JP7163640B2 - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期電動機の制御装置が行うオートチューニングに関する。

埋め込み永久磁石型同期電動機（以下、ＩＰＭＳＭ）において、ｄ，ｑ軸間の干渉を含む磁気飽和を考慮した磁束モデルを、オートチューニングにより最適化する方法が知られている。その一例として、ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値に相当するパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示すパラメータ、及び、ｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示すパラメータをオートチューニングする方法がある（例えば、特許文献１参照）。

なお、磁気飽和特性とは、電流の増加に伴う電動機鉄心の磁気飽和により、ｄ，ｑ軸磁束とこれらに対応する各軸電流との線形性が崩れる特性をいい、ｄ，ｑ軸間の干渉とは、他軸電流の影響により自軸磁束が変化する特性をいう。

特開２０１５‐１４４５０２号公報

ＩＰＭＳＭやシンクロナスリラクタンスモータ（以下、ＳｙｎＲＭ）などの同期電動機のトルクを高精度に制御するためには、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルを求め、この磁束モデルに基づいて電流制御を行うことが望ましい。磁束モデルに基づいて電流制御を行うためには、その磁束モデルの各パラメータを算出する必要がある。

しかしながら、磁束モデルの各パラメータを算出するために同期電動機を無負荷運転にすることが必要なオートチューニング方法では、同期電動機が負荷装置に接続されている場合、オートチューニングを行うことができない。

そこで、本開示は、同期電動機が負荷装置に接続されていても、オートチューニングを行うことが可能な、同期電動機の制御装置を提供する。

本開示の技術の一態様として、
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ及び前記第２のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置が提供される。

また、本開示の技術の一態様として、
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記同期電動機のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータに基づき、前記ｄ軸磁束に対するｑ軸電流の干渉の度合いを示す第３のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ、前記第２のパラメータ及び前記第３のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置が提供される。

また、本開示の技術の一態様として、
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流、前記同期電動機のｑ軸電流、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータに基づき、前記ｄ軸磁束に対するｑ軸電流の干渉の度合いを示す第３のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ、前記第２のパラメータ及び前記第３のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置が提供される。

本開示の技術によれば、同期電動機が負荷装置に接続されていても、オートチューニングを行うことが可能となる。

第１の実施形態の全体構成例を示すブロック図である。 第１の実施形態で通流するｄ軸電流の第１の概形例である。 第１の実施形態で通流するｄ軸電流の第２の概形例である。 第１の実施形態で通流するｄ軸電流の第３の概形例である。 第２～第５の実施形態の全体構成例を示すブロック図である。 第２～第５の実施形態で通流するｄ軸電流及びｑ軸電流の概形例である。 第４及び第５の実施形態で使用する瞬時値のサンプル点を例示する図である。 制御装置が備える演算装置のハードウェア構成を例示する図である。

以下、図面を参照しながら本開示に係る同期電動機の制御装置の実施形態を説明する。同一の構成要素については同一の符号を付け、重複する説明は省略する。なお、本発明は下記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲内で適宜変形して実施することができるものである。

本実施形態の同期電動機の制御装置は、同期電動機の回転子が静止した状態で交番電圧を印加し、その印加時に流れる電流の応答から磁束モデルの各パラメータを演算するオートチューニングを行う。また、本実施形態の制御装置は、同期電動機のｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値に相当するパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示すパラメータ及びｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示すパラメータをオートチューニングする。本実施形態の制御装置は、このオートチューニングの際に、各パラメータの偏微分式による勾配ベクトルを利用したシステム同定法を適用することで、同期電動機の磁束モデルをオートチューニングする。

本実施形態の制御装置によれば、同期電動機の磁束モデルの各パラメータを演算する際に無負荷運転が不要となるため、同期電動機が負荷装置に接続されている場合でも、回転子を静止したままの状態で磁束モデルのオートチューニングを行うことが可能となる。また、磁束モデルの複数のパラメータのうち、ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値を示すパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示すパラメータ及びｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示すパラメータを演算する際にシステム同定法が適用される。システム同定法の適用により、磁束モデル式の形式を問わず、オートチューニングを行うことが可能となる。

