JPH01321868A - Ｐｗｍ電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＰＷＭ電力変換装置に関し、特に平滑コンデン
サのりプル電流を低減してその容量を低減する方法に関
する。

〔従来の技術〕

単相交流を直流に変換するコンバータ装置において、整
流リプル電流の周波数に共振する直列共振回路を設けて
整流リプル電流を吸収し、平滑コンデンサの小形化を図
る方法が、エレクトリシエ・バーネン、４５　（１９７
４年）第１３５頁から１４２頁（Ｅｌｅｋｔｒｉｓｃｈ
ｅ　Ｂａｈｎｅｎ　４５　（１９７４）ｐｐ１３５−１
４２）に記載されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記従来技術はＰＷＭ電力変換装置のＰ
ＷＭ制御に伴う直流電流のりプルの吸収に関しては触れ
られておらず、また直列共振回路の共振周波数が変動し
た場合のりプル電流の吸収効果の低下とその対策法につ
いても触れられていない。

本発明の目的は、ＰＷＭ電力変換装置の直流電流に含ま
れるリプル成分を効果的に吸収して平滑コンデンサに流
入するりプル電流を抑制し、平滑コンデン゛すを小形化
したＰＷＭ電力変換装置、並びにリプル吸収用直列共振
回路のコンデンサとリアクトルのキャパシタンス値及び
インダクタンス値が温度等により変動しても常にリプル
電流を効果的に吸収し、平滑コンデンサの容量を低減で
きるＰＷＭ電力変換装置の制御方法を提供することにあ
る。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、ＰＷＭ電力変換装置の平滑コンデンサと並
列にＰＷＭ制御に伴うリプル電流を吸収する直列共振回
路を設け、平滑コンデンサに流れる電流リプルの大きさ
が最小となるようにＰＷＭ制御の搬送波周波数を制御す
ることにより達成される。

〔作用〕

ＰＷＭ電力変換装置の平滑コンデンサと並列にコンデン
サとリアクトルからなる直列共振回路を設け、さらに平
滑コンデンサに流れる電流のりプル成分の振幅が最小と
なるようにＰＷＭ制御の搬送波周波数を可変する。それ
によって、直列共振回路の共振周波数とりプル電流成分
の周波数が一致するようになるのでリプル成分は直列共
振回路を流れる共振電流によって吸収され、平滑コンデ
ンサにはりプル電流がほとんど流れない。また。

直列共振回路のコンデンサとリアクトルの値が温度上昇
等によって変化した場合でも、常に共振条件が満足され
るように搬送波周波数を制御する。

すなわち、共振周波数変化を平滑コンデンサに流れるリ
プル成分から検出することができ、このリプル成分が最
小となるようにＰＷＭ制御の搬送波周波数を可変してい
るので共振回路により常時効果的にリプル成分を吸収す
ることができる。その結果、ＰＷＭ電力変換装置の平滑
コンデンサ容量を低減することができる。

〔実施例〕 第１図に本発明をＰＷＭインバータに適用した場合の一
実施例を示す。第１図において、ＰＷＭインバータ６は
直流電源１から加えられる直流電圧を交流電圧に変換す
る。インバータ６はグレーツ結線された自己消弧素子Ｔ
ＵＰ、ＴＶＰ、・・・・・・ＴＷＮと各自己消弧素子に
逆並列接続された帰還ダイオードＤＵＰ、ＤＶＰ、・・
・・・・ＤＷＮとから構成される。自己消弧素子として
はトランジスタやゲートターンオフサイリスタなどのス
イッチング素子が用いられる。インバータ６の各相Ｕ、
Ｖ。

Ｗの交流出力端に誘導電動機７が接続されている。

速度指令回路１５の速度指令信号は電圧−周波数変換器
１４に加えられる。電圧−周波数変換器１４は速度指令
信号に応じて周波数指令信号を出力する。周波数指令信
号でインバータ１の出力周波数（電動機７の１次周波数
）を決定する。電圧指令回回路１３は周波数指令信号の
大きさに比例した振幅で、周波数が周波数指令信号に比
例した１２０°位相差の電圧指令パターン信号Ｖｔ１１
゜Ｖｖ”ｙＶ−を比較器１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗに出力
する。パルス幅変調制御のための搬送波信号を発生する
発振器１０の出力信号は比較器１２Ｕ。

