JP7141623B2 - 電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブｅｍｉフィルタ - Google Patents

Description

本発明は、ＥＭＩフィルタに関し、特に電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタに関する。

ほとんどの家電用・産業用電気システムには、電力線ケーブルを介して放出される伝導性ＥＭＩノイズを防ぐためにＥＭＩフィルタを装着することになる。

コモンモード伝導性ノイズを防ぐためには、通常コモンモードチョークとＹコンデンサとからなるフィルタを用いる。高電力・高電流電気システムでは、コモンモードチョークの磁気飽和現象によってノイズ低減性能が低下するが、これを防ぐための十分な減衰性能を得るためには、多段フィルタを用いるか、または高価な高性能チョークを用いる必要があり、これにより、ＥＭＩフィルタのサイズとコストが大幅に増加することになる。したがって、パッシブＥＭＩフィルタの限界を克服し、性能を効果的に向上させることができるアクティブＥＭＩフィルタを用いようとする試みがあり、アクティブＥＭＩフィルタによって電力線に追加されるチョークがないことが好ましい。

アクティブＥＭＩフィルタは、ノイズ電圧や電流をコンデンサや変圧器でセンシングし、補償電圧や電流を再び変圧器やコンデンサに印加して相殺させるフィードバック回路構造を有する。ところが、アクティブＥＭＩフィルタにおいて電力線に変圧器を追加してノイズの検出と補償を行うと、高電力・高電流電気システムは変圧器の磁気飽和によって性能が大きく低下する。すなわち、従来、電力線に追加される変圧器がない形態のアクティブＥＭＩフィルタは、コンデンサを介してノイズの検出と補償を行うようにした。

しかしながら、アクティブＥＭＩフィルタにおいて電力線にコンデンサを接続してノイズの検出と補償を行うと、アクティブ回路素子が電力線から絶縁されなくなり、電気的過負荷（ＥＯＳ：ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｏｖｅｒｓｔｒｅｓｓ）に対する信頼性と安定性が大きく低下する問題点がある。すなわち、アクティブＥＭＩフィルタによって、電力線にチョークを追加することなく、アクティブ回路素子が電力線から絶縁される構造が必要である。

本発明が解決しようとする課題は、電力線に素子を追加することなく、アクティブ回路素子が電力線から絶縁される、電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタを提供することである。

本発明が解決しようとする他の課題は、電力線に素子を追加することなく、アクティブ回路素子が電力線から絶縁される、電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタを用いたＥＭＩノイズ低減方法を提供することである。

前記課題を達成するための本発明の第１実施例に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモード（ＣＭ）チョークと、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されるＹコンデンサと、前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻かれ、前記コモンモードチョークのノイズ電流を検出する検出巻線と、前記検出巻線で検出されたノイズ電流を増幅する増幅部と、前記Ｙコンデンサの前段に設けられており、１次コイルは前記増幅部で増幅された信号を受け入れ、２次コイルは前記Ｙコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）され、前記２次コイルの信号を前記Ｙコンデンサに補償信号として注入する変圧器とを備える。

前記課題を達成するための本発明の第２実施例に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモード（ＣＭ）チョークと、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されるＹコンデンサと、前記Ｙコンデンサの前段に設けられており、１次コイルが前記Ｙコンデンサのノイズ電圧をセンシングして２次コイルを介して変圧し、電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）される変圧部と、前記変圧部で検出されて変圧されたノイズ電圧を増幅する増幅部と、前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻かれ、前記増幅部で増幅されたノイズ信号を前記コモンモードチョークに注入する補償巻線とを備える。

前記課題を達成するための本発明の第３実施例に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモード（ＣＭ）チョークと、電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されるＹコンデンサと、前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻かれ、前記コモンモードチョークのノイズ電流を検出する検出巻線と、前記検出巻線で検出されたノイズ電流を増幅する増幅部と、前記Ｙコンデンサの前段に設けられており、１次コイルは前記増幅部で増幅された信号を受け入れ、２次コイルは前記Ｙコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）され、前記２次コイルを介して変圧された信号を前記Ｙコンデンサに補償信号として注入する変圧器とを備える。

前記課題を達成するための本発明の第４実施例に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモード（ＣＭ）チョークと、電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されるＹコンデンサと、前記Ｙコンデンサの前段に設けられており、１次コイルが前記Ｙコンデンサのノイズ電圧をセンシングして２次コイルを介して変圧し、電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）される変圧器と、 前記変圧器で変圧されたノイズ電圧を増幅する増幅部と、前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻かれ、前記増幅部で増幅されたノイズ信号を前記コモンモードチョークに補償信号として注入する補償巻線とを備える。

前記他の課題を達成するための本発明の第１実施例に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタを用いたＥＭＩノイズ低減方法は、電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモード（ＣＭ）チョークと、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されるＹコンデンサとを備えるパッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法において、前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻いてなる検出巻線を介して前記コモンモードチョークのノイズ電流を検出するステップと、前記検出巻線で検出されたノイズ電流を増幅するステップと、前記Ｙコンデンサの前段に設けられた変圧器の１次コイルを介して受け入れた前記増幅された信号を、２次コイルを介して変圧し、前記Ｙコンデンサに注入するステップとを含み、かつ前記変圧器の２次コイルは、前記Ｙコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されることを特徴とする。

前記他の課題を達成するための本発明の第２実施例に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタを用いたＥＭＩノイズ低減方法は、電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモード（ＣＭ）チョークと、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されるＹコンデンサとを備えるパッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法において、前記Ｙコンデンサの前段に設けられた変圧器の１次コイルが前記Ｙコンデンサを検出コンデンサとして用いてノイズ電圧をセンシングし、前記変圧器の２次コイルを介して変圧するステップと、前記２次コイルを介して変圧されたノイズ電圧を増幅するステップと、前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻いてなる補償巻線を介して前記増幅されたノイズ信号を前記コモンモードチョークに注入するステップとを含み、かつ前記変圧器の２次コイルは、前記Ｙコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されることを特徴とする。

前記他の課題を達成するための本発明の第３実施例に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタを用いたＥＭＩノイズ低減方法は、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモード（ＣＭ）チョークと、電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されるＹコンデンサとを備えるパッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法において、前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻いてなる検出巻線を介して前記コモンモードチョークのノイズ電流を検出するステップと、前記検出巻線で検出されたノイズ電流を増幅するステップと、前記Ｙコンデンサの前段に設けられた変圧器の１次コイルを介して入力された前記増幅された信号を、前記変圧器の２次コイルを介して変圧し、前記Ｙコンデンサに補償信号として注入するステップとを含み、かつ前記変圧器の２次コイルは、前記Ｙコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されることを特徴とする。

前記他の課題を達成するための本発明の第４実施例に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタを用いたＥＭＩノイズ低減方法は、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモード（ＣＭ）チョークと、電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されるＹコンデンサとを備えるパッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法において、前記Ｙコンデンサの前段に設けられた変圧器の１次コイルが前記Ｙコンデンサのノイズ電圧をセンシングして２次コイルを介して変圧するステップと、前記変圧されたノイズ電圧を増幅するステップと、前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻かれてなる補償巻線を介して前記増幅されたノイズ信号を前記コモンモードチョークに補償信号として注入するステップとを含み、かつ前記変圧器の２次コイルは、前記Ｙコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されることを特徴とする。

ほとんどの家電用・産業用電気電子機器においては、電力線ケーブルを介して放出される伝導性ＥＭＩノイズを防ぐためにＥＭＩフィルタを必ず装着しなければならないが、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタおよびそれを用いたＥＭＩノイズ低減方法によれば、パッシブフィルタのみを用いる場合より小さなサイズと低コストで同じノイズ減衰性能を得ることができる。

また、本発明によれば、従来、十分なノイズ減衰のために多段パッシブＥＭＩフィルタを用いた場合、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタを追加すると、フィルタの段数を減らすことができ、ほとんどの電気電子機器のサイズとコストを削減することができる。

