JPH01309549A - ディジタル信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、高レートでディジタル記録または伝送された
信号を誤りを少なく効果的に復号するディジタル信号再
生装置に関する。

従来の技術 ディジタル信号を高密度記録・再生する場合に、記録・
再生系の高周波成分減衰特性により、記録・再生された
ディジタル信号の高周波成分は減衰し、この結果、隣接
データとの間に波形干渉が生じる。この波形干渉は、特
に再生信号のピークレベルを低下させ、実質的な信号対
雑音（Ｓ／Ｎ）比の劣化を招く。これは、復号誤り率の
悪化をもたらし、記録密度の向上を妨げる大きな要因に
な従来、この様な波形干渉が問題となる場合には、記録
・再生系の高周波成分減衰特性を補正するために、この
減衰特性と逆の特性、°つまり高周波強調特性を持つ波
形等化回路を挿入して、再生信号に関する波形干渉を除
去している。雑音レベルが十分小さく、または、等化回
路の高周波強調度が小さければ、波形等化の悪影響はほ
とんどなく、はぼ理想的な誤り率特性が得られる。

また、記録密度が高（なればなるほど、記録レートに対
する記録・再生系の周波数帯域は相対的に狭くなり、波
形干渉量は増大する。この場合波形等化は避けられず、
しかも、等化回路の高周波゛強調度は非常に高くなるの
で、等化回路出力での等化雑音量も大きくなる。超高密
度記録が要求されるディジタルＶＴＲ等では、データレ
ートも非常に高く、更に、等化前の雑音量も決して小さ
くないため、等化回路による高周波雑音の大きな強調は
、復号誤り率を劣悪にする。

一方、無相関な雑音に対しては、通常のビット毎の復号
法に比べて、ビタビ復号法の方が、優れた誤り率特性が
得られることが知られている。しかしながら、等化回路
出力における等化雑音の相関性のために、このビタビ復
号器の最適性能は実現されず、通常のビット毎の復号法
に対する優位性も殆ど無くなる。

発明が解決しようとする課題 このように、従来のディジタル信号の再生技術は雑音量
の増大を招くだけでなく、潜在的に優れた能力を持つ復
号法の使用をも無意味なものにしてしまう。このことは
、記録密度の向上と共に、復号誤り率は指数関数的に劣
化して行くことを意味し、高密度記録を進める上での大
きな障害である。

本発明は上記従来技術にもとづき、等化雑音の相関性と
等化により増大した雑音の悪影響を受けにくいディジタ
ル信号再生技術を開発し、記録秘密を向上させることを
目的とする。

課題を解決するための手段 受信信号のサンプル時間間隔をＴとするとき、時刻（ｋ
−Ｑ）Ｔから時刻（ｋ−１）ＴまでのＱ個の連続する受
信信号系列Ｙ　ｈ−＋　（１：Ｉ”Ｑ）と、Ｑ個の連続
する雑音に関する予測係数Ｃ＋　（１＝１〜Ｑ）のそれ
ぞれの積ｍ　＋　：　Ｃ＋・ｙｈ−＋（１＝Ｉ〜Ｑ）と
これ段と、時刻ｋＴでの受信信号ｙ、から前記積和手段
の出力を引く減算手段と、前記減算手段の出力に基づい
てディジタル信号を復元する復号手段を備えるディジタ
ル信号再生装置。

作用 本発明は、雑音の予測係数を過去の等化信号に掛けてこ
れを加算することにより、雑音の相関を除去する。また
、この過程で信号成分に波形干渉が生じるが、この干渉
は完全に因、果的であるから、例えばビタビ復号法を用
いればこの干渉を含んだ信号成分を正確に復号できる。

つまり、波形等化を行っても、最適な誤り率特性を実現
できる。

実施例 以下、先ず本発明の概要を示し、次いで本発明の実現化
手段の一例を、ブロック図を用いて説明する。

サンプル時間間隔をＴとし、時刻ｋＴにおけるサンプル
を添え字にで表すものとする。このきき、記録されたビ
ット列を（ｂｋ）　　とすると、例えばディジタルＶＴ
Ｒの場合、再生系は微分特性であるから、等化回路出力
における再・生信号成分Ｘｋは式（１）で表される。