１２Ｖ、１２Ｗ１ｍ加えられる。比較器１２Ｕ。

１２Ｖ、１２Ｗは電圧指令パターン信号Ｖｕ”。

Ｖｖ＊ｐＶ−と搬送波信号とを比較し、ＰＷＭインバー
タ６を構成するスイッチング素子ＴＵＰ。

ＴＶＰ、・・・・・・ＴＷＮをオン、オフするためのパ
ルス幅変調パ・ルスをゲート回路１１に出力する。ゲー
ト回路１１はパルス幅変調パルスに応じてスイッチング
素子ＴＵＰ、ＴＶＰ、・・・・・・ＴＷＮにゲート信号
を与える。

直流電源１の直流電圧は、平滑コンデンサ２と直列共振
回路１８とインバータ６に与えられる。

直列共振回路１８はインダクタンス４とコンデンサ５か
ら構成される。平滑コンデンサ２に流れる電流は電流検
出器３によって検出され、その検出電流信号がフィルタ
回路８に加えられる。フィルタ回路８は検出電流信号に
含まれるＰＷＭ制御に伴うリプル成分を取り出してトラ
ッキング制御回路９に加える。トラッキング制御回路９
はそのリプル成分の大きさが最小となる周波数指令を演
算して発振器１０に加える。発振器１０はトラッキング
制御回路９の出力信号に基づいて発振周波数を可変して
その出力信号を比較器１２Ｕ、１２Ｖ。

１２Ｗに加える。

まず、その動作を簡単に説明する。第１図はＶ／ｆ制御
インバータ装置であり、インバータ６の出力電圧／出力
周波数の値が一定の交流出力を電動機７に供給する。

次に、本発明に関する動作を第２図、第３図を参照して
説明する。ＰＷＭインバータ６の直流入力電流にはＰＷ
Ｍ動作に伴うリプル電流が含まれるが、それは平滑コン
デンサ（通常、電解コンデンサが用いられる）に流入し
、その温度が上昇する。そのため、リプル電流に応じて
大容量の平滑コンデンサ２を直流回路に設けている。と
ころが、このリプル電流の大きさはインバータ６の出力
電流の大きさに比例して増加するため、大容量Ｐｗにイ
ンバータでは平滑コンデンサ２の大きさが大容量となる
。そこで、本発明では、リプル電流の周波数がＰＷＭ制
御の搬送波周波数ｆｃに関係するｆｃの整数倍であるこ
とに着目し、このりプル電流を吸収する直列共振回路１
８を平滑コンデンサ２に並列に設けている。直列共振回
路１８の共振周波数ｆ、はインダクタンス４の大きさＬ
ｘとコンデンサ５の大きさＣ２から決まる。第２図は直
流回路の等価回路である。第２図において、ｒｓ。

ｒ’ｉ、　ｒｚは配線による抵抗、Ｑ８は電源側のイン
ダクタンスである。８ｄｅは平滑コンデンサ２の端子に
表わされるリプル電圧である。平滑コンデンサ２に流れ
る電流１１直列共振回路１８に流れる電流ｉｚ及び共振
周波数ｆｒ、共振の鋭さＱは次式で表わされる。但し、
ω＝２πｆｃである。

ここで、直列共振回路１８の共振周波数！、とリプル電
流の周波数ｆｃを一致させると、直流電圧の変動による
電流成分は直列共振回路１８を流れ、平滑コンデンサ２
には流れない。

ところが、直列共振回路１８に電流が流れるのに伴い温
度上昇等によりコンデンサ５とリアクトル４の値が変化
し、共振周波数ｆ、がリプル電流の周波数ｆｃと一致し
なくなる。その結果、平滑コンデンサ２に流入するりプ
ル電流が増加する。

