电源及其次谐波抑制装置 |
| EP4336722A1 (en) * | 2022-09-08 | 2024-03-13 | E-Square Holding B.V. | Ac/dc voltage multiplier |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20051125 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20051129 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060411 |