ｘｋ＝ｂｋ　ｂｂ−＋’　　　　　　　　　　　（１）
また、等化器出力での雑音である等化雑音をｎ。

とすると、等化回路出力ｚｋは式（２）で与えられる。

Ｚｋ＝Ｘｋ十ｎｋ　　　　　　　　　　　　（２）とこ
ろで、雑音に相関が有るということは、この相関性を利
用して、過去の雑音から将来の雑音をある程度予測可能
であることを意味する。この予測雑音を真の雑音から除
去して残った残留雑音は、無相関ないわゆるランダム雑
音になる。ここで、予測係数をｃ　＋　（＋＝１”Ｑ）
とすると、予測雑音ｒ１には次式（３）で与えられる。

ここで、雑音の自己相関係数Ｒ１は次式で表される。た
だし、Ｅ［・］は平均値を表す。

Ｒ＋＝Ｅ　［ｎｋ＠ｎｋ−＋１　　　　　　　　　（４
）式（４）が正しい予測雑音を与えるためには、予測雑
音ｒ１ｋ　と真の雑音ｎｋ−１（ｊ＝１＋２＋・・’＋
Ｑ）の相関係数は等しくなければならず、従って、次式
（５）％式％ 自己相関係数に関して、通常、式（６）が成り立ち、Ｒ
＋−＋＝Ｒ＋−＋　　　　　　　　　　　　　　（［ｉ
）式（４）〜（６）より予測係数０１が得られ、統計的
性質を満足する雑音の予測が可能になる。このとき、真
の雑音ｎｂから予測雑音ｆｉｂを引いた残りの残留雑音
ｎ、は無相関のいわゆるランダム雑音になる。

ここで、式（３）のｎト１の代わりにＺｂ−＋　を代入
すると、この結果の２には式（７）で与えられる。

式（７）は、予測雑音と理想的な再生信号の線形結合の
和で表される。従って、等化回路出力ｚｋから式（７）
を引いて得られる復号器入力信号ｙｋは式（８）で表さ
れる。

次に、式（８）に基づいてディジタル信号を復元するビ
タビ復号法について示す。ただし、式（８）におけるＱ
＝１、つまり前値予測を例とする。この場合、式（８）
は式（８）のように書き換えられる。

Ｖｂ＝Ｘｂ’＋ｎｂ　　　　　　　　　　　　　　　（
９）ただし、 Ｘｋ”＝ｂｋ−（１＋０１）・ｂ＋−＋十〇＋−ｂｋ−
２（１０）である。

ここで、第２図のように４個の状態Ｓ　＋　（１”０〜
３）を定めると、入出力対応関係は第３図に示すように
なる。また、第４図には状態遷移図を示す。第４図にお
いて、矢印に付した記号はｂｈ／ｙｂを表す。ここで、
初期状態を５（０）とする長さしのデータ系列［ｂ＋、
ｂａ、・・・、ｂＬコに対応する状態遷移図上のパス［
５（０）ｉｂｌ、ｂ２．・・・、ｂＬコが与えられたと
きの復号器入力系列［Ｙｌ、ｙ２．・・・、ｙＬ］の負
の対数尤度関数は、ビットセル毎の雑音のサンプル値が
互いに独立であると仮定すると、次式となる。

−Ｉｎ　　１）［ｙ＋＋Ｙ２＋・・’＋ＹＬ　Ｉ　　５
（０）；ｂ＋＋ｂ２＋”・＋ｂＬコここに、５（ｋ−１
）は時刻ｔ＝　（ｋ−１）Ｔにおける状態を表す。

式（１１）より、与えられたパスの負の対数尤度関数は
、パスを構成する個々の枝の負の対数尤度関数の和とし
て表されることが分かる。従って、枝の長さを負の対数
尤度関数で表せば、長さが最小となるパスを選択し、そ
れに対応するデータ系列、つまり最尤系列を次のような
方法で復号できる。

ある時刻で、各状態に至るパスの長さの最小値はメトリ
ックと呼ばれるが、本発明に対しては、ｔ＝ｋＴにおけ
る状態Ｓ　＋　（＋＝θ〜３）に対するメトリックをｍ
ｋ（Ｓｌ）で表すと、第４図より式（１２）のような関
係を得る。