そこで９本♀明ではさらに、直列共振回路１８の共振周
波数ｆ、とりプル電流の周波数ｆｃが常に一致するよう
に動作させる。次に、これを説明する。

直列共振回路１８の電流ｉｚと平滑コンデンサ２の電流
１１には次式及び第３図に示す関係が（１）、　（２）
式より得られる。

第３図は直列共振回路１８の共振の鋭さＱが１００と６
０の場合について、ｆｃ／ｆ、に対してｌｉｚ／ｉｚｌ
の大きさを計算したものである。第３図より、共振周波
数！、が直流電圧の変動周波数ｆＣからはずれると平滑
コンデンサ２に流れる電流が増加することを示している
。そこで、本発明では平滑コンデンサ２の電流を電流検
出器３により検出し、さらにリプル電流成分のみをフィ
ルタ回路８を介して検出し、その大きさが最小となる周
波数値を第３図に示す関係に基づいてトラッキング制御
回路９で演算し、それによりＰＷＭインバータ６の搬送
波周波数を共振周波数ｆ、と一致するように発振器１０
を制御する。トラッキング制御回路９は、リプル電流の
大きさ八が所定値以上であれば、以下の手順でリプル電
流の大きさを最小とする周波数値を決定する。現在の搬
送波周波数ｆをΔｆ＞Ｏだけ増加し、リプル電流の大き
さの変化ΔＡの極性を調べ、ΔＡ＞Ｏであれば搬送波周
波数ｆを下げ、逆にΔＡくＯであれば搬送波周波数ｆを
上げて行く。その結果、リプル電流の大きさＡが所定値
以下となった時点でその周波数値をホールドする。

その結果、ＰＷＭ動作に伴うリプル電流を直列共振回路
１８により効果的に吸収し、平滑コンデンサ２の容量を
低減することができる。

第４図は本発明をＰＷＭコンバータに適用した場合の他
の実施例である。第１実施例と同一物には同じ番号を付
しているので説明を省略する。第４図において、ＰＷＭ
コンバータ１６は交流電源１７から加えられる交流電圧
を直流電圧に変換する。コンバータ１６は自己消弧素子
ＧＵＰ、ＧＶＰ。

・・・・・・ＧＷＮと各自己消弧素子に逆並列接続され
た帰還ダイオードＤＵＰ、ＤＶＰ、・・・・・・ＤＷＮ
とから構成される。自己消弧素子としてはゲートターン
オフサイリスタやトランジスタなどのスイッチング素子
が用いられる。コンバータの制御構成は、直流電圧指令
器１９よりのＶｄｅ”と、平滑コンデンサ２の端子電圧
検出器２１の検出信号とが加算器２０に加えられ、加算
器２０の出力が電圧調節器２２に加えられる。電圧調節
器２２の出力信号と交流電源１７の電圧検出器２４の検
出信号とが力率調節器２３に加えられ、コンバータ１６
の入力電流の瞬時値指令パターン信号が演算されて加算
器２５に加えられる。加算器２５において、コンバータ
トロの入力電流の電流検出器２６の検出信号と力率調節
器２３の出力信号との偏差が演算され、その偏差が電流
調節器２７に加えられる。

電流調節器２７においてコンバータ１６の各相の出力電
圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖ−が演算されて各々が比較器
１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗに加えられる。

次に動作を簡単に説明する。コンバータ１６の制御は、
直流出力電圧を制御するための電圧調節器２２と交流電
源電圧を基準にして所定の力率とするコンバータ１６の
入力電流瞬時値指令を出力する力率調節器２３と、その
入力電流瞬時値指令に一致するようにコンバータ入力電
流を制御する電流調節器２７および比較器１２Ｕ−１２
Ｗ等からなるＰＷＭ制御回路により行なわれる。

