JP2913683B2 - 周波数同調回路 - Google Patents
周波数同調回路Info
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は共振回路に交流電力を給電する電力変換装
置に用いる周波数同調回路に関する。
置に用いる周波数同調回路に関する。
第３図は従来のこの種のコンデンサ検出方式の周波数
同調回路を示したものである。図において、１は３相の
商用電源、２は単相インバータであって、商用交流を順
変換部2Aで直流変換したのちインバータ部2Bで所要周波
数の交流に変換する。３はリアクトル、４は共振用コン
デンサ、５は誘導加熱装置の加熱コイル（Ｌはインダク
タンス分、Ｒは抵抗分）である。インバータ２の上記順
変換部2Aは位相制御されるサイリスタThyからなるコン
バータであり、その出力電圧（平均値）は可変であっ
て、リアクトル６とコンデンサ７からなる平滑回路を通
してインバータ部２に供給される。上記インバータ部2B
は４個のトランジスタTrをブリッジ接続としてなり、各
トランジスタTrにはフライホイルダイオードＤを逆並列
接続してある。
同調回路を示したものである。図において、１は３相の
商用電源、２は単相インバータであって、商用交流を順
変換部2Aで直流変換したのちインバータ部2Bで所要周波
数の交流に変換する。３はリアクトル、４は共振用コン
デンサ、５は誘導加熱装置の加熱コイル（Ｌはインダク
タンス分、Ｒは抵抗分）である。インバータ２の上記順
変換部2Aは位相制御されるサイリスタThyからなるコン
バータであり、その出力電圧（平均値）は可変であっ
て、リアクトル６とコンデンサ７からなる平滑回路を通
してインバータ部２に供給される。上記インバータ部2B
は４個のトランジスタTrをブリッジ接続としてなり、各
トランジスタTrにはフライホイルダイオードＤを逆並列
接続してある。
8Aは順変換部2Aを駆動するゲート制御回路、8Bはイン
バータ部2Bを構成するトランジスタTrをON/OFF駆動する
駆動回路、である。９は電圧／周波数変換器（V/F変換
器）であって、周波数指令Ｆ＊を上記駆動回路8Bに送出
する。10はインバータ２の出力電圧Voを検出する電圧検
出器であり、その検出電圧は比較器10Aで波形整形され
る。11はコンデンサ４の両端の電圧Vcを検出する電圧検
出器であり、その検出電圧は比較器11Aで矩形波に波形
整形される。12は排他的論理和回路（以下、排他的ORと
いう）であって、比較器10Aの出力電圧Vo′と比較器11A
の出力電圧Vc′を入力される。13は積分器であって、排
他的OR12の出力Ｖφ（説明の便宜上、パルス高さもＶφ
とする）とバイアス電圧VBとの差電圧Ｖφ′を積分し
て、その積分値VINをV/F変換器９に送出する。14はバイ
アス回路であって、バイアス電圧VBを送出する。このバ
イアス電圧VBは、VB＝Ｖφ/2になるように設定する。
バータ部2Bを構成するトランジスタTrをON/OFF駆動する
駆動回路、である。９は電圧／周波数変換器（V/F変換
器）であって、周波数指令Ｆ＊を上記駆動回路8Bに送出
する。10はインバータ２の出力電圧Voを検出する電圧検
出器であり、その検出電圧は比較器10Aで波形整形され
る。11はコンデンサ４の両端の電圧Vcを検出する電圧検
出器であり、その検出電圧は比較器11Aで矩形波に波形
整形される。12は排他的論理和回路（以下、排他的ORと
いう）であって、比較器10Aの出力電圧Vo′と比較器11A
の出力電圧Vc′を入力される。13は積分器であって、排
他的OR12の出力Ｖφ（説明の便宜上、パルス高さもＶφ
とする）とバイアス電圧VBとの差電圧Ｖφ′を積分し
て、その積分値VINをV/F変換器９に送出する。14はバイ
アス回路であって、バイアス電圧VBを送出する。このバ
イアス電圧VBは、VB＝Ｖφ/2になるように設定する。
電力変換装置の負荷が誘導加熱装置や誘導溶解炉等の
インダクタンス負荷である場合、共振用コンデンサ４を
挿入して、共振周波数の極く近傍の周波数（同調周波
数）foで運転するのが一般的であり、インバータ２の出
力周波数ｆがこの同調周波数foとなるように周波数同調