ここで、雑音のサンプル値ｎｋを平均値零、分散σ２　
のガウス雑音と仮定すると、式（９）より復号器人力ｙ
ｋは平均値Ｘｋ’、分散σ２　のガウス変数となる。従
って、例えば状態Ｓ　（ｋ−１）＝　Ｓ　ｅからｂｋ＝
１　　が入力することにより、状態５（ｋ）＝　Ｓ　＋
に遷移する場合には、第４図よりｙｋ＝１　であるから
、 ＋（１／２　　　　Ｖ　ｋ）／　　σ’　　　　　　　
　　　　　　　　　　（１３）となる。同様にして式（
１２）における他の負の対数尤度関数も計算でき、これ
らすべてに式（Ｉ３）の右辺第１項が共通項として現糺
る。そこで、この共通項を除き、更に１／σ２　で割る
ことにより正規化シても一般性を失わない。このように
して次式（Ｉ４）〜（１７）のように正規化されたメト
リ、ンクが得られる。

ｍｋ（ＳＱ）＝ｍｌｎ（ｍｋ−＋（Ｓａ）＋１ｋ２９１
ｍｖ−＋（Ｓ２）＋１ｋ２９１　（１４）ｍｂ（Ｓｉ　
）＝ｍｊｎ（ｍｋ−＋　（Ｓ９）＋ｌｋ”　、ｍｖ−＋
　（Ｓ２）＋１ｋ２１）　（１５）ｍｂ（Ｓ２）＝ｍｊ
ｎ（ｍｂ−＋（Ｓｉ）＋Ｔｏ１２＋ｍｋ−＋（Ｓａ）＋
１ｋ３２）　　（ｔｅ）ｍｂ（Ｓ３）＝ｍｌｎ（ｍｂ−
＋（Ｓｉ）＋１ｋ２９１ｍｂ−＋（Ｓ３）＋１％３）　
　（１７）ここに、１％Ｉは状態Ｓ　（ｋ−１）＝　Ｓ
　ｌ　（に〇〜３）から状態Ｓ　（ｋ）＝　Ｓ　＋　（
ｊ＝０〜５）に遷移する正規化された枝の長さを表し、
次式により与えられる。

但し、初期状態としてＳａを選ぶものとすると、ｍｂ（
Ｓｌｌ）＝　ｏｌ　　ｍｋ（ＳＩ）＝ω＋（ｆ≠０）　
　　　（１９）である。

時刻ｔ＝ｋＴにおいて、状態５Ｊ（ｊ二〇〜３）に至る
パスの内で、式（Ｉ４）〜（Ｉ７）で与えられるメトリ
ッ’）　ｍ　ｋ（Ｓｉ　）（ｊ”ｏ〜３）を持つパスの
みが最尤パスとなる可能性を有するパスとして残され、
他は捨てられる。このパスが生き残りパスと呼ばれ、時
刻ｋＴの生き残りパスが時刻（ｋ−１）Ｔにおいて一本
化している確率はｌとともに大となる。この−本化した
パスを最尤パスとして復号するのが本発明のビタビ復号
器である。

ここで、理論的には式（Ｉ４）〜（１７）により、メト
リックを計算できるが、実用的には、メトリックがオー
バーフローするために、次のようなオーバーフロー防止
対策が必要である。式（Ｉ４）〜（１７）から分かるよ
うに、メトリックの絶対的な大きさは重要ではなく、メ
トリック相互の相対的な大小関係が重要なだけである。

つまり、メトリック相互の先度差を保つことができれば
正しい復号が可能である。これはＮ　　ｍｂ−＋（Ｓｅ
）のゼロに対する相対値としてｍ＋＋−＋（Ｓｕ）Ｉ＝
１〜３）を表しても、尤度の大小関係は正確に保たれる
ことを示す。従って、・、　　　　　式（１４）〜（１
７）の計算を終了後、ｍｂ（Ｓｉ）（ｉ：Ｏ〜３）から
ｍｋ（Ｓｏ）を引き、新ためてｍ　ｈ　（Ｓｉ　）（１
：０〜３　）とすることにより、上記メトリックのオー
バーフローを防止できる。新たに得られるｍｂ（Ｓｌｌ
）はゼロであるからメトリック計算に関して省略できる
。