本実施形態の制御装置は、各パラメータのオートチューニングが完了した磁束モデルを同期電動機の電流制御に利用することで、同期電動機の回転を高精度に制御できる。例えば、制御装置は、オートチューニング後の各パラメータが反映された磁束モデルに基づいて算出されるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を用いて、周知のベクトル制御により同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する。これにより、同期電動機の回転を高精度に制御することが可能となる。

次に、本実施形態の制御装置の詳細について説明する。最初に、本実施形態の制御装置が使用する磁束モデルについて説明する。

＜１．磁束モデル＞
数式１，２にＩＰＭＳＭの磁束モデルを示す。また、数式３，４にＳｙｎＲＭの磁束モデルを示す。これらの磁束モデルは、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮したものである。数式３，４に示されるＳｙｎＲＭの磁束モデルは、数式１，２において、永久磁石に起因するパラメータである等価磁化電流Ｉ_０及び磁束オフセットφ_０を零としたものに等しい。以降の実施形態では、これらのモデルを例として、磁束モデルのパラメータ（Ｋ_Ｌｄ、Ｋ_ｓｄ、Ｋ_ｓｄｑ、Ｋ_Ｌｑ、Ｋ_ｓｑ、Ｋ_ｓｑｄ）の演算方法ついて説明する。

＜２．第１の実施形態＞
（２．１）第１の実施形態の全体構成
図１は、第１の実施形態に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図であり、以下では、永久磁石型同期電動機（以下、単に電動機又はＳＭともいう）の電圧及び電流の制御方法を制御装置の構成と共に説明する。なお、電力変換器により同期電動機に供給する電圧及び電流の制御演算は、ｄ，ｑ軸直交回転座標上で行うこととし、電動機の回転子の磁極（Ｎ極）方向をｄ軸、回転子磁極方向に平行なｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。

本実施形態の制御装置１００ａは、ｄ軸電流の直流成分を指令値に制御してｄ軸に正弦波の交番電圧を印加しているときの電流及び電圧に基づき、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルの各パラメータを演算するオートチューニングを行う。

図１において、積分器５ａは、交番電圧の角周波数ω_ｈを積分してｄ軸交番電流指令値の角度θ_ｈを演算する。ｄ軸交番電流指令演算器６ａは、ｄ軸交番電流指令値の交流成分ｉ_ｄｈ ^＊を数式５のように演算する。

加算器７ａは、ｄ軸電流直流成分指令値Ｉ_{ｄｃ（０）} ^＊とｉ_ｄｈ ^＊を加算し、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を演算する。なお，ｄ軸電流直流成分指令値Ｉ_{ｄｃ（０）} ^＊は、零と設定してもよい。

電流座標変換器８ａは、ｕ相電流検出器９ｕａ及びｗ相電流検出器９ｗａによりそれぞれ検出したｕ，ｗ相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、同期電動機１ａの磁極位置検出値θ_１に基づいてｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑに座標変換する。

ローパスフィルタ１０ａは、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄの高周波成分を除去してｄ軸電流検出値ｉ_ｄｆを演算する。

ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流検出値ｉ_ｄｆとの偏差を減算器１１ａにて演算し、この偏差をｄ軸電流調節器１２ａにより増幅してｄ軸電圧指令値ｖ_ｄＡＣＲ（ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｄＡＣＲ）を演算する。ｄ軸電流調節器１２ａは、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流検出値ｉ_ｄｆとの偏差が零になるように動作してｄ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｄＡＣＲを演算する。

後述するように、磁束モデルのパラメータは、電動機鉄心の磁気飽和に起因して流れる高調波電流を利用して推定される。このため、ｄ軸電流調節器１２ａが高調波電流に作用しないようにするため、ｄ軸電流調節器１２ａの応答周波数、及び、ローパスフィルタ１０ａのカットオフ周波数は、交番電圧の角周波数ω_ｈの２倍よりも小さく設定される。

直流電機子抵抗補償器１３ａは、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖ_ｄｒａを数式６により演算する。

電圧補償値演算器１４ａは、インピーダンス推定部１５ａで演算したｄ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｄｈｅｓｔ}及びｄ軸電機子抵抗推定値Ｒ_{ｄｈｅｓｔ}を使用し、ｄ軸電圧フィードフォワード補償値ｖ_ｄｈＦＦを数式７により演算する。なお、ｄ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｄｈｅｓｔ}及びｄ軸電機子抵抗推定値Ｒ_{ｄｈｅｓｔ}などのインピーダンスの推定は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いてインピーダンス推定部１５ａにより行われることが可能である。