を行う。
インダクタンス負荷である場合、共振用コンデンサ４を
挿入して、共振周波数の極く近傍の周波数（同調周波
数）foで運転するのが一般的であり、インバータ２の出
力周波数ｆがこの同調周波数foとなるように周波数同調
を行う。
第３図の構成において、インバータ出力周波数ｆが同
調周波数foである場合（第４図（ａ））、電圧Vo′と電
圧Vc′は90゜の位相差を有しているので、排他的OR12の
出力Ｖφは正の期間とレベルＬの負の期間とが等しい波
形の信号となる。この時の積分器13の出力（１サイクル
平均値をVIN′とした場合）が、VIN′（＝０）である間
は、V/F変換器９は、値が同調周波数foである周波数指
令Ｆ＊＝foを駆動回路8Bに送出する。同調がずれると、
例えば、第４図（ｂ）（同調周波数が高い場合の例）、
第４図（ｃ）（同調周波数が低い場合の例）に示す如
く、排他的OR12の出力ＶφのレベルＨの期間とレベルＬ
の期間とが等しく無くなるので、積分器13の出力が
VIN′に対して変動し、その変動分に対応して周波数指
令Ｆ＊が変化し、インバータ周波数ｆは同調周波数に向
かって引き上げられもしくは引き下げられる。
調周波数foである場合（第４図（ａ））、電圧Vo′と電
圧Vc′は90゜の位相差を有しているので、排他的OR12の
出力Ｖφは正の期間とレベルＬの負の期間とが等しい波
形の信号となる。この時の積分器13の出力（１サイクル
平均値をVIN′とした場合）が、VIN′（＝０）である間
は、V/F変換器９は、値が同調周波数foである周波数指
令Ｆ＊＝foを駆動回路8Bに送出する。同調がずれると、
例えば、第４図（ｂ）（同調周波数が高い場合の例）、
第４図（ｃ）（同調周波数が低い場合の例）に示す如
く、排他的OR12の出力ＶφのレベルＨの期間とレベルＬ
の期間とが等しく無くなるので、積分器13の出力が
VIN′に対して変動し、その変動分に対応して周波数指
令Ｆ＊が変化し、インバータ周波数ｆは同調周波数に向
かって引き上げられもしくは引き下げられる。
このようにして、周波数同調が行われるが、コンデン
サ４の電圧Vc（電圧検出器11の出力）は同調時と非同調
時とで、その最大レベルが大きく変化するので（Vcは、
ほぼ整流部2Aの出力電圧のＱ倍のレベル、但し、Ｑ＝２
πfoL/R）、順変換部2Aの出力最大で、かつ同調時のVc
の値を比較器11Aの許容最大入力値とした場合には、非
同調時で、かつ順変換部2Aの出力が小さいときには、零
電位をしきい値とする比較器11Aの特性上、該比較器11A
は入力を零レベルと誤判して電圧Vcの位相を正確に検出
することが難しくなる。
サ４の電圧Vc（電圧検出器11の出力）は同調時と非同調
時とで、その最大レベルが大きく変化するので（Vcは、
ほぼ整流部2Aの出力電圧のＱ倍のレベル、但し、Ｑ＝２
πfoL/R）、順変換部2Aの出力最大で、かつ同調時のVc
の値を比較器11Aの許容最大入力値とした場合には、非
同調時で、かつ順変換部2Aの出力が小さいときには、零
電位をしきい値とする比較器11Aの特性上、該比較器11A
は入力を零レベルと誤判して電圧Vcの位相を正確に検出
することが難しくなる。
本発明は上記問題を解消するためになされたもので、
共振用コンデンサの電圧が低レベルにある場合も、この
電圧の位相を確実・正確に検出することができる周波数
同調回路を提供することを目的とする。
共振用コンデンサの電圧が低レベルにある場合も、この
電圧の位相を確実・正確に検出することができる周波数
同調回路を提供することを目的とする。
この発明は上記目的を達成するため、コンデンサ電圧
の位相を検出する第２の比較器はコンデンサ電圧の検出
電圧をクランプ回路を通して入力され、上記クランプ回
路は正方向直列ダイオードと逆方向直列ダイオードの並
列回路からなる構成としたものである。
の位相を検出する第２の比較器はコンデンサ電圧の検出
電圧をクランプ回路を通して入力され、上記クランプ回
路は正方向直列ダイオードと逆方向直列ダイオードの並
列回路からなる構成としたものである。
この発明では、コンデンサの検出電圧をクランプ回路
を通して比較器に入力するので、比較器入力の変化を適