次に、本発明の一実現化手段について説明する。

第１図に本実施例のブロック図を示す。第１図において
、等化回路Ｏからの等化信号Ｚｋは、減算器１で、積和
回路２からの信号２ｋを減じられる。

積和回路２では、一つ前の等化信０号Ｚ　ｋ−＋　と予
測係数Ｃ５との積を求める。なお、予測段数Ｑが２以上
の場合は、この積和回路２では式（７）の中間類の演算
を行う。この結果、減算器１の出力には、式（８）で与
えられるｙ、が現れる。

演算回路３〜８は式（Ｉ８）に示す正規化した枝の長さ
１−１．１ｋＩＱ、　　１ｋ１３．１，２ａ１１．＋！
ｌ、ｌ−２をそれぞれ計算する。この後、加算器９は式
（１４）のｍ１ｎ−１３＝ ＝１２− 関数の有頂を、加算器１０は式（Ｉ５）のｍｉｎ関数の
有頂を、加算器１１は式（１６）のｍｉｎ関数の花類を
、加算器１２は式（Ｉ６）のｍｉｎ関数の有頂を、加算
器１３は式（Ｉ７）のｍｉｎ関数の花類をそれぞれ計算
する。

比較選択回路１４は式（Ｉ４）を実現し、比較選択回路
１５は式（１５）を実現し、比較選択回路１６は式（１
６）を実現し、比較選択回路１７は式（１７）を実現す
る。なお、比較選択回路１４〜１７はいずれも、花類が
選ばれるならば０、有頂が選ばれるならば１をも出力す
る。減算回路１８は比較選択回路１５の出力から比較選
択回路１４の出力を引き、減算回路１９は比較選択回路
１６の出力から比較選択回路１４の出力を引き、減算回
路２０は比較選択回路１７の出力から比較選択回路１４
の出力を引く。

シフトレジスタ２１は状態ＳＬ！へ至る生き残りパスに
対応するビット列、シフトレジスタ２２は状態Ｓ１へ至
る生き残りパスに対応するビット列、シフトレジスタ２
３は状態Ｓ２へ至る生き残りパスに対応するビット列、
シフトレジスタ２４は状態Ｓ３へ至る生き残りパスに対
応するビット列をそれぞれ保持する。

スイッチ２５は、比較選択回路式１４の出力に基づき、
式（Ｉ４）においてｍｉｎ関数の花類が選ばれる場合に
は、シフトレジスタ２１の内容をそのまま保持し、ｍｉ
ｎ関数の有頂が選ばれる場合には、シフトレジスタ２１
にシフトレジスタ２３の内容をコピーする。この後、い
ずれの場合もシフトレジスタ２１の内容を１ビツト右ヘ
シフトし、状態ＳｌＩに対応する２進値０をフィードす
る。

スイッチ２６は、比較選択回路式１５の出力に基づき、
式（Ｉ５）においてｍｉｎ関数の花類が選ばれる場合に
は、シフトレジスタ２２にシフトレジスタ２１の内容を
コピー１．、ｍｉｎ関数の有頂が選ばれる場合には、シ
フトレジスタ２２にシフトレジスタ２４の内容をコピー
する。この後、いずれの場合もシフトレジスタ２２の内
容を１ビツト右ヘシフトし、状態Ｓ、に対応する２進値
１をフィードする。

スイッチ２７は、比較選択回路式１６の出力に基づき、
式（１６）においてｍｉｎ関数の花類が選ばれる場合に
は、シフトレジスタ２３にシフトレジスタ２２の内容を
コピーＬ、ｍｉｎ関数の有頂が選ばれる場合には、シフ
トレジスタ２３にシフトレジスタ２４の内容をコピーす
る。この後、いずれの場合もシフトレジスタ２３の内容
を１ビツト右ヘシフトし、状態Ｓ２に対応する２進値Ｏ
をフィードする。

