JP7121971B2 - 三相ａｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、三相交流（三相ＡＣ）を直流（ＤＣ）に変換する三相ＡＣ－ＤＣコンバータに関するものである。

太陽光発電などの分散電源、鉄道・船舶などの輸送交通用電源、またデータセンターなどの情報通信用電源では、ＣＯ_２削減のために大型の低周波トランスではなく、小型な高周波トランスの適用が進む傾向であり、特に、中圧交流（例えば、３．３ｋＶ，６．６ｋＶ）から低圧直流（４００～７００Ｖ）を生成する電源では、パワー半導体素子のスイッチングに基づき交流を変換する高周波リンク電力変圧器（Solid State Transformer;ＳＳＴ）が有用である。ＳＳＴは高周波でトランスを励磁するため、従来の変圧器と比較して大幅な小型化が可能である。しかし現状では、電力変換段数の増加やパワー半導体素子での電力損失、電力制御手段の複雑化などが要因で実用レベルに至っておらず、ＳＳＴの更なる小型軽量化と電力変換効率の向上（高効率化）が期待されている。

電力変換段数に関しては、低周波交流から直流へ変換（三相ＡＣ－ＤＣ変換）、直流を昇圧変換および力率改善（ＤＣ－ＤＣ昇圧変換）、直流から高周波交流へ変換（ＤＣ－ＡＣ変換）、高周波交流から直流に変換（ＡＣ－ＤＣ変換）といった複数段変換をより簡略化すべきことが要求されている。特に、低周波から高周波を生成する３段変換プロセスを１段まで削減することにより、２～３％の電力損失の改善が図れると言われている。
また、ＳＳＴデバイス全体の体積増化と重量増化およびメンテナンス頻度増化の要因である大容量の電力フィルタを用いない回路方式の導入は、小型軽量化にとって重要であり、低コスト化が図れる。また、パワー半導体素子の高速スイッチング動作に関して、低損失化、低ノイズ化を実現するソフトスイッチング技術が必要であり、それに適する電力制御として高周波パルス変調制御の導入が重要である。加えて、実用性の観点から、技術的に未成熟な自励式双方スイッチを使用しない回路方式がのぞましい。更に、国内外の三相電源の結線方式の違いや、用途に応じて多重化や直並列化ができる拡張性が必要である。

三相交流電圧から直流電圧に変換する従来例としては、例えば特許文献１に電源装置（図２２を参照）が開示されている。特許文献１の電源装置は、三相ＡＣ－ＤＣ変換、ＤＣ－ＤＣ昇圧変換、ＤＣ－ＡＣ変換、ＡＣ－ＤＣ変換と何段階も経た変換を行うために、電力変換効率が低下するという問題を有している。すなわち、高周波トランスの１次側が低周波交流から直流、直流の昇圧、直流から高周波交流の３段変換のため、損失が大きく、また部品数も多くなる。すなわち、多段変換ゆえにパワートランジスタ、インダクタやキャパシタなど回路部品点数の増加による電力変換効率の低下、回路部品コストの増加という問題がある。また、平滑直流リンクを形成する平滑コンデンサ（図２２に示すＣ１，Ｃ２）は、通常、大容量アルミ電解コンデンサ等を利用するため、重量が大きくなり、メンテナンス頻度も多くなり、デバイスの小型化と同時に長寿化を阻害するという問題がある。

また、三相交流電圧を単相交流電圧して単相交流を直流に変換する従来例としては、例えば特許文献２にＡＣ－ＤＣコンバータ（図２３を参照）が開示されている。特許文献２にＡＣ－ＤＣコンバータは、３相－単相マトリクスコンバータという回路構成を用い、６個の双方向スイッチを用いて三相交流電圧を単相交流電圧に変換している。しかしながら、双方向スイッチは、デバイスの信頼性が低く、耐圧の高い素子が未開発で、また、転流時に素子の破壊を起こす等の問題を有しており、商業的な利用が困難な状況にある。また、特許文献２にＡＣ－ＤＣコンバータでは、正弦波－三角波比較方式や空間ベクトル変調等の電力制御手法を適用しているために、変調度分解能の制限や制御演算処理の複雑化の恐れがあり、高周波化が困難である。

