JP7368378B2 - 電子部品グループを保護する回路構成 - Google Patents

Description

本発明は、電子部品グループを保護する回路構成に関する。

直流電流を供給される電子部品グループ（以下において、ＥＢとも略称する）は、特に、それが自動車分野の制御機器又はセンサーである場合、一般的に、その動作電圧パス内において、特に、過電圧及び極性の向きに対して、即ち、正規の供給電圧範囲外で生じる正と負の両方の電圧に対して保護機器を必要とする。それは、一般的に、例えば、動作電圧配線への磁気誘導によって、正規の動作中に電圧スパイクが発生した場合の動作の安全性に寄与することであるが、多くの場合に電子部品グループが長い時間期間に渡って、或いは持続的に正又は負の過電圧に対して破壊されずに耐えるべきであるとの要求も高まっている。そのような場合、保護機器を用いて損傷無く電子部品グループから遠ざけなければならない正又は負の過電圧を発生させる原因は、大抵は誤ったスタート動作、即ち、例えば、導体心線の取り違えである。

更に、それらの一般的な要求には、多くの場合、保護機器が自律的に動作すべきであること、即ち、その保護作用を残りの電子部品グループの機能状態又は動作状態に関係無く提供できることがある。そのことは、特に、保護すべき、大抵は冗長的に実現された電子部品グループと関連して、最も高い安全要求にとって重要である。そのようなＥＢでは、その冗長的なＥＢが大抵は共通の供給電圧を供給されるので、保護機器が、所謂共通電源エラーの発生を防止する。それが故障している場合、冗長的な部品グループが破壊され、それにより不確定な挙動となる可能性が有り、それによって、その独立性は最早保証されなくなる。

少なくとも自動車分野で出現する電子部品グループでは、図１に図示されている通り、大まかには、二つの種類を区別することができる。

図１の上方の部分に図示されている通りの第一の種類の電子部品グループは、例えば、１０ＶＤＣ～４８ＶＤＣの範囲内で、電源１の比較的高い、大抵は安定しない車載電源電圧を供給される。電圧損失が小さい電圧調整器３は、保護機器２によって入力側を保護される。そのため、ここでは、電流シンクによって表示された電子部品グループ４の電力を供給される側の残る部分も一緒に保護される。電圧損失が小さい電圧調整器とは、電子部品グループ４に機能の制約を加えること無く、電圧調整器３の電圧安定レベルに渡って大抵は数百ｍＶまでの入力電圧の低下しか許されないことを意味する。その前に接続された保護機器２は、それが電子部品グループ４の最小入力電圧閾値を変化させないか、或いは僅かしか変化させないことを要求される。即ち、正規の動作電圧範囲外の正と負の両方の電圧に対する保護機器に許されるのは、それ自体が正規の動作電圧範囲内において無視し得る電圧損失しか有しないことである。

図１の下方部分に図示されている通りの第二の種類の電子部品グループでは、相応の電圧源１から、大抵は５ＶＤＣまでの範囲内の安定した低い直流電圧を供給される。その電圧は、通常は中央の制御機器から提供され、その際、ＥＢは、大抵はセンサー又は同様の周辺部品である。その場合でも、保護機器２は、正規の動作電圧範囲外の正と負の両方の電圧に対してＥＢ４の独自の電子的な部分を保護する。その前に接続された保護機器による電圧損失が小さいとの第一の種類に関連して述べた要件は、この用途では、電力を供給される側の部品グループが、又もや電力を供給する側の制御機器からアナログ出力量を受信するセンサーである場合に特に重要である。そのような用途では、センサーは、大抵レシオメトリックに作用する動作形態で実現される、即ち、アナログセンサー出力信号が、供給電圧を一定に供給されることと関連する。センサーが、保護機器での電圧損失に起因して、制御機器と異なるレシオメトリックな基準量を受けてしまうので、センサー内の小さい電圧損失も、ここでは特に、システム全体の感度オフセット誤差を引き起こす。従って、そのような電子部品グループの電源供給パスにおける電圧損失に関する要求が特に高くなる。

動作電圧パスに関して多くの場合に使用されている第一の種類による保護機器の典型的な例が図２に図示されている。ここでは、スイッチ部品Ｄ４とＤ３を用いて、又もや一般的に電流シンクとして表示されている、電力を供給される側の本来の部品グループ４から、電圧源１から出力される正又は負の過電圧を遠ざけようとしている。この場合、ダイオードＤ４は、基本的に負の電圧成分を抑える整流器（シリアルバルブ）として作用し、ツェナーダイオードＤ３は、並列式電圧制限器の形のクランプ回路として、ダイオードでの電圧がダイオード個別のツェナー電圧を上回らないようにする役割を果たす。電子部品グループは、電気的にツェナーダイオードＤ３に対して並列に配置されているので、ツェナーダイオードＤ３と同じ電圧を受け、そのため、ツェナーダイオードＤ３の大きさが要件に応じて慎重に規定さている限り、正の過電圧に対して保護される。

しかし、ここで述べた例として図示した構造は、冒頭で述べた要件を満たせないことを知ることができる一連の欠点全部を有する。

極性保護ダイオードＤ４は、動作電圧パス内の直列スイッチとして存在し、従って、大まかにはダイオードＤ４のバルク抵抗での二つの構成要素の電流に比例する電圧降下と、ダイオードＤ４のｐｎ遷移領域のほぼ一定の半導体固有の電圧降下とから成る目立った電圧降下を引き起こす。両方の構成要素は、一緒になって平均して約１Ｖの電圧降下を発生させる。

ツェナーダイオードＤ３による正電圧制限は、それがクランプ回路として実現されているので、正の過電圧の場合に、ダイオードＤ３での特筆すべき損失電力を同時に引き起こす。そのことは、さもなければ、ツェナーダイオードＤ３の許容損失電力を上回ってしまうので、時間的に短いか、或いはソースインピーダンスのためにオーム抵抗が高い（ソース電流が小さい）比較的乏しいエネルギーの過電圧パルスに使用範囲を限定している。自動車分野において定義される、例えば、燃焼機関の点火フロー中に、誘導結合によって生じる正の過電圧のパルス自体は、大電力用の、そのため、大きな体積のツェナーダイオードでしか確実に対処できないような大きなエネルギーを有することが既に分かっている。経済的な観点から見ると、ツェナーダイオードＤ３は、特別な損失電力要件のために、比較的大きなコストを生じさせる、即ち、ここでは肯定的なものにも該当しない特殊な部品である。

以下において、特に、電子部品グループのアナログセンサーパスにおける正及び負の過電圧に対する保護機器の一般的な要件を取り上げる。電子部品グループは、保護すべき供給電圧入力の外に、時には、同じく正及び負の過電圧に対して保護しなくてはならない信号出力を有する。特に、例えば、センサーの場合のなどのアナログ信号出力では、既に前に説明した要件の外に、変化するインタフェースを考慮した追加の要件が適用される。

この保護機器は、センサー信号が正規のセンサー出力電圧範囲内に有る限り、即ち、センサーパス内に正又は負の過電圧が生じていない限り、アナログセンサー信号からエネルギーを取り込んではならない。この要件によって、大抵は高いインピーダンスのアナログセンサー信号が、保護回路を流れる電流によって歪むことが防止される。しかし、それに対して、正又は負の過電圧の場合には、保護機器の自律的な動作形態に基づく要件が依然として存在し、そのような動作状態では、センサー信号が何れにせよ既に大きく歪んでいるので、保護機器のためにセンサーパスから（動作）電流を取り出すことが許される。

アナログセンサー信号は、大抵は通常の電圧供給パスと異なる電圧（変動）範囲内において推移する。それは、多くの場合に０Ｖ（地電位）までの信号制御を含む。従って、センサーパスのための保護機器は、供給電圧パスのための保護機器の場合と異なり、定義された正規のセンサー出力電圧範囲（多くの場合、０Ｖ～５Ｖ）内のセンサー電圧を歪無しに伝送できなければならない。

図３は、センサーパスにおける作用メカニズムを大きく簡略化して図示している。センサー電源と電源インピーダンスＲ_Ｑの形の電気部品４から供給されるセンサー信号は、電圧源１から出力される正及び負の過電圧に対して、それが正規のセンサー出力電圧範囲外に有る限り、保護機器２によって保護される。そのため、電子部品グループ４のセンサー出力段とその後に置かれた全ての回路部分は、センサー出力インタフェースを介してＥＢ４に到達する正及び負の過電圧に対して保護される。最も高い安全性要件を満たす電子部品グループに関しても、場合によっては、共通して使用される回路部分に遡及する、起こり得る「共通要因故障」が、センサーパスの保護によって効果的に防止されるので、そのセンサーパス又は別のセンサーパスのための保護機器を用いて、最も高い安全基準に到達する手法が実現される。

以上のことから、本発明の課題は、前に説明した要件に出来る限り良好に適合させるか、従来の電子部品グループを保護する回路構成で指摘された欠点を防止するか、或いは安全性の要求が高い回路構成を提供することである。本発明の有利な実施構成は、従属請求項及び本明細書の対象である。

本発明の一つの観点では、電子部品グループを保護する回路構成は、その電子部品グループ、電圧源及び電子部品グループと電圧源の間に接続された第一の部分回路を有し、この第一の部分回路は、比較器と電子的に制御可能なスイッチを備え、この比較器は、電圧源の電圧を比較用電圧と比較して、それに応じてスイッチを駆動するように構成され、このスイッチは、電子部品グループに対して直列に接続されている。第一の部分回路に関しては、更に、図４に関する図面の説明も参照されたい。この比較用電圧は、有利には、既存の電圧を、例えば、電圧源から供給される電圧を一定に安定して維持するツェナーダイオードを用いて供給される。

有利には、この回路構成は、第一の部分回路の外に、電子部品グループと電圧源の間に接続された第二の部分回路を有し、この第二の部分回路は、比較器と電子的に制御可能なスイッチを備え、この比較器は、電圧源と電子部品グループでの電圧の間の負の電圧差を検出して、それに応じて、スイッチを駆動するように構成され、このスイッチは、電子部品グループに対して直列に接続されている。

本発明の目的に適うこととして、第一と第二の部分回路の比較器が同じである。言い換えると、両方の部分回路は、有利には、例えば、比較器の機能を提供する一つのトランジスタの形で、一つの比較器又は一つのスイッチを分かち合う。しかし、この場合、異なる部分回路のための比較器の作用形態は、図４～１９の図面の説明と関連して説明する通り、相違することができる。

第一の部分回路のコンポーネントが、正の過電圧に対して電子部品グループを保護するように構成され、第二の部分回路のコンポーネントが、負の過電圧に対して電子部品グループを保護するように構成されるのが有利である。

有利には、第一及び／又は第二の部分回路の比較器は、特に、ｐｎｐ実現形態による一つのバイポーラトランジスタを備え、そのベースが、第一の部分回路では、前置抵抗を介して比較用電圧に、或いはその電源に繋がって、特に、効果的に影響され、第二の部分回路では、電圧源に繋がるか、或いは電圧源が基準量を表す。

有利な実施構成では、第一の部分回路のスイッチが、自己遮断式トランジスタとして、特に、ｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極が電圧源に繋がり、そのドレイン電極が電子部品グループに繋がり、そのゲート電極が地電位に関係する。

有利には、第二の部分回路のスイッチが、自己遮断式トランジスタとして、特に、ｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極が電子部品グループに繋がり、そのドレイン電極が電圧源に繋がり、そのゲート電極が地電位に関係する。この場合、第一の部分回路のスイッチが、ｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、第二の部分回路のスイッチが、ｎチャネル構造による自己遮断式絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、第一と第二の部分回路の比較器（４２，６２）が同じである。

有利には、比較器のバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタが、それぞれ第一及び第二の部分回路の各自己遮断式トランジスタのソース電極とゲート電極に繋がる。