本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第１実施例の構成を示す回路図である。 本発明に係るＡＥＦ構成の一例であり、ＣＭ Ｌ－Ｃ ＥＭＩフィルタに追加的に（ａｄｄ－ｏｎ）設けられている、提案された変圧器の絶縁ＡＥＦ構成を示す図である。 本発明の一実施例に係るＡＥＦの回路モデルを示す図である。 寄生成分を含む半分（ｈａｌｆ ｐｏｒｔｉｏｎ）の等価回路を示す図である。 検出巻線の影響を含む電源線におけるＣＭチョーク等価回路モデルを示す図である。 各周波数領域におけるアクティブＥＭＩフィルタによる電流経路およびＹコンデンサのコンデンサ効果（Ｃ_{Ｙ，ｅｆｆ}（ｓ））の変化を示す図である。 同上。 同上。 Ｙコンデンサの位置から電源側に向かって見たときの電力線インピーダンス（Ｚ_ｌｉｎｅ）曲線を示す図であり、Ｎ_ｓｅｎが数式１９（数１９）を満たさないときを示す。 Ｙコンデンサの位置から電源側に向かって見たときの電力線インピーダンス（Ｚ_ｌｉｎｅ）曲線を示す図であり、Ｎ_ｓｅｎが数式１９（数１９）を満たすときを示す。 ループ利得を比較する図であり、ダンピング成分Ｒ_ｄ１、Ｃ_ｄ、Ｒ_ｄ２および位相補償器Ｒ_ｃ、Ｃ_ｃがない不安定な状況でのループ利得を示す。 ループ利得を比較する図であり、前述の成分がある安定した状況でのループ利得を示す。 本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第２実施例を示す回路図である。 本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第３実施例を示す回路図である。 本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第４実施例を示す回路図である。 本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第１実施例に相応する、パッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法を示すフローチャートである。 本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第２実施例に相応する、パッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法を示すフローチャートである。 本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第３実施例に相応する、パッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法を示すフローチャートである。 本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第４実施例に相応する、パッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法を示すフローチャートである。

本発明は、電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタおよびそれを用いたＥＭＩノイズ低減方法に関し、その絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、電力が供給される電源側に配置され、コモンモード（ＣＭ）チョークと、Ｙコンデンサと、コモンモードチョークにコイルで重ね巻かれ、コモンモードチョークのノイズ電流を検出する検出巻線と、検出巻線で検出されたノイズ電流を増幅する増幅部と、Ｙコンデンサの前段に設けられており、１次コイルは増幅部で増幅された信号を受け入れ、２次コイルはＹコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）され、２次コイルの信号をＹコンデンサに補償信号として注入する変圧器とを備える。

以下、添付の図面を参照して本発明の好適な実施例について詳細に説明する。本明細書に記載した実施例と図面に示した構成は、本発明の好適な一実施例に過ぎず、本発明の技術的思想のすべてを代弁するものではないため、本出願の時点においてこれらに代替できる多様な均等物及び変形例があり得ることを理解されたい。

図１は、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第１実施例の構成を示す回路図である。 前記本発明の第１実施例は、コモンモード（ＣＭ）チョーク１１０およびＹコンデンサ１２０からなるパッシブＥＭＩフィルタと、検出巻線１３０、増幅部１４０および変圧器１５０からなるＥＭＩフィルタ１００とを備えてなる。

コモンモード（ＣＭ）チョーク１１０は、電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれている。

Ｙコンデンサ１２０は、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線Ｌと中性線Ｎとの間に並列に接続されかつ接地に共通に接続される。

検出巻線１３０は、コモンモードチョーク１１０にコイルで重ね巻かれ、コモンモードチョーク１１０に流れるノイズ電流を検出する。検出巻線１３０の巻数（Ｎ_ｓｅｎ）は、コモンモード（ＣＭ）チョーク１１０の寄生回路のキャパシタンスをＣ_ｃｍとし、検出巻線１３０の寄生回路のキャパシタンスをＣ_ｓｅｎとするとき、２Ｃ_ｃｍ／Ｃ_ｓｅｎの平方根より小さいことが好ましい。

増幅部１４０は、検出巻線１３０を介して検出されたノイズ電流を増幅する。

変圧器１５０は、Ｙコンデンサ１２０の前段に設けられ、１次コイルは前記増幅部で増幅された信号を受け入れ、２次コイルはＹコンデンサ１２０に接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）され、２次コイルの信号をＹコンデンサ１２０に補償信号として注入する。

図２は、本発明に係るＡＥＦ構成の一例であり、ＣＭ Ｌ－Ｃ ＥＭＩフィルタに追加的に（ａｄｄ－ｏｎ）設けられている、提案された変圧器の絶縁ＡＥＦ構成を示す図である。図３は、本発明の一実施例に係るＡＥＦの回路モデルを示す図である。

本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、高周波範囲で検出巻線の共振によって引き起こされる安定性の問題を解決するために、ローパスフィルタ（Ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）をさらに備えてもよい。（図３参照）前記ローパスフィルタは、抵抗Ｒ_ｆとコンデンサＣ_ｆとを備えてなる。

前記抵抗Ｒ_ｆは、一端が前記検出巻線に接続され、他端が前記増幅部の＋入力端子に接続されている。前記コンデンサＣ_ｆは、一端が前記抵抗Ｒ_ｆの他端および前記増幅部の＋入力端子に接続され、他端が接地に接続されるコンデンサＣ_ｆを備えており、前記増幅部の入力端に位置する。

また、増幅部１４０の入力端から前記ローパスフィルタ側に向かって見たインピーダンス（Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ}）は、関心周波数範囲で検出巻線１３０の寄生ＲＣ成分インピーダンス（Ｚ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}）より高く設定されることが好ましい。

前記ローパスフィルタの

は、最大動作周波数（ｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}）より大きく、周波数

（ｋ_ｓｅｎ：検出巻線１３０の結合係数、Ｎ_ｓｅｎ：検出巻線１３０の巻数、Ｌ_ｃｍ：コモンモードチョーク１１０のインダクタンス、Ｃ_ｓｅｎ：検出巻線１３０の寄生回路のキャパシタンス） より小さいことが好ましい。

そして、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、前記変圧器の共振を避けるためにバイパスとダンピング回路としての安定性および前記ＥＭＩ源インピーダンスと前記Ｙコンデンサとの間の共振による性能の低下を緩和する、バイパスブランチ（Ｂｙｐａｓｓ ｂｒａｎｃｈ）をさらに備えてもよい。（図３参照）前記バイパスブランチ（Ｂｙｐａｓｓ ｂｒａｎｃｈ）は、第１抵抗Ｒ_ｄ１、コンデンサＣ_ｄおよび第２抵抗Ｒ_ｄ２を備えてもよい。

第１抵抗Ｒ_ｄ１は、一端が前記Ｙコンデンサに接続され、他端が前記変圧器の２次コイルに接続され、コンデンサＣ_ｄは、一端が前記抵抗の一端に接続される。第２抵抗Ｒ_ｄ２は、一端が前記コンデンサの他端に直列に接続され、他端が接地に接続される。

また、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、低周波数の範囲で安定性のための位相補償器をさらに備えてもよい。（図３参照）

位相補償器は、並列に接続された抵抗ＲｃとコンデンサＣｃを備えており、前記並列に接続された抵抗ＲｃとコンデンサＣｃの一端が前記増幅部の－入力端子に接続され、前記並列に接続された抵抗ＲｃとコンデンサＣｃの他端が前記増幅部の出力端子に並列に接続される。