特開２００９－５０１０９号公報 特表２０１７－５２８１０２号公報

上記状況に鑑みて、本発明は、三相交流電源から入力する低周波交流を１段の回路構成にて高周波交流に変換することにより、電力損失を少なく、部品点数も減らし、電力変換効率の向上を図ることができる三相ＡＣ－ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
商用周波の三相交流電源が接続されたＨＦトランス１次側コンバータは、各相電力制御回路(Phase modular構造)であり、用途に応じてその２次側は直列または並列接続とする。このため、電源の２倍周波成分をもつ電力脈動をキャンセルし、直流出力端における電圧脈動を効果的に抑制した三相ＡＣ－ＤＣコンバータを提供する。

上記目的を達成すべく、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータは、以下の１）～４）を備え、各相に接続されたフルブリッジインバータ回路の半導体スイッチは、１２０°位相差を設けてスイッチングされる構成である。
１）三相交流電源の各相に接続される昇圧ＡＣチョッパ回路（力率改善コンバータ、以下ＰＦＣ（power factor correction）コンバータ)及びフルブリッジインバータ回路から成る１次側コンバータを備える。
２）上記フルブリッジインバータ回路の出力側を１次側に接続する高周波トランスを備える。
３）上記高周波トランスの２次側に接続され、全波整流回路を有し交流を直流に変換する２次側コンバータを備える。
４）上記フルブリッジインバータ回路を構成する半導体スイッチを制御する制御回路を備える。

上記１）の三相交流電源の各相に接続される昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路から成る１次側コンバータによって、１段の回路構成にて低周波交流から高周波交流に変換でき、電力損失を少なく、部品点数も減らし、電力変換効率の向上を実現する。また、上記１）の１次側コンバータによれば、従来の直接変換回路（高周波サイクロコンバータやマトリクスコンバータ）とは異なり、技術的に未成熟である双方向スイッチを一切使用せず、既存のパワー半導体スイッチ等を適用でき、実用性が高く低コストのＳＳＴを構築できる。つまり、双方向スイッチが不用な回路構造のため、電力変換器として高い信頼性と低コスト化に有利である。更に、上記１）の１次側コンバータは、平滑直流リンクを一切使用しないことから、従来のように大容量アルミ電解コンデンサが不要となり、長寿命であり電源システムとしての保守メンテナンス性が格段に向上し、また、小型軽量化に向く。
本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータでは、各相間のフルブリッジインバータ回路を１２０°の位相差を設けてスイッチングさせることにより、出力端での高周波リプルを抑制する。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータは、三相交流電源の結線方式は、Δ結線とＹ結線の双方に適用可能である。
すなわち、三相交流電源がΔ結線の場合には、各相の１次側コンバータが各相の交流電源の両端に接続される構成である。一方、三相交流電源が電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線の場合には、各相の１次側コンバータの一端が各相の交流電源の一端に接続され、各相の前記１次側コンバータの他端同士が接続される構成である。
本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータは、国内で主流のΔ結線（三相３線式）に加えて、国外で主流のＹ結線（三相４線式）にも対応できる高い拡張性を有する所謂“ワールドワイド対応電源"である。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおける２次側コンバータは、各相の高周波トランスの２次側を並列結線とされることでもよい。高周波トランスの２次側を並列結線として、交流電源周波数の２倍周波数の電力脈動を軽減でき、これにより、出力平滑フィルタ容量を低減可能にできる。なお、従来の三相整流コンバータ同様に、６倍周波数生成分は現われるが、その電力脈動が小さく、出力フィルタで容易に除去することができる。
或は、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおける２次側コンバータは、各相の高周波トランスの２次側を直列結線とされることでもよい。この場合、各相あたりの入力直列接続が実現でき、大型電動機駆動など産業用高電圧ドライブシステムにも適用可能である。
このように、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおける高周波トランスの２次側は、用途に応じて並列結線（低インピーダンス負荷の場合）または直列結線（高インピーダンス負荷の場合）が可能である。本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータでは、２次巻線接続点から小容量平滑フィルタおよび整流器などを介して直流出力を得ることができる。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおける２次側コンバータの全波整流回路は、具体的には、ブリッジ接続した整流ダイオードと、平滑コンデンサから構成される。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、１次側コンバータは、昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路から成る低周波交流から高周波交流に変換するコンバータユニットがＮ（Ｎ≧２）ユニット直列接続されて各相に接続されてもよい。
本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、１次側コンバータと各相の交流電源との間には、高周波スイッチングノイズを選択的に除去する低域通過型フィルタが設けられることが好ましい。低域通過型フィルタは、特定の周波数帯域の信号を通過、或は、信号を遮断する機能を備えており、インダクタとキャパシタによって構成されたＬＣフィルタ回路が好適に用いることができ、高周波ノイズを選択的に除去する。ＬＣフィルタ回路は、ＬＰＦ（Low Pass Filter）であり、入力用商用周波交流電源への高周波スイッチング成分を除去できることから、三相交流電源側における電磁ノイズの影響を軽減できる。