自己遮断式トランジスタのソース電極とゲート電極がそれぞれ互いに電気を通すように接続されるのが有利である。

部品のコストを節約するために、第一及び第二の部分回路のスイッチが複式スイッチとして一つの部品に集約されることと、この回路構成の全ての抵抗が同じ大きさの抵抗値を有することとの一つ以上が有利である。

有利には、第二の部分回路のスイッチが、自己遮断式絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極とゲート電極がそれぞれ第二の回路の比較器のエミッタとコレクタに繋がる。この場合、有利には、第二の部分回路のスイッチが、ｐチャネル実現形態で実現される。それは、本回路構成を電圧供給パスに使用する場合に有利である。それに代わって、第二の部分回路のスイッチがｎチャネル実現形態で実現され、それは、本回路構成をセンサーパスに使用する場合に有利である。

第一及び第二の部分回路のスイッチのゲート端子がそれぞれ補助電圧を取り込むための端子手段を有するのが有利である。それは、特に、本回路構成をセンサーパスに使用する場合に有利である。この場合、第一及び第二の部分回路のスイッチのゲート端子がそれぞれ補助電圧を取り込むための端子手段を有し、第一と第二の部分回路の比較器が同じである。

有利な実施構成では、この電圧源が自動車用バッテリとして構成されるとともに、この電子部品グループが制御機器として構成されるか、或いは、この電圧源が制御機器として構成されるとともに、この電子部品グループがセンサーとして構成される。

本発明の上述した特性、特徴及び利点、並びにそれらを実現する手法は、図面と関連して詳しく説明する実施例の以下の記述を参照すると、より明らかになるとともに、より明確に理解し易くなる。

第一と第二の種類の電子部品グループのブロック図 動作電圧パスに関して多くの場合に使用されている第一の種類による保護機器の典型的な例の回路図 センサーパスにおける作用メカニズムを大きく簡略化したブロック図 電圧供給パス用の正の過電圧に対する部分回路を備えた保護回路構成のブロック図 図４のブロック図に基づき「正の過電圧の場合に、電源の断路により電子部品グループを保護する」機能を実現した第一の部分回路の具体的な回路図 負の過電圧に対して電子部品グループ４を保護する回路構成の第二の部分回路の基本回路図 図６のブロック図に基づき「負の過電圧の場合に、電源の断路によって電子部品グループを保護する」機能を実現した第二の部分回路の具体的な回路図 動作電圧パス用の第一と第二の部分回路を統合した複合回路の回路図 図８の複合回路に相当する保護回路構成の具体的な回路図 図９の複合回路に関する時間推移グラフ 図９の複合回路に関する時間推移グラフ 図９の複合回路に関する時間推移グラフ 図９の回路にデジタルトランジスタＴ１０を追加した回路図 アナログセンサーパスにおける保護回路構成のブロック図 図１４の複合回路の詳細回路図 方形波信号時に所要の正及び負のゲート電圧を発生できる二つのチャージポンプの回路図 図１５の複合回路に相当する、アナログセンサーパスにおける保護回路構成の具体的な回路図 アナログセンサーパスにおける保護回路構成に関する外乱電圧時の時間推移グラフ アナログセンサーパスにおける保護回路構成に関する正規動作時の時間推移グラフ

図４にブロック図として図示された、電圧供給パス用の正の過電圧に対する部分回路を備えた回路構成は、基本的に電力を供給される、或いは保護されるべき負荷又は電子部品グループ４に対して直列に接続された電子的に制御可能なスイッチ４３又はスイッチ部品をベースとしている。このスイッチ部品は、ここでは、自己導通式であると見做すことができる、即ち、スイッチ４３は、非駆動状態において閉じている、即ち、導通している。この直列接続によって、冒頭で述べた従来技術では、負荷に対して並列に接続された制限用クランプ回路が常に有する、過電圧時に大きな損失電力を発生させるとの問題が簡単な手法で回避される。

この部分保護機器の作用メカニズムを以下の二つの動作状況に基づき別個に考察する。

ａ）電子部品グループが正規の電圧供給範囲内で動作する場合
正規の動作電圧範囲内では、電圧源１が電子部品グループのための供給電圧を提供する。この動作状況では、電子スイッチ４３は、駆動されず、そのため閉じており（即ち、導通可能であり）、又もや定電流シンクにより表示されたＥＢ４は、正常に電圧を供給される。電子スイッチ４３が閉じていることは、電圧比較器として接続された比較器４２によっても、その比較用電圧源ＵＣＯＭＰによっても決定される。この場合、ＵＣＯＭＰは、正規の供給電圧範囲内の最大許容電圧よりも大幅に低くなるような大きさで規定される。それによって、比較器４２の比較レベルを上回らず、電子スイッチ４３が、許容される供給電圧範囲全体において駆動されず、そのため導通可能状態に留まることが保証される。

ｂ）電子部品グループが正の過電圧で動作する場合
ＥＢ４には、電圧源１からの正の過電圧が供給され、その結果、電子スイッチ４３が開かれる。それは、比較器４２によって始動され、その比較用電圧の大きさは、常に正の過電圧よりも低いか、或いはより負側であるように規定され、それによって、比較器が電子スイッチ４３を駆動して、それによりスイッチを開く。そのため、負荷又は電子部品グループ４は、スイッチオフ又は断路され、それにより、大きなエネルギーを転換すること無く、正の過電圧に対して保護される。この回路方式は、発生する正の過電圧の期間に関する時間的な制約を決して課さない。

図４の電子的な直列スイッチ４３の特性に対しては、それが負荷に対して直列に接続された部品として、全ての動作状況（即ち、過負荷及び正常動作）における保護機器の特性の決定に、そのため、保護されるべき負荷への作用の決定にも寄与するので、高い要件が課せられる。要するに、これらの要件は既に前置きで述べている。要約すると、それらは次の通りである。

電子的な直列スイッチ４３は、電圧が電流に比例する状況を出来る限り防止するために、無視できる小さい入力抵抗しか有さない。例えば、半導体の飽和効果又はｐｎ遷移領域（ダイオード）による電圧オフセットを生じさせてはならない。この電子的な直列スイッチ４３は、外部からのエネルギー供給無し（電流を流さず）に導通（オン）状態となって、それを少なくとも静的かつ自発的に維持すべきである。この特性は、正規の動作において、保護機器が全体として保護すべき電圧パスから電流を取り込まないとの要件に対する電子的な直列スイッチの寄与分を提供する。

上記の全ての要件を全く理想的な形で満たす、産業的に入手可能なディスクリートな標準部品として、エンハンスメントタイプ（自己遮断式）としての所謂絶縁層電界効果トランジスタＩＧ－ＦＥＴを挙げることができる。このトランジスタタイプは、更に、比較的簡単にスイッチプロセスを作動させる駆動形態も提供し、そのため、保護回路及びその機能を示すために少ない周辺部品しか必要としない。従って、以下の段階的に（ｐチャネル又はｎチャネル型のトランジスタとしての）二つの実施構成による実施例として具体化された回路においては、専ら（自己遮断式）ＩＧ－ＦＥＴが使用される。それにも関わらず、その使用が例示としてのみ行われ、同様の特性を有するそれ以外の半導体スイッチも使用できることを注意しておく。

図４のブロック図に基づき、「正の過電圧の場合に、電源の断路により電子部品グループを保護する」機能を実際の回路で実現した第一の部分回路が図５に図示されている。この場合、図５では、ｐチャネル実現形態によるＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ７）が電子的な直列スイッチの任務を引き受けており、そのソース電極には、電圧源１に相当する供給電圧源Ｕ＿ＩＮから電力が供給される。負荷又は保護すべき電子部品グループ４は、Ｔ７のドレイン電極から電力を供給されて、又もや、正の過電圧に対して保護された電圧Ｕ＿ＯＵＴが加えられる定電流シンクによって表示されている。Ｔ７のゲート電極は、前置抵抗Ｒ８を介して地電位に設定されている。

先ず周辺コンポーネントを無視すると、ｐチャネル型ＩＧ－ＦＥＴの選択と地電位へのゲート電極の関係付けによって、Ｔ７のゲート電極がそのソース電極よりも十分により負側になる（図５のＵＧ－Ｓが負になる）ので、ゲート・ソース閾値電圧の超過後に、Ｔ７の自動的なスイッチオンが行われる（Ｔ７のドレイン・ソース区間が低オーム抵抗になる）ことが分かる。電圧Ｕ＿ＩＮ及びＵ＿ＯＵＴに関するＴ７のソース電極及びドレイン電極の相応の構成によって、それから得られるＴ７のボディダイオードの極性の向きと共に、それが正の電圧Ｕ＿ＩＮに対して非導通状態に切り替わり、従って、Ｔ７が相応の駆動によってスイッチオフ可能状態に留まることが実現されている（これと逆の場合、Ｔ７のダイオードが持続的に導通する極性の向きになって、正の過電圧時のＴ７のスイッチオフが不可能となる）。付属する抵抗Ｒ７及びＲ９と共にバイポーラｐｎｐ型トランジスタＴ６を用いて、非常に簡単であるが、オーム抵抗の観点から技術的に十分に有利な電圧比較器が作成される。抵抗Ｒ７は、第一にＴ６のベース電流を制限する役割を果たす。Ｒ９と共に両方の抵抗は、ここでは、比較器Ｔ６のための比較用電圧源を表す、ツェナーダイオーＤ６を流れる電流を決定する。Ｔ６の過電圧スイッチオフレベルＡＮは、そのためＴ７の過電圧スイッチオフレベルも、ダイオードＤ６の自由に選択可能なツェナー電圧と、比較器用トランジスタＴ６のベース・エミッタダイオードの順方向電圧とによって決定される。以下の式が近似的に成り立つ。

ＡＮ≒Ｕ_Ｚ＋Ｕ_ＢＥ

シャント抵抗Ｒ９の主な任務は、トランジスタＴ６のベース残留電流を排出して、それにより、正の過電圧ＵＩＮが生じていない時にＴ６が誤って作動されないようにする役割を果たす。この場合、重要なこととして、Ｒ９が、その機能を実行するために、基本的に図５の二つのノード５１又は５２に選択的に繋げられることに言及しておく。しかし、選択されているノード５１は、トランジスタＴ６の有効な電流増幅率を低減すること無く、抵抗値の大きさを回路内に存在するそれ以外の抵抗と同様の、或いは同じ低いオーム抵抗値に不利な効果無しに規定できるとの利点を提供する。同じ抵抗値によって、回路の部品リストに関する利点が生じて、抵抗を物理的に集約する手法が得られ、その結果、例えば、一つの抵抗アレーを用いて、三つの部品の代わりに、一つの部品だけを配備すればよいこととなる（Ｒ７；Ｒ８及びＲ９が場所的に一つの部品に集約される）。それに対して、Ｔ６の有効な電流増幅率を少ししか低減しない場合、ノード５２に接続されるシャント抵抗Ｒ９は、明らかにより高いオーム抵抗で実現しなければならない。Ｄ６に用いられる、特性曲線が平坦に推移するツェナーダイオーにおいても、厳密な所定の過電圧スイッチオフ点を取得するためには、Ｔ６の十分に大きい有効な電流増幅率が必要である。より高いツェナー電圧では、しばしば平坦に推移する特性曲線が見られる。上記の全ての部品の協力動作及びそれらが如何にして保護機能を提供するのかは、以下の図５と関連した作用連携から明らかになる。

ａ）電子部品グループが正規の電圧供給範囲内で動作する場合
正規の供給電圧範囲内の動作電圧Ｕ＿ＩＮでは、Ｕ＿ＩＮは、式ＡＮ≒Ｕ_Ｚ＋Ｕ_ＢＥで定義されるスイッチオフレベルよりも低い。そのため、ダイオードＤ６が遮断されている（Ｄ６を介して電流が流れない）ために、Ｔ６を介したベース電流も流れることができず（Ｔ６のベースは、Ｒ９を介してエミッタ電位を加えられる）、その結果、Ｔ６のコレクタ・エミッタ区間も遮断される。それにより、Ｔ７に負の電圧ＵＧ－Ｓが発生し、Ｔ７は、スイッチオンされて、動作電圧ＵＩＮが電子部品グループに通じ（ＵＯＵＴ）、そのため、電子部品グループは動作準備完了状態となる。無視できる半導体残留電流を除いて、動作電流が保護回路部分に流れ込まない。