フーリエ係数演算器１６ａは、θ_ｈ，ｖ_ｄ ^＊，ｉ_ｄに基づき、ｄ軸電圧及びｄ軸電流のそれぞれのフーリエ係数を演算する。フーリエ係数演算器１６ａは、ｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｖ_{ｄ（ａ１）}、ｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｖ_{ｄ（ｂ１）}、ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数Ｉ_ｄ（０）、ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｄ（ａ１）}、ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｄ（ｂ１）}、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｄ（ａ２）}、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｄ（ｂ２）}、ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｄ（ａ３）}、及び、ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｄ（ｂ３）}を演算する。フーリエ係数の演算は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いて行われることが可能である。

フーリエ係数演算器１６ａにより演算された、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｄ（ａ２）}、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｄ（ｂ２）}、ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｄ（ａ３）}、ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｄ（ｂ３）}から、電機子抵抗補償器１７ａは、数式８によりｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_ｄｈｒａを演算する。

ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊は、加算器７ｂ，７ｃにより、ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｄＡＣＲ、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖ_ｄｒａ、ｄ軸電圧フィードフォワード補償値ｖ_ｄｈＦＦ、ｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_ｄｈｒａを加算して算出される。一方、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、零に固定する。

上述のように演算したｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊は、電圧座標変換器１８ａによって、磁極位置検出値θ_１に基づいて、ｕ，ｖ，ｗ相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

整流回路３ａは、三相交流電源４ａからの三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ等の電力変換器２ａに供給する。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路１９ａは、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、電力変換器２ａの出力電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するための複数のゲート信号を生成する。電力変換器２ａは、ＰＷＭ回路１９ａからの複数のゲート信号に基づいて、電力変換器２ａ内部の複数の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＳｙｎＲＭなどの同期電動機１ａの端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

（２．２）Ｋ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄの演算方法の第１例
第１の実施形態におけるＫ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄの演算方法の第１例について説明する。

数式３，４に示す磁束モデル式を持つＳｙｎＲＭについて、ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加し、数式９，１０のような磁束を発生させた場合を考える。

この場合、ｄ軸には数式１１に示す直流成分と高調波を含む電流が流れる。また、ｑ軸の電流は、数式１２のように零となる。

数式１２より、ｑ軸電流が零となるため、数式３のｉ_ｑを零にすると、数式１３が得られる。

数式１３によれば、２組のΨ_ｄ，ｉ_ｄを含む連立方程式を立てて解くことにより、Ｋ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄを算出することが可能である。そこで、図２に示した測定番号１，２のように２パターンのｄ軸電流を発生させ、フーリエ変換により電流および磁束を測定番号１，２のそれぞれの期間で計測する。その際に、磁束は直接観測することが出来ないので誘起電圧から演算する必要があるが、回転子静止状態において、磁束直流成分による誘起電圧は発生しないため、数式９のΨ_ｄ（０）を演算することが出来ない。そこで、以下の手順でΨ_ｄ（０）を消去する。

数式３を、数式９，１１を用いて交番電流位相θ_ｈの関数に書き換えると、数式１４～１６が得られる。ただし、ｉ_ｄを零以上の値とすることで、数式３における絶対値を無視する。

数式１５のΨ_ｄ（０）を消去するために、数式１４をθ_ｈで微分すると、数式１７～１９のように、Ψ_ｄ（０）を用いることなく、Ｋ_Ｌｄ、Ｋ_ｓｄと磁束、電流の関係式が得られる。

ただし、数式１７をそのまま解く場合、２次式のＫ_ｓｄの扱いが難しいので、動作点がΨ_ｄ'≧０，ｉ_ｄ'≧０の範囲内であることを前提として、式両辺の平方根をとると、数式２０が得られる。

ここで、明らかにΨ_ｄ'≧０，ｉ_ｄ'≧０が成り立つθ_ｈ＝０°の動作点について考えると、数式２０はフーリエ係数を用いて数式２１のように表せる。

磁束は、電流と同位相であり、磁束に起因する電圧降下は、磁束から９０°進みであることから、ｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数Ψ_{ｄ（ｂ１）}は、数式２２により演算される。

