JPH01149504A - 電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は広い周波数可変範囲を有し、かつ回路のモノ
リシック化に適した電圧制御発振器に関するものである
。

「従来の技術」 近年、無線装置内の局部発振器としてＰＬＬ周波数シン
セサイザが使用されるようになった。これは、簡単なデ
ィジタル的な制御のみで周波数を切替えることができる
ためである。この周波数シンセサイザを構成するために
必要不可欠な構成要素として、電圧制御発振器（ＶＣＯ
）がある、ＶＣＯは外部から印加される直流電圧に比例
した周波数で発振する。

従来のＶＣＯの構成を第１２図に示す。トランジスタ１
１のコレクタがインダクタ１２−バラクタダイオード１
３を通じて接地されると共に、キャパシタ１４−１５を
通じて接地され、ベースが接地され、エミッタがキャパ
シタ１４．１５の接続点に接続される。インダクタ１２
及びバラクタダイオード１３の接続点より制御端子１６
が導出され、キャパシタ１４．１５の接続点はキャパシ
タ１７−バソフア増幅器１８を通じて出力端子１９に接
続される。発振能動素子としてトランジスタを使用した
場合であるが、ＦＥＴにも同様な構成を使用できる。

この回路の発振条件は次のようになる。Ａ−Ａから右を
見たインピーダンスＺ、と、八−八から左を見たインピ
ーダンスＺＬは、それぞれ次のように表される。

ωＣｌＣ２ｊωＣ＋Ｚ Ｚｔ＝Ｒ＋ｊωＬ　十−（２−２） ｊωＣｖ ゛上式でｇ、はトランジスター１の電流増幅率、Ｃ５゜
Ｃ２はキャパシタ１４．１５のキャパシタンス、しはイ
ンダクタ１２のインダクタンス、Ｒはインダクタ１２お
よびバラクタダイオード１３の損失抵抗である。また、
Ｃ１□は次式で表される。

Ｃ＋＋Ｃｔ ごの回路は Ｒ＜　−（２−３） ωｏ　ＣＩＣｔ の条件が満たされるとき発振する。その発振周波数ω。

は、 ＣＩｚ　＋　Ｃｖ となる。ここで、ＣＶはバラクタダイオード１３のキャ
パシタンスである。バラクタダイオード１３のキャパシ
タンスＣｖは、印加電圧をＶｃとすると ま ただし、ＣＶＯはＶｃ＝Ｏの時のキャパシタンス、φは
拡散電位、ｍは１／３〜１／２である。したがって、■
ｏを大きくすればＣｖが第１３図に示すように小さくな
り、発振周波数は第１４図に示すように高くなる。−例
としてＣ，＝Ｃ，＝５　ｐ　Ｆ。

Ｌ＝ｌＯｎＨとし、またバラクタダイオード１３は、ｖ
ｃ＝１〜５Ｖで２〜１０ｐＦの変化とすると、発振周波
数は１．６　ＧＨｚ〜２．１　Ｇ１１ｚで変化する。

このように従来のｖＣＯは、バラクタダイオード１３へ
印加する電圧を変えることにより、発振周波数を変化さ
せている。

このような従来のｖＣＯには、以下の欠点があった。

■　周波数可変範囲はバラクタダイオード１３のキャパ
シタンスの変化範囲により決まるが、その実用的な印加
電圧の範囲（１〜５Ｖ）でのキャパシタンス変化量は、
５倍程度であり、そのため発振周波数を広帯域に変化さ
せることができない。

■　Ｃｖは式（６）で示すように■、に対して直線的に
変化しない。さらに発振周波数は式（５）式に示すよう
にＣｖに対して直線的でない。このためｖｃと発振周波
数の関係は第１４図に示すようになっており、■、が小
さいときには発振周波数の変化量は太き（、ｖｃが大き
いときには発振周波数の変化量は小さくなる。このよう
に、ＶＣＯの感度（周波数変化量／Ｖｃ）がｖｃに依存
して大きく変わる。このようなＶＣＯを使用して周波数
シンセナイザを構成すると、発振周波数の上限と下限に
おいて、雑音特性、引き込み特性に大きな差ができ、均
一な特性を作ることができない。

■　回路にインダクタ１２を使用するためコイルあるい
は分布定数線路を必要とし、モノリシック化による小形
化が困難である。

「問題点を解決するための手段」 この発明では、（ｉ）利得を可変できる増幅回路と反転
増幅回路とで構成する可変ジャイレータ回路を用いて、
固定キャパシタンスを可変インダクタンスへ変換し、か
つ（１１）両増幅器の利得を変えることにより、周波数
を変えること、を最も主要な特徴とする。

発振周波数を制御する手段としてバラクタダイオードを
使用していないことが、従来技術のｖＣＯとは異なる。

「実施例」 第１図はこの発明基本構成を示すものである。

この発明ではジャイレータ回路２１が用いられる。

ジャイレータ回路２１は、一般に２ポートであり、一方
のポートにインピーダンスＺの素子を接続すると、他方
のポートからみた入力インピーダンスがＺの逆数に比例
した値に／Ｚに変換される回路である。ただし、Ｋは実
数値である。ただし、このジャイレータ回路２１にはも
う１つＫの値を外部から制御できるようにもう１つ端子
２２が設けられており可変ジャイレータ回路になってい
る。