ここで、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおける１次側コンバータは、具体的には、下記ａ）～ｅ）を備え、ａ）の第１インバータレッグとｂ）の第２インバータレッグとがフルブリッジ構成を成す。
ａ）ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグを備える。
ｂ）ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグを備える。
ｃ）インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタを備える。
ｄ）各相の交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルを備える。
ｅ）インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードを備える。

上記構成の１次側コンバータによれば、部品点数の削減を実現し、電力変換プロセスの損失低減、すなわち電力変換効率の向上に加え、コンバータの信頼性向上が図られる。
また、制御方法として、１次側コンバータのスイッチ駆動タイミングを位相制御することにより、高周波出力を調整できる位相シフトパルス幅変調方式を適用する。
三相交流電源の各相に昇圧用リアクトルと第１～第４スイッチを接続し、小容量キャパシタによる非平滑ＤＣリンクキャパシタを用いることによって、インバータレッグの上下２つのスイッチからなるブリッレッグの駆動タイミングパルスを左右間で位相差を設けてスイッチング動作を行い、その高周波出力電流の実効値を、制御回路の指令値に応じて連続的に調整する。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、非平滑ＤＣリンクキャパシタは、同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられたことが好ましい。特に、前記の２つのキャパシタの内の１つのキャパシタは、第１インバータレッグの近傍に配置され、もう１つのキャパシタは、第２インバータレッグの近傍に配置されることがより好ましい。また、同容量又は略同容量の２つのキャパシタとしたのは、回路配線等により浮遊容量から、２つのキャパシタは、多少値が異なる場合もあり、略同容量の２つのキャパシタであってもよいからである。
同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられ、それぞれのキャパシタが各々のインバータレッグの近傍に配置される場合では、１つの非平滑ＤＣリンクキャパシタがインバータレッグに並列に設けられる場合と比べて、配線およびパワー半導体スイッチ内部の寄生（浮遊）インダクタンスに起因するスイッチターンオフ時の寄生振動を抑制し、より高効率な電力変換が期待できる。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおけるインバータレッグにおいて、第１～第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１～第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。

また、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおけるインバータレッグにおいて、第１スイッチと第３スイッチにそれぞれ並列に、或は、第２スイッチと第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことが好ましい。
ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続されることにより、パワー半導体で構成される第１スイッチと第２スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチング、或は、第３スイッチと第４スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現でき、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。なお、第１～第４スイッチ全てに並列にＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタが接続される場合と比べて、ハイサイドとローサイドのスイッチ間で転流電流に若干の差異が出るが、実用上さしたる影響ではない。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、各相の交流電源は、インバータレッグのハイサイドに接続され、各相の交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルの端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続されることが好ましい。この接続方法によれば、高周波スイッチング動作に起因する電磁ノイズの影響を軽減できる。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、各相の交流電源は、インバータレッグのローサイドに接続され、各相の交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルの端は第１インバータレッグの中点に接続されることでもよい。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、第１～第４スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、昇圧用リアクトルを介して、各相の交流電圧に対して、非平滑ＤＣリンクキャパシタの電圧を昇圧する。
本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおける１次側コンバータにおいて、インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードを、パワーＭＯＳＦＥＴ又はパワートランジスタに置換し、同期整流（synchronous rectification）方式の回路とすることにより、さらに変換効率を高めることが可能である。

次に、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの制御方法について説明する。
本発明の制御方法は、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの制御方法であって、各相に接続されたフルブリッジインバータ回路の半導体スイッチが１２０°位相差を設けてスイッチングされ、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、各相ブリッジ回路の基準相レッグに応じて制御相レッグを遅らせる位相シフトパルス幅変調制御を行う。位相シフトパルス幅変調の制御回路は、第１スイッチ／第２スイッチ，第４スイッチ／第３スイッチ間の適切な位相シフト角に入力信号を変換して、第１スイッチ～第４スイッチのスイッチング動作のパルス信号を出力することにより、第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、又は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、各相ブリッジ回路の基準相レッグに応じて制御相レッグを遅らせる。