数式２１より、測定番号１，２の磁束と電流の計測結果から、数式２３，２４のように連立方程式を立てることが出来る。なお、フーリエ係数の添え字は、測定番号を表す。

数式２３，２４をＫ_ｓｄについて解くと、Ｋ_ｓｄは、数式２５のように演算できる。

また、数式２５で演算したＫ_ｓｄを用いて、Ｋ_Ｌｄは、数式２６で演算できる。

（２．３）Ｋ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄの演算方法の第２例
第１の実施形態におけるＫ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄの演算方法の第２例について説明する。

数式３，４に示す磁束モデル式を持つＳｙｎＲＭについて、ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加し、数式２７，２８のような磁束を発生させた場合を考える。

この場合、ｄ軸には数式２９に示す高調波を含む電流が流れる。また、ｑ軸の電流は、数式３０のように零となる。

数式３０より、ｑ軸電流が零となるため、数式３のｉ_ｑを零にすると、数式３１が得られる。

数式３１によれば、２組のΨ_ｄ，ｉ_ｄを含む連立方程式を立てて解くことにより、Ｋ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄを算出することが可能である。そこで、図３に示した測定番号１，２のように２パターンの振幅の異なるｄ軸電流を発生させ、フーリエ変換により電流および磁束を測定番号１，２のそれぞれの期間で計測する。

数式３を、数式２７，２９を用いて交番電流位相θ_ｈの関数に書き換えると、数式３２～３４が得られる。

ここで、θ_ｈ＝９０°の動作点について考えると、数式３２はフーリエ係数を用いて数式３５のように表せる。また、ｉ_ｄ≧０となるため、分母の絶対値記号は無視する。

磁束は、電流と同位相であり、磁束に起因する電圧降下は、磁束から９０°進みであることから、ｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数Ψ_{ｄ（ｂ１）}は、数式３６により演算される。

数式３６より、測定番号１，２の磁束と電流の計測結果から、数式３７，３８のように連立方程式を立てることが出来る。なお、フーリエ係数の添え字は、測定番号を表す。

数式３７，３８をＫ_ｓｄについて解くと、Ｋ_ｓｄは、数式３９のように演算できる。

また、数式３９で演算したＫ_ｓｄを用いて、Ｋ_Ｌｄは、数式４０で演算できる。

（２．４）Ｋ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄの演算方法の第３例
第１の実施形態におけるＫ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄの演算方法の第３例について説明する。

図４に示した測定番号１，２のように２パターンのｄ軸電流を発生させた場合を考えると、測定番号１でｄ軸に発生する磁束と電流は、それぞれ、数式２７、数式２９となる。また、測定番号２でｄ軸に発生する磁束と電流は、それぞれ、数式９、数式１１となる。これらの式と、測定番号１，２の磁束の計測結果から、数式４１，４２のように連立方程式を立てることが出来る。

数式４１，４２をＫ_ｓｄについて解くと、Ｋ_ｓｄは、数式４３～４５のように演算できる。

また、数式４３～４５で演算したＫ_ｓｄを用いて、Ｋ_Ｌｄは、数式４６で演算できる。

（２．５）パラメータの推定
上述の演算方法（すなわち、Ｋ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄの演算方法の第１例～第３例のいずれかの演算方法）によれば、ＳｙｎＲＭなどの同期電動機１ａの無負荷運転を行うことなく、Ｋ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄを演算することが可能である。この演算方法による上記の演算を図１のパラメータ推定部２０ａで実行することで、第１の実施形態におけるＳｙｎＲＭなどの同期電動機１ａの磁束モデルのオートチューニングが実現され、磁束モデルが構成される。

＜３．第２及び第３の実施形態＞
（３．１）第２及び第３の実施形態の全体構成
図５は、第２～第５の実施形態に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図であり、以下では、永久磁石型同期電動機（以下、単に電動機又はＳＭともいう）の電圧及び電流の制御方法を制御装置の構成と共に説明する。なお、電力変換器により同期電動機に供給する電圧及び電流の制御演算は、ｄ，ｑ軸直交回転座標上で行うこととし、電動機の回転子の磁極（Ｎ極）方向をｄ軸、回転子磁極方向に平行なｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。