このジャイレータ回路２１の一方のポート２３゜２４に
負荷キャパシタ２５が接続され、他方のポート２６．２
７にキャパシタ２８を介して負性抵抗２９が接続される
。この構成においてＡ−Ａから左を見たインピーダンス
ｚｒ、は Ｚｃ＝、ｊωＣＬ　Ｋ　　　　　　　　　　　（４−１
）で表され、負荷キャパシタ２５のキャパシタンスＣＬ
はインダクタンスなインピーダンスに変換され、そのイ
ンダクタンスしは、 Ｌ＝　Ｋ　ＣＬ　　　　　　　　　　　　　　（４−２
）となる。負性抵抗２９の抵抗値を−Ｒ１とする時、回
路を発振状態とするため−Ｒ１はＡ−Ａから左を見た損
失抵抗成分とバランスするように設定する。発振角周波
数ω。は ■ （ＬＣｃ）”” ＝　　　　　　　　　　　　　　　（４−３）（ＫＣＬ
ＣＣ）”” で表される。Ｋはジャイレータ回路２１の内部回路から
決まる定数であり端子２２の制御電圧■。

により変えることができるので、ω。を制御することが
できる。

第２図は他の基本構成例を示し、第１図の回路と異なる
点は、キャパシタ２８、負性コンダクタンス３１が端子
２６と端子２７に並列に接続されている点である。負性
コンダクタンスＧ、は、回路を発振状態とするためＡ−
Ａから左側を見た時の損失コンダクタンスとバランスす
るよう設定する。この時、発振周波数は（４−３）式と
同様に表される。以上のように発振回路を構成すれば、
第１図に示した回路と同様に端子２２を周波数制御端子
とした電圧制御発振器とすることができる。

可変形ジャイレータ２１は第３図に示すように利得可変
端子付増幅器３２と利得可変端子付反転増幅器３３とを
リング状に接続して構成することができる。それぞれの
増幅器３２．３３の等価回路を第４図、第５図にそれぞ
れ示す、このようなジャイレータ回路の端子２３と端子
２４に負荷インピーダンスＺＬを接続すると、端子２６
と端子２７からみたインピーダンスＺｃは ｚ、＝　　　　　　　　　　　　　　　（４−４）ｇｓ
＋ｇ＋ｂｔＺｔ と表される。ただしｇ＋ａ＋＋　　ｇ＋ｓｚは増幅器３
２．３３の電流増幅率であり、また上式は、増幅器３２
゜３３の出力電流が他方の増幅器の入力端子へ流入しな
いという条件の時に有効である。すなわち次の条件式の
もとで成立する。

ＩＺＬＩ、ＩＺＧＩ、＜＜１２１１、ＩＺｏｌＺｉ　ハ
ｔｔｔｔｉ器３２．３３の入力インピーダンス、Ｚｏは
増幅器３２．３３の出力インピーダンスである。このよ
うに回路を設定し、Ｚ６としてキャパシタンスＣＬによ
る１／ｊωＣＬを接続すれば、端子２６と端子２７から
見たインピーダンスはインダクタンスとなる。その時の
インダクタンスしは、 Ｌ＝ＫＣＬ　　　　　　　　　　　　　（４６）に＝　
− ｇ＋ｍ＋ｇａｇ である。Ｋを可変にするためには、増幅器３２゜３３の
電流増幅率ｇ□＋ｇａｚを可変にすればよい。

上述のような利得可変端子を有する増幅器または反転増
幅器は、ＦＥＴあるいはバイポーラトランジスタにより
実現できる。第６図はＦＥＴを使用した反転増幅器の一
例を示す。ＦＥＴ３４のゲートは端子２３に接続される
と共に高周波阻止インダクタ３５を通じてゲート電圧端
子３６に接続され、ソースは接地され、ドレインは端子
２６に接続されると共に高周波阻止インダクタ３７を通
してドレイン電圧端子３８に接続される。この反転増幅
器においては第７図に示すように、ゲート電圧端子３６
のゲートバイアス■、により電流増幅率ｇ、をゼロから
可変できる。したがってゲート電圧端子３６を利得可変
端子２２として、第１図、第２図に示す発振回路を構成
すれば、ＶＣＯを構成することができる。

利得可変端子付増幅器のもうひとつの実現方法として差
動増幅器を使用する方法がある。第８図にバイポーラト
ランジスタを使用した例を示す。

トランジスタ４１．４２の各コレクタは反転出力端子４
３、同相出力端子４４に接続されると共に負荷抵抗４５
．４６を通じて電源端子４７に接続され、各エミッタは
定電流回路用のトランジスタ４８のコレクタに接続され
、トランジスタ４１のベースは入力端子４９に接続され
、トランジスタ４２のベースは基準電圧源５１に接続さ
れ、トランジスタ４８のベースは可変利得端子５２に接
続され、エミッタは抵抗器５３を通じて接地される。