ｂ）電子部品グループが正の過電圧で動作する場合
動作電圧ＵＩＮが上昇すると、先ずは、Ｄ６でのツェナー電圧を上回っても、一定の電圧レベルが生じる（ＵＺ＝一定）。ＵＩＮがＵＢＥだけ更に上昇すると、ここで、Ｔ６のベース・エミッタ閾値電圧の超過を引き起こす（ＵＺ＝一定、ＵＩＮ≒ＵＺ＋ＵＢＥ）。ここで生じるベース電流（Ｔ６）は、それに対応したコレクタ電流を引き起こす、即ち、Ｔ６のコレクタ・エミッタ区間を導通させる（低オーム抵抗にする）。Ｒ８は、この対応するコレクタ電流をトランジスタにとって無害な値に制限する。ここで、Ｔ６が導通した結果は、最終的に、Ｔ７の制御電圧ＵＧ－Ｓをほぼゼロボルトに低減させ、それに続いて、それを開いて、電子部品グループ又はＵＯＵＴをスイッチオフさせる。そのため、電子部品グループは、加わる正の過電圧Ｕ＿ＩＮに対して安全に保護される。

図５の回路には、この回路の機能に関して寧ろ副次的な意味しか持たない、これまで言及しなかった別の部品も図示されている。それらは以下の通りである。

Ｃ１３：自動車製品において通常は回路の入力に直に配置されているＥＭＶ又はＥＳＤコンデンサ。これは、完璧にするためだけに設置されている。
Ｃ１２：充電コンデンサ又はフィルターコンデンサ。これは、バッファコンデンサとしての役割を果たして、供給電圧配線における短い電圧急落を排除する。しかし、これは、図示された保護回路に対して何ら影響しない。
Ｄ７：このツェナーダイオーは、最大ＵＧ－Ｓ電圧をＴ７に関して許容される値に制限する。これは、Ｔ７の最大ＵＧ－Ｓ電圧がスイッチオフレベルを上回る場合に省略することができ、その理由は、過電圧保護の枠組みにおいて入力電圧ＵＧ－Ｓが低い場合に、Ｔ６が既に０Ｖに短絡しているからである。

電子部品グループ４を負の過電圧に対して保護する回路構成の考え得る第二の部分回路に関して、先ずは、図４と同様の図６を用いて基本回路を図示することができる。図６に簡単に図示されている通り、そのような部分保護機器は、同じく、又もや電力を供給される、或いは保護されるべき負荷に対して直列に接続された電子的に制御可能なスイッチ６３をベースとすることができる。このスイッチ６３は、自己導通式であると見做すことができる、即ち、このスイッチ６３は、非駆動状態で閉じている（導通している）。このスイッチに必要な特性は、図４と関連して述べたことと同じである。この保護回路部分でも、電源とスイッチ素子の直列接続を用いることによって、負荷に対して並列に接続された制限用クランプ回路が常に有する、過電圧の場合に大きな損失電力が発生するとの問題を簡単な手法で回避している。図４又は図５の第一の部分回路と比較した主な違いは、比較器６２の結線形態に見ることができる。以下の通り、この作用メカニズムを又もや二つの動作状況に基づき別個に考察する。

ａ）電子部品グループが正規の電圧供給範囲内で動作する場合
正規の動作電初範囲内では、電圧源１が、電子部品グループのための供給電圧を提供する。電子スイッチ６３は、この動作状況では、駆動されず、そのため、閉じており（即ち、導通可能であり）、定電流シンクにより表示されたＥＢ４は、正常に電圧を供給される。電子スイッチ６３が閉じていることは、比較器６２の非反転入力と反転入力の間の電圧差が正である限り常に電子スイッチ６３を駆動しない、電圧比較器として接続された比較器６２によって決定される。従って、この入力電圧が（地電位に対して）正である動作状態では、電子スイッチ６３は常に閉じており（導通しており）、そのため、電子部品グループは正常に動作可能である。

ｂ）電子部品グループが負の（過）電圧で動作している場合
電圧源１からの負の過電圧がＥＢ４に供給され、その結果、電子スイッチ６３が開かれる。地電位に対して０Ｖよりも低く低減された電位が負の過電圧として見做される。スイッチ６３を開くことは、又もや比較器６２によって始動され、ここでは、比較器６２の非反転入力と反転入力の間の電圧差が負になり、それによって、比較器が、電子スイッチ６３を駆動し、それによりスイッチを開く。それによって、負荷又は電子部品グループ４がスイッチオフ又は断路され、そのため、大きなエネルギーを転換すること無く、負の過電圧に対して保護される。この動作状況においても、この回路方式は、発生する負の過電圧の期間に関する時間的な制約を決して課さない。

ここでも、図６のブロック図に基づき、「負の過電圧の場合に、電源の断路によって電子部品グループを保護する」機能を具体的な回路で実現した第二の部分回路が図７に実施例として図示されている。この場合、図７では、又もやｐチャネル実現形態によるＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ４）が電子的な直列スイッチの任務を引き受けており、ここで、このドレイン電極が供給電圧源（Ｕ＿ＩＮ）から電力を供給される。負荷又は保護されるべき電子部品グループは、Ｔ４のソース電極から電力を供給され、又もや負の過電圧に対して保護された電圧Ｕ＿ＯＵＴを加えられる定電流シンクにより表示されている。Ｔ４のゲート電極は、前置抵抗Ｒ６を介して地電位に設定されている。ここでも、先ずは周辺コンポーネントを無視すると、ｐチャネル型ＩＧ－ＦＥＴの選択と地電位へのゲート電極の関係付けによって、正の電圧Ｕ＿ＩＮに関するゲート・ソース閾値電圧を上回った後に、Ｔ４のゲート電極がそのソース電極よりも十分により負側になる（図７のＵＧ－Ｓが負になる）ので、Ｔ４の自動的なスイッチオンが行われる（Ｔ４のドレイン・ソース区間が低オーム抵抗になる）ことが分かる。入力電圧Ｕ＿ＩＮに関して相応に極性の方向を規定されたＴ４のボディダイオードがそれを可能にし、このダイオードは、電圧Ｕ＿ＩＮが上昇して正になると、先ずは導通したダイオードとして、電圧Ｕ＿ＩＮの上昇の更なる推移において、Ｔ４のＵＧ－Ｓ閾値電圧を上回るまで、Ｔ４のソース電極に正の電位をバイアスとして加え、その結果、ここで低オーム抵抗となった、ボディダイオードに対して並列に接続されたＴ４のドレイン・ソースチャネルがボディダイオードをバイパスして短絡させ、実質的に完全な電圧Ｕ＿ＩＮが電子部品グループへのＵ＿ＯＵＴとして出現する。そのため、電子部品グループは、正の電圧Ｕ＿ＩＮに対して自発的にスイッチオンする。これに関連して、電圧Ｕ＿ＩＮ及びＵ＿ＯＵＴに関するボディダイオードの極性の向き又はＴ４のソース電極とドレイン電極の構成は、正の入力電圧時の保護されるべき部品グループの確実なスイッチオンだけでなく、特に、相応の駆動によって、負の入力電圧Ｕ＿ＩＮに対してトランジスタＴ４を遮断することをも可能にする。これは、ボディダイオードが負の入力電圧に対して同様に遮断されるので可能になる。ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＴ５とそれに付属するベース電流を制限する前置抵抗Ｒ５を用いて、又もや非常に簡単であるが、それにも関わらず安価な電圧比較器が作成される。Ｔ５の主な任務は、ＵＩＮに繋がるそのベースとＵ＿ＯＵＴに繋がるそのエミッタの間の負の電位差を検出することである。Ｕ＿ＩＮとＵ＿ＯＵＴの間の電位差が負である場合、Ｔ５のベース・エミッタ閾値電圧を上回ることにより、相応のベース電流が発生して、それに続いて、相応のコレクタ電流が出力側に発生する。次に、最初は負のＵＧ－Ｓ電位のために依然として導通していたＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ４）が、ここでＴ５により短絡されたゲート電極とソース電極によってピンチオフされる。それによって、ＵＩＮとＵＯＵＴの間の電位差が負である場合に、電子部品グループが断路又はスイッチオフされ、そのため、負の過電圧に対して保護される。基本的に、先ずは、ＵＧ－Ｓ＝０Ｖ及びＵＧ－Ｓの正の値に関して使用されるエンハンスメントタイプのｐチャネル型ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ４）が、それ自体で別個の制御機構が無くても遮断されるので、図７の回路における比較器用抵抗Ｔ５とベース抵抗Ｒ５が不必要に配備されているように見える。ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ４）のこの挙動は、多くの場合に正しく、負の過電圧に対する保護機能を示すのに十分であるが、それでも、比較器用トランジスタＴ５が保護回路の動作の安全性に関して最も高い意味を得るための所定の完全には実情に合わない状況が存在する。それは、例えば、電子部品グループにおいて、一般的に電圧急落時のバッファ又はバイパス式エネルギー貯蔵器として、特に大きな容量のコンデンサが入力に用いられている場合である。図７の回路は、そのような部品を符号Ｃ１０で表している。

以下において、二つの例に基づき、（大容量）コンデンサＣ１０が完全に充電されており、入力側で電位を伝える配線Ｕ＿ＩＮとアース端子の間が短絡している（Ｕ＿ＩＮが短絡している）場合の図７の回路の挙動を考察する。そのような状況は、実際には、特に、ケーブル構造の個々の心線が損傷して、最終的に突然に接続又は短絡した場合に発生する。そのような場合に、電力を供給する側の電源（Ｕ＿ＩＮ）は、通常過電流保障部を備えているので、大抵は破損されないままである。負の過電圧用の保護機器への作用に関して、この回路が完全に、即ち、図７に図示されている通り実現されているのか、或いはＴ５及びＲ５が取り去られているのかを区別しなければならない。

ａ）図７の回路から観念的にＴ５及びＲ５を取り去った場合
コンデンサＣ１０が完全に充電されている場合に入力電圧ＵＩＮが急に短絡すると、Ｃ１０に蓄積されたエネルギーによって、Ｃ１０からＴ５の閉じられたドレイン・ソースチャネルを介して短絡した入力電圧源に電流が流れることとなる。このＴ５を介した電流フローは、短絡した瞬間に、Ｔ５のソース電極が充電されたコンデンサＣ１０を介して正の電位のバイアスを加えられて（ＵＧ－Ｓが負になって）、そのため、トランジスタＴ５が、先ずは完全に導通状態に留まる一方、電流が通常の動作時と逆向きの電流方向にドレイン・ソースチャネルを貫流する。この状態は、コンデンサＣ１０が放電して、その残留電圧がＵＧ－Ｓ閾値電圧以下に低下して、その結果、Ｔ４のドレイン・ソースチャネルが遮断されるまでの期間維持され続ける。この発生した状況の問題は、発生した（短絡）電流の大きさである。この電流は、短絡が保護機器の入力領域の近くで発生することを出発点とすると、凡そ、電流が流れる（短い）導体路とトランジスタＴ５のドレイン・ソースチャネルの入力抵抗とによってのみ制限される。従って、短絡電流は、その電流がトランジスタＴ４の最大限に許容されるドレイン電流を数桁上回る結果を伴って非常に大きく低下し、それによって、Ｔ４は故障状態に移行する。この場合、特に、ＩＧ－ＦＥＴトランジスタでの過電流に起因する故障が、多くの場合にドレイン・ソースチャネルの持続的な短絡の形で出現すること、即ち、Ｔ４が電子部品グループの機能制限を引き起こさないが、故障したトランジスタＴ４が最早制御不能になるために、負の過電圧の場合に、電子部品グループが最早保護されなくなるので、この故障が潜在的な障害として現れることが問題である。安全性の高い用途のための電子部品グループにおいて、この潜在的な障害が発生した場合には、所謂共通要因故障（ｃｏｍｍｏｎ ｃａｕｓｅ ｆａｉｌｕｒｅ）を最早回避することができず、それにより、安全性の目的が問題視されることになる。