本発明の制御方法において、具体的には、１次側コンバータは、昇圧ＡＣチョッパ回路／ＰＦＣコンバータ及びフルブリッジインバータ回路から成る低周波交流から高周波交流に変換するコンバータユニットがＮ（Ｎ≧２）ユニット直列接続されて各相に接続され、同一相に接続される各コンバータユニットは２π／Ｎの位相差を設けてスイッチングされる。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータによれば、三相交流電源から入力する低周波交流を１段の回路構成にて高周波交流に変換することにより、電力損失を少なく、部品点数も減らし、電力変換効率の向上を図ることができるといった効果がある。
また、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータによれば、電力変換効率の高効率化が図れ、装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。さらに、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、高出力から低出力までスイッチング損失及び電磁ノイズの低減を実現できる。

実施例１の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ回路構成図 実施例１の回路の制御機能ブロック図 実施例１の回路のスイッチング周波数と出力直流電圧のグラフ（１） 実施例１の回路のスイッチング周波数と出力直流電圧のグラフ（２） 実施例１におけるスイッチング周波数と出力直流電圧との相関図 実施例２の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ回路構成図 実施例２の回路のスイッチング周波数と出力直流電圧のグラフ 実施例２におけるスイッチング周波数と出力直流電圧との相関図 実施例３の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ回路構成図 実施例４の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ回路構成図 実施例５の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ回路構成図 ２次側コンバータ（直列方式）における三相交流電源側の力率１動作（ＰＦＣ)動作を示すシミュレーション波形 ２次側コンバータ（並列方式）における三相交流電源側の力率１動作（ＰＦＣ)動作を示すシミュレーション波形 単相ＡＣ－ＤＣコンバータの遷移モード図 単相ＡＣ－ＤＣコンバータのモード動作波形図 出力並列方式の１次側波形（高周波周期） 出力並列方式の２次側波形（高周波周期） 出力並列方式の１次側スイッチング波形 出力直列方式の１次側波形（高周波周期） 出力直列方式の２次側波形（高周波周期） 出力直列方式の１次側スイッチング波形 従来の多段式ＡＣ－ＤＣコンバータ（特許文献１）の回路構成図 従来のＡＣ－ＤＣコンバータ（特許文献２）の回路構成図

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。

三相ＡＣ－ＤＣコンバータの一実施態様について、図１に示す回路構成図を参照して説明する。図１に示す三相ＡＣ－ＤＣコンバータは、三相交流電圧ｖ_ｉｎの各相に接続される１次側コンバータユニット（Ｎｏ．１～Ｎｏ．３）と、１次側コンバータユニットの出力側を１次側に接続するＨＦトランス（高周波トランス）と、ＨＦトランスの２次側に接続され、整流ダイオードのブリッジ式の全波整流回路を用いて交流を直流に変換する２次側コンバータと、１次側コンバータユニットを制御する制御回路（図示せず）から構成される。制御回路は、各相に接続された１次側コンバータユニットに対して、１２０°位相差を設けてスイッチングする。

１次側コンバータユニットは、昇圧用リアクトルＬ_ｂとブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードＤ_５，Ｄ_６から成る昇圧ＡＣチョッパ回路／ＰＦＣコンバータと、フルブリッジインバータ回路から構成される。
フルブリッジインバータ回路は、ハイサイドの第１スイッチＳ_１とローサイドの第２スイッチＳ_２が直列接続され、第１および第２スイッチに各々逆並列ダイオードＤ_１，Ｄ_２が接続された第１インバータレッグと、ハイサイドの第３スイッチＳ_３とローサイドの第４スイッチＳ_４が直列接続され、第３および第４スイッチに各々逆並列ダイオードＤ_３，Ｄ_４が接続された第２インバータレッグから構成され、第１インバータレッグと第２インバータレッグはフルブリッジ構成を形成している。スイッチＱ_１,Ｑ_２は基準相スイッチとなり、スイッチＱ_３,Ｑ_４は制御相スイッチとなり、それぞれアクティブスイッチとして動作する。
非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ_ｄ）は、昇圧ＡＣチョッパ回路の一部として作用すると同時に、フルブリッジ回路においては高周波周期での電圧源となる。低周波（商用周波）と高周波とを「リンク」する非平滑直流ステージとして位置付けられる要素である。
１次側コンバータユニットは、昇圧用リアクトルＬ_ｂと、ブリッジレス整流用ダイオードＤ_５,Ｄ_６と、基準相スイッチＱ_１,Ｑ_２と、制御相スイッチＱ_４,Ｑ_４と、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ_ｄ）とから成り、昇圧形ＰＦＣコンバータを形成している。