この差動増幅器は端子４９を入力とし端子４４を出力と
すれば、同相の増幅器となり、また端子４９を入力とし
端子４３を出力とすれば、反転の増幅器となる。この増
幅器の利得ｇ、はトランジスタ４８のベース電圧■、に
対して第９図に示すように変化する。ｇｌｌｌは■８に
対して直線的に変化できる領域があり、この領域ではｇ
イ＝αＶ、と表せる。ただしαは実定数である。

この増幅器を使用した可変ジャイレータ回路を第１０図
に示す。したがって同図のように負荷端子２３と２４に
キャパシタ２５を接続すれば、入力から見たインピーダ
ンスはインダクタンスなインピーダンスに変換される。

ただしく４−５）式の条件よりＲｏは、Ｒｏ＞＞　１　
／　（ＪωＣＬ）、ＺＧとなるように設定する。このと
き端子２６と２７から見えるインダクタンスＬは、ｇ１
＝ｇ、、ｔ＝ｇｍとすれば（４−６）式より、 Ｌ Ｌ　＝　−（４−７） αｚ　ｙ　、　ｚ となる。

第１０図に示した可変ジャイレータ回路を使用したＶＣ
Ｏを第１１図に示す。端子２６にトランジスタ５４のコ
レクタが接続され、トランジスタ５４のコレクタ、エミ
ッタ間にキャパシタ５５が接続され、エミッタ、ベース
間にキャパシタ５６が接続され、ベースは接地され、エ
ミッタはキャパシタ５７−バッファ増幅器５８を通じて
出力端子５９に接続される。トランジスタ５４のベース
・エミッタ間およびコレクタ・エミッタ間のインピーダ
ンスがキャパシタ５５．５６のインピーダンスに比べ十
分小さいとすれば、トランジスタ５４の負性抵抗Ｒ１は
、 ｇヨ０：トランジスタ５４の電流増幅率、Ｃ，、Ｃ２：
キャパシタ５５．５’６のキャパシタンス °で表される。Ｃ１とＣｔはＲ，と可変ジャイレータ回
路２１の損失がバランスするように設定する。

これが発振条件となる。発振角周波数ω。は、ω。−１
／（ＬＣＣ）μ２（４−９） Ｌ：可変ジャイレータ回路２１側を見たインピーダンス
のインダクタンス Ｃｃ　＝Ｃ＋Ｃｚ／（Ｃ＋＋Ｃｔ） となるＬは（４−７）式により表されるので、発振角周
波数ω。は （ＣＬＣＣ）”” となる。したがってω。はＶ、に対して直線的に変化で
きる。また可変ジャイレータ内に使用する利得可変端子
付増幅器の利得可変範囲は広いので、広帯域にわたり周
波数を変化することができるｖＣＯを実現できる。

「発明の効果」 以上説明したようにこの発明のＶＣＯは広帯域で発振が
可能でしかも周波数制御電圧に対して出力周波数を直線
的に変化できる。さらにこの発明のｖＣＯに使用するイ
ンダクタンス素子は、アクティブ素子を使用したジャイ
レータ回路により実現する。このため回路のモノリシッ
ク化に適しており、回路の小型化が容易である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の基本回路を示す図、第２図はその他
の例を示す図、第３図は可変ジャイレー夕回路の例を示
す図、第４図は第３図中の増幅器３２の等価回路図、第
５図は第３図中の増幅器３３の等価回路図、第６図はＦ
ＥＴを使用した利得可変端子付反転増幅器を示す回路図
、第７図はその利得−ゲート電圧特性図、第８図は差動
増幅器を使用した利得可変端子付増幅器を示す回路図、
第９図はその利得−ベース電圧特性図、第１０図は差動
増幅器を使用した可変ジャイレータ回路を示す回路図、
第１１図はこの発明の実施例を示す回路図、第１２図は
従来の電圧制御発振器を示す回路図、第１３図はバラク
タダイオードの接合容量−制御電圧特性図、第１４図は
第１２図の発振器の発振周波数−制御電圧特性図である
。 特許出願人　日本電信電話株式会社

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）利得可変端子付増幅回路と利得可変端子付反転増
   幅回路をリング状に接続し、かつその増幅回路及びその
   反転増幅回路の一方の出力端を第１ポートとし、他方の
   出力端を第２ポートとする、２ポートの可変形ジャイレ
   ータ回路と、 その可変ジャイレータ回路の第１ポート側を終端するコ
   ンデンサと、 上記可変ジャイレータ回路の第２ポート側を終端する容
   量性２端子能動回路とから構成されている電圧制御発振
   器。
2. （２）上記利得可変端子付増幅回路および反転増幅回路
   としてそれぞれ差動増幅回路が用いられ、その差動増幅
   回路の定電流源回路の電流を制御することにより利得の
   可変を行うことを特徴とした特許請求の範囲第１項記載
   の電圧制御発振器。