本発明は、完全（ｆｕｌｌｙ）変圧器の絶縁ＡＥＦの新たな構造を提案する。図２を参照すると、本発明の一実施例に係るＡＥＦは、ＣＭチョークとＹコンデンサとからなる従来のＣＭ Ｌ－Ｃ ＥＭＩフィルタに追加的に（ａｄｄ－ｏｎ）設けられる。本発明に一実施例に係るＡＥＦ構造は、従来のＣＳＣＣ ＡＥＦトポロジーと類似するが、増幅部の出力と補償Ｙコンデンサとの間に注入（ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ）変圧器が追加される。注入変圧器が主電源線に設けられていないため、変圧器には小さい補償信号電流のみが流れる。注入変圧器は、アプリケーションの動作電流に関係なく電流が小さいため、コンパクトに実装することができ、磁気飽和および熱問題のリスクが低い。また、ＡＥＦのセンシング部分には追加変圧器が不要であるが、細いノイズ検出線が従来の商用ＣＭチョークにさらに巻かれている。商業用ＣＭチョーク上に検出巻線（ｓｅｎｓｉｎｇ ｗｉｎｄｉｎｇ）を直接追加しようとする試みがあったが、検出巻線の悪影響と最大許容ターン（ｔｕｒｎ）数は調査されていない。要約すると、本発明の一実施例に係るＡＥＦの主な新規特徴は、主電源線に別部品を追加することなく、完全に変圧器の絶縁（ｆｕｌｌｙ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ－ｉｓｏｌａｔｅｄ）が行われ、コンパクト設計（ｃｏｍｐａｃｔ ｓｉｚｅｄ ｄｅｓｉｇｎ）できるということである。このような特性のおかげで、本発明に係るＡＥＦは、他の変圧器の絶縁ＣＳＶＣ ＡＥＦよりサイズは小さく、さらに優れた性能を有する。

本発明では、本発明の一実施例に係るＡＥＦの完全な設計のための多くの有用な明示的な設計ガイドラインを提供している。後述するように、変圧器の絶縁ＡＥＦを分析してノイズ減衰性能を評価し、分析に基づいてＡＥＦの性能と安定性のための適切な設計ガイドラインを提供し、ＡＥＦのフィルタの挿入損失およびループ利得をベクトルネットワークアナライザ（ＶＮＡ：Ｖｅｃｔｏｒ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｎａｌｙｚｅｒ）を用いて測定して検証する。ＡＥＦによるＣＭ ＣＥノイズの低減は、実際の製品ＳＭＰＳボードでも現れている。また、ＡＥＦ使用の安全性を確認するために接地へのリーク電流量を測定する。

以下、本発明の一実施例に係るＡＥＦを分析する。図３を参照すると、ＣＹは、Ｙコンデンサのキャパシタンスを示す。ＣＭチョークは、Ｌ_ｃｍおよびＭ_ｃｍでモデル化され、これは、電力線上の巻線の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスを示す。

ＡＥＦは、主にＣＭチョークに巻かれた検出巻線（ｓｅｎｓｉｎｇ ｗｉｎｄｉｎｇ）、増幅部および注入変圧器から構成される。電力線上の巻線と検出巻線の巻線比は、１：Ｎ_ｓｅｎに設定され、検出巻線の自体インダクタンスは、およそＮ_ｓｅｎ ^２Ｌ_ｃｍと与えられる。Ｍ_ｓｅｎは、電源線の巻線とＡＥＦ入力の検出巻線との間の相互インダクタンスを示す。同様に、Ｍ_ｉｎｊは、注入変圧器の相互インダクタンスを示し、１次巻線と２次巻線の巻線比は、１：Ｎ_ｉｎｊと設定される。各面における自己インダクタンスは、それぞれＬ_ｉｎｊとＮ_ｉｎｊ ^２Ｌ_ｉｎｊと与えられる。Ｍ_ｃｍ、Ｍ_ｓｅｎおよびＭ_ｉｎｊは、それぞれｋ_ｃｍＬ_ｃｍ、ｋ_ｓｅｎＮ_ｓｅｎＬ_ｃｍおよびｋ_ｉｎｊＮ_ｉｎｊＬ_ｉｎｊと計算される。ここで、ｋ_ｃｍ、ｋ_ｓｅｎおよびｋ_ｉｎｊは、各結合係数を示す。ｋ_ｃｍ、ｋ_ｓｅｎおよびｋ_ｉｎｊの値は、実際の設計において、一般的に０．９９から１の値を有する。増幅部は、抵抗Ｒ_１およびＲ_２がある非反転オペアンプの構成で実装される。

ＡＥＦのフィードバック安定性を考慮すると、図３に示すように、ローパスフィルタ、バイパスブランチおよび位相補償器のようないくつかの追加部品が必要である。Ｒ_ｆおよびＣ_ｆは、高周波数範囲で検出巻線の共振によって引き起こされる安定性の問題を解決するために、オペアンプでローパスフィルタを構成する。Ｒ_ｄ１、Ｃ_ｄおよびＲ_ｄ２は、注入変圧器の共振を避けるために、バイパスとダンピング回路としての安定性のために動作し、ノイズ源のインピーダンスとＹコンデンサとの間の共振による性能の低下を追加的に緩和する。Ｒ_ｃとＣ_ｃは、低周波数の範囲での安定性のための位相補償器である。

ＡＥＦの接地基準電圧が接地と異なるように設定されても、ＡＥＦは、ＡＣゼロ電位に関して対称であり、回路を二分して分析することができる。図４は、寄生成分を含む半分（ｈａｌｆ ｐｏｒｔｉｏｎ）の等価回路を示す図である。図４を参照すると、より正確に示すために、ＣＭチョーク、検出巻線および注入変圧器の寄生回路パラメーターもモデル化され、Ｒ_ｃｍ、Ｃ_ｃｍ、Ｒ_ｓｅｎ、Ｃ_ｓｅｎ、Ｒ_ｉｎｊ１、Ｃ_ｉｎｊ１、Ｒ_ｉｎｊ２およびＣ_ｉｎｊ２にそれぞれ含まれる。被試験機器（ＥＵＴ：Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ）のＣＭノイズ源は、それぞれテブナン等価回路Ｖ_ｎとＺ_ｎでモデル化され、ＣＭノイズ源電圧とインピーダンスを示す。Ｚ_ＬＩＳＮは、ラインインピーダンス安定化ネットワーク（ＬＩＳＭ）のインピーダンスを示す。Ｚ_ｌｉｎｅ、Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ}およびＺ_{Ｙ，ｅｆｆ}は、それぞれＡＣゼロ電位に関連して、各方向に向かって見たインピーダンスを示す。

ＣＭチョークの有効インダクタンスおよびＹコンデンサ１２０ブランチの有効キャパシタンスの表現式に基づいてＡＥＦの動作原理を分析する。ＣＭチョークの有効インダクタンスについて説明する。

ＣＭチョークの前から電力線に向かって見たインピーダンスは、ｋｉｒｃｈｈｏｆｆの法則を用いると次のとおりである。

ここで、

Ｌ_{ｃｍ，ｅｆｆ}は、ＣＭチョークの有効インダクタンスを示し、ここで、インダクタンス相殺項Ｘ（ｓ）が示される。Ｘ（ｓ）は、（２Ｍ_ｓｅｎＩ_ｓｅｎ）／（Ｌ_ｃｍＩ_ｃｍ）で定義され、ここで、Ｉ_ｃｍとＩ_ｓｅｎは、図４において（Ｌ_ｃｍ＋Ｍ_ｃｍ）と ２Ｎ_ｓｅｎ ^２Ｌ_ｃｍのインダクタンスブランチ（ｂｒａｎｃｈ）を通って流れる電流をそれぞれ示す。Ｚ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}は、検出巻線の寄生ＲＣ成分インピーダンスを示す。Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ}は、増幅部の入力端 からローパスフィルタ側に向かって見たインピーダンスを示す。オペアンプの入力インピーダンスは、関心のある周波数範囲で大きいと仮定し、数式５（数５）では無視される。

図５は、検出巻線の影響を含む電源線におけるＣＭチョーク等価回路モデルを示す図である。ＣＭチョークインダクタンスに対する検出巻線の影響は、図５に要約されて示されている。図５を参照すると、右側のボックスは、２Ｍ_ｓｅｎによって誘導された電圧を考慮した電源線におけるＣＭチョーク等価回路モデルを示す。２ｓＭ_ｓｅｎＩ_ｓｅｎの誘導電圧は、ｓ（Ｌ_ｃｍ＋Ｍ_ｃｍ）Ｉ_ｃｍの電圧降下と反対極性を有する。Ｘ（ｓ）を（２Ｍ_ｓｅｎＩ_ｓｅｎ）／（Ｌ_ｃｍＩ_ｃｍ）で定義すると、チョークインダクタンスの全電圧は、ｓ（１＋ｋ_ｃｍ－Ｘ（ｓ））Ｌ_ｃｍＩ_ｃｍに単純化することができる。したがって、ＣＭチョークの有効インダクタンスＬ_{ｃｍ，ｅｆｆ}は、数式２（数２）で与えられたように（１＋ｋ_ｃｍ－Ｘ（ｓ））Ｌ_ｃｍと表される。

