JPH10284937A - 発振器共振回路内の寄生発振モードを回避する回路 - Google Patents
発振器共振回路内の寄生発振モードを回避する回路Info
- Publication number
- JPH10284937A JPH10284937A JP10073065A JP7306598A JPH10284937A JP H10284937 A JPH10284937 A JP H10284937A JP 10073065 A JP10073065 A JP 10073065A JP 7306598 A JP7306598 A JP 7306598A JP H10284937 A JPH10284937 A JP H10284937A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- oscillator
- inductance
- external
- series
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 19
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 title claims abstract description 18
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 238000006880 cross-coupling reaction Methods 0.000 claims description 13
- 238000004904 shortening Methods 0.000 claims description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000011161 development Methods 0.000 description 5
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 239000010453 quartz Substances 0.000 description 1
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
- H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0014—Structural aspects of oscillators
- H03B2200/0026—Structural aspects of oscillators relating to the pins of integrated circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/004—Circuit elements of oscillators including a variable capacitance, e.g. a varicap, a varactor or a variable capacitance of a diode or transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0098—Functional aspects of oscillators having a balanced output signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2202/00—Aspects of oscillators relating to reduction of undesired oscillations
- H03B2202/03—Reduction of undesired oscillations originated from internal parasitic couplings, i.e. parasitic couplings within the oscillator itself
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2202/00—Aspects of oscillators relating to reduction of undesired oscillations
- H03B2202/05—Reduction of undesired oscillations through filtering or through special resonator characteristics
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 発振器ＬＣ共振回路内の寄生発振モードを回
避する回路を提供すること。 【解決手段】 調波発振器は、通常、集積増幅器および
外部ＬＣ共振回路を含んでいる。ＬＣ共振回路の周波数
選択性質は、マルチバイブレータよりも優れた位相雑音
を有する調波発振器をもたらす。しかしながら、インダ
クタンスおよび可変容量ダイオードは集積が困難であ
り、またＬＣ共振回路は一般に外部になければならない
ことが欠点である。ボンディング・ワイヤのインダクタ
ンスあるいは接続ピンの容量など、ハウジングの寄生要
素（したがって集積増幅器と外部ＬＣ共振回路の間にあ
る）は、寄生無線周波数発振モードをもたらす。本発明
は、これらの妨害影響を小さくする目的に基づいてい
る。本発明による回路では、ハウジングの妨害要素を共
振回路内に含めることによって、集積回路を有するＬＣ
共振回路内の妨害影響を小さくする効果がある。これ
は、寄生無線周波数発振モードの発生を防ぐ。これはま
た、優れた無線周波数特性および広い周波数同調範囲を
保証する。
避する回路を提供すること。 【解決手段】 調波発振器は、通常、集積増幅器および
外部ＬＣ共振回路を含んでいる。ＬＣ共振回路の周波数
選択性質は、マルチバイブレータよりも優れた位相雑音
を有する調波発振器をもたらす。しかしながら、インダ
クタンスおよび可変容量ダイオードは集積が困難であ
り、またＬＣ共振回路は一般に外部になければならない
ことが欠点である。ボンディング・ワイヤのインダクタ
ンスあるいは接続ピンの容量など、ハウジングの寄生要
素（したがって集積増幅器と外部ＬＣ共振回路の間にあ
る）は、寄生無線周波数発振モードをもたらす。本発明
は、これらの妨害影響を小さくする目的に基づいてい
る。本発明による回路では、ハウジングの妨害要素を共
振回路内に含めることによって、集積回路を有するＬＣ
共振回路内の妨害影響を小さくする効果がある。これ
は、寄生無線周波数発振モードの発生を防ぐ。これはま
た、優れた無線周波数特性および広い周波数同調範囲を
保証する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、発振器共振回路内
の寄生発振モードを回避する回路に基づいている。
の寄生発振モードを回避する回路に基づいている。
【０００２】
【従来の技術】発振回路は、マルチバイブレータと調波
発振器の２つの部類に分類できる。
発振器の２つの部類に分類できる。
【０００３】マルチバイブレータは、コンデンサが２つ
の内部切替しきい値間で充電および放電を行うことによ
って発振する。この回路は、２つの切替しきい値の一方
に達するたびに一方の状態から他方の状態に交互に切り
替わる。コンデンサの充電および放電動作は、交互の切
替の時定数を決定する。マルチバイブレータは、外部構
成要素、特にインダクタンスおよび可変容量ダイオード
を必要としないので集積発振器として非常に安定してい
る。さらに、マルチバイブレータは、広い周波数範囲内
で十分かつ確実に設定できる。しかしながら、マルチバ
イブレータは制限を有する。それらの無線周波数能力は