本実施形態の制御装置１００ｂは、ｄ軸電流の直流成分を指令値に制御してｑ軸に正弦波の交番電圧を印加しているときの電流及び電圧に基づき、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルの各パラメータを演算するオートチューニングを行う。

図５において、積分器５ｂは、交番電圧の角周波数ω_ｈを積分してｑ軸交番電流指令値の角度θ_ｈを演算する。ｄ軸交番電流指令演算器６ｂは、ｑ軸交番電流指令値の交流成分ｉ_ｑｈ ^＊を数式４７のように演算する。

電流座標変換器８ｂは、ｕ相電流検出器９ｕｂ及びｗ相電流検出器９ｗｂによりそれぞれ検出したｕ，ｗ相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、同期電動機１ｂの磁極位置検出値θ_１に基づいてｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑに座標変換する。

ローパスフィルタ１０ｂは、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄの高周波成分を除去してｄ軸電流検出値ｉ_ｄｆを演算する。また、ローパスフィルタ１０ｃは、ｑ軸電流検出値ｉ_ｑの高周波成分を除去してｑ軸電流検出値ｉ_ｑｆを演算する。

ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ（０） ^＊とｄ軸電流検出値ｉ_ｄｆとの偏差を減算器１１ｂにて演算し、この偏差をｄ軸電流調節器１２ｂにより増幅してｄ軸電圧指令値ｖ_ｄＡＣＲ（ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｄＡＣＲ）を演算する。ｄ軸電流調節器１２ｂは、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ（０） ^＊とｄ軸電流検出値ｉ_ｄｆとの偏差が零になるように動作してｄ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｄＡＣＲを演算する。また、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｈ ^＊とｑ軸電流検出値ｉ_ｑｆとの偏差を減算器１１ｃにて演算し、この偏差をｑ軸電流調節器１２ｃにより増幅してｑ軸電圧指令値ｖ_ｑＡＣＲ（ｑ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｑＡＣＲ）を演算する。ｑ軸電流調節器１２ｃは、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｈ ^＊とｑ軸電流検出値ｉ_ｑｆとの偏差が零になるように動作してｑ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｑＡＣＲを演算する。

後述するように、磁束モデルのパラメータは、電動機鉄心の磁気飽和に起因して流れる高調波電流を利用して推定される。このため、ｄ軸電流調節器１２ｂ及びｑ軸電流調節器１２ｃが高調波電流に作用しないようにするため、調節器１２ｂ，１２ｃの応答周波数、及び、ローパスフィルタ１０ｂ，１０ｃのカットオフ周波数は、交番電圧の角周波数ω_ｈの２倍よりも小さく設定される。

直流電機子抵抗補償器１３ｂは、第１の実施形態と同様に、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖ_ｄｒａを数式６により演算する。

電圧補償値演算器１４ｂは、インピーダンス推定部１５ｂで演算したｑ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｑｈｅｓｔ}及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒ_{ｑｈｅｓｔ}を使用し、ｑ軸電圧フィードフォワード補償値ｖ_ｑｈＦＦを数式４８により演算する。なお、ｑ軸リアクタンス推定値Ｘ_{ｑｈｅｓｔ}及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒ_{ｑｈｅｓｔ}などのインピーダンスの推定は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いてインピーダンス推定部１５ｂにより行われることが可能である。

フーリエ係数演算器１６ｂは、θ_ｈ，ｖ_ｑ ^＊，ｉ_ｄに基づき、ｑ軸電圧、ｑ軸電流及びｄ軸電流のそれぞれのフーリエ係数を演算する。フーリエ係数演算器１６ｂは、ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｖ_{ｑ（ａ１）}、ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｖ_{ｑ（ｂ１）}、ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｑ（ａ１）}、ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｑ（ｂ１）}、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｑ（ａ３）}、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｑ（ｂ３）}、ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数Ｉ_ｄ（０）、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｄ（ａ２）}、及び、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｄ（ｂ２）}を演算する。フーリエ係数の演算は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いて行われることが可能である。