１次側コンバータユニットのフルブリッジインバータ回路は、各アクティブスイッチに並列に接続するロスレススナバキャパシタ（Ｃ_ｓ１～Ｃ_ｓ４）を利用して、部分共振のゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。また、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ_ｄ）は、大容量アルミ電解コンデンサを使用しない、所謂、ケミコンレスであり、高いメンテナンス性と軽量・省スペース化を図ることができる。
図１に示す回路には、各相の交流電圧ｖ_ｉｎ側にＬＣフィルタ（Ｌ_ｆとＣ_ｆ）を設けているが、これは各相の交流電圧ｖ_ｉｎの高周波スイッチング成分を除去できることから、電源側における電磁ノイズの影響を軽減するためのものである。従って、ＬＣフィルタを設けなくとも、三相ＡＣ－ＤＣコンバータの機能を発揮することができる。

１次側コンバータユニットのフルブリッジインバータ回路の４つのアクティブスイッチ（Ｑ_１～Ｑ_４）に対して、位相シフトＰＷＭ制御を用いることにより、電源電圧を検出することなく、高周波スイッチングを実現する。
図１に示す回路における位相シフトＰＷＭ制御は、図示しない位相シフトコントローラ（制御回路）により行う。図２に、制御機能ブロック図を付加した回路構成図を示す。図２に示すように、位相シフトコントローラは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ接続されたフルブリッジインバータ回路の４つのアクティブスイッチ（Ｑ_１～Ｑ_４）を、１２０°位相差を設けてスイッチングするように制御する。すなわち、図２の矢印Ａの点線枠に示すように、２次側コンバータの出力直流電圧Ｖ_ｏと出力電流Ｉ_ｏを、それぞれリファレンス電圧Ｖ_ｏｒｅｆとリファレンス電流Ｉ_ｏｒｅｆと比較することによりモニタリングし、Ｑ_１／Ｑ_２，Ｑ_４／Ｑ_３間の適切な位相シフト角φ_ｓ ^＊に入力信号を変換する。そして、アクティブスイッチ（Ｑ_１～Ｑ_４）にゲート駆動回路ユニット（Gate Driver）がゲート駆動パルスを供給し、基準相アクティブスイッチＱ_１に対するＱ_４の導通開始区間、又は、同じく基準相アクティブスイッチＱ_２に対するＱ_３の導通開始区間を、相間で１２０°の位相差を設けて、各相ブリッジ回路の基準相レッグに応じて制御相レッグを遅らせる位相シフトパルス幅変調制御を行う。

各相の交流電源（ｖ_ｉｎ）は、昇圧用リアクトル（Ｌ_ｂ）を介して、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ_ｄ）の端子電圧（ｖ_ｄ）へ昇圧される。そのため、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ_ｄ）の端子電圧は、各相の交流電圧の半波整流に振幅変調をかけた包絡線を示す。
また同時に、非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ_ｄ）は、位相シフトＰＷＭ制御により、フルブリッジ回路における高周波インバータ動作を行う。

ここで、回路の動作周波数（スイッチング周波数）ｆ_ｓを、１次側コンバータユニットのフルブリッジインバータ回路の直列共振周波数ｆ_ｒより高く設定して、各アクティブスイッチ（Ｑ_１～Ｑ_４ )がＺＶＳターンオフおよびゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ) ターンオンを実現する。回路の動作周波数ｆ_ｓは、一般的には、５～２００ｋＨｚ近傍で使用されているが、アクティブスイッチの高速化によりさらに、周波数が高くなる場合がある。