切替時間によって制限され、それらのスペクトル純度
は、切替しきい値および充電電流が位相ジッタをもたら
すランダムな変化を受けるので不十分である。
の内部切替しきい値間で充電および放電を行うことによ
って発振する。この回路は、２つの切替しきい値の一方
に達するたびに一方の状態から他方の状態に交互に切り
替わる。コンデンサの充電および放電動作は、交互の切
替の時定数を決定する。マルチバイブレータは、外部構
成要素、特にインダクタンスおよび可変容量ダイオード
を必要としないので集積発振器として非常に安定してい
る。さらに、マルチバイブレータは、広い周波数範囲内
で十分かつ確実に設定できる。しかしながら、マルチバ
イブレータは制限を有する。それらの無線周波数能力は
切替時間によって制限され、それらのスペクトル純度
は、切替しきい値および充電電流が位相ジッタをもたら
すランダムな変化を受けるので不十分である。
【０００４】ＲＣ緩和発振器およびエミッタ結合発振器
は、マルチバイブレータ部類に属する。リング発振器も
十分に集積でき、ＧＨｚ範囲内でも動作できるが、マル
チバイブレータのそれと同様に不十分な位相雑音を有す
る。
は、マルチバイブレータ部類に属する。リング発振器も
十分に集積でき、ＧＨｚ範囲内でも動作できるが、マル
チバイブレータのそれと同様に不十分な位相雑音を有す
る。
【０００５】調波発振器は、通常、周波数決定構成要素
としてＬＣ共振回路または石英結晶を必要とし、したが
って十分に集積できない。一方、それらの位相雑音は良
好であり、ＬＣ共振回路の周波数選択性質（高い品質フ
ァクタ）によって与えられる。ただし、広帯域用途で
は、ある状況下で、周波数設定範囲を拡大するためによ
り不十分な品質ファクタおよび位相雑音の対応する劣化
を許容する兼ね合いをとる必要がある。
としてＬＣ共振回路または石英結晶を必要とし、したが
って十分に集積できない。一方、それらの位相雑音は良
好であり、ＬＣ共振回路の周波数選択性質（高い品質フ
ァクタ）によって与えられる。ただし、広帯域用途で
は、ある状況下で、周波数設定範囲を拡大するためによ
り不十分な品質ファクタおよび位相雑音の対応する劣化
を許容する兼ね合いをとる必要がある。
【０００６】位相雑音は、受信機の重要なパラメータで
ある。特に、例えば、衛星伝送およびケーブル・テレビ
伝送用のＱＰＳＫやＱＡＭ、またはＧＳＭおよびＤＥＣ
Ｔ移動電話用のＧＭＳＫやＧＦＳＫなど、現代のデジタ
ル変調方法を受信する場合、厳しい位相雑音要件が課せ
られる。
ある。特に、例えば、衛星伝送およびケーブル・テレビ
伝送用のＱＰＳＫやＱＡＭ、またはＧＳＭおよびＤＥＣ
Ｔ移動電話用のＧＭＳＫやＧＦＳＫなど、現代のデジタ
ル変調方法を受信する場合、厳しい位相雑音要件が課せ
られる。
【０００７】これらのサービスの多くは低いＧＨｚ範囲
内で安定する。デジタル衛星受信の場合は０．９５〜
２．１５ＧＨｚ、ＧＳＭおよびＤＥＣＴの場合は０．９
および／または１．８ＧＨｚである。現在の傾向は、さ
らに有望な用途でこの低い１〜６ＧＨｚ範囲内の周波数
帯域が使用できることを示している。この点で、受信
機、特に良好な無線周波数特性を有する発振器を設計す
ることが重要な課題である。
内で安定する。デジタル衛星受信の場合は０．９５〜
２．１５ＧＨｚ、ＧＳＭおよびＤＥＣＴの場合は０．９
および／または１．８ＧＨｚである。現在の傾向は、さ
らに有望な用途でこの低い１〜６ＧＨｚ範囲内の周波数
帯域が使用できることを示している。この点で、受信
機、特に良好な無線周波数特性を有する発振器を設計す
ることが重要な課題である。
【０００８】したがって、代表的な調波発振器は、集積
増幅器および外部ＬＣ共振回路を含んでおり、それらの
間にハウジングの一部がある。これは、ある状況下で、
寄生共振回路を形成し、その結果寄生発振モードもその
ときに発生する。発振器ループ内の利得ファクタおよび
位相シフトは、所望の発振モードが確立されるか、ある
いは寄生発振モードが確立されるかを支配する。高い発
振周波数、例えば１ＧＨｚ以上を達成することが望まれ
る場合、ボンディング・ワイヤ・インダクタンスおよび
ピン容量が外部共振回路の有効な要素の大きさ程度にな
り、したがってより大きい影響を及ぼす、すなわち他の
場合よりも一層大きい妨害をもたらすので問題は悪化す
る。さらに広い周波数範囲を包含することが望まれる場
合、外部ＬＣ共振回路の高い周波数選択性または高い品
質ファクタが利用できなくなり、また無線周波数寄生発
振モードの抑制が一層困難になる。
増幅器および外部ＬＣ共振回路を含んでおり、それらの
間にハウジングの一部がある。これは、ある状況下で、
寄生共振回路を形成し、その結果寄生発振モードもその
ときに発生する。発振器ループ内の利得ファクタおよび
位相シフトは、所望の発振モードが確立されるか、ある
いは寄生発振モードが確立されるかを支配する。高い発
振周波数、例えば１ＧＨｚ以上を達成することが望まれ
る場合、ボンディング・ワイヤ・インダクタンスおよび
ピン容量が外部共振回路の有効な要素の大きさ程度にな
り、したがってより大きい影響を及ぼす、すなわち他の
場合よりも一層大きい妨害をもたらすので問題は悪化す
る。さらに広い周波数範囲を包含することが望まれる場
合、外部ＬＣ共振回路の高い周波数選択性または高い品
質ファクタが利用できなくなり、また無線周波数寄生発
振モードの抑制が一層困難になる。
【０００９】外部ＬＣ共振回路を有するそのような発振
器では、ハウジングによって生じる無線周波数寄生発振
モードは、所望の発振モードのみが発生するように、お
そらく集積抵抗によって減衰することができる。ただ
し、この方法は、回路品質ファクタおよび発振器の位相
雑音を損なう。さらに、この方法は、ハウジングを所要
の確度でモデル化することが困難であり、またこれは結
局試行錯誤によってのみ達成されるので、減衰抵抗が最
適化されるまで実験を必要とし、おそらく時間のかかる
方法である。
器では、ハウジングによって生じる無線周波数寄生発振
モードは、所望の発振モードのみが発生するように、お
そらく集積抵抗によって減衰することができる。ただ
し、この方法は、回路品質ファクタおよび発振器の位相
雑音を損なう。さらに、この方法は、ハウジングを所要
の確度でモデル化することが困難であり、またこれは結
局試行錯誤によってのみ達成されるので、減衰抵抗が最
適化されるまで実験を必要とし、おそらく時間のかかる
方法である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、ＬＣ共振回
路を有する調波発振器内の妨害影響を小さくする目的に
基づいている。この目的は、請求の範囲に記載されてい
る本発明の特徴によって達成される。本発明の有利な発
展形は、サブクレームに記載されている。
路を有する調波発振器内の妨害影響を小さくする目的に
基づいている。この目的は、請求の範囲に記載されてい
る本発明の特徴によって達成される。本発明の有利な発
展形は、サブクレームに記載されている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明による回路では、
ハウジングの妨害要素を共振回路内に含めることによっ
て、集積回路を有するＬＣ共振回路内の妨害影響を小さ
くする効果がある。妨害要素は、２つのピンを介して直
列共振回路を形成することによって含められる。ハウジ
ング（ボンディング・ワイヤおよびリード線フレーム）
およびプリント基板上の外部接続のインダクタンスは、
ＬＣ共振回路の有効インダクタンスに加えられる。した
がって、これらの値を共振回路計算に組み込むことがで
き、その結果さもなければ妨害影響を及ぼす要因が最初
からすでに考慮される。したがって、直列ＬＣ共振回路
は、原則として、集積キャパシタンス、および２つのピ
ンを介するハウジング・インダクタンスおよびプリント