ｂ）回路が図７に基づき完全に実現されている場合
ａ）で好ましくない結果を伴って簡単に示した作用メカニズムは、図７において比較器トランジスタＴ５とベース抵抗Ｒ５を接続することによって防止することができる。特に、ａ）で述べた（入力側での短絡によって、Ｔ５のベースが負の電位になると同時に、Ｔ５のエミッタ又はＴ４のソースが正の電位になる）状況に対して、Ｔ４のゲート電位をソース電位と等しくする（ＵＧ－Ｓ＝０Ｖ）ことによって、Ｔ５がその任務を果たして、ベース電流の出現時にベース電位をエミッタ電位と比較することにより、ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ４）を遮断することができる。それにより、電流方向が反転した過度の電流フローが確実に防止されて、トランジスタＴ４が、ここで全ての動作状態において破壊から保護される。エミッタ電位がほぼ０Ｖ（地電位）に低下する（Ｃ１０が完全に放電する）と、Ｔ５は、その電位を比較する任務を最早果たすことができなくなる。この状況において、入力電位Ｕ＿ＩＮが依然として０Ｖ又は負の電位を有する場合、トランジスタＴ４自体がピンチオフして、如何なる負の過電圧に対しても確実に遮断され、それに対応して、電子部品グループが保護される。

前と同様に、ここでも、図７の回路に含まれるが、これまで言及しなかった部品を短く取り上げる。それらは以下の通りである。

Ｃ９：自動車製品において通常は回路の入力に直に配置されているＥＭＶ又はＥＳＤコンデンサ。これは、完璧にするためだけに設置されている。
Ｄ５：このツェナーダイオーは、最大の正のＵＧ－Ｓ電圧をＴ４に関して許容される値に制限する。これは、電子部品グループに電力を供給する最大入力電圧Ｕ＿ＩＮがＴ４の許容されるＵＧ－Ｓ電圧よりも小さく低減されている場合に省略することができる。

以下において、本発明の有利な実施構成の実施例に基づき、確かに両方とも単独で、その部分保護機能を完璧に果たすが、両方の外乱量（正と負の過電圧）に対しては保護することができない、図４，５，６及び７と関連して紹介した部分回路を用いて、両方の部分的な任務を同様に制限無く果たすことができる複合回路を説明する。

これまでの両方の部分回路は、それぞれ一つの電子的な直列スイッチを用いて保護すべき電子部品グループを断路又はスイッチオフすることをベースとしていたので、以下の複合回路は、これまでの両方の部分回路を直列に、即ち、順番に接続することによって、当然の帰結として両方の保護機能を互いに結合している。それによって、これまでの両方の部分回路が傑出して完璧に取得した利点が維持される。図８に図示された最終的な複合回路では、複数の機能を一つの部品に一体化させて、両方の部分回路のための部品の総数に対して必要な部品の全体数を低減し、それにより、安価な全体回路を取得することを追求した。詳しくは、以下の部品を省略又は集約することができた。

トランジスタＴ１とＴ３のゲート電極を一緒に結合することができ、その結果、（二つの代わりに）一つのゲート抵抗Ｒ３だけが依然として必要となる。そのため、一つの抵抗が節約された。

正及び負の過電圧時の比較器の機能を一つのトランジスタ部品Ｔ２に集約することができた。ベース抵抗Ｒ２も一つだけ必要である。そのため、一つのバイポーラトランジスタと一つの抵抗が節約された。

ゲート電極の外に、Ｔ１とＴ３の両方のソース電極も一緒に接合することによって、両方のＩＧ－ＦＥＴトランジスタが同じＵＧ－Ｓ電位を受けるので、ゲート・ソース電圧を制限するための一つのツェナーダイオードを省略することができた。更に、正のスイッチオフレベル（ＡＮ）が両方のＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ１及びＴ３）に関する最大許容ＵＧ－Ｓ電圧よりも低い場合には、残るツェナーダイオードＤ１をこれまで通り省略することができる。そのため、一つのツェナーダイオードを節約することができる。

図８の最終的な複合回路は、基本的に図５及び図７の個別回路と同じ部品から作成されている、即ち、両方の電子的な直列スイッチである負の過電圧時にスイッチオフするためのＴ１と正の過電圧時にスイッチオフするためのＴ３は、互いにｐチャネル型ＩＧ－ＦＥＴを用いており、各部分回路と同じである。その機能は、トランジスタＴ３に関する図４及び５とトランジスタＴ１に関する図６及び７に関連して既に詳しく述べた。比較器のトランジスタＴ２は、一つの部品に修正、縮減されて、その代わりに一つの複式機能を引き受けている。ここでは、以下の通り、この回路が正に如何なる保護状態にあるのかを区別しなければならない。

ａ）正規の動作電圧範囲Ｕ＿ＩＮ内では、両方のトランジスタに作用するゲート・ソース電圧ＵＧ－Ｓが十分により負側にあるので、両方のＩＧ－ＦＥＴトランジスタＴ１及びＴ３は自律的に導通可能である。両方のトランジスタが十分な正のソース電位を供給された状態となるのは、正の電源電圧ＵＩＮに対して導通方向の極性を有するＴ１のボディダイオードの御蔭である。ゲート・ソース閾値電圧を上回ると、Ｔ１のボディダイオードが、ここでは導通しているソース・ドレインチャネルによってバイパスされて、Ｔ１及びＴ３が動作電圧ＵＩＮを電子部品グループに通し、それにより、電子部品グループが完全に動作準備状態になる。シャント抵抗Ｒ１が最早Ｔ２のエミッタに繋がるのではなく、直に入力電圧源ＵＩＮに繋がることは、その任務をこの動作状態に、即ち、トランジスタＴ２のベース残留電流を排出して、そのトランジスタをオンではなく確実に遮断状態に維持することに限定している。その機能は、Ｔ２のエミッタ電位と比べてＵＩＮの正の傾向にある電位によって、なお一層助長される。この動作状態では、無視できる半導体残留電流を除いて、動作電流は、この保護回路部分に流れ込まない。

ｂ）正の過電圧Ｕ＿ＩＮが上昇した場合、先ずは図５と同様にツェナーダイオードＤ２においてツェナー電圧を上回って、一定の電圧レベルが生じる（ＵＺ＝一定）。Ｕ＿ＩＮがＵＢＥだけ更に上昇することは、ここで、Ｔ２のベース・エミッタ閾値電圧を上回ることを引き起こす（ＵＺ＝一定、ＵＩＮ≒ＵＺ＋ＵＢＥ）。ここで生じたベース電流（Ｔ２）が、それに対応したコレクタ電流を引き起こす、即ち、Ｔ２のコレクタ・エミッタ区間が導通する（低オーム抵抗になる）。Ｒ３は、それに対応するコレクタ電流をトランジスタに無害な値に制限する。ここで、Ｔ２が導通する結果は、最終的にＴ３（及びＴ１）の制御電圧ＵＧ－Ｓをほぼゼロボルトに低減し、それに続いて、それを開いて、電子部品グループ又はＵ＿ＯＵＴをスイッチオフさせる。それにより、電子部品グループは、加わる正の過電圧Ｕ＿ＩＮに対して確実に保護される。両方のトランジスタＴ１及びＴ３のゲート・ソース端子が並列に接続されているので、この状況では、正の過電圧がＴ１もスイッチオフさせるが、そのボディダイオードが正の入力電圧に対して常に導通可能であり、そのため、Ｔ２のエミッタ電極に関する比較レベルを維持したままであるような極性の向きであるので、Ｔ１は低下した導通可能状態に留まる。

ｃ）Ｃ４を事前に充電しておいた時に、突然にアース短絡が起こるか、或いは負の過電圧が生じた場合に、図７と関連して述べた作用メカニズムが始まる、即ち、入力側での短絡による、抵抗Ｒ１によってタップされたＴ２のベースにおける負の電位と同時にＴ２のエミッタ又はソース（Ｔ１：Ｔ３）における正の電位は、ここで生じるベース電流により、それに対応したコレクタ電流を発生させ（Ｔ２が導通し）、それに続いて、Ｔ１とＴ３のゲート電位及びソース電位が同じ電位（ＵＧ－Ｓ＝０Ｖ）になり、その結果、Ｔ１のスイッチオフを引き起こす。そのため、Ｃ４の短絡電流が短絡された電源に反転して流れることが確実に阻止される。この状況で常に導通状態である、そのボディダイオードの極性の向きのために、Ｔ３をスイッチオフすることができない。Ｔ３のボディダイオードが導通している御蔭で、Ｃ４が電子部品グループを介して完全に放電するまで、比較器用トランジスタＴ２のエミッタのための比較電位としてのＣ４の電位が維持される。この状況で入力電圧源Ｕ＿ＩＮの電位が依然として０Ｖ又は負である場合、Ｔ１は、ここで０Ｖに減衰したゲート・ソース電位（ＵＧ－Ｓ＝０Ｖ）のために遮断して、如何なる負の過電圧に対しても電子部品グループを引き続き保護するが、ここでは、Ｔ２を介したフロー無しに保護する。

以下において、図８と関連して説明した、特に、動作電圧パスにおける正及び負の過電圧に対して保護する回路構成を実際の例に基づき詳しく考察する。そのために、先行する段落で述べた異なる動作状態における挙動を反映した、更に良好に理解し易くするための異なる電圧及び電流が、時間領域において検出される。

図９に図示され、ここでは規模を規定された、図８の既知の複合回路に相当する回路構成がベースとして役割を果たす。符号ＴＰ１～ＴＰ５によって、それぞれ以下の図１０に図示された評価において示す信号（電圧／電流）を表す。この図示された回路は、例えば、以下の特性値に基づき、規模を規定されている。

正規の入力電圧範囲Ｕ＿ＩＮ＝５Ｖ～３２Ｖを設定する。この場合、ＩＧ－ＦＥＴトランジスタＴ４とＴ６のゲート・ソース閾値電圧の下限が決定される。即ち、それがトランジスタ特有の特性値である一方、正の過電圧に関して選択されたスイッチオフレベルＡＮの上限が制限される。

正の過電圧に関するスイッチオフレベルＡＮは、近似的に式ＡＮ≒Ｕ_Ｚ＋Ｕ_ＢＥにより得られる。（Ｄ３によって決まる）ＵＺ＝３３Ｖと（比較器用トランジスタＴ５によって決まる）ＵＢＥ＝０．７Ｖにより、近似的にＡＮ≒３３．７Ｖのスイッチオフレベルが得られる。ＵＧ－Ｓ制限ダイオードＤ４は、ＵＧ－Ｓ電位がＵＧ－Ｓ＝２０Ｖを上回ることができないとの状況を考慮しており、その理由は、この電位では、Ｔ４及びＴ６に対する（定義の例、各トランジスタに依存した）負荷制限が生じるからである。Ｄ４は、この例では、ＵＧ－Ｓ＿ｍａｘ＜ＡＮを成立させるためだけに必要である。

電子部品グループの動作電流が１Ａであり一定であるとする。これは、図９では、定電流シンクＩＬによって表示されている。バッファコンデンサＣ７は、突然の負の電位Ｕ＿ＩＮの時に起こり得る反転電流を検知できるようにするために、ｃ＝６８００μＦで意識的に高容量に設計されている。発生する反転電流は、Ｔ４及びＴ６に関して潜在的な脅威である。