ＰＷＭ制御は、コンバータ１６の出力電圧の平滑コンデ
ンサ２に流れるリプル電流の振幅が最小となるようにト
ラッキング制御回路９で演算された周波数値に一致した
搬送波周波数で行なう。その結果、コンバータ１６のＰ
ＷＭ動作に伴う直流電流に含まれるリプル成分は、平滑
コンデンサ２と並列に設けられた直列共振回路１８によ
って吸収され、平滑コンデンサ２へのりプル電流の流入
が抑制できるので、平滑コンデンサ２の容量を低減する
ことができる。

第５図は本発明をＰＭＷコンバータに適用した場合の他
の実施例である。第４図に示す第２実施例と同一物には
同じ番号を付しているので説明を省略する。第２実施例
と異なる点は、電流検出器３を直列共振回路１８に設け
たことである。（２）式に示すように直列共振回路１８
の電流は共振周波数ｆ、と直流電流のりプル周波数ｆｃ
が一致する時に最大となる。この関係は第３図に示す特
性とちょうど逆になる。そこで、本実施例ではトラッキ
ング制御回路９において、直列共振回路１８の電流を検
出してリプル成分が最大となように周波数値を決定し、
搬送波周波数を制御する。トラッキング制御回路９は、
リプル電流の大きさＡが最大値となるように以下の手順
で周波数値を決定する。現在の搬送波周波数ＪをΔｆ＞
Ｏだけ増加し、リプル電流の大きさの変化ΔＡの極性を
調べ、ΔＡ＞　Ｏ，であれば搬送波周波数ｆを上げ、逆
にΔＡ＜Ｏであれば搬送波周波数Ｊを下げて行く。

その結果、リプル電流の変化ΔＡが所定値以下の幅の範
囲に入った時点でその周波数値をホールドする。

本実施例によっても第２実施例と同様の効果を得ること
ができる。

また、同様の考えで平滑コンデンサ２の端子電圧からり
プル成分の大きさを検出して、第２実施例と同様の構成
で本発明を実施することもできる。

第６図は本発明をＰＷＭコンバータに適用した場合の他
の実施例である。第４図に示す第２実施例と同一物には
同じ番号を付しているので説明を省略する。第２実施例
と異なる点は、直列共振回路１８をＰＷＭコンバータ１
６に近い側に設け、さらに直列共振回路１８と平滑コン
デンサ２との間にリアクトル２８を設けたことである。

リアクトル２８はＰＷＭコンバータ１６のＰＷＭ動作に
伴うリプル電流成分が平滑コンデンサ２に流れ込むこと
を防止するように作用する。その結果、平滑コンデンサ
のりプル電流をさらに効果的に低減することができる。

また、同様の考えでリアクトル２８の代りに抵抗要素を
用いることも出来ると共に、平滑コンデンサ２と直列に
リアクトルあるいは抵抗を設けても同様の効果を得るこ
とができる。

第７図は本発明の他の実施例である。第５図に示す第３
実施例と同一物には同じ番号を付しているので説明を省
略する。第３実施例と異なる点は、ＰＷＭコンバータ１
６に対する直列共振回路１８Ａと、ＰＷＭコンバータ６
に対する直列共振回路１８Ｂを設け、各々の直列共振回
路１８Ａ、１８Ｂに流れる電流を電流検出器３Ａ、３Ｂ
で検出し。

その大きさが最大となるようにＰＷＭコンバータ１６と
ＰＷＭインバータ６の搬送波周波数を制御するようにし
た点である。

本実施例によっても第１実施例及び第２実施例と同様の
効果を得ることができる。

以上、本発明をＰＷＭインバータとＰＷＭコンバータに
適用した場合の実施例について説明したが、本発明はこ
の他のＰＷＭ動作を行う電力変換装置にも適用できると
共に、電力変換装置の制御構成に限定されるものでなく
、アナログ及びデジイタル制御でも実施することができ
る。