基板上の外部（寄生および／または有効）インダクタン
スから構成されるインダクタンスを含んでいる。
ハウジングの妨害要素を共振回路内に含めることによっ
て、集積回路を有するＬＣ共振回路内の妨害影響を小さ
くする効果がある。妨害要素は、２つのピンを介して直
列共振回路を形成することによって含められる。ハウジ
ング（ボンディング・ワイヤおよびリード線フレーム）
およびプリント基板上の外部接続のインダクタンスは、
ＬＣ共振回路の有効インダクタンスに加えられる。した
がって、これらの値を共振回路計算に組み込むことがで
き、その結果さもなければ妨害影響を及ぼす要因が最初
からすでに考慮される。したがって、直列ＬＣ共振回路
は、原則として、集積キャパシタンス、および２つのピ
ンを介するハウジング・インダクタンスおよびプリント
基板上の外部（寄生および／または有効）インダクタン
スから構成されるインダクタンスを含んでいる。
【００１２】周波数同調のために、おそらく複数の可変
容量ダイオードが使用される。良好な同調能力を有する
可変容量ダイオードは、集積が困難なだけである。広帯
域用途では外部に配置することが好ましい。
容量ダイオードが使用される。良好な同調能力を有する
可変容量ダイオードは、集積が困難なだけである。広帯
域用途では外部に配置することが好ましい。
【００１３】この可変容量ダイオードは、直列共振回路
内に含まれ、全直列容量を小さくする短縮コンデンサと
考えることができる。これにより高い周波数が設定でき
る。容量が小さい、すなわち「Ｃ」の値が小さい場合、
発振周波数ｆ＝１／２π√（ＬＣ）は高くなり、これら
の高い周波数の後でも良好な位相雑音が維持される。
内に含まれ、全直列容量を小さくする短縮コンデンサと
考えることができる。これにより高い周波数が設定でき
る。容量が小さい、すなわち「Ｃ」の値が小さい場合、
発振周波数ｆ＝１／２π√（ＬＣ）は高くなり、これら
の高い周波数の後でも良好な位相雑音が維持される。
【００１４】原則として、位相雑音は周波数とともに劣
化する。しかしながら、位相雑音はまた、回路品質ファ
クタＱ＝（１／Ｒseries）＊√（ＬＣ）に比例する。Ｑ
は、この場合、容量が小さい、すなわち「Ｃ」の値が小
さい、すなわち周波数が高くなるほど向上する。
化する。しかしながら、位相雑音はまた、回路品質ファ
クタＱ＝（１／Ｒseries）＊√（ＬＣ）に比例する。Ｑ
は、この場合、容量が小さい、すなわち「Ｃ」の値が小
さい、すなわち周波数が高くなるほど向上する。
【００１５】本発明による発振器は、平衡コルピッツ発
振器として構成されることが好ましい。外部可変容量ダ
イオードが必要な場合、少なくとも１つの接続ピンが必
要になる。ＬＣ共振回路の外部部分内で発生する無線周
波数電流に復帰経路を与えるために、ＬＣ共振回路を平
衡させる、言い換えれば２つの接続ピンを使用すること
が有利である。この平衡構成は、さらに発振器を妨害に
対してより強くし、発振器自体が他の回路ブロックを妨
害する危険を少なくする。
振器として構成されることが好ましい。外部可変容量ダ
イオードが必要な場合、少なくとも１つの接続ピンが必
要になる。ＬＣ共振回路の外部部分内で発生する無線周
波数電流に復帰経路を与えるために、ＬＣ共振回路を平
衡させる、言い換えれば２つの接続ピンを使用すること
が有利である。この平衡構成は、さらに発振器を妨害に
対してより強くし、発振器自体が他の回路ブロックを妨
害する危険を少なくする。
【００１６】代表的な発振器、好ましくは平衡発振器
は、外部ＬＣ共振回路用に４つの接続ピンを必要とす
る。本発明の回路では接続ピンは２つで済み、その場合
共振回路の一部は組み込まれる。これにより外部構成要
素の数が減り、またプリント基板に対するスペース要件
が小さくなる。このより高い集積レベルは、ポータブル
用途に特に有利である。ただし、自由になった２つのピ
ンを完全になくし、より小さいあまり費用のかからない
ハウジングを選択するか、あるいは例えばよりよい熱放
散のためまたはクリティカルな無線周波数ピン上の二重
ボンドのために、ＩＣ機能を改善するためのみに前記ピ
ンを使用することもできる。
は、外部ＬＣ共振回路用に４つの接続ピンを必要とす
る。本発明の回路では接続ピンは２つで済み、その場合
共振回路の一部は組み込まれる。これにより外部構成要
素の数が減り、またプリント基板に対するスペース要件
が小さくなる。このより高い集積レベルは、ポータブル
用途に特に有利である。ただし、自由になった２つのピ
ンを完全になくし、より小さいあまり費用のかからない
ハウジングを選択するか、あるいは例えばよりよい熱放
散のためまたはクリティカルな無線周波数ピン上の二重
ボンドのために、ＩＣ機能を改善するためのみに前記ピ
ンを使用することもできる。
【００１７】マルチバイブレータと比較して、調波発振
器は、本質的に良好な位相雑音を有する。これは、ＬＣ
共振回路の品質ファクタによって厳密に決定される。
器は、本質的に良好な位相雑音を有する。これは、ＬＣ
共振回路の品質ファクタによって厳密に決定される。
【００１８】本発明の発振器構成の場合、ＬＣ共振回路
の寄生直列抵抗が最小であれば、高い品質ファクタが達
成できる。可変容量ダイオード自体は、最小の寄生抵抗
を有するようになされる。集積容量は、レイアウト内で
慎重に構成される。集積容量は、２つの接続ピンのでき
るだけ近くに配置し、広い低インピーダンス金属トラッ
クを使用して、接続ピンに接触させることが有利であ
る。集積容量を長く作製した場合、すなわち長さと幅の
比率を大きくした場合（これは、多数の正方形抵抗の低
インピーダンス平行接続に対応する）、その寄生直列抵
抗を最小限に抑えることができる。
の寄生直列抵抗が最小であれば、高い品質ファクタが達
成できる。可変容量ダイオード自体は、最小の寄生抵抗
を有するようになされる。集積容量は、レイアウト内で
慎重に構成される。集積容量は、２つの接続ピンのでき
るだけ近くに配置し、広い低インピーダンス金属トラッ
クを使用して、接続ピンに接触させることが有利であ
る。集積容量を長く作製した場合、すなわち長さと幅の
比率を大きくした場合（これは、多数の正方形抵抗の低
インピーダンス平行接続に対応する）、その寄生直列抵
抗を最小限に抑えることができる。
【００１９】本発明の調波ＬＣ発振器構成の場合、寄生
無線周波数発振モードを抑制するが、同時に、例えば減
衰抵抗など位相雑音を損なう特定の手段をとる必要はな
い。
無線周波数発振モードを抑制するが、同時に、例えば減
衰抵抗など位相雑音を損なう特定の手段をとる必要はな
い。
【００２０】したがって、本発明の発振器回路は、共振
回路構成が無線周波数寄生発振モードの発生を防ぐの
で、特に０．５〜４ＧＨｚ範囲内の無線周波数用途に適
しており、また約１オクターブまでの広い周波数同調範
囲を与える。さらに、この調波発振器は、良好な位相雑
音を有する。
回路構成が無線周波数寄生発振モードの発生を防ぐの
で、特に０．５〜４ＧＨｚ範囲内の無線周波数用途に適
しており、また約１オクターブまでの広い周波数同調範
囲を与える。さらに、この調波発振器は、良好な位相雑
音を有する。
【００２１】本発明の一発展形では、発振器は、広い周
波数範囲を包含することができるように設計される。
波数範囲を包含することができるように設計される。
【００２２】本発明による回路はさらに改善された。コ
ルピッツ発振器は知られているが、発展した回路内で実
現されている形、すなわち、内部容量を有する共振回路
の部分、およびインダクタンス構成要素を可変容量ダイ
オードによって設定することができる外部部分は知られ
ていない。
ルピッツ発振器は知られているが、発展した回路内で実
現されている形、すなわち、内部容量を有する共振回路
の部分、およびインダクタンス構成要素を可変容量ダイ
オードによって設定することができる外部部分は知られ