部品の規模を一般的に規定する場合には、経済的な要素も考慮される。図８と関連して、複数の機能を一つの部品に集約する一方、ここでは、確かに部品が機能的に依然として存在するが、物理的には集約可能であるように、規模の規定が行われる。これは、回路基板上に配備すべき部品の数を最小化する更なる工程であり、そのことから、保護機器の簡略化された製造形態が得られる。以下の部品が、この措置に関係する。

Ｔ４及びＴ６のＩＧ－ＦＥＴは、それらの技術的なデータに関して同じである。これらは、一つの複式ＩＧ－ＦＥＴに集約することができる。即ち、配備すべきトランジスタを一つ節約することができる。

保護機器に必要な抵抗は、保護回路の特性を損なうこと無く、全て公称値に関して同じ規模で規定される。このことは、Ｒ６に関しても、その特性値が二つの１５ｋΩの抵抗の直列接続から構成されると仮定される場合に成り立つ。同じ抵抗値は、公称値がそれぞれ１５ｋΩである一つの４連式抵抗アレーで全ての抵抗を構成することを可能にする。そのため、配備すべき抵抗を二つ節約することができる。

図９の規模を規定した複合回路を更に考察するために、入力電圧Ｕ＿ＩＮ（即ち、ＴＰ１での信号）に対して、図１０の時間区間Ａにおいて推移する傾斜形状の上昇と、図１０の時間区間Ｂにおいて推移する高い（正の）電圧レベルによる一定の推移と、図１０の時間区間Ｃにおいて推移する低い電圧レベルによる一定の推移と、一つの電圧ジャンプとを含む周期的な時間推移を定義することができる。この場合、以下のＵ＿ＩＮに関する三つの動作状況又は電圧範囲を区別すべできある。

１）５Ｖ≦Ｕ＿ＩＮ≦２５Ｖ、即ち、Ｕ＿ＩＮは、専ら正規の動作電圧範囲内に有る（図１０）
２）－２０Ｖ≦Ｕ＿ＩＮ≦２５Ｖ、即ち、Ｕ＿ＩＮは、負の過電圧を含むが、正の過電圧を発生しない（図１１）
３）－２０Ｖ≦Ｕ＿ＩＮ≦５０Ｖ、即ち、Ｕ＿ＩＮは、負の過電圧の電圧範囲、正規の動作電圧範囲及び正の過電圧を推移する（図１２）

図１０に図示された時間推移では、入力電圧Ｕ＿ＩＮ又はＴＰ１での信号は、常にここで定義された正規の動作電圧範囲内にある。それによると、保護された出力電圧は、電子部品グループ（ＴＰ２）の動作を損なうように変化してはならない。これは、周期的に繰り返す時間区間Ａ～Ｃにおいて与えられる。従って、ＴＰ２のオシログラムを精確に観察すると、ＴＰ１での入力信号との違いが明らかになる。時間区間Ａ及びＢでは、電圧ＴＰ１が依然としてＴＰ２とほぼ同じに推移する一方、区間ＢとＣの遷移域での急に低下するエッジによって、ＴＰ２に変化が生じている。この電圧エッジは、明らかに、より平坦に推移している。これは、ＴＰ１における急激に負側に低下するエッジとの切り離し（分離）に起因する、即ち、コンデンサＣ７が入力電圧源Ｕ＿ＩＮを通る反転電流を介して放電されるのではなく、電子部品グループの明らかに小さい動作電流（ＩＬ＝１Ａ）を介して放電される。これが一定であるので、区間ＢとＣの遷移域において、ＴＰ２での線形的に低下する電圧エッジが得られる。この挙動は意図されたものであり、それでも大き過ぎる反転短絡電流を防止し、それにより、トランジスタＴ４及びＴ６の破壊を防止する。この挙動は、区間ＢとＣの間で電圧ＵＧ－Ｓ＝０Ｖ（ＴＰ３）とし、それにより、ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ４）を遮断する役割を果たす比較器用トランジスタＴ５によって始動される。ツェナーダイオードＤ３を通って流れる電流（ＴＰ４）は、小さいとともに、極めて短時間に低下し、従って、この状況において無視できる（容量性）残留電流である。ドレイン電流（ＴＰ５）は、区間Ａで過度に上昇する電流によって特徴付けられる。ここで、コンデンサＣ７の充電電流と電子部品グループの動作電流の合計が、区間ＢにおけるＩＬ＝１Ａの正常な動作電流になるとともに、区間ＢとＣの遷移域における（この時間区間ではＴ４が遮断されているので）電流にならず、ＩＤ＝０Ａとなる。全体として、動作電圧範囲５Ｖ≦Ｕ＿ＩＮ≦２５Ｖでの正及び負の過電圧に対する動作電圧パスのための組み合わされた保護機器が、待望の動作に関して非常に安全な挙動を示す。

図１１に図示された時間推移では、入力電圧Ｕ＿ＩＮ又はＴＰ１での信号が、先ずは時間区間Ａの約半分まで負の電位に有り（Ｕ＿ＩＮ≦０Ｖ）、この時間区間では、出力電圧（ＴＰ２）がそれに対応して０レベルに有る、即ち、電子部品グループは、そうあるべきである通り、負の入力電圧に対して保護されている（Ｔ４自体がピンチオフしている）。それに対応して、残りの与えられた信号の挙動は、以下の通りとなる。ＴＰ３は、同じく０レベルである（ＵＧ－Ｓ＝０Ｖ、さもなければ、Ｔ４は遮断されない）。ダイオードＤ３が導通方向に動作しているので、ＩＺ（ＴＰ４）は負であるが、この状態は保護回路の残りにとって利用可能でなく、そのため重要でない。Ｔ４が遮断されているので、ＩＤ＝０Ａ（ＴＰ５）である。Ｕ＿ＩＮが正の電圧範囲で上昇して、Ｔ４及びＴ６のＵＧ－Ｓ閾値電圧を上回る（区間Ａの後半）と、大まかには、この時間区間に関して既に図１０と関連して述べた通りのＴＰ２での挙動が得られる。ＴＰ２での電圧は、ほぼ区間ＢとＣの遷移域までのＴＰ１の推移に追従して、（又もや）遮断されたトランジスタＴ４のために、ＴＰ２から切り離されることとなり、Ｃ７は、又もや一定の動作電流（ＩＬ＝１Ａ）による明らかにより平坦なエッジにより、Ｕ＿ＯＵＴ＝０Ｖまで線形的に放電される。Ｕ＿ＯＵＴ＝０Ｖ（ＴＰ２）は、Ｕ＿ＩＮ（ＴＰ１）が再び負になる時間区間Ｃでも維持され、その理由は、Ｃ７がほぼ完全に放電されるまで、比較器用トランジスタＴ５が、ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ４）を能動的に遮断するからであり、それに続いて、それ自体がピンチオフして、更に、遮断された状態に留まるまで遮断する。それによって、電子部品グループも、又もや負の過電圧に対して確実に保護される。残りの区間においてツェナーダイオードＤ３を通って流れる電流（ＴＰ４）は、再び安心して無視できる（容量性）残留電流であるか、さもなければ、ＴＰ１での入力電位が負である場合に、電流が負になる。このことも、利用可能な効果でないので、又もや無視することできる。ＴＰ５のドレイン電流は、区間Ａの第二の部分において過度に上昇する電流によって特徴付けられる。ここでは、コンデンサＣ７の充電電流と電子部品グループの動作電流の合計が区間ＢにおけるＩＬ＝１Ａの正常な動作電流になるが、ＵＧ－Ｓ＝０Ｖ（ＴＰ３）なので、Ｔ４が遮断されている時間区間における電流にならず、ＩＤ＝０Ａとなる。全体として、動作電圧範囲－２０Ｖ≦ＵＩＮ≦２５Ｖにおける正及び負の過電圧に対する動作電圧パスのための組み合わされた保護機器は、又もや待望の動作に関して非常に安全な挙動を示す。

図１２に図示された時間推移では、時間期間Ａにおける入力電圧Ｕ＿ＩＮ又はＴＰ１での信号は、ここで観察される－２０Ｖ≦ＵＩＮ≦５０Ｖの電位の変動範囲全体に渡って上昇して推移する。期待される通り、ＴＰ２での出力電圧Ｕ＿ＯＵＴは、ＵＧ－Ｓ閾値電圧≦Ｕ＿ＯＵＴ≦ＡＮに対応して、３Ｖ≦Ｕ＿ＯＵＴ≦３３．６Ｖの範囲内だけに出現する。それ故、電子部品グループは、正規の動作電圧範囲外に有る電圧を供給されず、従って、この時間区間では保護される。残りの電流及び電圧の挙動は、それに対応して以下の通りである。ＴＰ３でのＵＧ－Ｓは、正の過電圧も負の過電圧もＴＰ１に加わらない場合にのみ、ゼロと等しくないか、或いは負になる（期待されている挙動）。電流が両方向にツェナーダイオードＤ３を通って流れることができるので、それに対応して、ＴＰ１での負の入力電圧に対して、ＩＺ（ＴＰ４）として負の電流が発生して（ダイオードが、この瞬間に順方向に切り替わり）、正の過電圧に対しては、相応のツェナー電流が発生して、ツェナーダイオードが遮断方向に切り替わる。（時間区間Ａだけで生じる）正規の供給電圧による残りの時間区間では、ダイオード電流が期待通り０Ａである。同様のことは、入力電圧が正規の動作電圧範囲内にある区間Ａでのみゼロと等しくないドレイン電流（ＴＰ５）にも成り立つ。ＴＰ２での電圧が、ＴＰ１での正又は負の過電圧に関する極値によって特徴付けられる区間ＢとＣでも０Ｖに留まるので、この気難しい動作状態も、又もや電子部品グループがどう見ても完璧に保護された形で動作できることを示す。

図８により一般的に規定し、図９により規模を規定して説明した回路構成は、切替機能に関して、両方のＩＧ－ＦＥＴが既にスイッチ素子として入手できるので、例えば、上位の制御機器によって、電子部品グループのスイッチオン及びスイッチオフを実施すべきである用途に拡張することができる。正及び負の過電圧に対する本来の保護機能は、この補完によって何ら損なわれない。図９の回路がデジタルトランジスタＴ１０によって補完されている図１３は、それが小さい負担で可能であることを示している。Ｔ１０は、Ｔ１０のデジタルベース電極に論理的な互換性の有る制御信号（０Ｖ／５Ｖ）を印加することによって、電子部品グループが電圧を供給されているのか否かを決定することを可能にする。この場合、以下の関係が成り立つ。
ベース制御電圧０Ｖ：電子部品グループが正規の動作電圧範囲内で動作可能である。
ベース制御電圧５Ｖ：電子部品グループが持続的にスイッチオフされている。

このデジタルトランジスタの等価回路は、図１３の破線で縁取られた領域に図示されている、バイポーラトランジスタ、電流を制限するためのベース前置抵抗及び安全な遮断のためのベースシャント抵抗から成る簡単な集積回路である。トランジスタＴ１０は、そのベース電極に正の論理信号が加わると、再びＴ８を介してベース電流を流すことができる。ここで生じるＴ８のベース電流が、それに対応したコレクタ電流を引き起こす、即ち、Ｔ８のコレクタ・エミッタ区間を低オーム抵抗に切り替える。ここで、Ｔ８が切り替わった結果は、最終的にＴ９（及びＴ１１）の制御電圧ＵＧ－Ｓがほぼゼロボルトに低下し、それに続いて、それが開いて、電子部品グループ４又はＵ＿ＯＵＴをスイッチオフさせることとなる。ここで述べた作用メカニズムは、Ｕ＿ＩＮでの電圧が正の場合にのみ有効であり、負の入力電圧では、前述したＴ１１による自発的なピンチオフメカニズムが有効になる。

序文の部分で説明した通り、電子部品グループが安定した低い直流電圧で動作して、この回路構成がアナログセンサーパスにおける正及び負の過電圧に対して保護する役割を果たす第二の種類の用途は、少しばかり別の境界条件を有する。図１４には、それに対応して適合させた、二つの部分回路から成る複合回路がブロック図で図示されている。