フーリエ係数演算器１６ｂにより演算された、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｄ（ａ２）}、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｄ（ｂ２）}、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉ_{ｑ（ａ３）}、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉ_{ｑ（ｂ３）}から、電機子抵抗補償器１７ｂは、数式４９によりｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_ｄｈｒａおよびｑ軸高調波電機子抵抗補償値Ｖ_ｑｈｒａを演算する。

ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊は、加算器７ｄにより、ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｄＡＣＲ、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖ_ｄｒａ、ｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_ｄｈｒａを加算して算出される。一方、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、加算器７ｅ，７ｆにより、ｑ軸電圧フィードバック制御値ｖ_ｑＡＣＲ、ｑ軸電圧フィードフォワード補償値_ｑｈＦＦ、ｑ軸高調波電機子抵抗補償値ｖ_ｑｈｒａを加算して算出される。

上述のように演算したｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊は、電圧座標変換器１８ｂによって、磁極位置検出値θ_１に基づいて、ｕ，ｖ，ｗ相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

整流回路３ｂは、三相交流電源４ｂからの三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ等の電力変換器２ｂに供給する。

ＰＷＭ回路１９ｂは、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に基づいて、電力変換器２ｂの出力電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するための複数のゲート信号を生成する。電力変換器２ｂは、ＰＷＭ回路１９ｂからの複数のゲート信号に基づいて、電力変換器２ｂ内部の複数の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＩＰＭＳＭやＳｙｎＲＭなどの同期電動機１ｂの端子電圧を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御する。

（３．２）Ｋ_ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄの演算方法
数式３および数式４の磁束モデル式について、Ｋ_ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄを無負荷運転することなく演算する方法を以下に示す。

数式３，４に示す磁束モデル式を持つＳｙｎＲＭについて、ｄ軸に直流電圧を印加しｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、数式５０，５１のような磁束を発生させた場合を考える。

また、数式５１におけるｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数Ψ_{ｑ（ｂ１）}は、数式５２により演算される。

この場合、ｄ軸には数式５３に示す直流成分と高調波成分を含む電流が流れ、ｑ軸には数式５４に示す交番周波数基本波成分と高調波成分を含む電流が流れる。

（３．２．１）Ｋ_ｓｄｑの演算
まず、上述の第１の実施形態の演算結果を利用して、Ｋ_ｓｄｑを演算する方法について説明する。数式３をＫ_ｓｄｑについて解くと、数式５５となる。

数式５５に、上述の第１の実施形態で演算したＫ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄと数式５０～５４の磁束および電流を代入することで、Ｋ_ｓｄｑを演算することが可能である。

以下にＫ_ｓｄｑの具体的な演算方法を示す。数式５０～５４を用いて、数式５５を書き換えると、数式５６～５８が得られる。

また、上述の第１の実施形態でも述べたように、回転子が静止した状態では、Ψ_ｄ（０）を直接計測することが出来ない。そこで、先に調整したＫ_Ｌｄ，Ｋ_ｓｄにより、Ψ_ｄ（０）を演算する。数式５０より、ｄ軸磁束は、交流成分を含まないため、動作点によらず一定である。そこで、数式５３，５４のθ_ｈを零とすると（θ_ｈ＝０°）、ｄ軸電流およびｑ軸電流は、それぞれ、数式５９，６０と表現される。

数式３，５９，６０より、Ψ_ｄ（０）は、数式６１で演算できる。

数式５６の動作点をθ_ｈ＝９０°とし、数式６１により演算したΨ_ｄ（０）を用いることで、Ｋ_ｓｄｑは、数式６２により演算することができる。

（３．２．２）Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄの演算
数式４に示す磁束モデル式を持つＳｙｎＲＭについて、Ｋ_ｓｄｑの演算の場合と同様に、数式５０，５１に示す磁束を発生させる。その際のｄ軸電流指令値は、図６の測定番号１～６に示すように、直流成分を変化させる。この時に流れる電流には、数式５３，５４と同様に、高調波成分が発生する。この電流について、図６の測定番号ごとにフーリエ係数を計測し、また、θ_ｈの動作点を任意に同定パラメータ点数以上選択することで、ｄ，ｑ軸電流及びｑ軸磁束の値を動作点ごとに演算しサンプルする。