ていない。
【００２３】この発展形の中心は、もう一度２つのトラ
ンジスタおよび共振回路から形成された差動増幅器であ
る。各場合に補助物としてコレクタベース・クロスカッ
プリングを使用した。ただし、クロスカップリングは、
この場合、１つのトランジスタのコレクタをエミッタ・
フォロワおよびキャパシタンスＣCBを介して第２のトラ
ンジスタのベースに結合し、かつ第２のトランジスタの
コレクタをエミッタ・フォロワおよびキャパシタンスＣ
CBを介して第１のトランジスタのベースに結合すること
によって形成する。結合は、コンデンサによって実施す
ることが好ましい。
ンジスタおよび共振回路から形成された差動増幅器であ
る。各場合に補助物としてコレクタベース・クロスカッ
プリングを使用した。ただし、クロスカップリングは、
この場合、１つのトランジスタのコレクタをエミッタ・
フォロワおよびキャパシタンスＣCBを介して第２のトラ
ンジスタのベースに結合し、かつ第２のトランジスタの
コレクタをエミッタ・フォロワおよびキャパシタンスＣ
CBを介して第１のトランジスタのベースに結合すること
によって形成する。結合は、コンデンサによって実施す
ることが好ましい。
【００２４】差動増幅器の基本は逆位相であり、また、
各トランジスタごとに、コレクタとベースが逆位相であ
る。したがって、識別が行われる、すなわちコレクタと
ベースが同位相になるようにクロスカップリングされ
る。しかしながら、信号線が追加され、増幅器段の無線
周波数利得ファクタの増大に寄与する。上述の識別は、
位相関係とも呼ばれる。この位相関係は、容量による位
相シフトが起こらない場合に限り適用できる。これをよ
り詳細に考慮するために、クロスカップリングの容量に
ついて、コレクタ負荷抵抗に関連して考えてみる。これ
らは、フィードバック信号用の高域フィルタを形成す
る。振幅および位相は、高域フィルタを特徴付ける。振
幅の場合、信号は、まず通過させられ、カットオフ点か
ら始まる減衰が起こる。位相の場合、カットオフ点から
始まる位相シフトがもたらされる。クロスカップリング
の発展形では、位相シフトは、可能な最も高い周波数に
おいてのみ達成されるようになされる。これは、さもな
ければコレクタとベースが発振周波数において同位相で
なくなるからである。これを達成するために、本発明に
従って高域フィルタの通過帯域を広くしなければならな
い。これは、本発明によれば、上述のようにコレクタ抵
抗ではなく、この場合エミッタ・フォロワを使用するこ
とによって達成される。これによりカットオフ周波数が
高くなり、その結果発振器の基本周波数のカットオフ周
波数からの距離がより大きくなる。
各トランジスタごとに、コレクタとベースが逆位相であ
る。したがって、識別が行われる、すなわちコレクタと
ベースが同位相になるようにクロスカップリングされ
る。しかしながら、信号線が追加され、増幅器段の無線
周波数利得ファクタの増大に寄与する。上述の識別は、
位相関係とも呼ばれる。この位相関係は、容量による位
相シフトが起こらない場合に限り適用できる。これをよ
り詳細に考慮するために、クロスカップリングの容量に
ついて、コレクタ負荷抵抗に関連して考えてみる。これ
らは、フィードバック信号用の高域フィルタを形成す
る。振幅および位相は、高域フィルタを特徴付ける。振
幅の場合、信号は、まず通過させられ、カットオフ点か
ら始まる減衰が起こる。位相の場合、カットオフ点から
始まる位相シフトがもたらされる。クロスカップリング
の発展形では、位相シフトは、可能な最も高い周波数に
おいてのみ達成されるようになされる。これは、さもな
ければコレクタとベースが発振周波数において同位相で
なくなるからである。これを達成するために、本発明に
従って高域フィルタの通過帯域を広くしなければならな
い。これは、本発明によれば、上述のようにコレクタ抵
抗ではなく、この場合エミッタ・フォロワを使用するこ
とによって達成される。これによりカットオフ周波数が
高くなり、その結果発振器の基本周波数のカットオフ周
波数からの距離がより大きくなる。
【００２５】以下の式では、次の略号を使用する。 カットオフ周波数＝Ｆg コレクタ抵抗＝ＲC クロスカップリングの容量＝ＣCB
【００２６】高域フィルタのカットオフ周波数は次式に
よって計算できる。 Ｆg ＝１／（２π×ＲC ×ＣCB）
よって計算できる。 Ｆg ＝１／（２π×ＲC ×ＣCB）
【００２７】この場合、コレクタ抵抗の代わりに、この
高域フィルタ内のエミッタ・フォロワの出力抵抗を使用
することができる。したがって、高域フィルタの抵抗を
小さくし、かつカットオフ周波数を大きくすることがで
きる。エミッタ・フォロワの出力抵抗は、エミッタ・フ
ォロワの電流によって設定できる。
高域フィルタ内のエミッタ・フォロワの出力抵抗を使用
することができる。したがって、高域フィルタの抵抗を
小さくし、かつカットオフ周波数を大きくすることがで
きる。エミッタ・フォロワの出力抵抗は、エミッタ・フ
ォロワの電流によって設定できる。
【００２８】以下で、本発明について図面に関して説明
する。
する。
【００２９】
【発明の実施の形態】図１に、平衡した形で構成された
差動増幅器および直列共振回路を示す。トランジスタＴ
１、Ｔ２はコモンベース差動増幅器を形成する。トラン
ジスタＴ１、Ｔ２はベース抵抗ＲB に接続され、ベース
抵抗ＲB は電圧源Ｕ２に接続される。トランジスタＴ
１、Ｔ２はコレクタ抵抗ＲC に接続され、コレクタ抵抗
ＲC は、負荷の働きをし、電圧源Ｕ１に接続される。エ
ミッタは、電流源Ｓ１、Ｓ２に接続される。出力ＯＵＴ
は、例えばミキサおよび／またはＰＬＬ回路に供給され
る。コンデンサＣBEはベースとエミッタの間に接続さ
れ、コンデンサＣEEは、トランジスタＴ１、Ｔ２の平衡
エミッタ間に接続される。トランジスタＴ１、Ｔ２のベ
ースおよびコレクタはそれぞれコンデンサＣCBによって
接続され、コンデンサＣCBは、正のフィードバックを形
成し、無線周波数発振を支持する。コンデンサＣD は、
交流電圧に関して、外部インダクタンスＬF および可変
容量ダイオードＤC を共振回路の集積部分、すなわち直
列キャパシタンスＣBE、ＣEE、ＣBEに結合する働きをす
る。可変容量ダイオードの値は、直流電圧によって設定
される。ＬP は、接続ワイヤのインダクタンスを表す。
直列共振回路の外部部分ＣD 、ＤC 、ＬF は、これらの
接続ワイヤＬP を介して集積回路ＣBE、ＣEE、ＣBEおよ
び差動増幅器に接続される。
差動増幅器および直列共振回路を示す。トランジスタＴ
１、Ｔ２はコモンベース差動増幅器を形成する。トラン
ジスタＴ１、Ｔ２はベース抵抗ＲB に接続され、ベース
抵抗ＲB は電圧源Ｕ２に接続される。トランジスタＴ
１、Ｔ２はコレクタ抵抗ＲC に接続され、コレクタ抵抗
ＲC は、負荷の働きをし、電圧源Ｕ１に接続される。エ
ミッタは、電流源Ｓ１、Ｓ２に接続される。出力ＯＵＴ
は、例えばミキサおよび／またはＰＬＬ回路に供給され
る。コンデンサＣBEはベースとエミッタの間に接続さ
れ、コンデンサＣEEは、トランジスタＴ１、Ｔ２の平衡
エミッタ間に接続される。トランジスタＴ１、Ｔ２のベ
ースおよびコレクタはそれぞれコンデンサＣCBによって
接続され、コンデンサＣCBは、正のフィードバックを形
成し、無線周波数発振を支持する。コンデンサＣD は、
交流電圧に関して、外部インダクタンスＬF および可変
容量ダイオードＤC を共振回路の集積部分、すなわち直
列キャパシタンスＣBE、ＣEE、ＣBEに結合する働きをす
る。可変容量ダイオードの値は、直流電圧によって設定
される。ＬP は、接続ワイヤのインダクタンスを表す。
直列共振回路の外部部分ＣD 、ＤC 、ＬF は、これらの
接続ワイヤＬP を介して集積回路ＣBE、ＣEE、ＣBEおよ
び差動増幅器に接続される。
【００３０】本発明による回路では、共振回路は、一部