図１４のブロック図は、基本的には又もや保護すべき電子部品グループ４又はそのセンサー源に対して直列に接続された、既に実証した二つの電子的に制御可能なスイッチ４３及び６３に基づいている。両方のスイッチは、自己導通式であると見做すことができる、即ち、非駆動状態において、両方のスイッチ４３及び６３は閉じている（導通している）。ここでも、この直列接続は、先ずは過電圧の場合に大きな損失電力が全く発生できないことに寄与する、即ち、センサー源に対して並列に接続された制限用クランプ回路が常に有する問題がここで選択された方式では生じない（図２に関する記載を参照）。以下の通り、この保護機器の作用メカニズムを三つの動作状況に基づき別個に考察する。

ａ）電子部品グループ４のセンサー源は、正常に動作している、或いは負荷を加えられている、即ち、センサー源用電圧を妨害する外乱電圧源１がセンサー出力に繋がらない。この正規の動作状況では、電子部品グループ４のセンサー源が発生する信号は、この動作状況では駆動されない、そのため、閉じられた（即ち、導通可能な）電子スイッチ６３及び４３を介して、外部インタフェースに通過する。電子スイッチ４３が閉じていることは、比較器４２として実現された、正の過電圧を担当する電圧比較器によっても、その比較用電圧源ＵＣＯＭＰによっても決定される。この場合、ＵＣＯＭＰの大きさは、それがセンサー源から取り出すことができる（正の）最大電圧よりも大きく低減されるように規定される。それによって、比較器４２の比較レベルを上回らず、正のセンサー電圧に達した場合でも、電子スイッチ４３が駆動されず、そのため、導通可能状態に留まることが保証される。電子スイッチ６３の切替状態は、比較器６２として実現された、負の過電圧を担当する電圧比較器によって決定される。これは、比較器６２の非反転入力と反転入力の間の電圧差が正である限り常に電子スイッチ６３を駆動しない。非反転入力が地電位に関係するので、このことは、負の、即ち、地電位よりも低いセンサー電位に対してのみ該当する。センサー源の最小の信号の大きさが０Ｖであるので、全体として、両方の電子スイッチ６３及び４３が、センサー源の電圧変動範囲全体に渡って導通可能状態に留まって、センサー信号が、歪められずに外部インターフェースに提供される。

ｂ）電圧源１から、正の過電圧がアナログセンサーパスに達する。アナログセンサーパスには、電圧源１から出た正の過電圧が供給され、その結果、電子スイッチ４３が開かれる。これは、比較器４２によって始動され、その比較用電圧の大きさは、それが常に正の過電圧よりも低く（より負側に）低減され、それにより比較器が電子スイッチ４３を駆動して、それを開くように規定される。それによって、センサー源は、大きなエネルギーを転換すること無く、電圧源１が引き起こす正の過電圧から切り離され、それに対応して保護される。この回路方式は、この状況でも、発生する正の過電圧の期間に関する時間的な制約を決して課さない。

ｃ）電圧源１から、負の過電圧がアナログセンサーパスに達する。アナログセンサーパスには、電圧源１から出た負の過電圧が供給され、その結果、電子スイッチ６３が開かれる。これは、比較器６２によって始動され、その比較用電圧は、地電位であるとともに、更に、非反転入力が地電位よりも負側になると、電子スイッチが常に駆動され、そのため遮断されるように構成される。それ故、符号６２の反転入力がセンサーパスの出力インタフェースに繋がっているので、この状況において優勢な負の電位では、電子スイッチ６３が遮断される。従って、それによって、センサー源は、大きなエネルギーを転換すること無く、電圧源１が引き起こす負の過電圧から切り離されて、それに対応して保護される。この回路方式は、この状況でも、発生する負の過電圧の期間に関する時間的な制約を決して課さない。

図１５に図示された詳細回路によって、図１４のブロック図による複合回路の詳しい実施例を図示している。この回路は、既に電子部品グループ４のセンサーパスにおける正及び負の過電圧に対する保護機能をそこに一体化している。先ずは、図１５で目立つことは、部品に課される負担が動作電圧パスに関する回路（図９）と比べて大きいことである。このことは、第一に、センサーパスが、０Ｖのパス電位でも依然としてスイッチオフされてはならず、そのため、切替用トランジスタＴ５及びＴ７が依然として全く導通可能状態でなければならないとの特殊な要件を課している。これまでの電子直列スイッチとしてエンハンスメントタイプ（自己遮断式）のＩＧ－ＦＥＴトランジスタを用いた基本方式を維持する場合、０Ｖのパス電位時に、その結果生じる両方のトランジスタＴ５及びＴ７に関するゲート・ソース電圧が依然としてそれぞれのゲート・ソース閾値電圧を下回らないように努めなければならない。図１５では、このことが、各ゲートに供給される相応に大きさを規定した補助電圧によって達成されており、その結果、最早それ以降地電位に関係しなくなる。直列スイッチＴ５も、ここでは、それがＮチャネル型ＩＧ－ＦＥＴとして実現されているために、一つの修正を施されている。これを選択した理由は、ここでは、Ｔ５は、それがこの動作形態では最早自発的にピンチオフせず、そのため、必要な場合に能動的に遮断されなければならないために、専用の比較器による別個の駆動を必要とするからである。出来る限り簡単にＴ５を駆動するとの意味では、その代わりにＮチャネル型ＩＧ－ＦＥＴを採用するのが有利である。

個々の部品と回路全体の機能について：
先ず、図１５において、Ｔ５の左側の全ての部品を無視すると、ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ７）、比較器用トランジスタＴ６及び周辺部品（Ｒ８，Ｒ１０，Ｒ１１及びＤ４）によって、既に本明細書で図５に関して紹介した正の過電圧に対する回路構成が得られ、その機能は、そこで既に詳しく検討されている。自律的に動作する部分回路として、この回路が前記の回路と異なるのは、この場合には、通常の正規の動作において、アナログセンサー電圧ＵＳＥＮ又はＵＯＵＴがＴ７のドレイン電極に加わり、それが、回路の制御動作において、ソース端子を介して変化せずに外部に案内され、この状況において、Ｔ７のドレイン・ソースチャネルが低オーム抵抗なことである。アナログセンサー信号が、目標とする変動範囲に渡って歪み無しに伝送できるようにするために、別の変化形態として、Ｔ７のゲート電極が負の電位に、この場合、地電位に対して－５Ｖに決定されている。そのため、導通状態のＴ７を介してアナログセンサー信号を伝送可能な考え得る変動範囲は、ゲート電位が（ほぼ）一定であるすると、変動範囲の下限がＴ７のゲート・ソース閾値電圧によって制限され、その上限がトランジスタＴ７の最大限に許容されるゲート・ソース電圧の絶対値によって制限される。簡略化した期間表記では、変動範囲は、スイッチ素子としてのＴ７を用いて、以下の通り表すこともできる。Ｔ７を介した線形的な信号伝送に関しては、次の式が成り立つ。

Ｕ_Ｇ２－Ｕ_{Ｇ－Ｓ２ｍｉｎ}≦Ｕ_ＯＵＴ≦｜Ｕ_{Ｇ－Ｓ２ｍａｘ}｜

しかし、制限としては、この式の上限レベルが、｜Ｕ_{Ｇ－Ｓ２ｍａｘ}｜≦ＡＮが成り立つ場合にのみ適合することに留意しなければならず、その理由は、さもなければ、上限がスイッチオフレベルＡＮによって定義されてしまうからである。（正の）スイッチオフレベルＡＮは、図５と関連して述べた近似と変わらない。これは、次の式で表される。

ＡＮ≒Ｕ_Ｚ＋Ｕ_ＢＥ

ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ７）のトランジスタ固有の最大ゲート・ソース電圧を上回ることは、半導体でのブレークスルーの出現に起因してゲート電流を発生させる結果となり、そのことから、トランジスタＴ７の禁止された動作状態の外に、序文の部分で述べた要件を厳格に守った場合に許容されない特性である、センサー信号からの電流の取り込みも起こる。図１５の左側の回路部分は、センサーパスにおける負の過電圧に対する新形式の自律的な保護回路である。ここでは、電子スイッチとしてのＮチャネル型ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ５）を用いて、正規のセンサー動作において、そのゲート電極が地電位に対して明らかにより正側である、この場合＋１０Ｖの電圧源に繋がっており、その結果、トランジスタＴ５は、そのゲート・ソース電圧ＵＧ－Ｓ１が正規のセンサー信号変動時に常により正側に低下するので、導通している。従って、Ｔ５のドレイン・ソースチャネルは、この状況では、低オーム抵抗であり、センサー信号が、Ｔ７のソース電極から出て、実質的に変化せずにセンサー出力に到達することができる。ゲート抵抗Ｒ９は、所定の動作状況において電流を制限する機能を引き受けている。センサー出力は、Ｒ１５｜｜Ｃ２から成る等価負荷に繋がっている。トランジスタＴ５においても、ゲート電位又はゲート・ソース電位の限界がセンサー信号に関する線形的な制御範囲を決定する。ここでは、Ｎチャネル型ＩＧ－ＦＥＴであるので、ゲート電位が一定であると、Ｔ５のゲート・ソース閾値電圧が制御範囲の（正の）上限を決定するともに、少なくとも技術的に、絶対値に関して最大限に許容される負のゲート・ソース電圧が下方の制御限界を決定する。従って、前記の式と同様に、Ｔ５を介した線形的な信号伝送に関しては、次の式が成り立つと言うことができる。

－｜Ｕ_{Ｇ－Ｓ１ｍａｘ}｜≦Ｕ_ＯＵＴ≦Ｕ_Ｇ１－Ｕ_{Ｇ－Ｓ１ｍｉｎ}

図１５のｎｐｎ型比較器用トランジスタＴ８は、センサー配線の電位がこの式で規定される下限レベル－｜Ｕ_{Ｇ－Ｓ１ｍａｘ}｜に決して到達できないようにする役割を果たす。Ｔ８は、（ショットキー）ダイオードＤ１と共に、負の電位時に、トランジスタＴ８のエミッタがそのベースよりもこの閾値電圧だけより負側になった場合にＴ５を遮断する電圧比較器を構成する。この発生したベース電流は、Ｔ８のそれに対応したコレクタ電流を引き起こす、即ち、このコレクタ・エミッタ区間が導通して、従って、Ｔ５のゲート電極とソース電極が同じ電位になって、それと共にＵＧ－Ｓ１が０Ｖに低下してＴ５がスイッチオフされる。そのため、センサー源ＵＳＥＮは、外部から加わる負の電位から確実に切り離され、それにより、センサー出力が、持ち込まれる如何なる負の電位に対しても保護される。ここでは、又もや電圧Ｕ＿ＩＮ及びＵ＿ＯＵＴに関するＴ５のソース電極とドレイン電極の配置構成も、それから得られるＴ５のボディダイオードの極性の向きと共に重要である。この選択された配置構成によって、ボディダイオードが負の電圧ＵＩＮに対して非導通状態に切り替わり、従って、それに対応した駆動によって、Ｔ５がスイッチオフ可能状態に留まる（この逆の場合には、Ｔ５のダイオードが持続的に導通している極性の向きになって、負の過電圧の時に、Ｔ５のスイッチオフが不可能になる）ことが達成される。Ｔ８を備えた、この回路部分には、主に経済的な理由から、電圧比較器の全ての回路素子を既に統合したデジタルトランジスタが比較器トランジスタとして採用されている。図１５の破線で縁取られた等価回路から、場合によっては生じるベース残留電流を排出するためのベースとエミッタの間の内部シャント抵抗もＴ８に含まれていることが分かる。センサーの通常動作時に、即ち、端子ＵＩＮに正の過電圧も負の過電圧も発生しない場合に、デジタルトランジスタＴ８の内部シャント抵抗とベース前置抵抗を介した持続的な電流フローを阻止するために、ショットキーダイオードＤ６が配備されている。これは、センサー信号の正の変動範囲全体において、保護回路がセンサー信号から電流を取り込むことを阻止し、そのため、その信号が歪むことを防止する。しかし、ダイオードＤ６は、比較器用トランジスタＴ８のＵＢＥ閾値電圧とダイオードＤ６の順方向電圧により決まる、負の過電圧に対する保護回路部分の動作点又は負のスイッチオフレベル－ＡＮにも影響を及ぼす。従って、負のスイッチオフレベル－ＡＮは、近似的に次の式から得られる。