次に、サンプルしたデータからＫ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄを演算する方法について、システム同定手法である最小２乗法を使用した場合を例として説明する。なお、最小２乗法とは、全サンプルデータについて、実際の計測値とモデルによる演算値の２乗誤差の和が最小となるようにパラメータを決定する手法である。

Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄを同定するパラメータとすると、数式４の２乗誤差を合計したＳｎ_ｑは、数式６３で表現される。なお、式中の添え字ｎは、サンプル点の番号を意味する。

数式６３のＳｎ_ｑが最小となるように、Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄを遷移させることで、Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄの同定が可能である。Ｓｎ_ｑを減少させるパラメータ遷移方向は、Ｓｎ_ｑをＫ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄを要素とするベクトルと考え、勾配ベクトル∇Ｓｎ_ｑを演算することで知ることができる。ｉ_ｄｎ，ｉ_ｑｎを全て正とし、数式６４～６８は、∇Ｓｎ_ｑの式を示す。

数式６４～６８より勾配ベクトルが得られるため、例えば降下法などの局所探索法を使用することで、Ｓｎ_ｑが最小となるパラメータを演算することが可能である。また、探索する際のパラメータ初期値は全て零としてもよいし、サンプルデータから計算した近似値を使用してもよい。

なお、数式６４～６８のｉ_ｄｎに等価磁化電流Ｉ_０を既知の値として加えることで、以上の方式をＩＰＭＳＭにも適用可能である。この時の式を数式６９～７２に示す。

（３．３）パラメータの推定
Ｋ_ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄの上述の演算方法によれば、ＳｙｎＲＭやＩＰＭＳＭなどの同期電動機１ｂの無負荷運転を行うことなく、Ｋ_ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄを演算することが可能である。この演算方法による上記の演算を図５のパラメータ推定部２０ｂで実行することで、第２及び第３の実施形態における同期電動機１ｂの磁束モデルのオートチューニングが実現され、磁束モデルが構成される。

＜４．第４及び第５の実施形態＞
Ｋ_ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄを算出する際に、第２及び第３の実施形態に示したｄ，ｑ軸電流のフーリエ係数を使用する方法ではなく、瞬時値を使用する方法について説明する。なお、交番電圧を同期電動機に印加するための制御動作は、第２及び第３の実施形態と同様なので、その説明は省略する。

（４．１）Ｋ_ｓｄｑの演算
まず、ｑ軸電流の瞬時値、ｄ軸電流の瞬時値を、例えば図７のθ_ｈ３のタイミングで測定する。また、ｄ軸磁束は、直流成分のみで一定となる。そのため、ｄ軸電流直流成分のフーリエ係数とｄ軸電流２倍高調波のフーリエ余弦係数を用いて、ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数Ψ_ｄ（０）は、数式６１により演算される。これらの値を使用し、数式５５を演算することでＫ_ｓｄｑを算出することができる。

（４．２）Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄの演算
まず、ｑ軸電流の瞬時値、ｄ軸電流の瞬時値を、図６に示す測定番号ごとに、例えば図７のようにθ_ｈを同定パラメータ点数以上選択して測定する。また、ｑ軸磁束の瞬時値は、数式５２で演算したｑ軸磁束基本波のフーリエ正弦係数と、図７のθ_ｈ１～θ_ｈ５を使用して、数式５１で演算される。

サンプルしたデータを、フーリエ係数とθ_ｈで作成したサンプルデータの代わりに、数式６４～６８に使用することで、最小２乗法によるパラメータを演算することができる。

（４．３）パラメータの推定
Ｋ_ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄの上述の演算方法によれば、ＳｙｎＲＭやＩＰＭＳＭなどの同期電動機１ｂの無負荷運転を行うことなく、Ｋ_ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_ｓｑ，Ｋ_ｓｑｄを演算することが可能である。この演算方法による上記の演算を図５のパラメータ推定部２０ｂで実行することで、第４及び第５の実施形態における同期電動機１ｂの磁束モデルのオートチューニングが実現され、磁束モデルが構成される。