検出巻線がない場合は、ｋ_ｓｅｎ＝Ｘ（ｓ）＝０となり、したがって、Ｌ_{ｃｍ，ｅｆｆ}は、単純に（１＋ｋ_ｃｍ）Ｌ_ｃｍと与えられる。しかしながら、数式３（数３）において、ｓＮ_ｓｅｎ ^２Ｌ_ｃｍが（Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ} ｜｜ Ｚ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}）よりはるかに高いときは、ｋ_ｃｍとｋ_ｓｅｎが１に非常に近づくため、Ｘ（ｓ）≒２ｋ_ｓｅｎ ^２となり、Ｌ_{ｃｍ，ｅｆｆ}≒Ｌ_ｃｍ（１＋ｋ_ｃｍ－－２ｋ_ｓｅｎ ^２）となる。これは、チョークインダクタンスが検出巻線に流れる電流によって決定的に影響を受け得ることを意味する。 したがって、チョークインダクタンスを維持するには、検出巻線のターン数Ｎ_ｓｅｎを制限しなければならない。

次に、Ｙコンデンサの有効キャパシタンスについて説明する。 ＹコンデンサブランチＺ_{Ｙ，ｅｆｆ}の方向に向かって見たインピーダンスは、数式６（数６）～数式１１（数１１）で表すことができる。

ここで、

ここで、α（ｓ）およびβ（ｓ）はそれぞれ後述するように、物理的にブースト因子（ｂｏｏｓｔｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）およびバイパス因子として理解できる。Ｇ_１（Ｓ）は、Ｖ_ｉｎからＶ_{ｉｎ，ａｍｐ}までの電圧利得であり、Ｇ_ａｍｐ（ｓ）は、Ｖ_{ｉｎ，ａｍｐ}からＶ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}までの増幅部の利得である。オペアンプの周波数帯域幅は、関心のある周波数範囲より十分高いと仮定する。数式６（数６）におけるＺ_{Ｙ，ｅｆｆ}の表現は、有効キャパシタンスＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}（ｓ）のインピーダンスとして理解でき、数式１２（数１２）のように定義される。

図６Ａ、図６Ｂおよび図６Ｃは、周波数を変化させることによるＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}（ｓ）の変化を示す図であり、図６Ａは、周波数範囲でのＡＥＦ動作を、図６Ｂは、α（ｓ）およびβ（ｓ）のｐｌｏｔを、図６Ｃは、Ｚ_{Ｙ，ｅｆｆ}のインピーダンスカーブをそれぞれ示す。

周波数を変化させることによるＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}（ｓ）の変化は、図６Ａ、図６Ｂおよび図６Ｃに要約されている。ＹコンデンサブランチにおけるＡＥＦの効果と電流経路変化は、図６Ａに説明されている。点線のボックスは、Ｃ_{Ｙ，ｅｆｆ・}に対するＡＥＦの効果を示す。ｆ_{ｏｐ，ｍｉｎ}とｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}は、それぞれＡＥＦの回路パラメーターで設計することができるＡＥＦの最小および最大目標動作周波数である。

例えば、適切に設計されたＡＥＦのα（ｓ）とβ（ｓ）の大きさが図６Ｂに周波数に応じて描かれている。ＹコンデンサブランチのインピーダンスＺ_{Ｙ，ｅｆｆ}も図６Ｃに描かれている。ｆ_{ｏｐ，ｍｉｎ}より十分低い周波数でα（ｓ）とβ（ｓ）は、両方とも１よりはるかに小さく、数式６（数６）のＺ_{Ｙ，ｅｆｆ}は、簡単に１／ｓＣ_Ｙに近似する。これは、バイパス回路と注入変圧器がＣＹのインピーダンスに比べて無視できる値であり、ＡＥＦから補償されたノイズ電圧も非常に小さいということを意味する。ｆ_{ｏｐ，ｍｉｎ}からｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}までのＡＥＦの動作周波数範囲で、α（ｓ）は１より大きくなるが、β（ｓ）は１よりはるかに小さい。すなわち、ＡＥＦは、図６Ａに－αＶ_ｉｎと表されたようにＹコンデンサブランチに補償電圧を提供し、一方、バイパス回路は無視できるほどである。

α（ｓ）の大きさは、動作周波数範囲で検出巻線、増幅部および注入変圧器の電圧利得の乗算であるＮ_ｓｅｎＮ_ｉｎｊ（１＋Ｒ_２／Ｒ_１）で主に維持される。したがって、Ｙコンデンサブランチを通って流れるＣＭ電流は、（１＋Ｎ_ｓｅｎＮ_ｉｎｊ（１＋Ｒ_２／Ｒ_１））によって増幅されて実効キャパシタンスが図６Ｃのように（１＋Ｎ_ｓｅｎＮ_ｉｎｊ（１＋Ｒ_２／Ｒ_１））Ｃ_Ｙに増加する。周波数がｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}近くに増加するにつれて、α（ｓ）は減少し始め、これはＡＥＦからの補償電圧が減少することを示す。同時に、β（ｓ）は１に近似するが、これはバイパスブランチのインピーダンス（Ｒ_ｄ２＋１／ｓＣ_ｄ）が注入変圧器の経路のインピーダンスより低くなることを意味する。したがって、ＣＭノイズ電流は、主にバイパスブランチを通って流れ、Ｚ_{Ｙ，ｅｆｆ}のインピーダンスは、（１／ｓＣ_Ｙ＋２（Ｒ_ｄ２＋１／ｓＣ_ｄ））に近似する。

図６ｃは、ｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}以降の周波数範囲でＣ_ｄとＲ_ｄ２が電流経路に加わるため、Ｚ_{Ｙ，ｅｆｆ}の大きさが１／ｓＣ_Ｙの大きさより大幅に大きくなることを示す。しかしながら、ダンピング抵抗Ｒ_ｄ２は、ＹコンデンサとＣＭノイズ源インピーダンスとの間の共振を緩和するのに重要な役割を果たす。多くの場合、共振によって全ＣＭフィルタの性能が大きく低下するため、共振を避ける必要がある。

次に、フィルタ全体の挿入損失について説明する。フィルタのノイズ減衰性能は、フィルタがない状態でＬＩＳＮに受信されたノイズ電圧と、フィルタが設けられた状態でのＬＩＳＮのノイズ電圧の比で定義される挿入損失（ＩＬ）として一般的に定量化される。図４において、全ＥＭＩフィルタのＩＬは、数式１３（数１３）のように誘導される。

周波数が増加するにつれて、数式１３（数１３）の挿入損失ＩＬは、Ｚ_{Ｙ，ｅｆｆ}がＺ_ｌｉｎｅより小くなる周波数点で主に増加し始める。フィルタ動作の低周波境界は、

に近似することができる。提案されたＡＥＦは、図６Ｃのように目標周波数範囲でＺ_{Ｙ，ｅｆｆ}を大幅に減少させ、これは全フィルタのＩＬを増加させる。また、ＡＥＦは、全フィルタがさらに低い周波数で動作を開始するようにする。

次に、本発明で提供するＡＥＦの設計ガイドラインについて説明する。性能および安定性を考慮してＡＥＦの実際の設計ガイドラインを開発する。まず、検出巻線および入力ローパスフィルタの設計について説明する。