正な大きさに制限することができ、低レベル入力時の誤
動作を防止することができる。また、クランプ回路は正
逆方向の直列ダイオードからなるので、上記検出電圧の
変化に高速に追随し、位相検出の遅れを招く恐れが無
い。
を通して比較器に入力するので、比較器入力の変化を適
正な大きさに制限することができ、低レベル入力時の誤
動作を防止することができる。また、クランプ回路は正
逆方向の直列ダイオードからなるので、上記検出電圧の
変化に高速に追随し、位相検出の遅れを招く恐れが無
い。
以下、この考案の１実施例を図面を参照して説明す
る。
る。
第１図において、21、22はクランプ回路であって、Ｎ
個のダイオードＤを直列接続してなる正方向直列ダイオ
ード23とＮ個のダイオードＤを直列接続してなる逆方向
直列ダイオード24の並列回路からなる。他の構成は第３
図のものと同じであるので、同一構成要素には同一符号
を付して示してある。
個のダイオードＤを直列接続してなる正方向直列ダイオ
ード23とＮ個のダイオードＤを直列接続してなる逆方向
直列ダイオード24の並列回路からなる。他の構成は第３
図のものと同じであるので、同一構成要素には同一符号
を付して示してある。
この構成においては、クランプ回路22を通過した電圧
Vcはその最大値、最小値が、第２図（ｂ）に示す如く、
直列ダイオード23、24のえん層電圧分のクランプレベル
にクランプされる。これにより、比較器11Aの入力信号
の信号変化巾は狭くなり、この信号変化巾は直列ダイオ
ード23、24のダイオード数を選ぶことによって、非同調
時で、かつ順変換部2Aの出力が小さいときにも、これを
０レベルと誤判することのない信号変化巾にすることが
できる。クランプ回路21も電圧Voがクランプレベルを超
えると、該クランプレベルに制限して比較器10Aに送出
する。
Vcはその最大値、最小値が、第２図（ｂ）に示す如く、
直列ダイオード23、24のえん層電圧分のクランプレベル
にクランプされる。これにより、比較器11Aの入力信号
の信号変化巾は狭くなり、この信号変化巾は直列ダイオ
ード23、24のダイオード数を選ぶことによって、非同調
時で、かつ順変換部2Aの出力が小さいときにも、これを
０レベルと誤判することのない信号変化巾にすることが
できる。クランプ回路21も電圧Voがクランプレベルを超
えると、該クランプレベルに制限して比較器10Aに送出
する。
このようなクランプ回路としては、通常、ツエナーダ
イオードか用いられるが、ツエナーダイオードは、その
容量が大きいために遅れが生じ、高周波共振回路には不
適である。これに対して、直列ダイオードの場合にはツ
エナーダイオードに比し、高速に導通・遮断動作するの
で、高周波共振回路には、特に好適である。
イオードか用いられるが、ツエナーダイオードは、その
容量が大きいために遅れが生じ、高周波共振回路には不
適である。これに対して、直列ダイオードの場合にはツ
エナーダイオードに比し、高速に導通・遮断動作するの
で、高周波共振回路には、特に好適である。
この発明は以上説明した通り、コンデンサの検出電圧
を正方向直列ダイオードと逆方向直列ダイオードからな
るクランプ回路を通して位相を検出する手段に与えるの
で、電力変換器の低出力・非同調時も共振用コンデンサ
電圧の位相検出を時間遅れなく確実に行うことができる
利点があり、特に、高周波同調回路用に用いて好適であ
る。
を正方向直列ダイオードと逆方向直列ダイオードからな
るクランプ回路を通して位相を検出する手段に与えるの
で、電力変換器の低出力・非同調時も共振用コンデンサ
電圧の位相検出を時間遅れなく確実に行うことができる
利点があり、特に、高周波同調回路用に用いて好適であ
る。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図（ａ）
と（ｂ）はそれぞれ上記実施例にけおけるクランプ回路
の入力波形図と出力波形図、第３図は従来の周波数同調
回路を示す回路図、第４図（ａ）〜（ｃ）は周波数同調
回路の動作を説明するための波形タイムチヤートであ
る。 ２……電力変換器であるインバータ、2A……順変換部、