図８は、制御装置が備える演算装置のハードウェア構成を例示する図である。制御装置は、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備える。図８は、演算装置の一例であるマイクロコンピュータ１１０を示している。マイクロコンピュータ１１０は、メモリ１２１、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１２２、ＡＤ（Analog to Digital）変換部１２３、ＰＷＭモジュール１２４、通信部１２５及びタイマ１２６を備える。ＣＰＵ１２２は、制御装置の制御を行うプロセッサである。通信部１２５は、マイクロコンピュータ１１０外部の上位コントローラと通信を行う。タイマ１２６は、タイマ値のカウントを行う。メモリ１２１は、プログラム等を記憶する。メモリ１２１内のプログラムによって、ＣＰＵ１２２が動作する。図１，５の各制御ブロックの機能は、メモリ１２１に読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ１２２が動作することにより実現される。

図１の各制御ブロックとは、例えば、加算器７ａ，７ｂ，７ｃ、減算器１１ａ、ｄ軸交番電流指令演算器６ａ、ｄ軸電流調節器１２ａ、電圧座標変換器１８ａ、電流座標変換器８ａ、直流電機子抵抗補償器１３ａ、ローパスフィルタ１０ａ、電圧補償値演算器１４ａ、電機子抵抗補償器１７ａ、積分器５ａ、フーリエ係数演算器１６ａ、インピーダンス推定部１５ａ及びパラメータ推定部２０ａである。

図５の各制御ブロックとは、例えば、加算器７ｄ，７ｅ，７ｆ、減算器１１ｂ，１１ｃ、ｑ軸交番電流指令演算器６ｂ、電流調節器１２ｂ，１２ｃ、電圧座標変換器１８ｂ、電流座標変換器８ｂ、直流電機子抵抗補償器１３ｂ、ローパスフィルタ１０ｂ，１０ｃ、電圧補償値演算器１４ｂ、電機子抵抗補償器１７ｂ、積分器５ｂ、フーリエ係数演算器１６ｂ、インピーダンス推定部１５ｂ及びパラメータ推定部２０ｂである。

図１，５の各制御ブロックの機能は、コンピュータに各機能を実現させるプログラムによって提供可能である。また、各制御ブロックの機能は、上記のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体、又は、上記のプログラム等のコンピュータプログラムプロダクトによって提供可能である。記録媒体としては、例えばフレキシブルディスク、ハードディスク、光ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ－ＲＯＭ、磁気テープ、不揮発性のメモリカード、ＲＯＭ等を用いることができる。

以上、同期電動機の制御装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。

１ａ，１ｂ 同期電動機
２ａ，２ｂ 電力変換器
３ａ，３ｂ 整流回路
４ａ，４ｂ 三相交流電源
５ａ，５ｂ 積分器
６ａ，６ｂ 交番電流指令演算器
７ａ～７ｆ 加算器
８ａ，８ｂ 電流座標変換器
９ｕａ，９ｗａ，９ｕｂ，９ｗｂ 電流検出器
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ ローパスフィルタ
１１ａ，１１ｂ，１１ｃ 減算器
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ 電流調節器
１３ａ，１３ｂ 直流電機子抵抗補償器
１４ａ，１４ｂ 電圧補償値演算器
１５ａ，１５ｂ インピーダンス推定部
１６ａ，１６ｂ フーリエ係数演算器
１７ａ，１７ｂ 電機子抵抗補償器
１８ａ，１８ｂ 電圧座標変換器
１９ａ，１９ｂ ＰＷＭ回路
２０ａ，２０ｂ パラメータ推定部
１００ａ，１００ｂ 制御装置
１１０ マイクロコンピュータ

Claims (3)

1. 電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
   電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
   前記演算装置は、
   前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
   前記ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
   前記ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記同期電動機のｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータを演算し、
   前記第１のパラメータ及び前記第２のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
   電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
   前記演算装置は、
   前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
   前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
   前記同期電動機のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータに基づき、前記ｄ軸磁束に対するｑ軸電流の干渉の度合いを示す第３のパラメータを演算し、
   前記第１のパラメータ、前記第２のパラメータ及び前記第３のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。
3. 電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
   電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
   前記演算装置は、
   前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
   前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
   前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算し、
   前記ｄ軸電流、前記同期電動機のｑ軸電流、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータに基づき、前記ｄ軸磁束に対するｑ軸電流の干渉の度合いを示す第３のパラメータを演算し、
   前記第１のパラメータ、前記第２のパラメータ及び前記第３のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。

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