検出巻線はＣＭチョークに直接巻線されており、別の検出変圧器が追加されない。サイズとコストの側面で別の検出 変圧器を用いないことが好ましい。しかしながら、前述のように、ＣＭチョークインダクタンスＬ_{ｃｍ，ｅｆｆ}および電力線インピーダンスＺ_ｌｉｎｅは、追加検出巻線によって減少することができる。本発明に係るＡＥＦがＹコンデンサＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}をうまく増加させるとしても、減少した電力線インピーダンスＺ_ｌｉｎｅは、全ＣＭ ＥＭＩフィルタのノイズ減衰性能を低下させる可能性がある。したがって、Ｚ_ｌｉｎｅの減少を防ぐためには検出巻線に対する適切な設計ガイドラインが必要である。

Ｚ_ｌｉｎｅは、ＣＭチョークの最初の

以降は主に寄生キャパシタンスによって決定される。したがって、周波数ｆ_ｒ，ｃｍ以降にインダクタンス除去項Ｘ（ｓ）は、Ｚ_ｌｉｎｅの大きさに大きな影響はない。また、数式３（数３）のＸ（ｓ）は、ｓＮ_ｓｅｎ ^２Ｌ_ｃｍが（Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ}｜｜Ｚ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}）より高いときにのみ意味がある。したがって、ｓＮ_ｓｅｎ ^２Ｌ_ｃｍが （Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ}｜｜Ｚ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}）より大きくなり始める周波数点がｆ_ｒ，ｃｍより高ければ、Ｚ_ｌｉｎｅは検出巻線の影響をほとんど受けない。このような条件は、次の設計手順によって満たすことができる。第一に、Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ}は、すべての関心周波数範囲（例：１０ｋＨｚ～３０ＭＨｚ）でＺ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}より高く設計される。すなわち、数式１４（数１４）の条件のように表すことができる。

より簡単に、Ｒ_ｆとＣ_ｆは、数式１５（数１５）と数式１６（数１６）のようになるように選択される。

数式１４（数１４）の不等条件が十分に成立すると、（Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ}｜｜Ｚ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}）≒Ｚ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}である。そうならば、ｓＮ_ｓｅｎ ^２Ｌ_ｃｍが（Ｚ_{ｉｎ，ＡＥＦ}｜｜Ｚ_{ｓｅｎ，ｐａｒａ}）より大きくなり始める周波数点は、Ｎ_ｓｅｎ ^２Ｌ_ｃｍとＣ_ｓｅｎとの間の共振周波数に数式１７（数１７）のように近似する。

第二に、ｆ_{ｒ，ｓｅｎ}は、数式１８（数１８）のようにｆ_ｒ，ｃｍより高くなければならないため、

検出巻線の巻数に対する設計ガイドラインは、数式１９（数１９）のように抽出される。

ここで、Ｌ_{ｃｍ，ｅｆｆ}は、（１＋ｋ_ｃｍ）Ｌ_ｃｍ≒Ｌ_ｃｍに近似する。維持されたＺ_ｌｉｎｅを保証する数式１９（数１９）の設計ガイドラインは、検出巻線の最大許容巻線比で誘導される。数式１９（数１９）のＣＭチョークとＣ_ｃｍ、Ｃ_ｓｅｎの寄生キャパシタンスの正確な値は、設計前に知られていないが、数式１９（数１９）は、まだ検出巻線のターン数に対する有用なガイドラインを提供することができる。

図７Ａと図７Ｂは、Ｙコンデンサの位置から電源側に向かって見たときの電力線インピーダンス（Ｚ_ｌｉｎｅ）の曲線を示す図であり、図７Ａは、Ｎ_ｓｅｎが数式１９（数１９）を満たさないときを、 図７Ｂは、Ｎ_ｓｅｎが数式１９（数１９）を満たすときをそれぞれ示す。数値の例が図７に示されている。Ｎ_ｓｅｎの２つの異なる値は、簡単な分析のためにＣ_ｃｍとＣ_ｓｅｎを同じ固定値に設定して設計されたＡＥＦでテストされる。ＡＥＦがない場合とある場合におけるそれぞれのＺ_ｌｉｎｅの大きさ、すなわち、Ｚ_{ｌｉｎｅ Ｗ／Ｏ，ＡＥＦ}とＺ_{ｌｉｎｅ Ｗ／，ＡＥＦ}が比較されている。図７Ａにおいて数式１９（数１９）は、Ｎ_ｓｅｎ＝２と満たしておらず、ｆ_{ｒ，ｓｅｎ}はｆ_ｒ，ｃｍより低い。反対に、図７Ｂにおいて数式１９（数１９）は、Ｎ_ｓｅｎ＝０．５と満たしており、ｆ_{ｒ，ｓｅｎ}はｆ_ｒ，ｃｍより高い。結果的に、図７ＡにおいてＺ_{ｌｉｎｅ Ｗ／ＡＥＦ}は、Ｚ_{ｌｉｎｅ Ｗ／Ｏ，ＡＥＦ}に比べて著しく減少した半面、図７ＢにおいてはＺ_{ｌｉｎｅ Ｗ／ＡＥＦ}がほぼ変わらない。

また、ＡＥＦを用いると、高周波領域でＺ_ｌｉｎｅに別の共振が発生することが分かった。 共振は、図７Ａと図７Ｂに表されたように周波数

で検出巻線によって発生する。この共振は、高周波範囲でシステムフィードバック安定性に悪影響を与えるので、共振を抑制するためにオペアンプの入力端にＲ_ｆとＣ_ｆとからなるローパスフィルタが必要である。動作周波数範囲でＡＥＦ性能に影響を与えないローパスフィルタの場合、フィルタの遮断周波数は、最大動作周波数であるｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}よりは大きくなければならないが、数式２０（数２０）の共振周波数よりは小さくなければならない。

数式１５（数１５）、数式１６（数１６）および数式２０（数２０）は、ローパスフィルタ設計のガイドラインとすることができる。

次に、注入変圧器および増幅部設計について説明する。
注入変圧器と増幅部素子の設計は、主に図６のＡＥＦの主要性能パラメーターｆ_{ｏｐ，ｍｉｎ}、ｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}およびＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}を決定する。増幅部の出力におけるコンデンサＣ_ｏは、目標動作周波数範囲より低い周波数で不要な信号を遮断するのに用いられる。Ｌ_ｉｎｊに直列に接続されたＣ_ｏは高周波フィルタを構成し、その遮断周波数は数式２１（数２１）のように誘導されてＡＥＦの最小動作周波数を決定する。

ｆ_{ｏｐ，ｍｉｎ}周波数でＬ_ｉｎｊに直列に接続されたＣ_ｏのインピーダンスは急激に減少してオペアンプの出力電流を増加させる。したがって、Ｒ_ｏが共振周波数でインピーダンスを制限するために、オペアンプの出力に追加されるが、すべての動作周波数範囲でｓＬ_ｉｎｊよりは十分小さくなければならない。

一方、図６Ａで説明したように、バイパスブランチのインピーダンスが注入変圧器の経路のインピーダンスより低くなる周波数の境界によってＡＥＦの最大動作周波数ｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}が決定される。図７に示した検出巻線による共振と同様に、注入変圧器の２次巻線の共振は、フィードバック不安定性を引き起こす可能性があるため、バイパスブランチは、共振周波数より低い周波数で動作を開始しなければならない。２次巻線の共振は、数式２２（数２２）のようにｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}より高い周波数

で発生する。

ｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}は、注入変圧器のインダクタンスパート（１－ｋ_ｉｎｊ ^２）Ｎ_ｉｎｊ ^２Ｌ_ｉｎｊとバイパスブランチのキャパシタンスＣ_ｄとの間の共振によって数式２３（数２３）のように決定される。

数式２２（数２２）に数式２３（数２３）を代入すると、Ｃ_ｄとＣ_ｉｎｊ ^２の関係は次のように抽出される。

少しのダンピング抵抗Ｒ_ｄ１とＲ_ｄ２が高周波での安定性のために必要である。数十オーム（ｏｈｍ）のＲ_ｄ２は、高周波範囲でＹコンデンサとＣＭノイズ源のピーダンスとの間の共振を緩和するために推奨され、これはＩＶ章において実験で示す。

共振点を除き、ＡＥＦ動作で抵抗Ｒ_ｄ１、Ｒ_ｄ２およびＲ_ｉｎｊ ^２の影響が無視できると仮定すると、数式２４（数２４）の条件は、数式７（数７）～数式１１（数１１）をｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}までの周波数範囲で数式２５（数２５）のように近似化することができる。

数式１２（数１２）において、Ｙコンデンサ、有効キャパシタンスＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}（ｓ）は、数式２６（数２６）に単純化される。

Ｇ_ａｍｐ（ｓ）の位相補償要素Ｒ_ｃとＣ_ｃは、ＡＥＦ動作にほとんど影響を与えないようにすべきであり、数式２６（数２６）は、図６のように周波数に依存しない値にさらに単純化される。

最後に、ＡＥＦに対するいくつかの有用な設計ガイドラインは、次のように導出することができる。たとえＮ_ｓｅｎが数式１９（数１９）によって制限されても、数式２７（数２７）において、Ｃ_{Ｙ，ｅｆｆ}は、Ｎ_ｉｎｊと増幅部の利得（１＋Ｒ_２／Ｒ_１）を増加させることにより、Ｃ_Ｙの複数倍になるように設計することができる。しかしながら、Ｎ_ｉｎｊが増加するにつれて、最大動作周波数ｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}は、数式２３（数２３）によって減少する。また、高いアンプの利得は、オペアンプに対して大きい出力電圧スイングと大きい利得帯域幅を必要とする。したがって、Ｎ_ｉｎｊと（１＋Ｒ_２／Ｒ_１）の適切な値は、ＯＰ－ａｍｐのコストとＡＥＦのｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}を考慮して選択されなければならない。

また、数式２２（数２２）の条件は、ＡＥＦのｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}が注入変圧器のＮ_ｉｎｊ、Ｌ_ｉｎｊおよびＣ_ｉｎｊ ^２によって調整され得ることを意味する。寄生キャパシタンスＣ_ｉｎｊ２は、独立した設計パラメーターではないので、Ｎ_ｉｎｊとＬ_ｉｎｊは、高いｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}を達成するために小さく設計しなければならない。しかしながら、小さいＮ_ｉｎｊはＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}を小さくし、Ｌ_ｉｎｊを下げると数式２１（数２１）からｆ_{ｏｐ，ｍｉｎ}を高める。結果的に、ＡＥＦの最適化された性能のために次のような設計プロセスを提案する。第一に、Ｃ_ｏは、与えられた大きさの物理的なパッケージでできるだけ大きくなるように設計され、Ｌ_ｉｎｊは、ターゲットｆ_{ｏｐ，ｍｉｎ}のために数式２１（数２１）の限度まで減少する。第二に、最大のＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}を達成するために、Ｎ_ｉｎｊはターゲットｆ_{ｏｐ，ｍａｘ}のために数式２２（数２２）の限度まで増加する。

次に、安定性チェックについて説明する。
ＡＥＦは、基本的にアナログ入力およびアナログ出力があるフィードバックシステムであり、安定性は、愼重に設計され、かつ保証されなければならない。システムが不安定な場合は、ＥＵＴノイズ源が適用されていなくてもシステムが発振する可能性がある。フィードバック安定性は、ループ利得の位相および利得マージンで確認することができる。図４の回路モデルからループ利得を導出するために、オペアンプの出力からフィードバックループを分離し、分離されたノードからテスト電圧源Ｖ_ｔを注入変圧器に印加し、ノイズ源の電圧Ｖ_ｎＧは、適用されていない状態で、テスト電圧Ｖ_ｔに対するＣＭチョークの前段ノードでの電圧Ｖ_ｉｎ比は、数式２８（数２８）のように計算することができる。

ここで、

（Ｖ_{ｉｎ，ａｍｐ}／Ｖ_ｉｎ）と（Ｖ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}／Ｖ_{ｉｎ，ａｍｐ}）の電圧利得は、それぞれ数式９（数９）と数式１０（数１０）においてＧ_１（ｓ）と Ｇ_ａｍｐ（ｓ）に誘導されている。したがって、システムのループ利得は、数式３０（数３０）のように表すことができる。

Ｒ_ＣとＣ_Ｃを用いる目的は、チョークの有効インダクタンスＬ_{ｃｍ，ｅｆｆ}とＹコンデンサブランチの有効キャパシタンスＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}との間の共振が不安定性のリスクをもたらすため低周波の範囲で安定性のためにＧ_ｌｏｏｐ（ｓ）の位相マージンを増加させるものである。共振周波数

はフィルタ動作の低周波境界を決定し、適切なＥＭＩフィルタ設計でＣＥ規格の低周波限界より低くなければならない。Ｒ_ＣとＣ_Ｃによる位相補償の最大量は数式３１（数３１）のように計算される。

数式３１（数３１）は周波数

で起こる。

は位相補償器がある Ｇ_ｌｏｏｐ（ｓ）の位相を示し、

は位相補償器がないＧ_ｌｏｏｐ（ｓ）の位相を示す。最大位相補償周波数を

の共振周波数に設定することにより、Ｒ_ｃとＣ_ｃ上の他の表現が数式３２（数３２）のように抽出される。

数式３１（数３１）と数式３２（数３２）の表現は、Ｒ_ｃとＣ_ｃの設計ガイドラインを提供する。

数式２８（数２８）のＧ_２（ｓ）は、ＥＵＴノイズ源のインピーダンスＺ_ｎに応じて変化するため、数式３０（数３０）のループ利得も同様であることを注目する必要がある。数式３０（数３０）においてＺ_ｎの大きさが大きいほど、ループ利得の大きさを増加させ、利得マージンが小さくなる傾向があることが分かる。したがって、Ｚ_ｎを無限大（ｉｎｆｉｎｉｔｅ）値にして安定性を設計することは、一般的に最悪の条件で安定性を提供することである。したがって、本明細書においては、設計されたＡＥＦのループ利得をどのＥＵＴアプリケーションでも安定性を保証するために無限大値のＺ_ｎ条件で計算または測定を行う。

図８Ａと図８Ｂは、ループ利得を比較する図であり、図８Ａは、ダンピング成分Ｒ_ｄ１、Ｃ_ｄ、Ｒ_ｄ２および位相補償器Ｒ_ｃ、Ｃ_ｃがない不安定な状況でのループ利得を、図８Ｂは、これらの成分がある安定した状況でのループ利得をそれぞれ示す。

例えば、ＡＥＦがあるフィルタのＧ_ｌｏｏｐ（ｓ）が、図８に示すように数式３０（数３０）を用いて表すことができる。バイパスブランチおよび位相補正器Ｒ_ｄ１、Ｃ_ｄ、Ｒ_ｄ２、Ｒ_ｃ、Ｃ_ｃは図８Ａでは設けられていないが、図８Ｂには設けられている。それらの安定性に及ぼす影響が明確に現れている。図８Ａで１０ＭＨｚ付近の急激な位相変異による不安定性は注入変圧器の２次巻線に起因し、図８Ｂの場合、バイパスブランチによって解消される。図８Ａの１００ｋＨｚ未満の低周波でＬ_{ｃｍ，ｅｆｆ}とＣ_{Ｙ，ｅｆｆ}との間の共振は、過剰な位相シフトも不安定性のリスクをもたらす。図８Ｂで分かるように、位相補償器Ｒ_ｃとＣ_ｃを用いると、利得マージンが大幅に増加する。

次に、オペアンプの選択および全般的な設計手順について説明する。非反転増幅部でオペアンプの動作高周波限界ｆ_{ＯＰａｍｐ}は、ＣＥ規格の高周波数限界ｆ_{ＣＥ，ｍａｘ}より高くなければならない。

また、オペアンプの電圧および電流容量はノイズ補償に十分でなければならない。必要なオペアンプの容量を算定するために、オペアンプの出力における電圧Ｖ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｓ）と電流Ｉ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｓ）は、図４の回路モデルからそれぞれ数式３４（数３４）と数式３５（数３５）のように計算される。