〔発明の効果〕

第８図において、従来は平滑コンデンサに流れるリプル
電流を許容値以下とするためには、曲線ＡのＰ点より大
きくする必要があったが、本発明の実施例では曲線Ｂの
ように平滑コンデンサに流れ込むリプル電流を低減でき
るので、その容量を小さくすることができる。従って、
本発明によれば、ＰＷＭ電力変換装置の平滑コンデンサ
に流れ込むリプル電流を低減して平滑コンデンサの容量
を小さくすることができるので、装置の小形化ができ、
さらに平滑コンデンサに蓄積されるエネルギーが低減さ
れて電力変換装置の故障時の保護がしやすくなる効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す制御構成図。 第２図は本発明に用いる直列共振回路の特性を評価する
ための等価回路図、第３図は本発明の動作原理を説明す
る特性図、第４図は本発明の第２実施例を示す制御構成
図、第５図は本発明の第３実施例を示す制御構成図、第
６図は本発明の第４実施例を示す制御構成図、第７図は
本発明の第５実施例を示す制御構成図、第８図は本発明
による平滑コンデンサ容量に対する効果を説明する特性
図である。 ２・・・平滑コンデンサ、３・・・電流検出器、６・・
・ＰＷＭインバータ、９・・・トラッキング制御回路、
１０・・・発振器、１６・・・ＰＭＷコンバータ、１８
・・・直列鉄則１図 第２−図 第３図 ＋ｃ／　ｆ、ＣＰ、ｕ、Ｊ 第６図 第８図 −平Ａ↑コンｉトン−リース引ｔｃ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、平滑コン
   デンサと並列に直列共振回路を備え、ＰＷＭ制御に伴う
   前記電力変換装置の直流電流に含まれるリプル成分の周
   波数に前記直列共振回路の共振周波数を所定範囲内に一
   致させることを特徴とするＰＷＭ電力変換装置。 ２、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、平滑コン
   デンサと並列に直列共振回路を備え、ＰＷＭ制御に伴う
   前記電力変換装置の直流電流に含まれるリプル成分の周
   波数に前記直列共振回路の共振周波数を所定範囲内に一
   致させるように前記ＰＷＭ制御の搬送波周波数を可変す
   るようにしたことを特徴とするＰＷＭ電力変換装置。 ３、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、平滑コン
   デンサと並列に直列共振回路を備え、また前記ＰＷＭ制
   御の搬送波周波数を可変する手段を備え、前記搬送波周
   波数を前記直列共振回路の共振周波数に一致させるよう
   に制御するようにしたことを特徴とするＰＷＭ変換装置
   の制御方法。 ４、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、直流回路
   の平滑コンデンサと直列共振回路並びに前記ＰＷＭ制御
   の搬送波周波数を可変する手段と前記平滑コンデンサに
   流れる電流を検出する手段を備え、該電流検出信号に基
   づいて前記ＰＷＭ制御の搬送波周波数を制御するように
   したことを特徴とするＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 ５、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、直流回路
   の平滑コンデンサと直列共振回路並びに前記ＰＷＭ制御
   の搬送波周波数を可変する手段と前記直列共振回路に流
   れる電流を検出する手段を備え、該電流検出信号に基づ
   いて前記ＰＷＭ制御の搬送波周波数を制御するようにし
   たことを特徴とするＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 ６、前記平滑コンデンサと並列に直列共振回路を複数組
   備え、該各直列共振回路の共振周波数を異ならせたこと
   を特徴とする請求項１または請求項２記載のＰＷＭ電力
   変換装置。 ７、前記平滑コンデンサにリアクトルあるいは抵抗要素
   を直列に接続したことを特徴とする請求項１または請求
   項２記載のＰＷＭ電力変換装置。 ８、直流回路の平滑コンデンサより前記電力変換装置に
   近い側に前記直列共振回路を接続したことを特徴とする
   請求項１または請求項２記載のＰＷＭ電力変換装置。 ９、前記平滑コンデンサの直流回路接続点と前記直列共
   振回路の同接続点の間にリアクトル又は抵抗要素を接続
   したことを特徴とする請求項８記載のＰＷＭ電力変換装
   置。 １０、前記直列共振回路をコンデンサとリアクトルの直
   列回路としたことを特徴とする請求項１または請求項２
   記載のＰＷＭ電力変換装置。