が固定容量ＣBE、ＣEE、ＣBEの形で組み込まれ、一部が
発振周波数を設定するために可変インダクタンスの形で
外部にある。この可変外部インダクタンスは、可変容量
ダイオードＤC に直列の固定インダクタンスＬF から構
成され、これにより周波数設定が可能になる。内部固定
容量および外部可変インダクタンスは、ハウジングおよ
び２つのピンを介して平衡した形で接続される。これら
は、ボンディング・ワイヤ・インダクタンスＬP として
モデル化される。それらは、有効な共振回路の構成要素
部分であるので、寄生共振回路を形成することはなく、
したがって寄生無線周波数発振モードの発生が妨げられ
る。いま説明した回路から、これらの妨害要素が共振回
路内に含まれていることが理解できる。
が固定容量ＣBE、ＣEE、ＣBEの形で組み込まれ、一部が
発振周波数を設定するために可変インダクタンスの形で
外部にある。この可変外部インダクタンスは、可変容量
ダイオードＤC に直列の固定インダクタンスＬF から構
成され、これにより周波数設定が可能になる。内部固定
容量および外部可変インダクタンスは、ハウジングおよ
び２つのピンを介して平衡した形で接続される。これら
は、ボンディング・ワイヤ・インダクタンスＬP として
モデル化される。それらは、有効な共振回路の構成要素
部分であるので、寄生共振回路を形成することはなく、
したがって寄生無線周波数発振モードの発生が妨げられ
る。いま説明した回路から、これらの妨害要素が共振回
路内に含まれていることが理解できる。
【００３１】図２および図３に、個々の構成要素の等価
回路図を示す。図２から、すべての容量およびインダク
タンスが直列共振回路を形成することは明らかである。
同じ構成要素表示は、図１の参照番号を指す。図３は、
直列共振回路を再び等価回路図の形で示すために個々の
構成要素の総和が形成されていることを示す。これは等
価回路図であるので、電圧は入っていないが、電圧を印
加すれば、インダクタンスおよび容量の数から生じる周
波数において発振する共振回路が生じることは明らかで
ある。
回路図を示す。図２から、すべての容量およびインダク
タンスが直列共振回路を形成することは明らかである。
同じ構成要素表示は、図１の参照番号を指す。図３は、
直列共振回路を再び等価回路図の形で示すために個々の
構成要素の総和が形成されていることを示す。これは等
価回路図であるので、電圧は入っていないが、電圧を印
加すれば、インダクタンスおよび容量の数から生じる周
波数において発振する共振回路が生じることは明らかで
ある。
【００３２】図４に、共振回路の他の設計を示す。同じ
構成要素表示は、図１の参照番号を指す。電流源Ｓ１お
よびＳ２は、抵抗リングによって形成される。この図で
は、共振回路の一部は集積回路内にあり、２つの外部可
変容量ダイオードＤC およびインダクタンスＬF はイン
ダクタンスＬP を形成する接続ピンを介して接続される
ことは明らかに理解できる。電源電圧ＶＣＣは、トラン
ジスタＴ３を介してコレクタ抵抗に送られる。共振回路
は、構成要素の固有雑音によって発振する。同調は、可
変容量ダイオードＤC によって外部から実施できる。妨
害要素、すなわち２つの接続ピンＬP およびそれらのボ
ンディング・ワイヤのインダクタンスは、共振回路内に
組み込まれているので、さもなければ妨害をもたらす影
響が抑制される。
構成要素表示は、図１の参照番号を指す。電流源Ｓ１お
よびＳ２は、抵抗リングによって形成される。この図で
は、共振回路の一部は集積回路内にあり、２つの外部可
変容量ダイオードＤC およびインダクタンスＬF はイン
ダクタンスＬP を形成する接続ピンを介して接続される
ことは明らかに理解できる。電源電圧ＶＣＣは、トラン
ジスタＴ３を介してコレクタ抵抗に送られる。共振回路
は、構成要素の固有雑音によって発振する。同調は、可
変容量ダイオードＤC によって外部から実施できる。妨
害要素、すなわち２つの接続ピンＬP およびそれらのボ
ンディング・ワイヤのインダクタンスは、共振回路内に
組み込まれているので、さもなければ妨害をもたらす影
響が抑制される。
【００３３】発振器は、容量性フィードバックを有する
発振器であることが好ましい。この発振器は、２つのピ
ンを介して平衡した形で構成され、可変容量ダイオード
を介して、すなわち容量を介して同調させることができ
る。
発振器であることが好ましい。この発振器は、２つのピ
ンを介して平衡した形で構成され、可変容量ダイオード
を介して、すなわち容量を介して同調させることができ
る。
【００３４】図５に、図１から周知の構成要素を示す。
同じ構成要素表示は同じ機能表示を指し、したがって、
さらに詳細には説明しない。ただし、図５にはさらにト
ランジスタＴ３およびＴ４および電流源Ｓ３およびＳ４
を有するエミッタ・フォロワＥ１、Ｅ２が挿入されてい
る。
同じ構成要素表示は同じ機能表示を指し、したがって、
さらに詳細には説明しない。ただし、図５にはさらにト
ランジスタＴ３およびＴ４および電流源Ｓ３およびＳ４
を有するエミッタ・フォロワＥ１、Ｅ２が挿入されてい
る。
【００３５】差動増幅器は、この場合もトランジスタＴ
１、Ｔ２から形成される。さらに、コレクタベース・ク
ロスカップリングが使用される。クロスカップリング
は、トランジスタＴ１の一方のコレクタをエミッタ・フ
ォロワＥ１および容量ＣCBを介して第２のトランジスタ
Ｔ２のベースに接続し、かつ第２のトランジスタＴ２の
コレクタをエミッタ・フォロワＥ２および容量ＣCBを介
して第１のトランジスタＴ１のベースに接続することに
よって形成される。
１、Ｔ２から形成される。さらに、コレクタベース・ク
ロスカップリングが使用される。クロスカップリング
は、トランジスタＴ１の一方のコレクタをエミッタ・フ
ォロワＥ１および容量ＣCBを介して第２のトランジスタ
Ｔ２のベースに接続し、かつ第２のトランジスタＴ２の
コレクタをエミッタ・フォロワＥ２および容量ＣCBを介
して第１のトランジスタＴ１のベースに接続することに
よって形成される。
【００３６】したがって、クロスカップリング中に位相
シフトが発生せず、したがってコレクタとベースが同位
相になる。さらに、上述のカットオフ点ｆg をもたらす
カットオフ周波数ｆg ’が高くなり、その結果発振器の
基本周波数ｆn のカットオフ周波数ｆg ’からの距離が
より大きくなる。
シフトが発生せず、したがってコレクタとベースが同位
相になる。さらに、上述のカットオフ点ｆg をもたらす
カットオフ周波数ｆg ’が高くなり、その結果発振器の
基本周波数ｆn のカットオフ周波数ｆg ’からの距離が
より大きくなる。
【００３７】ここでは、図１に示されるコレクタ抵抗Ｒ
C の代わりに、高域フィルタのエミッタ・フォロワの出
力抵抗が使用されている。したがって、高域フィルタの
抵抗を小さくし、カットオフ周波数を高くすることがで
きる。エミッタ・フォロワの出力抵抗は、エミッタ・フ
ォロワの電流によって設定できる。
C の代わりに、高域フィルタのエミッタ・フォロワの出
力抵抗が使用されている。したがって、高域フィルタの
抵抗を小さくし、カットオフ周波数を高くすることがで
きる。エミッタ・フォロワの出力抵抗は、エミッタ・フ
ォロワの電流によって設定できる。
【００３８】エミッタ・フォロワＴ３およびＴ４の動作
方法について、図６に関して説明する。図６に、振幅プ
ロファイルＡを周波数ｆの関数として示し、さらに高域
フィルタを特徴付ける位相プロファイルφを周波数ｆの
関数として示す。振幅の場合、信号は、まず通過させら
れ、カットオフ点から始まる減衰が起こる。位相の場
合、カットオフ点から始まる位相シフトがもたらされ
る。振幅および位相の曲線プロファイルａは、差動増幅
器Ｔ１、Ｔ２のクロスカップリング中にコレクタ抵抗を
使用した場合のプロファイルを示す。カットオフ周波数
はｆg で、基本周波数はｆn で示される。
方法について、図６に関して説明する。図６に、振幅プ
ロファイルＡを周波数ｆの関数として示し、さらに高域
フィルタを特徴付ける位相プロファイルφを周波数ｆの
関数として示す。振幅の場合、信号は、まず通過させら
れ、カットオフ点から始まる減衰が起こる。位相の場
合、カットオフ点から始まる位相シフトがもたらされ
る。振幅および位相の曲線プロファイルａは、差動増幅
器Ｔ１、Ｔ２のクロスカップリング中にコレクタ抵抗を
使用した場合のプロファイルを示す。カットオフ周波数
はｆg で、基本周波数はｆn で示される。
【００３９】曲線プロファイルｂは、カットオフ周波数
ｆg ’がより高い周波数範囲にずれるように高域フィル
タのプロファイルをどのようにして変化させるかを示
す。位相シフトのカットオフ周波数ｆg ’もより高いプ
ロファイルにずれる。クロスカップリング中のエミッタ
・フォロワの結果として高域フィルタのプロファイルが
変化したので、基本周波数ｆn とカットオフ周波数ｆ
g ’の間の領域を広くすることができる。
ｆg ’がより高い周波数範囲にずれるように高域フィル
タのプロファイルをどのようにして変化させるかを示
す。位相シフトのカットオフ周波数ｆg ’もより高いプ
ロファイルにずれる。クロスカップリング中のエミッタ
・フォロワの結果として高域フィルタのプロファイルが
変化したので、基本周波数ｆn とカットオフ周波数ｆ
g ’の間の領域を広くすることができる。
【図１】本発明による回路を示す図である。
【図２】本発明による回路の等価回路図である。
【図３】本発明による回路の等価回路図である。
【図４】本発明による回路の改善形を示す図である。
【図５】本発明による回路の発展形を示す図である。
【図６】振幅プロファイルおよび位相プロファイルを示
す図である。
す図である。
Ｔ１ トランジスタ Ｔ２ トランジスタ ＲB ベース抵抗 ＲC コレクタ抵抗 Ｕ１ 電圧源 Ｕ２ 電圧源 Ｓ１ 電流源 Ｓ２ 電流源 ＯＵＴ 出力 ＣBE キャパシタンス ＣEE キャパシタンス ＣCB キャパシタンス ＣD キャパシタンス ＬF 外部インダクタンス ＤC 可変容量ダイオード ＬP インダクタンス Ｔ３ トランジスタ Ｔ４ トランジスタ Ｓ３ 電流源 Ｓ４ 電流源 Ｅ１ エミッタ・フォロワ Ｅ２ エミッタ・フォロワ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 フィリップ ブロー ドイツ連邦共和国， デー−78052 ファ ウエス ヴィリンゲン−シュヴェニンゲ ン， ヴィルストルフシュトラーセ 22番 地 (72)発明者 マルティーン リーゲル ドイツ連邦共和国， デー−78628 ロト ヴァイル， ツェプフェンハネルシュトラ ーセ １番地 (72)発明者 ハインリヒ シェマン ドイツ連邦共和国， デー−78052 ヴィ リンゲン−シュヴェニンゲン， ダンツィ ゲル シュトラーセ 17番地
Claims (10)
- 【請求項１】 さもなければ妨害をもたらす要素が発振
器共振回路内に含まれており、その結果、有効な要素と
して動作することを特徴とする、共振回路を有する発振
器内の寄生無線周波数発振モードを回避する回路構成。 - 【請求項２】 接続ピンおよび／またはボンディング・
ワイヤが妨害要素を形成すること、かつ／または共振回
路がＬＣ共振回路として設計されることを特徴とする、
請求項１に記載の回路。 - 【請求項３】 妨害要素が、発振器の集積増幅器と発振
器の外部ＬＣ共振回路とを接続することを特徴とする、
請求項１に記載の回路。 - 【請求項４】 発振器ＬＣ共振回路が、一部が組み込ま
れ、かつ／または一部が２つの接続ピンを介して外部に
あるように構成されること、ならびに／あるいはその回
路が平衡した形で構成されることを特徴とする、請求項
１に記載の回路。 - 【請求項５】 発振器ＬＣ共振回路が、接続ピンを介し
て接続された集積容量および外部インダクタンスから構
成された直列共振回路であること、かつ／または接続ピ
ンが、直列ＬＣ共振回路の全インダクタンスに寄与する
インダクタンスの働きをすることを特徴とする、請求項
１に記載の回路。 - 【請求項６】 接続ピンが、プリント基板上にボンディ
ング・ワイヤ、ハウジングおよび接続リード線を含んで
おり、かつインダクタンスとして設計されることを特徴
とする、請求項１に記載の回路。 - 【請求項７】 周波数同調用の外部手段が、可変容量ダ
イオードに対して直列の固定インダクタンスを含んでい
る可変インダクタンスによって形成されることを特徴と
する、請求項１に記載の回路。 - 【請求項８】 外部可変容量ダイオードが、直列共振回
路内の周波数同調用に役立ち、かつそれにより全直列容
量を設定することができる短縮コンデンサとして動作す
ること、かつ／または１つまたは複数の外部可変容量ダ
イオードが周波数同調用に使用できることを特徴とす
る、請求項１に記載の回路。 - 【請求項９】 差動増幅器（Ｔ１、Ｔ２）がクロスカッ
プリング（ＣCB）を介して接続され、かつ／または差動
増幅器（Ｔ１、Ｔ２）のコレクタとベースが２つの集積
容量（ＣCB）を介してクロスカップリングされることを
特徴とする、請求項１に記載の回路。 - 【請求項１０】 クロスカップリングが直列の２つの容
量（ＣCB）および２つのエミッタ・フォロワ（Ｔ３、Ｔ
４）によって形成されることを特徴とする、請求項１に
記載の回路。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19709289.6 | 1997-03-07 | ||
| DE19709289A DE19709289A1 (de) | 1997-03-07 | 1997-03-07 | Schaltung zur Vermeidung von parasitären Schwingmodi in einem Oszillator Schwingkreis |
| DE19747432 | 1997-10-28 | ||
| DE19747432.2 | 1997-10-28 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10284937A true JPH10284937A (ja) | 1998-10-23 |
Family
ID=26034593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10073065A Pending JPH10284937A (ja) | 1997-03-07 | 1998-03-09 | 発振器共振回路内の寄生発振モードを回避する回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6215367B1 (ja) |
| EP (1) | EP0863605B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10284937A (ja) |
| CN (1) | CN1124679C (ja) |
| DE (1) | DE69823415T2 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6545555B1 (en) * | 2000-10-12 | 2003-04-08 | Telefonaktiebolaget, Lm Ericsson | Voltage controlled oscillator having a phase noise reduction device |
| US6714770B2 (en) * | 2001-11-16 | 2004-03-30 | Aleksander Maksimov | Method and apparatus for prevention of the concurrence of modes condition during operation of electronic device |
| US6667668B1 (en) * | 2002-01-09 | 2003-12-23 | Cypress Semiconductor Corp. | System and method for controlling the frequency output from an oscillator using an in-phase voltage |
| US20080074204A1 (en) * | 2004-09-21 | 2008-03-27 | Keiichi Ichikawa | High-Frequency Oscillator Circuit and Transmitter-Receiver |
| GB2430092A (en) * | 2005-09-08 | 2007-03-14 | Sony Uk Ltd | Drive circuit for voltage controlled differential oscillator employing coupling capactiors |
| US20070182503A1 (en) * | 2006-02-07 | 2007-08-09 | Linear Technology Corporation | Oscillator having low phase noise |
| US7576687B2 (en) * | 2007-07-17 | 2009-08-18 | Infineon Technologies Ag | RF front-end circuitry with reduced DC offset |
| EP2092635B1 (en) * | 2006-10-30 | 2012-06-06 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Voltage controlled oscillator circuit |
| JP5912598B2 (ja) * | 2011-03-24 | 2016-04-27 | 日本電波工業株式会社 | 電圧制御発振回路及び水晶発振器 |
| US8975972B2 (en) | 2012-07-05 | 2015-03-10 | Infineon Technologies Ag | Oscillator system |
| US9184957B2 (en) * | 2012-12-27 | 2015-11-10 | Intel Corporation | High speed receivers circuits and methods |
| US9300246B2 (en) | 2014-02-25 | 2016-03-29 | International Business Machines Corporation | Resonator having distributed transconductance elements |
| KR101647195B1 (ko) * | 2014-09-11 | 2016-08-09 | 고려대학교 산학협력단 | 고주파 신호 생성을 위한 발진기 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4485355A (en) | 1982-02-02 | 1984-11-27 | Texas Instruments Incorporated | Switched geometry oscillator |
| US4677396A (en) * | 1985-12-06 | 1987-06-30 | Zenith Electronics Corporation | Surface mounted component UHF oscillator |
| US4897624A (en) | 1989-02-23 | 1990-01-30 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Unitary capacitance trimmer |
| GB2228154B (en) * | 1989-02-09 | 1993-04-21 | Plessey Co Plc | On-chip integrated oscillator circuits |
| EP0386498B1 (en) | 1989-02-17 | 1996-06-19 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Oscillator |
| JP2635180B2 (ja) * | 1989-09-13 | 1997-07-30 | 株式会社日立製作所 | 信号終端回路 |
| JP2800566B2 (ja) | 1991-07-23 | 1998-09-21 | 日本電気株式会社 | 電界効果トランジスタおよび高周波信号発振器および周波数変換回路 |
| US5140286A (en) * | 1991-08-02 | 1992-08-18 | Motorola, Inc. | Oscillator with bias and buffer circuits formed in a die mounted with distributed elements on ceramic substrate |
| JPH05275924A (ja) * | 1992-03-26 | 1993-10-22 | Alps Electric Co Ltd | 高周波発振回路 |
| WO1993020615A1 (de) | 1992-04-03 | 1993-10-14 | SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT öSTERREICH | OSZILLATOR FÜR EINE FREQUENZ VON 1,6 BIS 3 GHz |
| JPH07176952A (ja) * | 1993-12-20 | 1995-07-14 | Sony Corp | 発振器 |
| DE4341221A1 (de) | 1993-12-03 | 1995-06-08 | Thomson Brandt Gmbh | Anordnung zur Verringerung von Störungen bei Schwingkreisen in integrierten Schaltungen |
| SE517185C2 (sv) | 1993-12-28 | 2002-05-07 | Ericsson Telefon Ab L M | Komponentmodulanpassad oscillerande kretsanordning |
| US5402087A (en) * | 1994-04-08 | 1995-03-28 | B.E.L.-Tronics Limited | Voltage controlled push-push oscillator |
| US5444422A (en) * | 1994-09-20 | 1995-08-22 | Zenith Electronics Corp. | Low phase noise high frequency integrated oscillator with minimum pins |
| DE19511401A1 (de) | 1995-03-28 | 1996-10-10 | Siemens Ag | Monolithisch integrierter Oszillator |
-
1998
- 1998-02-21 EP EP98103083A patent/EP0863605B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-02-21 DE DE69823415T patent/DE69823415T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-02-27 US US09/031,582 patent/US6215367B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-03-06 CN CN98109422A patent/CN1124679C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1998-03-09 JP JP10073065A patent/JPH10284937A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6215367B1 (en) | 2001-04-10 |
| EP0863605A3 (en) | 1999-02-03 |
| CN1199954A (zh) | 1998-11-25 |
| DE69823415D1 (de) | 2004-06-03 |
| EP0863605B1 (en) | 2004-04-28 |
| DE69823415T2 (de) | 2004-09-02 |
| EP0863605A2 (en) | 1998-09-09 |
| CN1124679C (zh) | 2003-10-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7414488B2 (en) | Low phase noise differential LC tank VCO with current negative feedback | |
| US10454419B2 (en) | Hybrid resonator based voltage controlled oscillator (VCO) | |
| US6927640B2 (en) | Apparatus and method for reducing phase noise in oscillator circuits | |
| EP1225689A2 (en) | Oscillation circuit with voltage-controlled oscillators | |
| KR100772747B1 (ko) | 집적회로제조를위한넓은주파수범위및낮은잡음의전압제어발진기 | |
| JPH10284937A (ja) | 発振器共振回路内の寄生発振モードを回避する回路 | |
| US6380816B1 (en) | Oscillator and voltage controlled oscillator | |
| JP2000183647A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| US6469586B1 (en) | Low voltage voltage-controlled oscillator topology | |
| EP1327297A1 (en) | Voltage controlled oscillator having a phase noise reduction device | |
| US7683742B2 (en) | Integrated electronic circuitry comprising tunable resonator | |
| US6566971B1 (en) | Method and circuitry for implementing a differentially tuned varactor-inductor oscillator | |
| JP2005538586A (ja) | 発振器および集積回路 | |
| JP4545737B2 (ja) | 発振器回路 | |
| JPH07131243A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| US20010035797A1 (en) | Method and circuitry for implementing a differentially tuned varactor-inductor oscillator | |
| US5721515A (en) | High stability single-port saw resonator oscillator | |
| JP2897661B2 (ja) | 電圧制御型ｓａｗ発振器 | |
| JP2007116487A (ja) | 高周波コルピッツ発振回路 | |
| JPH0319506A (ja) | 水晶発振回路 | |
| Naik et al. | A 1.8 V Quadrature Phase LC Oscillator for 5G Applications | |
| Xu et al. | Ultra-Low Voltage 15-GHz Band Best FoM<-190 dBc/Hz LC-VCO ICs with Novel Harmonic Tuned LC Tank in 45-nm SOI CMOS | |
| JP2903934B2 (ja) | 発振回路と、この発振回路を用いたｂｓチューナ | |
| JP2001244735A (ja) | 発振回路 | |
| JP2003037439A (ja) | 高周波圧電発振器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050301 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050301 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070524 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070731 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20071019 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20071024 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080129 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090512 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20090729 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20090803 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20091106 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20091208 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20100526 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20100929 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20100929 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20101013 |