－ＡＮ≒Ｕ_{ＢＥ＿Ｔ８}＋Ｕ_Ｆ＿Ｄ６

ショットキーダイオードにおいて、Ｕ_{ＢＥ＿Ｔ８}≒０．７Ｖ及びＵ_Ｆ＿Ｄ６≒０．３Ｖの場合に、近似的に－ＡＮ≒１Ｖのスイッチオフレベルが得られる。センサー出力に加わる誤った電圧としての負の１Ｖの電圧が実際には非常に稀にしか起こらず、更に、大抵のセンサー出力に関して何らの大きな危険にならないので、保護回路が精確に０Ｖでスイッチオフする必要がないことは、実際には欠点にならない。センサー出力への動作電圧配線の極性の向きを規定した接続が非常に多くの場合に行われており、それによって、明らかにより負側の（過）電圧が発生し、その際、トランジスタＴ８の周りの回路部分が、上述した方式に基づき、直にセンサー源の切り離しを実行する。更に、－ＡＮ≒１Ｖによって、通常の動作で全ての許容範囲に渡ってセンサー信号の歪が起こりえないようにする役割を実際に果たす、０Ｖの最も低いセンサー電位に対する重要な安全間隔が得られる。図１５の回路には、これまでに考察した動作状態では機能がずっと下位の役割しか果たさない、これまで言及しなかった別の部品も図示されている。これらは以下の通りである。

Ｄ５：トランジスタＴ５のソース電極が正の過電圧に対する保護機器無しにセンサー出力に繋がっているので、その最大限に許容されるゲート・ソース電圧を上回って、それによりＴ５が破壊される虞が基本的に生じる。ダイオードＤ５は、ソース電位がそのゲート電位よりも著しく高く成る可能性を阻止することによって、それを防止している。Ｔ５のソース電位がそのゲート電位を上回ると、ここで導通しているダイオードＤ５が、ゲート・ソース電位をシリコンダイオードＤ５の順方向電圧に制限する、即ち、ゲート・ソース電位が凡そＵＧ－Ｓ１≒－０．７Ｖよりも著しく高くなることができず、そのため、トランジスタＴ５が保護される。
Ｒ１２及びＲ１３：これらの抵抗は、電子部品グループの動作電圧がスイッチオフされ、＋１０Ｖ（Ｔ５でのＵＧ１）と－５Ｖ（Ｔ７でのＵＧ２）の補助電圧が供給できない動作状態において、Ｔ５（Ｒ１３）とＴ７（Ｒ１２）のゲート電極の基準地電位を規定する役割を果たす。
Ｃ１：自動車製品において通常は回路の入力に直に配置されているＥＭＶ又はＥＳＤコンデンサ。これは、完璧にするためだけに設置されている。

電子部品グループの動作電圧がスイッチオフされた場合、正及び負の過電圧に対するアナログセンサーパスのための組み合わされた保護機器は、補助電圧ＵＧ１及びＵＧ２が無いにも関わらず、正及び負の過電圧に対する保護作用に関して完全に動作可能状態に留まる、即ち、センサー出力に正又は負の過電圧が発生した場合に、上述したメカニズムが変わらず作用する。このことは、図２．１１の比較器用トランジスタＴ８及びＴ６の自律的な動作形態を拠り所とし、これらは、過電圧時に、その機能に必要なエネルギーを過電圧源から取り込むので、この場合でも、そのような動作電圧状況にも関わらず、又もやその機能を完全に実行できる。従って、電子部品グループのセンサー出力段は、如何なる動作状況においても、全く如何なる種類の過電圧に対しても確実に保護される。

図１５の保護回路において、少なくとも０Ｖまでの変動範囲のセンサー信号を線形的に伝送できるようにするためには、先ずは如何なる電子部品グループにも無条件に供給できるわけではない、トランジスタＴ５及びＴ７の特別なゲート電圧が不可欠である。図１６は、例えば、５Ｖの動作電圧と高周波方形波電圧の時に、所要の正及び負のゲート電圧を発生することができる二つの所謂チャージポンプを図示している。この方形波信号は、低オーム抵抗の電源、例えば、ＣＭＯＳゲート又はμＣポートから由来しなければならない。それは、小さい回路基板スペースとコストの両方が重要視される場合に常に有利に採用することができる標準的な回路である。電流の取り込みが小さい場合、上方のインバーター式チャージポンプでは、本来の入力電圧がダイオードＤ１及びＤ２の順方向電圧だけ低減された負の出力電圧が発生する。下方の複式チャージポンプでは、二倍になった出力電圧が、又もや関与する両方のダイオードにおける電圧降下分だけ低減される。二つの出力電圧の精確な絶対的な大きさは、アナログセンサー信号が前記の式で規定された限界によって制限されない限り重要ではない。

以下において、前の段落で示したアナログセンサーパスにおける正及び負の過電圧に対する保護機器を用途例に基づき詳しく考察する。そのために、前の段落で述べた二つの異なる動作状態における挙動を反映した異なる有力な電圧と電流を時間領域において検出する。図１５の既知の複合回路に相当する、図１７に図示され、ここで規模を規定した回路がベースとしての役割を果たす。符号ＴＰ１～ＴＰ５によって、それぞれ以下の評価で示す信号（電圧／電流）を参照されたい。

図１７に図示された回路は、例えば、以下の特性値により規模を規定されている。

正規のセンサー変動範囲は、Ｕ＿ＯＵＴ＝０Ｖ～５Ｖである。

ＵＩＮを介して加えられる、センサーパスにおける正の過電圧に対するスイッチオフレベル（ＡＮ）は、近似的にＡＮ≒ＵＺ＋ＵＢＥとなる。（Ｄ３によって決まる）ＵＺ＝６．２Ｖと（比較器用トランジスタＴ３により決まる）ＵＢＥ＝０．７Ｖでは、近似的にＡＮ≒６．９Ｖのスイッチオフレベルが得られる。このように回路の規模を規定した場合、Ｔ４の最大限に許容されるゲート・ソース電圧が所定のスイッチオフレベルよりも大きいことにより、即ち、｜ＵＧ－Ｓ＿ｍａｘ｜＞ＡＮにより、Ｔ４の更なる保護を断念できることを出発点とする。

負のスイッチオフレベル（－ＡＮ）が、－ＡＮ≒ＵＢＥ＿Ｔ１＋ＵＦ＿Ｄ１、即ち、－ＡＮ≒０．７Ｖ＋０．３Ｖ＝１Ｖとして得られる。

この場合でも、部品の規模を一般的に規定する時に、又もや経済的なコンポーネントが考慮される。図１７の部品の規模を規定することは、出来る限り、これらの部品が確かに機能的には依然として存在するが、物理的には集約可能であるように実施される。このことは、回路基板上に配備すべき部品の数を最小化する更に別の工程であり、それにより、保護機器の簡単な製造形態が得られる。以下の部品が、この措置に関係する。

ＩＧ－ＦＥＴ（Ｔ２及びＴ４）は、技術的な基本データに関して出来る限り同じである。これらは、一つの複式ｐｎ型ＩＧ－ＦＥＴに集約することができる。節約できるものとして、一つの配備すべきトランジスタが得られる。

この保護回路に必要な抵抗は、保護回路の特性がそれにより損なわれない限り、全て公称値に関して同じ大きさに規定される。このことは、全てＲ＝１５ｋΩの公称値を有し、それにより、それぞれ１５ｋΩの一つの４連式抵抗アレーに集約できる抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４及びＲ５に関して成り立つ。抵抗Ｒ１及びＲ６は、補助電圧源に過剰な負荷を掛けないようにするために、その大きさが高オーム抵抗に規定される。しかしながら、二倍の５６ｋΩを用いて、一つの２連式抵抗アレーに集約することができる。そのため、多くの配備すべき抵抗を節約することができる。

図１７の規模を規定した複合回路を更に考察するために、外乱入力電圧ＵＩＮ（即ち、ＴＰ１での信号）に関して、又もや周期的な時間推移を定義しており、それは、以降の時間区間Ａにおいて推移する傾斜形状の上昇と、以降の時間区間Ｂにおいて推移する高い（正の）電圧レベルによる一定の推移と、以降の時間区間Ｃにおいて推移する低い電圧レベルによる一定の推移と、一つの電圧ジャンプとを含む。このセンサー源は、Ｕ＿ＯＵＴを用いて、二つの信号を簡単に区別するために、周期時間長がＴＰ１での傾斜・ジャンプ外乱信号よりも短い一つの正弦波形状のセンサー信号を発生する。二つの動作状況を区別すべきである。

この外乱電圧源は、センサー出力に繋がっており、－２０Ｖ≦Ｕ＿ＩＮ≦２０Ｖの電圧範囲を有する、即ち、Ｕ＿ＩＮは、負の過電圧の電圧範囲、正規の動作電圧範囲及び正の過電圧を推移する。

この外乱電圧源は、センサー出力から切り離されており、センサーは、その正弦波形状のセンサー信号を公称電圧変動により伝送する。この動作形式は、正規の動作中に、場合によっては起こる保護回路による歪を伴う。