2B……インバータ部、４……共振用コンデンサ、５……
負荷、8B……駆動回路、９……V/F変換器、10、11……
電圧検出器、10A、11A……比較器、12……排他的OR、13
……積分器、14……バイアス回路。
と（ｂ）はそれぞれ上記実施例にけおけるクランプ回路
の入力波形図と出力波形図、第３図は従来の周波数同調
回路を示す回路図、第４図（ａ）〜（ｃ）は周波数同調
回路の動作を説明するための波形タイムチヤートであ
る。 ２……電力変換器であるインバータ、2A……順変換部、
2B……インバータ部、４……共振用コンデンサ、５……
負荷、8B……駆動回路、９……V/F変換器、10、11……
電圧検出器、10A、11A……比較器、12……排他的OR、13
……積分器、14……バイアス回路。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−180478（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−129817（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−190097（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H05B 6/02 - 6/12
Claims (1)
- 【請求項１】負荷を含む直列共振回路に交流電力を給電
する電力変換器の出力電圧と上記直列共振回路のコンデ
ンサ電圧の位相をそれぞれ検出する第１および第２の比
較器、両比較器の出力を入力して両電圧の位相のずれに
応じたパルス巾のパルスを送出する論理回路、この論理
回路の出力を積分する積分器、該積分器の出力を周波数
に変換して上記電力変換器へ指令として与える電圧／周
波数変換器、を備えてなる周波数同調回路において、少
なくとも上記第２の比較器は上記コンデンサの電圧の検
出値をクランプ回路を通じて入力され、上記クランプ回
路は正方向直列ダイオードと逆方向直列ダイオードの並
列回路からなることを特徴とする周波数同調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1218646A JP2913683B2 (ja) | 1989-08-28 | 1989-08-28 | 周波数同調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1218646A JP2913683B2 (ja) | 1989-08-28 | 1989-08-28 | 周波数同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0386078A JPH0386078A (ja) | 1991-04-11 |
| JP2913683B2 true JP2913683B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=16723210
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1218646A Expired - Fee Related JP2913683B2 (ja) | 1989-08-28 | 1989-08-28 | 周波数同調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2913683B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5109795B2 (ja) * | 2008-05-13 | 2012-12-26 | ミツミ電機株式会社 | 電圧検出回路およびスイッチング電源装置 |
-
1989
- 1989-08-28 JP JP1218646A patent/JP2913683B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0386078A (ja) | 1991-04-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |