JP2015180130A - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機鉄芯の磁気飽和が存在する場合にもトルク／電流を最大化してトルクを高精度に制御可能としたＰＭＳＭの制御装置を提供する。
【解決手段】ＰＭＳＭの電流及び電圧を、ｄ−ｑ直交回転座標上で制御するための制御装置であって、電動機鉄芯の磁気飽和特性を考慮した磁束モデルに基づいて構成される制御装置において、電動機のトルク指令値から磁束指令値を演算する磁束指令演算器１８ａと、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からトルクを求めるトルク演算器１８ｉと、トルク指令値とトルク演算値との偏差が零になるように負荷角指令値を演算する負荷角演算器１８ｂ及び負荷角調節器１８ｋと、磁束指令値及び負荷角指令値からｄ軸磁束指令値及びｑ軸磁束指令値を演算する座標変換器１８ｍと、ｄ軸磁束指令値及びｑ軸磁束指令値からｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を演算する電流指令演算器１８ｎを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置に関し、詳しくは、ＰＭＳＭのトルクを高精度に制御し、かつ、トルク／電流を最大化する技術に関するものである。

特許文献１には、ＰＭＳＭのトルクを所望の値に制御し、同時にトルク／電流を最大化する技術が開示されている。以下、この技術の概要について説明する。
図６は、特許文献１に記載された電流指令演算部１００の構成を示すブロック図であり、この電流指令演算部１００は、ＰＭＳＭの制御回路において、トルク指令値τ^＊等からｄ−ｑ直交回転座標上のｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算するためのものである。ここで、ｄ軸はＰＭＳＭの回転子磁極方向に平行な軸であり、ｑ軸はｄ軸に直交する方向の軸である。

図６に示す電流指令演算部１００において、磁束指令演算器１０１は、トルク指令値τ^＊からトルク／電流が最大になるように磁束指令値Ψ_０ ^＊を演算する。また、電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍと電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊との偏差が零になるように磁束調節器１０２により演算した磁束補正値Ψ_ｃｏｍｐ ^＊を、出力制限器１０３を介して磁束指令値Ψ_０ ^＊に加算することにより、磁束指令値Ψ^＊を得る。
一方、トルク演算器１０４は、ｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊からトルク演算値τ_ｃａｌｃを求め、負荷角調節器１０５は、トルク指令値τ^＊とトルク演算値τ_ｃａｌｃとの偏差が零になるように負荷角指令値δ^＊を演算する。

電流指令生成器１０６は、磁束指令値Ψ^＊及び負荷角指令値δ^＊からｄ，ｑ軸磁束指令値を求め、これらのｄ，ｑ軸磁束指令値からｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。
そして、ＰＭＳＭを流れる電流がｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊に一致するようにＰＭＳＭの端子電圧を制御することにより、ＰＭＳＭのトルクをトルク指令値τ^＊通りに制御すると共にトルク／電流を最大化している。

しかし、特許文献１に記載された従来技術では、電動機鉄芯の磁気飽和を考慮していないため、主に重負荷時に、電動機鉄芯の磁気飽和に起因して磁束制御誤差やトルク制御誤差が発生し、トルク／電流を最大化することができないという問題があった。

ここで、ＰＭＳＭのトルクを高精度に制御するためには、電動機鉄芯の磁気飽和特性を考慮した磁束モデルを求め、これに基づいて電流制御を行うことが望ましい。この種の磁束モデルの代表的なものとしては、非特許文献１に記載されたモデルが知られている。なお、磁気飽和特性とは、電流の増加に伴う電動機鉄芯の磁気飽和により、ｄ，ｑ軸磁束とこれらに対応する各軸電流との線形性が崩れる特性をいう。

図７は、非特許文献１に記載されたＰＭＳＭのモデルであり、磁気飽和特性及びｄ，ｑ軸間干渉特性を考慮して構成されている。なお、ｄ，ｑ軸間干渉特性とは、他軸電流の影響により自軸磁束が変化する特性をいう。
図７において、φ_ｄ，φ_ｑはｄ，ｑ軸磁束、ω_１は角周波数、ｉ_ｄ，ｉ_ｑはｄ，ｑ軸電流、τは出力トルク、Ｒは巻線抵抗、φ_ｍは永久磁石磁束、Ｐ_ｎは極対数である。また、ｄ，ｑ軸磁束φ_ｄ，φ_ｑからｄ，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを求める数式Ａ，Ｂは、磁気飽和特性を考慮した磁束モデル（後述する数式４）を逆関数化したものであり、以下に示すとおりである。

数式Ａ，Ｂでは、ｄ，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑとｄ，ｑ軸磁束φ_ｄ，φ_ｑとの関係を８つのパラメータＫ_Ｌｄ,Ｋ_Ｓｄ，Ｋ_Ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_Ｓｑ，Ｋ_Ｓｑｄ，Ｉ_０，φ_０を用いて表しており、他軸電流の影響によって磁束が変化するｄ，ｑ軸間の干渉と磁気飽和特性とを考慮した電動機モデルとなっている。

ここで、Ｋ_Ｌｄはｄ軸電流ｉ_ｄに対するｄ軸磁束φ_ｄの傾きの最大値に相当するパラメータ、Ｋ_Ｌｑはｑ軸電流ｉ_ｑに対するｑ軸磁束φ_ｑの傾きの最大値に相当するパラメータ、Ｋ_Ｓｄ，Ｋ_Ｓｑは磁気飽和の度合いを示すパラメータ、Ｋ_Ｓｄｑ，Ｋ_Ｓｑｄはｄ，ｑ軸間の干渉の度合いを示すパラメータ、Ｉ_０は等価磁化電流、φ_０は磁束オフセットである。なお、Ｉ_０，φ_０は、ｑ軸電流ｉ_ｑの大きさに関わらずｄ軸磁束φ_ｄがほぼ一定値をとる時のｄ軸電流を−Ｉ_０とし、これに対応するｄ軸磁束をφ_０としている。

特許第５１０４２３９号公報（段落［００２６］〜［００４１］、図１，図２等）

中津川潤之介，岩崎則久，名倉寛和，岩路善尚，「磁気飽和およびｄｑ軸間干渉を考慮した永久磁石同期モータの数式モデルの提案」電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３０，ＮＯ．１１，ｐ．１２１２−ｐ．１２２０（２０１０年）

非特許文献１には、電動機鉄芯の磁気飽和特性を考慮したうえでＰＭＳＭのトルク／電流を最大化するための技術について、特に言及されていない。
そこで、本発明の解決課題は、電動機鉄芯の磁気飽和が存在する場合にもトルク／電流を最大化してトルクを高精度に制御可能としたＰＭＳＭの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置は、電力変換器により永久磁石形同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ−ｑ直交回転座標上で制御するための制御装置であって、電動機鉄芯の磁気飽和特性を考慮した磁束モデルに基づいて構成される制御装置において、
前記電動機のトルク指令値から磁束指令値を演算する手段と、
ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からトルク演算値を求める手段と、
前記トルク指令値と前記トルク演算値との偏差が零になるように負荷角指令値を演算する手段と、
前記磁束指令値及び前記負荷角指令値からｄ軸磁束指令値及びｑ軸磁束指令値を演算する手段と、
前記ｄ軸磁束指令値及び前記ｑ軸磁束指令値から前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値を演算する手段と、
前記電動機の電流が、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値からなる電流指令値に一致するような電圧指令値を演算して前記電力変換器を制御する手段と、を備えたものである。
これにより、電動機鉄芯に磁気飽和が発生する場合にも、磁束及びトルクを正確に制御することができ、トルク／電流を最大化することができる。

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した制御装置において、前記トルク指令値から演算した前記磁束指令値を、前記電圧指令値が電圧制限値以下になるように制限する手段を備えたことを特徴とする。
これにより、請求項１に係る発明の効果に加えて、ＰＭＳＭの端子電圧を、ＰＭＳＭに電力を供給する電力変換器の最大出力電圧以下に制限して電流制御系を安定化することができる。

本発明によれば、電動機鉄芯に磁気飽和が発生する場合にも、磁束及びトルクを正確に制御してトルク／電流を最大化することができる。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 図１における電流指令演算部のブロック図である。 本発明の実施形態におけるパラメータ演算手段のブロック図である。 図３における磁束推定部のブロック図である。 ｑ軸電流が零のときのｄ軸電流とｄ軸磁束との関係を示す図である。 特許文献１に記載された従来技術の主要部を示すブロック図である。 非特許文献１に記載された磁束モデルを示すブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、この実施形態の構成を示すブロック図である。
ＰＭＳＭ８０を駆動する主回路において、三相交流電源５０の交流電圧は整流回路６０により整流されてインバータ等の電力変換器７０に供給される。電力変換器７０は、後述するＰＷＭ回路１３からのゲート信号によりＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子をスイッチングし、直流電圧を所定の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換してＰＭＳＭ８０に供給する。

一方、電力変換器７０の制御装置は以下のように構成されている。
まず、電圧検出器１２は、電力変換器７０の入力電圧Ｅ_ｄｃを検出して電圧制限値演算器２２に出力する。電圧制限値演算器２２は、入力電圧検出値Ｅ_ｄｃに比例し、かつ、Ｅ_ｄｃによって決まる電力変換器７０の最大出力電圧以下の電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍを演算する。

ＰＭＳＭ８０には磁極位置検出器９０及び速度検出器９１が取り付けられており、磁極位置検出器９０はＰＭＳＭ８０の磁極位置θ_１を検出し、速度検出器９１はＰＭＳＭ８０の速度ω_１を検出する。
電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１_ｕ、ｗ相電流検出器１１_ｗによってそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、磁極位置検出値θ_１に基づいてｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑに座標変換する。

また、減算器１６は、速度指令値ω^＊と速度検出値ω_１との偏差を演算し、速度調節器１７は上記偏差が零になるように動作してトルク指令値τ^＊を演算する。
電流指令演算部１８は、トルク指令値τ^＊、電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍ、電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊及び速度検出値ω_１から、ＰＭＳＭ８０の端子電圧が電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍ以下の条件でトルク／電流が最大になり、かつ、所望のトルクを出力するようなｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。

電圧振幅演算器２１は、数式１により、ｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊のベクトル和から電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊を演算し、この電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊を電流指令演算部１８に出力する。

減算器１９ａは、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流検出値ｉ_ｑとの偏差を求め、この偏差を零にするようにｄ軸電流調節器２０ａが動作してｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊を演算する。一方、減算器１９ｂは、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流検出値ｉ_ｑとの偏差を求め、この偏差を零にするようにｑ軸電流調節器２０ｂが動作してｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を演算する。

電圧座標変換器１５は、磁極位置検出値θ_１に基づいてｄ，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換し、ＰＷＭ回路１３に与える。
ＰＷＭ回路１３は、相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊及び入力電圧検出値Ｅ_ｄｃから、電力変換器７０の出力電圧を上記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御するためのゲート信号を生成し、電力変換器７０の半導体スイッチング素子をオンオフ制御してＰＭＳＭ８０を駆動する。

次に、図２は電流指令演算部１８の構成を示すブロック図である。
磁束指令演算器１８ａは、トルク指令値τ^＊から磁束指令値Ψ_ａ０ ^＊を演算し、負荷角演算器１８ｂは、トルク指令値τ^＊から負荷角演算値δ_０ ^＊を求める。これらの磁束指令値Ψ_ａ０ ^＊及び負荷角演算値δ_０ ^＊は、トルク指令値τ^＊に対してトルク／電流が最大になるように演算される。これらの演算をオンラインにて実施するのは困難なため、トルク／電流が最大になる磁束及び負荷角のテーブルを予め用意しておき、これらのテーブルを利用して磁束指令値Ψ_ａ０ ^＊と負荷角演算値δ_０ ^＊とを求めれば良い。

また、磁束制限値演算器１８ｃは、磁束制限値Ψ_ａｌｉｍを数式２により演算する。

この磁束制限値Ψ_ａｌｉｍは出力制限器１８ｄの上限値に設定されており、磁束指令値Ψ_ａ０ ^＊はその上限値が磁束制限値Ψ_ａｌｉｍにより制限され、磁束指令値Ψ_ａ１ ^＊として乗算器１８ｈに入力される。
一方、減算器１８ｅは電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍと電圧振幅指令値Ｖ_ａ ^＊との偏差を演算し、積分調節器からなる磁束調節器１８ｆは、上記偏差を零にするように動作して磁束補正係数Ｋ_Ψａを出力する。なお、磁束補正係数Ｋ_Ψａは、上限値が１．０（倍）、下限値が零に設定された出力制限器１８ｇを介して前記乗算器１８ｈに入力される。

乗算器１８ｈは、磁束指令値Ψ_ａ１ ^＊に磁束補正係数Ｋ_Ψａを乗算して磁束指令値Ψ_ａ ^＊を求め、この磁束指令値Ψ_ａ ^＊を座標変換器１８ｍに入力する。これにより、ＰＭＳＭ８０の端子電圧を電圧制限値Ｖ_ａｌｉｍ以下に制御するような磁束指令値Ψ_ａ ^＊を演算することができる。
更に、トルク演算器１８ｉは、ｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊からトルク演算値τ_ｃａｌｃを求め、減算器１８ｊは、トルク指令値τ^＊とトルク演算値τ_ｃａｌｃとの偏差を演算する。なお、トルク演算器１８ｉについては後に説明する。

比例積分調節器からなる負荷角調節器１８ｋは、トルク指令値τ^＊とトルク演算値τ_ｃａｌｃとの偏差が零になるように動作して負荷角補償値δ_ｃｏｍｐを演算する。
加算器１８ｌは、負荷角演算値δ_０ ^＊と負荷角補償値δ_ｃｏｍｐとを加算して負荷角指令値δ^＊を求め、この負荷角指令値δ^＊を座標変換器１８ｍに入力する。

座標変換器１８ｍは、磁束指令値Ψ_ａ ^＊と負荷角指令値δ^＊とに基づき、数式３によりｄ，ｑ軸磁束指令値Ψ_ｄ ^＊，Ψ_ｑ ^＊を演算する。

電流指令演算器１８ｎは、ｄ，ｑ軸磁束指令値Ψ_ｄ ^＊，Ψ_ｑ ^＊からｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。

次に、電流指令演算器１８ｎについて、詳細に説明する。
前述した非特許文献１に記載されたＰＭＳＭの磁束モデルによれば、数式４に示すように、ｄ，ｑ軸磁束Ψ_ｄ，Ψ_ｑはｄ，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑの関数として表すことができる。なお、前述した数式Ａ，Ｂでは、ｄ，ｑ軸磁束をφ_ｄ，φ_ｑと表記してあるが、Ψ_ｄ，Ψ_ｑはφ_ｄ，φ_ｑとそれぞれ実質的に同一である。

数式４をｄ，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑについて解くと、数式５となる。

数式５を利用して、電流指令演算器１８ｎは、数式６により、ｄ，ｑ軸磁束指令値Ψ_ｄ ^＊，Ψ_ｑ ^＊からｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。

ここで、数式６におけるパラメータの演算方法の一例を説明する。なお、この演算方法は、本出願人による特願２０１４−１６３９５号にも記載されている。
図３は、数式６におけるパラメータＫ_Ｌｄ,Ｋ_Ｓｄ，Ｋ_Ｓｄｑ，Ｋ_Ｌｑ，Ｋ_Ｓｑ，Ｋ_Ｓｑｄ，Ｉ_０，φ_０のうち、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄの最大値に相当するパラメータＫ_Ｌｄ、ｄ軸磁束Ψ_ｄにおけるｄ軸電流反比例係数に相当するパラメータＫ_Ｓｄ、等価磁化電流に相当するパラメータＩ_０、及び、磁束オフセットに相当するパラメータφ_０を演算するためのパラメータ演算手段を示している。

図３において、ローパスフィルタ９２によりｄ軸電流ｉ_ｄの高周波成分が除去され、ｄ軸電流ｉ_ｄｆとしてパラメータ演算部９４に入力される。また、磁束推定部９３は、以下に説明するように、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑ及び速度検出値ω_１に基づいてｄ軸磁束推定値Ψ_ｄｅｓｔを演算する。

図４は磁束推定部９３の構成を示すブロック図であり、誘起電圧演算器９３ａは、数式７によりｑ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｑｃａｌｃ}を求める。

なお、数式７におけるｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊の代わりに、電圧検出回路（図示せず）により求めたｑ軸電圧検出値を用いてｑ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｑｃａｌｃ}を求めても良い。

乗算器９３ｂは、推定器９３ｄにより求めたｄ軸磁束推定値Ψ_ｄｅｓｔと速度検出値ω_１とを乗算してｑ軸誘起電圧推定値ｅ_ｑｅｓｔを演算する。減算器９３ｃは、数式８により、ｑ軸誘起電圧推定値ｅ_ｑｅｓｔからｑ軸誘起電圧演算値ｅ_{ｑｃａｌｃ}を減算してｑ軸誘起電圧推定誤差ｅ_ｑｅｒｒを求める。

推定器９３ｄは、ｑ軸誘起電圧推定誤差ｅ_ｑｅｒｒと速度検出値ω_１とから、数式９によりｄ軸磁束推定値Ψ_ｄｅｓｔを演算する。

この結果、ｑ軸誘起電圧推定誤差ｅ_ｑｅｒｒが零になるようにｄ軸磁束推定値Ψ_ｄｅｓｔが演算され、このｄ軸磁束推定値Ψ_ｄｅｓｔは真値に収束する。
ｄ軸磁束推定値Ψ_ｄｅｓｔは、前述したローパスフィルタ９２の出力ｉ_ｄｆと共に、パラメータ演算部９４に入力される。

次に、各パラメータの演算原理について説明する。
図５は、ｑ軸電流ｉ_ｑが零の時のｄ軸電流ｉ_ｄとｄ軸磁束Ψ_ｄとの関係を示しており、Ψ_ｍは無負荷時の永久磁石磁束である。この図５は、非特許文献１にも記載されている。
前述した数式４により、ｄ軸磁束Ψ_ｄのｄ軸電流ｉ_ｄによる偏微分は数式１０となる。

数式１０から、ｑ軸電流ｉ_ｑが零の時、ｄ軸磁束Ψ_ｄのｄ軸電流ｉ_ｄによる偏微分は数式１１となる。

数式１１によれば、ｄ軸磁束Ψ_ｄのｄ軸電流ｉ_ｄによる偏微分は、ｉ_ｄ＝−Ｉ_０の時に最大になり、最大値はパラメータＫ_Ｌｄに等しくなる。これを数式で表すと数式１２となる。

このことから、ｑ軸電流ｉ_ｑが零の時のｄ軸磁束Ψ_ｄのｄ軸電流ｉ_ｄによる偏微分の最大値からパラメータＫ_Ｌｄを求めることができ、ｄ軸磁束Ψ_ｄのｄ軸電流ｉ_ｄによる偏微分が最大になる時のｄ軸電流ｉ_ｄからパラメータＩ_０を求めることができる。
更に、数式４より、ｄ軸電流ｉ_ｄが−Ｉ_０に等しく、ｑ軸電流ｉ_ｑが零の時のｄ軸磁束Ψ_ｄは、数式１３に示すようにパラメータφ_０に等しくなる。

また、永久磁石磁束Ψ_ｍを、ｄ，ｑ軸電流が共に零の時のｄ軸磁束と定義すると、数式４より、数式１４の関係が成り立つ。

数式１４より、パラメータＫ_Ｓｄは数式１５によって求めることができる。

上述した演算処理により、数式６におけるパラメータのうち、Ｋ_Ｌｄ，Ｋ_Ｓｄ，Ｉ_０，φ_０を演算することができる。
なお、他のパラメータＫ_Ｌｑ，Ｋ_Ｓｑ，Ｋ_Ｓｄｑ，Ｋ_Ｓｑｄについては既知の値として与えられるが、例えば、ｉ_ｄ−φ_ｄ特性のグラフ、及び、ｉ_ｑ−φ_ｑ特性のグラフを用いて適宜決定するか、別途演算して決定すれば良い。