スイッチ２８は、比較選択回路式１７の出力に基づき、
式（Ｉ７）においてｍｉｎ関数の花類が選ばれる場合に
は、シフトレジスタ２２の内容をシフトレジスタ２４に
コピーＬ、ｍｉｎ関数の有頂が選ばれる場合には、シフ
トレジスタ２４の内容をそのまま保持する。この後、い
ずれの場合もシフトレジスタ２４の内容を１ビツト右ヘ
シフトし、状態Ｓ３に対応する２進値１をフィードする
。なお、各シフトレジスタにはバッファを設けておき、
このバッファには、更新されたシフトレジスタの内容を
常時保持させる。また、シフトレジスタＡか＝１６− らシフトレジスタＢヘコピーする場合には、シフトレジ
スタＡのバッファの内容をシフトレジスタＢにコピーす
るものとする。こうすることで、シフトレジスタ間のコ
ピーをスムーズに行える。

以上の結果、各シフトレジスタの長さが十分長ければ、
シフトレジスタの最終段付近では生き残りハスは一本化
しており、どのシフトレジスタから出力を取り出しても
等しい結果が得られる。しかしながら、シフトレジスタ
の長さが十分でない場合には、出力するシフトレジスタ
によってその値が異なる場合がある。このような場合に
は、最小のメトリックを有する生き残りパスから出力を
選ぶのが最も合理的である。即ち、式（１４）〜（１７
）に基づいて計算したメトリックの内、最小の値が得ら
れる、つまり最も確からしい生き残りパスを求め、この
生き残りパスを保持しているシフトレジスタから出力を
取り出す。例えば、メトリックの最小値をｍｋ（Ｓｏ）
とすると、出力は状態Ｓ９に至る生き残りパスを保持し
ているシフトレジスタ２１から取り出せば良い。なお、
計算時間を短縮するため、最小メトリックは減算回路１
８〜２０の入力に関して行なう方がよい。これらの回路
は第１図には示していないが、簡単に構成できる。

以上示したように、等孔蓋出力における高周波雑音の影
響を大きく除去し、しかも最も誤りを少なくできる最尤
復号系列が得られるディジタル信号再生装置を容易に実
現できる。

発明の効果 本発明は、雑音の相関を効果的に除去し、雑音量を最小
にできる。この結果、復号誤り率を理想的に低減すると
共に、現実的なコンパクトな回路規模でこの優れた性能
を実現できる。従って、業務用のみならず、民生用のデ
ィジタルＶＴＲや光ディスク、ディジタルオーディオ装
置及び、高速ディジタル伝送機器等にも広く応用でき、
信頼性の高いディジタル信号の再生を可能にする。この
ように、本発明の利用範囲は広く、その実用上の効果は
大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のディジタル信号再主装置の
ブロック構成図、第２図は状態の規定図、第３図は入出
力対応図、第４図は状態遷移図である。 ０・・・等化回路、１．　１８，２０・・・減算回路、
２・φ・積和回路、３〜８・・・演算回路、９〜１３・
・φ加算器回路、１４〜１７１１・會比較選択回路、２
１〜２４・・・シ、フトレジスト＆バッファ、２５〜２
８・・・スイッチ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信信号のサンプル時間間隔をＴとするとき、時
   刻（ｋ−Ｑ）Ｔから時刻（ｋ−１）ＴまでのＱ個の連続
   する受信信号系列ｙ＿ｋ＿−＿１（ｉ＝１〜Ｑ）と、Ｑ
   個の連続する雑音に関する予測係数ｃ＿ｉ（ｉ＝１〜Ｑ
   ）のそれぞれの積ｍ＿ｉ＝ｃ＿ｉ・ｙ＿ｋ＿−＿ｉ（ｉ
   ＝１〜Ｑ）とこれらＱ個の積の加算値▲数式、化学式、
   表等があります▼を算出する積和手段と、時刻ｋＴでの
   受信信号ｙ＿ｋから前記積和手段の出力を引く減算手段
   と、前記減算手段の出力に基づいてディジタル信号を復
   元する復号手段を備えることを特徴とするディジタル信
   号再生装置。
2. （２）復号手段が現在の減算手段の出力と以前の前記減
   算手段の出力系列に対する尤度とから新たな尤度を算出
   する尤度算出手段と、前記尤度算出手段の出力を大小比
   較し、小さい方または大きい方のいずれか一方のみを出
   力する複数の比較選択手段と、前記複数の比較選択手段
   の内の一つの比較選択手段の出力を他の比較選択手段の
   出力から減じ、この結果を前記以前の積和手段の出力系
   列に対する尤度とする減算手段を備えることを特徴とす
   る請求項１記載のディジタル信号再生装置。