図１８に図示された時間推移では、値の範囲が－２０Ｖ≦Ｕ＿ＩＮ≦２０Ｖの（外乱）入力電圧Ｕ＿ＩＮ又はＴＰ１での信号が、連続的に生じる正弦波形状のセンサー信号ＵＳＥＮに対して作用する。スイッチＳ１が閉じている。この動作状況では、電圧源が互いに逆に作用するために、－ＡＮ≦Ｕ＿ＯＵＴ≦ＡＮの電圧範囲でのみ、そのために、ここでは、簡単に抵抗Ｒ７により実現された電流制限部を有するセンサーから大きな（短絡）電流を取り出ることが許される。電圧ＵＯＵＴ（ＴＰ２）が－ＡＮ≦Ｕ＿ＯＵＴ≦ＡＮの限界を上回ることは、それがセンサー出力段を破壊することに繋がる可能性が有るので、許されない。上記の要求が満たされることは、既に時間区間Ａにおいて示されている。ＴＰ１での外乱電圧源Ｕ＿ＩＮがその値の範囲全体を推移する間に、Ｕ＿ＯＵＴでのセンサー信号は、－ＡＮ≦ＵＯＵＴ≦ＡＮの範囲内のＴＰ１での信号が－Ａ又はＡＮの限界に有る狭い時間区間でのみ生じる。センサー源が有さなければならない電流と同等のＲ７（ＴＰ３）を通る電流も、この狭い時間区間でのみ明らかに出現する。それにより、既にＴＰ２とＴＰ３での両方の信号推移は、そうあるべきである－ＡＮ≦Ｕ＿ＯＵＴ≦ＡＮの範囲内でのみ、両方の源Ｕ＿ＩＮ（ＴＰ１）とＵＯＵＴ（ＴＰ２）が一緒に切り替わる（均等化電流がＲ７を通って流れることができる）一方、それらが、区間Ａの残りの時間に、即ち、正及び負の過電圧のフェーズ中に、Ｕ＿ＩＮの大きさのために切り離されていることのみを示す。ＴＰ４でのトランジスタＴ２のゲート・ソース電圧がそれに対応した挙動を示し（負の過電圧のフェーズの間、Ｔ１によって短絡されるので、ＵＧ－Ｓ１＝０であり、－ＡＮ≦Ｕ＿ＯＵＴ≦ＡＮの期間では、正であり）、トランジスタＴ２が導通して、外乱電圧源Ｕ＿ＩＮ（ＴＰ１）によってＴ２のゲート電位を上回ると、電圧ＵＧ－Ｓ１は約－０．７Ｖに留まる。電圧ＵＧ－Ｓ１は、ここで導通しているダイオードＤ２が効果的に防止するので、最早低下することができない。時間区間Ａでは、電圧ＵＧ－Ｓ２は期待通りの挙動を示して、負の入力電圧Ｕ＿ＩＮ（ＴＰ１）で－ＡＮ≦Ｕ＿ＯＵＴ≦ＡＮの期間では、トランジスタＴ４が、十分により負側であるＵＧ－Ｓ２電位によって、それが０ＶまでのＡＮの超過と一致する間スイッチオンされる。入力電圧Ｕ＿ＩＮ（ＴＰ１）の正の過電圧が一定であるフェーズ（期間Ｂ）と負の過電圧が一定であるフェーズ（期間Ｃ）によって特徴付けられる残りの時間区間Ｂ及びＣでは、残りの信号は、それが必要とされる通りの挙動を示す。センサー信号出力（ＴＰ１）での正又は負の過電圧が持続する状態によって、本来のセンサー源も、電源Ｕ＿ＩＮ（ＴＰ１）から持続的に切り離される（期待される挙動）。その結果、抵抗Ｒ７を通る電流が、この状況でも持続的に０Ａ（ＴＰ３）となる。即ち、センサー源は、ＴＰ１での正又は負の過電圧の状況にも関わらず、確実に保護されて、損傷を及ぼす外乱源Ｕ＿ＩＮから確実に分離される。保護機器が正常な機能を果たす場合、ゲート・ソース電位ＵＧ－Ｓ１（ＴＰ４）及びＵＧ－Ｓ２（ＴＰ５）は、それに対応する相当の電位でなければならない。この場合もそうであり、ＴＰ４、即ち、トランジスタＴ２のＵＧ－Ｓ１は、時間区間Ｂにおける正の過電圧の状況において、又もや容易に負のバイアス（ＵＧ－Ｓ１＝－０．７Ｖ）を加えられ（その理由は、又もや保護ダイオードＤ２が導通しているからであり）、時間区間Ｃにおける負の過電圧の状況において、ＵＧ－Ｓ１は、期待通り０Ｖであり、結局は、この状況で、Ｔ２は、安全な阻止状態にならなければならない。ＴＰ５、即ち、トランジスタＴ４のＵＧ－Ｓ２は、その駆動に対応して、正の過電圧の時間区間Ｂでは、ゼロ電位に留まり（Ｔ４が阻止されており）、残りの時間区間Ｃでは、ＵＧ－Ｓ２の電位が十分により負側であるので、それに対応して導通可能である。

最後に、図１９に図示された時間推移により、正規の動作時、即ち、如何なる過電圧源も無い場合のアナログセンサーパスにおける正及び負の過電圧に対する保護機器の伝送挙動を更に考察する。この場合、図１７のスイッチＳ１が開いており、センサー源は、Ｒ１５｜｜Ｃ２、即ち、４７ｋΩ｜｜１００ｎＦの等価負荷による、その内部抵抗Ｒ７の外は、閉め出されている。ＴＰ２でのセンサー源信号のオシログラムを保護回路の出力（ＴＰ１）での時間推移と比較すると、少なくとも振幅軸が線形的な時間領域では、ＩＧ－ＦＥＴトランジスタＴ２及びＴ４の両方のソース・ドレイン区間を通過後のセンサー信号の歪は全く検知されない。このことは、確実に、ＴＰ４及びＴＰ５でのオシログラムの通り検知される、大まかに選択されたゲート電位にも拠って、最大のセンサー電圧変動にも関わらず、両方のＩＧ－ＦＥＴトランジスタのゲート・ソース閾値電圧に対する明らかな安全間隔が依然として維持されている。抵抗Ｒ７を通る電流が依然として残っている。これは、等価負荷から、即ち、ここでは、第一にＲ１５＝４７Ωの抵抗成分から決定される。
なお、本願は、特許請求の範囲に記載の発明に関するものであるが、他の態様として以下の構成も包含し得る：
１．
電子部品グループ（４）と、
電圧源（１）と、
電子部品グループ（４）と電圧源（１）の間に接続された第一の部分回路と、
を有する、電子部品グループ（４）を保護する回路構成であって、
この第一の部分回路が、比較器（４２）と、電子的に制御可能なスイッチ（４３）とを備え、
この比較器（４２）が、電圧源（１）の電圧を比較用電圧と比較して、それに応じて、このスイッチ（４３）を駆動するように構成され、
このスイッチ（４３）が、この電子部品グループ（４）に対して直列に接続されている、
回路構成。
２．
前記の電子部品グループ（４）と電圧源（１）の間に第二の部分回路が接続され、
この第二の部分回路が、比較器（６２）と、電子的に制御可能なスイッチ（６３）とを備え、
この比較器が、前記の電圧源（１）と電子部品グループ（４）に対する電圧との間の負の電圧差を検出して、それに応じて、このスイッチ（６３）を駆動するように構成され、 このスイッチ（６３）が、前記の電子部品グループ（４）に対して直列に接続されている、
ことを特徴とする上記１に記載の回路構成。
３．
前記の第一と第二の部分回路の比較器（４２，６２）が同じであることを特徴とする上記２に記載の回路構成。
４．
前記の第一の部分回路のコンポーネントが正の過電圧に対して電子部品グループ（４）を保護するように構成され、前記の第二の部分回路のコンポーネントが負の過電圧に対して電子部品グループ（４）を保護するように構成されていることを特徴とする上記２又は３に記載の回路構成。
５．
前記の第一及び／又は第二の部分回路の比較器（４２，６２）が、特に、ｐｎｐ実現形態による、バイポーラトランジスタを備え、そのベースが、第一の部分回路では、前置抵抗を介して比較用電圧に繋がっており、特に効果的に影響され、第二の部分回路では、電圧源（１）に繋がっている上記２から４までのいずれか一つに記載の回路構成。
６．
前記の第一の部分回路のスイッチ（４３）が自己遮断式トランジスタとして、特に、ｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極が電圧源（１）に繋がり、そのドレイン電極が電子部品グループ（４）に繋がり、そのゲート電極が地電位に関係する上記２から５までのいずれか一つに記載の回路構成。
７．
前記の第二の部分回路のスイッチが自己遮断式トランジスタとして、特に、ｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極が電子部品グループ（４）に繋がり、そのドレイン電極が電圧源（１）に繋がり、そのゲート電極が地電位に関係する上記２から６までのいずれか一つに記載の回路構成。
８．
前記の比較器（４２，６２）のバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタがそれぞれ、第一及び第二の部分回路の各自己遮断式トランジスタのソース電極とゲート電極に繋がっている上記５から７までのいずれか一つに記載の回路構成。
９．
前記の自己遮断式トランジスタのソース電極とゲート電極が、それぞれ互いに導電接続されている上記５から８までのいずれか一つに記載の回路構成。
１０．
前記の第一及び第二の部分回路のスイッチ（４３，６３）が複式スイッチとして一つのパーツに集約されること、及び／又は本回路構成の全ての抵抗が同じ大きさの抵抗値を有する上記２から９までのいずれか一つに記載の回路構成。
１１．
前記の第二の部分回路のスイッチ（６３）がｎチャネル構造による自己遮断式絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極とゲート電極がそれぞれ、第二の部分回路の比較器（６２）のエミッタとコレクタに繋がっている上記２から４までのいずれか一つに記載の回路構成。
１２．
前記の第一及び第二の部分回路のスイッチ（４３，４６）のゲート端子がそれぞれ補助電圧を取り込むための端子手段を有する上記１１に記載の回路構成。
１３．
前記の電圧源（１）が自動車のバッテリーとして構成されるとともに、前記の電子部品グループ（４）が制御機器として構成されるか、或いは前記の電圧源（１）が制御機器として構成されるとともに、前記の電子部品グループ（４）がセンサーとして構成される上記１から１２までのいずれか一つに記載の回路構成。

Claims (10)

1. 電子部品グループ（４）と、
   電圧源（１）と、
   電子部品グループ（４）と電圧源（１）の間に接続された第一の部分回路とを有する電子部品グループ（４）を保護する回路構成であって、
   この第一の部分回路が、比較器（４２）と、電子的に制御可能なスイッチ（４３）とを備え、
   この比較器（４２）が、電圧源（１）の電圧を比較用電圧と比較して、それに応じて、このスイッチ（４３）を駆動するように構成され、
   このスイッチ（４３）が、この電子部品グループ（４）に対して直列に接続されていて、
   前記回路構成が、前記の電子部品グループ（４）と電圧源（１）の間に接続された第二の部分回路を備え、
   この第二の部分回路が、比較器（６２）と、電子的に制御可能なスイッチ（６３）とを備え、
   この比較器が、前記の電圧源（１）と電子部品グループ（４）に対する電圧との間の負の電圧差を検出して、それに応じて、このスイッチ（６３）を駆動するように構成され、
   このスイッチ（６３）が、前記の電子部品グループ（４）に対して直列に接続されていて、
   前記の第一と第二の部分回路の比較器（４２，６２）が同じであり、
   前記の第一の部分回路のコンポーネントが正の過電圧に対して電子部品グループ（４）を保護するように構成され、前記の第二の部分回路のコンポーネントが負の過電圧に対して電子部品グループ（４）を保護するように構成されている当該回路構成。
2. 前記の第一及び／又は第二の部分回路の比較器（４２，６２）が、ｐｎｐ実現形態による、バイポーラトランジスタを備え、そのベースが、第一の部分回路では、前置抵抗を介して比較用電圧に繋がっており、第二の部分回路では、電圧源（１）に繋がっていることを特徴とする請求項１に記載の回路構成。
3. 前記の第一の部分回路のスイッチ（４３）が自己遮断式トランジスタとして、又はｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極が電圧源（１）に繋がり、そのドレイン電極が電子部品グループ（４）に繋がり、そのゲート電極が地電位に関係することを特徴とする請求項１～２のいずれか１項に記載の回路構成。
4. 前記の第二の部分回路のスイッチが自己遮断式トランジスタとして、又はｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極が電子部品グループ（４）に繋がり、そのドレイン電極が電圧源（１）に繋がり、そのゲート電極が地電位に関係することを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の回路構成。
5. 前記の比較器（４２，６２）のバイポーラトランジスタのエミッタとコレクタがそれぞれ、第一及び第二の部分回路の各自己遮断式トランジスタ又は各ｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタのソース電極とゲート電極に繋がっていることを特徴とする請求項２～４のいずれか１項に記載の回路構成。
6. 前記の自己遮断式トランジスタ又はｐチャネル型絶縁層電界効果トランジスタのソース電極とゲート電極が、それぞれ互いに導電接続されていることを特徴とする請求項３～５のいずれか１項に記載の回路構成。
7. 前記の第一及び第二の部分回路のスイッチ（４３，６３）が複式スイッチとして一つのパーツに集約されること、及び／又は本回路構成の全ての抵抗が同じ大きさの抵抗値を有することを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の回路構成。
8. 前記の第二の部分回路のスイッチ（６３）がｎチャネル構造による自己遮断式絶縁層電界効果トランジスタとして実現され、そのソース電極とゲート電極がそれぞれ、第二の部分回路の比較器（６２）のエミッタとコレクタに繋がっていることを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の回路構成。
9. 前記の第一及び第二の部分回路のスイッチ（４３，４６）のゲート端子がそれぞれ補助電圧を取り込むための端子手段を有することを特徴とする請求項８に記載の回路構成。
10. 前記の電圧源（１）が自動車のバッテリーとして構成されるとともに、前記の電子部品グループ（４）が制御機器として構成されるか、或いは前記の電圧源（１）が制御機器として構成されるとともに、前記の電子部品グループ（４）がセンサーとして構成されることを特徴とする請求項１～９のいずれか１項に記載の回路構成。

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