以上のように、電流指令演算器１８ｎは、電動機鉄芯の磁気飽和が発生する場合でも、磁束を指令値に制御する電流指令値を演算することができ、これによってトルク／電流を最大化するように磁束を制御することが可能になる。

次に、図２におけるトルク演算器１８ｉについて説明する。
電動機鉄芯の磁気飽和がない場合、ｄ，ｑ軸磁束Ψ_ｄ，Ψ_ｑは数式１６によって表すことができる。

また、トルクτは、数式１７によって表すことができる。

数式４に示した、磁気飽和を考慮した磁束モデルを、数式１６と類似した形式で表現すると、ｄ，ｑ軸磁束Ψ_ｄ，Ψ_ｑとｄ，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑとの関係は数式１８のようになる。

磁気飽和特性を考慮した場合のトルクτは、数式１７におけるＬ_ｄ，Ｌ_ｑ，Ψ_ｍをそれぞれＬ_ｄｓ，Ｌ_ｑｓ，Ψ_ｍｓに置き換えることで、数式１９によって表すことができる。

図２のトルク演算器１８ｉは、数式１９を利用して、数式２０によりｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊からトルク演算値τ_ｃａｌｃを求める。

数式２０により、磁気飽和が発生する場合にもトルク演算値τ_ｃａｌｃを正確に求めることができる。
図２における負荷角調節器１８ｋでは、上記のトルク演算値τ_ｃａｌｃがトルク指令値τ^＊に一致するように負荷角補償値δ_ｃｏｍｐを演算する。そして、この負荷角補償値δ_ｃｏｍｐと負荷角演算値δ_０ ^＊とを加算して得た負荷角指令値δ^＊と、磁束指令値Ψ_ａ ^＊とに基づいて、座標変換器１８ｍ及び電流指令演算器１８ｎによりｄ，ｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊が演算されるため、所望のトルクを出力するような電流指令値を得ることができる。

なお、上述した実施形態は、ＰＭＳＭ８０の磁極位置及び速度を各検出器９０，９１により検出する場合のものであるが、本発明は、ＰＭＳＭ８０の電流及び端子電圧から磁極位置と速度とを演算する、いわゆるセンサレス制御を行う場合にも適用可能である。

１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１２ 電圧検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
１６ 減算器
１７ 速度調節器
１８ 電流指令演算部
１８ａ 磁束指令演算器
１８ｂ 負荷角演算器
１８ｃ 磁束制限値演算器
１８ｄ，１８ｇ 出力制限器
１８ｅ，１８ｊ 減算器
１８ｆ 磁束調節器
１８ｈ 乗算器
１８ｉ トルク演算器
１８ｋ 負荷角調節器
１８ｌ 加算器
１８ｍ 座標変換器
１８ｎ 電流指令演算器
１９ａ，１９ｂ 減算器
２０ａ ｄ軸電流調節器
２０ｂ ｑ軸電流調節器
２１ 電圧振幅演算器
２２ 電圧制限値演算器
５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
９０ 磁極位置検出器
９１ 速度検出器
９２ ローパスフィルタ
９３ 磁束推定部
９３ａ 誘起電圧演算器
９３ｂ 乗算器
９３ｃ 減算器
９３ｄ 推定器
９４ パラメータ演算部

Claims (2)

1. 電力変換器により永久磁石形同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸とこのｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ−ｑ直交回転座標上で制御するための制御装置であって、電動機鉄芯の磁気飽和特性を考慮した磁束モデルに基づいて構成される制御装置において、
   前記電動機のトルク指令値から磁束指令値を演算する手段と、
   ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からトルク演算値を求める手段と、
   前記トルク指令値と前記トルク演算値との偏差が零になるように負荷角指令値を演算する手段と、
   前記磁束指令値及び前記負荷角指令値からｄ軸磁束指令値及びｑ軸磁束指令値を演算する手段と、
   前記ｄ軸磁束指令値及び前記ｑ軸磁束指令値から前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値を演算する手段と、
   前記電動機の電流が、前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値からなる電流指令値に一致するような電圧指令値を演算して前記電力変換器を制御する手段と、
   を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記トルク指令値から演算した前記磁束指令値を、前記電圧指令値が電圧制限値以下になるように制限する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。

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