ここで、

Ｖ_ｉｎ（ｓ）は、ＡＥＦを含むフィルタインピーダンスだけでなく、Ｚ_ｎおよびＶ_ｉｎ（ｓ）によって決定されるため、ノイズ源のモデルの情報は、Ｖ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｓ）およびＩ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｓ）を推定するのに必要である。動作中のＳＭＰＳ、Ｚ_ｎおよびＶ_ｎ（ｓ）のノイズ源のモデルは、すでに開発された多様な測定方法によって抽出することができる。Ｚ_ｎとＶ_ｎ（ｓ）を抽出すると、ＯＰ－ａｍｐ出力電圧Ｖ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｔ）と出力電流ｉ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｔ）の時間領域波形は、数式３４（数３４）～数式３６（数３６）に与えられたＶ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｓ）およびＩ_{ｏｕｔ，ａｍｐ} のスペクトルから計算することができる。したがって、オペアンプの出力の電圧容量Ｖ_{ＯＰａｍｐ，ｍａｘ}および電流容量ｉ_{ＯＰａｍｐ，ｍａｘ}は、それぞれ計算されたＶ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｔ）および ｉ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｔ）を提供するのに十分でなければならない。

Ｉ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｓ）がｈａｌｆ－ｃｉｔｃｕｉｔモデルで定義されているため、オペアンプに流れる実際の電流は、数式３８（数３８）に表されているように計算された電流の二倍である。

数式３５（数３５）のように、Ｉ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｓ）に影響を与える様々な設計要素の中から、Ｎ_ｉｎｊを増加させると、ＡＥＦの動作周波数範囲でＩ_{ｏｕｔ，ａｍｐ}（ｓ）が大幅に増加する。Ｎ_ｉｎｊによる注入変圧器の電圧利得は、前述のように出力電流を増加させる代わりに、オペアンプの出力電圧を減らすことができる。注入変圧器は、ＡＥＦ接地をＳＭＰＳ接地から絶縁するだけでなく、利得およびオペアンプ回路に対する別の設計柔軟性を提供する。

次に、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの他の実施例について説明する。図９は、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第２実施例を示す回路図である。本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第２実施例は、コモンモード（ＣＭ）チョーク１７１０、Ｙコンデンサ１７２０、変圧部１７３０、増幅部１７４０および補償巻線１７５０を備えてなる。

図９を参照すると、コモンモード（ＣＭ）チョーク１７１０は、電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれている。

Ｙコンデンサ１７２０は、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続される。

変圧部１７３０は、Ｙコンデンサ１７２０の前段に設けられ、１次コイルが前記Ｙコンデンサのノイズ電圧をセンシングして２次コイルを介して変圧し、電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ） される。

増幅部１７４０は、変圧部１７３０で検出されて変圧されたノイズ電圧を増幅する。

補償巻線１７１０は、コモンモードチョーク１７１０にコイルで重ね巻かれ、前記増幅部で増幅されたノイズ信号をコモンモードチョーク１７１０に注入する。

図１０は、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第３実施例を示す回路図であり、コモンモード（ＣＭ）チョーク１８１０、Ｙコンデンサ１８２０、検出巻線１８３０、増幅部１８４０および変圧部１８５０を備えてなる。

図１０を参照すると、コモンモードチョーク１８１０は、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ、Ｌ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ、Ｎ）がそれぞれ巻線で巻かれている。

Ｙコンデンサ１８２０は、電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線Ｌと中性線Ｎとの間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されている。

検出巻線１８３０は、コモンモードチョーク１８１０にコイルで重ね巻かれ、コモンモードチョーク１８１０のノイズ電流を検出する。

増幅部１８４０が検出巻線１８３０を介して検出されたノイズ電流を増幅する。

変圧部１８５０は、Ｙコンデンサ１８２０の前段に設けられ、１次コイルは増幅部１８４０で増幅された信号を受け入れ、２次コイルはＹコンデンサ１８２０に接続された接地に接続されて電力線から絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）され、前記２次コイルを介して変圧された信号をＹコンデンサ１８２０に補償信号として注入する。

図１１は、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第４実施例を示す回路図であり、コモンモード（ＣＭ）チョーク１９１０、Ｙコンデンサ１９２０、変圧部１９３０、増幅部１９４０および補償巻線１９５０を備えてなる

図１１を参照すると、コモンモードチョーク１９１０は、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ、Ｌ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ、Ｎ）がそれぞれ巻線で巻かれている。

Ｙコンデンサ１９２０は、電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線と中性線との間に並列に接続されかつ接地に共通に接続される。

変圧器１９３０は、Ｙコンデンサ１９２０の前段に設けられ、１次コイルがＹコンデンサ１９２０のノイズ電圧をセンシングして２次コイルを介して変圧し、電力線からは絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されている。

増幅部１９４０は、変圧器１９３０で変圧されたノイズ電圧を増幅する。

補償巻線１９５０は、コモンモードチョーク１９１０にコイルで重ね巻かれ、増幅部１９４０で増幅されたノイズ信号をコモンモードチョーク１９１０に補償信号として注入する。

図１２は、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第１実施例に相応する、パッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法を示すフローチャートである。

図１および図１２を参照すると、まず、コモンモードチョーク１１０は電源側に配置されかつＹコンデンサ１２０はＥＭＩ源側に配置されたパッシブＥＭＩフィルタを備える（ステップＳ２０１０）。すなわち、コモンモードチョーク１１０は、電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ）がそれぞれ巻線で巻かれている。Ｙコンデンサ１２０は、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線Ｌと中性線Ｎとの間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されている。

コモンモードチョーク１１０にコイルで重ね巻いてなる検出巻線１３０を介してコモンモードチョーク１１０のＥＭＩノイズ電流を検出する（ステップＳ２０２０）。増幅部１４０が検出巻線１３０で検出されたＥＭＩノイズ電流を増幅する（ステップＳ２０３０）。
Ｙコンデンサ１２０の前段に設けられた変圧器１５０の１次コイルを介して増幅部１４０で増幅された信号を受け入れる（ステップＳ２０４０）。その後、変圧器５０の２次コイルを介して変圧し、Ｙコンデンサ１２０に注入する（ステップＳ２０５０）。ここで、変圧器１５０の２次コイルは、Ｙコンデンサ１２０に接続された接地に接続され電力線からは絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されている。

図１３は、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第２実施例に相応する、パッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法を示すフローチャートである。図９と図１３を参照すると、まず、コモンモードチョーク１７１０は電源側に配置されかつＹコンデンサ１７２０はＥＭＩ源側に配置されたパッシブＥＭＩフィルタを備える（ステップＳ２１１０）。より具体的に説明すると、コモンモードチョーク１７１０は、電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ、Ｌ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ、Ｎ）がそれぞれ巻線で巻かれている。 Ｙコンデンサ１７２０は、ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線Ｌと中性線Ｎとの間に並列に接続されかつ接地に共通に接続される。

Ｙコンデンサ１７２０の前段に設けられた変圧器１７３０の１次コイルがＹコンデンサ１７２０を検出コンデンサとして用いてノイズ電圧をセンシングする（ステップＳ２１２０）。変圧器１７３０の２次コイルを介して前記センシングされたノイズ電圧を変圧する（ステップＳ２１３０）。ここで、変圧器１７３０の２次コイルは、Ｙコンデンサ１７２０に接続された接地に接続され電力線からは絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されている。

増幅部１７４０は、変圧器１７３０の２次コイルで変圧された電圧を増幅する（ステップＳ２１４０）。前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻いてなる補償巻線１７５０を介して前記増幅された信号を前記コモンモードチョークに注入する（ステップＳ２１５０）。

図１４は、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第３実施例に相応する、パッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法を示すフローチャートである。

図１０と図１４を参照すると、まず、コモンモードチョーク１８１０はＥＭＩ源側に配置されかつＹコンデンサ１８２０は電源側に配置されたパッシブＥＭＩフィルタを備える（ステップＳ２２１０）。より具体的に説明すると、コモンモードチョーク１８１０がＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ、Ｌ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ、Ｎ）がそれぞれ巻線で巻かれている。 Ｙコンデンサ１８２０は、電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線Ｌと中性線Ｎとの間に並列に接続されかつ接地に共通に接続される。

コモンモードチョーク１８１０にコイルで重ね巻いてなる検出巻線１８３０がコモンモードチョーク１８１０のノイズ電流を検出する（ステップＳ２２２０）。増幅部１８４０が検出巻線１８３０で検出されたノイズ電流を増幅する（ステップＳ２２３０）。

Ｙコンデンサ１８２０の前段に設けられた変圧器１８５０の１次コイルに増幅部１８４０によって増幅された信号を入力する（ステップＳ２２４０）。その後、前記１次コイルに入力された信号を変圧器１８５０の２次コイルを介して変圧し、Ｙコンデンサ１８２０に補償信号として注入する（ステップＳ２２５０）。ここで、変圧器１８５０の２次コイルは、Ｙコンデンサ１８２０に接続された接地に接続され電力線からは絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されている。

図１５は、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタの第４実施例に相応する、パッシブＥＭＩフィルタにアクティブ素子を付加してＥＭＩノイズを低減する方法を示すフローチャートである。図１１と図１５を参照すると、まず、コモンモードチョーク１９１０はＥＭＩ源側に配置されかつＹコンデンサ１９２０は電源側に配置されたパッシブＥＭＩフィルタを備える（ステップＳ２３１０）。より具体的に説明すると、コモンモードチョーク１９１０がＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線（Ｌｉｖｅ ｌｉｎｅ、Ｌ）と中性線（Ｎｅｕｔｒａｌ ｌｉｎｅ、Ｎ）がそれぞれ巻線で巻かれている。Ｙコンデンサ１９２０は、電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなり、前記二つのコンデンサが前記ライブ線Ｌと中性線Ｎとの間に並列に接続されかつ接地に共通に接続されている。

Ｙコンデンサ１９２０の前段に設けられた変圧器１９３０の１次コイルがＹコンデンサ１９２０のノイズ電圧をセンシングする（ステップＳ２３２０）。前記１次コイルでセンシングされたノイズ電圧を変圧器１９３０の２次コイルを介して変圧する（ステップＳ２３３０）。ここで、変圧器１９３０の２次コイルは、Ｙコンデンサ１９２０に接続された接地に接続され、電力線からは絶縁（ｉｓｏｌａｔｅｄ）されている。

増幅部１９４０が前記２次コイルで変圧されたノイズ電圧を増幅する（ステップＳ２３４０）。コモンモードチョーク１９１０にコイルで重ね巻かれてなる補償巻線１９５０を介して前記増幅されたノイズ信号をコモンモードチョーク１９１０に補償信号として注入する（ステップＳ２３５０）。

以上、本発明に係る電力線への素子の追加がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、コモンモードチョークとＹコンデンサからなる従来のパッシブＥＭＩフィルタに追加的に設ける形態のアクティブフィルタである。本発明では、パッシブＥＭＩフィルタに存在するコモンモードチョークにノイズの検出や補償を行うワイヤを重ね巻いて電力線に追加するチョーク素子を提案する。パッシブＥＭＩフィルタに存在するＹコンデンサを補償または検出コンデンサとして用い、補償または検出コンデンサの前段に小さな変圧器を設けることにより、アクティブ回路が電力線から絶縁されるため、電力線に素子を追加することなく、電力線から絶縁される利点がある。

本発明に係る絶縁型アクティブＥＭＩフィルタは、パッシブＥＭＩフィルタ自体のノイズ減衰性能を低下させないように検出および補償ワイヤを最適ターン（ｔｕｒｎ）数で重ね巻く。Ｙコンデンサとその前段の小さな変圧器によるノイズ検出と補償の性能が最適化されるように変圧器ターン（ｔｕｒｎ）比（ｒａｔｉｏ）を調節し、アクティブフィルタ増幅部の利得を最適化する。ノイズ検出と補償の全体フィードバック回路構造のフィードバック安定性を確保するために各種安定性補償回路を付加してもよい。本発明のアクティブＥＭＩフィルタは、ノイズを検出して補償信号を注入するフィードバック回路構造である。

本発明の実施例によれば、パッシブフィルタのみを用いる場合は、低周波帯域の伝導性ノイズが１１ｄＢ減少するが、本発明のアクティブＥＭＩフィルタ（ＡＥＦ：ａｃｔｉｖｅ ＥＭＩ ｆｉｌｔｅｒ）を追加的に装着すると、２６ｄＢ減少する。パッシブフィルタのみを用いる場合は、低周波帯域のノイズの十分な減衰のために高価なコモンモードチョークを用いるか、またはフィルタの全段数を増やさなければならない。

本発明は、図面に示した実施例を参考にして説明したが、これは例示的なものに過ぎず、当該技術分野における通常の知識を有する者であれば、これより多様な変形および均等な他の実施例が可能であることを理解するであろう。したがって、本発明の真の技術的保護範囲は、添付の特許請求の範囲の技術的思想によって定められるべきである。

Claims (3)

1. 電力が供給される電源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線と中性線がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモードチョークと、
   ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなるＹコンデンサと、
   前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻かれ、前記コモンモードチョークのノイズ電流を検出する検出巻線と、
   前記検出巻線で検出されたノイズ電流を増幅する増幅部と、
   前記Ｙコンデンサの前段に設けられおり、１次コイルは前記増幅部で増幅された信号を受け入れ、２次コイルは前記Ｙコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁され、前記２次コイルの信号を前記Ｙコンデンサに補償信号として出力する変圧器とを備え、
   前記Ｙコンデンサを構成する前記二つのコンデンサが前記ライブ線と前記中性線との間に直列に接続され、当該二つのコンデンサ同士の接続点が前記変圧器の２次コイルを介して接地に接続され、
   前記検出巻線の巻数（Ｎ_ｓｅｎ）は、前記コモンモードチョークの寄生回路のキャパシタンスをＣ_ｃｍとし、前記検出巻線の寄生回路のキャパシタンスをＣ_ｓｅｎとするとき、２Ｃ_ｃｍ／Ｃ_ｓｅｎの平方根より小さいことを特徴とする、電力線に追加される素子がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタ。
2. 一端が前記Ｙコンデンサに接続され、他端が前記変圧器の２次コイルに接続される第１抵抗Ｒ_ｄ１と、
   一端が前記抵抗の一端に接続されるコンデンサＣ_ｄと、
   一端が前記コンデンサの他端に直列に接続され、他端が接地に接続される第２抵抗Ｒ_ｄ２とを備え、
   前記変圧器の共振を避けるためにバイパスとダンピング回路としての安定性および前記ＥＭＩ源インピーダンスと前記Ｙコンデンサとの間の共振による性能の低下を緩和する、バイパスブランチをさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の電力線に追加される素子がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタ。
3. ＥＭＩを発生させるＥＭＩ源側に配置され、ＥＭＩ源に接続されたライブ線と中性線がそれぞれ巻線で巻かれているコモンモードチョークと、
   電力が供給される電源側に配置され、直列に接続された二つのコンデンサからなるＹコンデンサと、
   前記コモンモードチョークにコイルで重ね巻かれ、前記コモンモードチョークのノイズ電流を検出する検出巻線と、
   前記検出巻線で検出されたノイズ電流を増幅する増幅部と、
   前記Ｙコンデンサの前段に設けられており、１次コイルは前記増幅部で増幅された信号を受け入れ、２次コイルは前記Ｙコンデンサに接続された接地に接続されて電力線から絶縁され、前記２次コイルを介して変圧された信号を前記Ｙコンデンサに補償信号として出力する変圧器とを備え、
   前記Ｙコンデンサを構成する前記二つのコンデンサが前記ライブ線と前記中性線との間に直列に接続され、当該二つのコンデンサ同士の接続点が前記変圧器の２次コイルを介して接地に接続され、
   前記検出巻線の巻数（Ｎ_ｓｅｎ）は、前記コモンモードチョークの寄生回路のキャパシタンスをＣ_ｃｍとし、前記検出巻線の寄生回路のキャパシタンスをＣ_ｓｅｎとするとき、２Ｃ_ｃｍ／Ｃ_ｓｅｎの平方根より小さいことを特徴とする、電力線に追加される素子がない絶縁型アクティブＥＭＩフィルタ。

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