回路の制御方法は、基準相スイッチ（Ｑ_１,Ｑ_２）に対して、制御相スイッチ（Ｑ_３,Ｑ_４）のオンタイミングを調整する位相シフトＰＷＭ制御を適用する。このとき、回路動作の１ 周期（Ｔ_ｓ）における位相シフト期間をt_φｓと定義すると、t_φｓは下記数式で表される。ここで、φ_ｓは位相シフト角である。各相の交流電圧ｖ_ｉｎの正半サイクルと負半サイクルでアクティブスイッチのゲート信号の切り替えを行わなくとも、所望の動作を得られることから、各相の交流電圧ｖ_ｉｎの極性判別用センサが不要である。

次に、図１に示す回路構成の回路動作について説明する。
三相交流電源の各相の交流電圧ｖ_ｉｎが正の半サイクル（ｖ_ｓ＞０）において、本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの１次側コンバータユニットの動作は、以下に述べる１２の動作モードから成る。本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの１次側コンバータユニットは、時間の経過に従い、アクティブスイッチをそれぞれのゲートトリガ信号によってオン／オフ制御することによって、ｔ_０～ｔ_１１の区間において高周波電力変換を行う。
以下、ｔ_０～ｔ_１１の各区間（ｔ_ｎ～ｔ_ｎ＋１；ｎ＝０～５）における本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの１次側コンバータユニットの各動作モードについて説明する。
なお、参考までに、単相ＡＣ－ＤＣコンバータにおける遷移モード図とモード動作波形図を、それぞれ図１４と図１５に示す。

＜Mode １：電力定常区間ｔ_０～ｔ_１＞
アクティブスイッチ（Ｑ_１,Ｑ_４）がオン状態であり、各相の交流電流Ｉ_ｉｎはＶ_ｉｎ－Ｌ_ｂ－Ｄ_５－Ｓ_１－Ｖ_ｉｎの経路で流れ、昇圧用インダクタＬ_ｂに磁気エネルギーが蓄積される。一方、高周波インバータでは、Ｓ_１－Ｔ_１－Ｓ_４－Ｃ_ｄ－Ｓ_１の経路で電流が流れ、非平滑キャパシタＣ_ｄから静電エネルギーが放出されてＨＦトランスへ電力供給される。

＜Mode ２：基準相レッグ部分共振区間ｔ_１～ｔ_２（ハイサイド－＞ローサイド）＞
時刻ｔ_１において、スイッチＳ_１のゲート信号を取り除くと、各相の交流電流Ｉ_ｉｎはＶ_ｉｎ－Ｌ_ｂ－Ｄ_５－Ｃ_ｓ１の経路を流れ、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_１に並列のロスレススナバキャパシタＣ_ｓ１の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣ_ｓ１の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ_１の端子間電圧Ｖ_Ｑ１は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ_２に並列のロスレススナバキャパシタＣ_ｓ２は放電を開始し、アクティブスイッチＱ_２の端子電圧Ｖ_Ｑ２は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣ_ｄの端子電圧ｖ_ｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣ_ｓ１, Ｃ_ｓ２およびＨＦトランスの漏れインダクタンスによる部分共振動作となる。

＜Mode ３：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ_２～ｔ_３＞
時刻ｔ_２において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_１の端子間電圧Ｖ_Ｑ１がｖ_ｄまで達すると、アクティブスイッチＱ_１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ_２の端子電圧Ｖ_Ｑ２がゼロまで下降すると、ＨＦトランス１次側巻線電流Ｉ_Ｔが逆並列ダイオードＤ_２へ転流し、Ｓ_４－Ｄ_２－Ｔ_１－Ｓ_４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ_２にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ_２のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。一方、各相の入力交流電流Ｉ_ｉｎは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣ_ｄへ流れ込み、昇圧用インダクタＬ_ｂの残存磁気エネルギーは、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣ_ｄへの蓄積静電エネルギーとなる。

＜Mode ４：制御相レッグ部分共振区間ｔ_３～ｔ_４（ローサイド－＞ハイサイド）＞
時刻ｔ_３において、スイッチＳ_４へのゲート駆動信号を取り除くと、ＨＦトランス１次側巻線電流Ｉ_Ｔの一部は、ローサイドのアクティブスイッチＱ_４に並列のロスレススナバキャパシタＣ_ｓ４に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ_４の端子電圧Ｖ_Ｑ４はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＨＦトランスに流れる電流Ｉ_Ｔは、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_３のロスレススナバキャパシタＣ_ｓ３を放電し、アクティブスイッチＱ_３の端子電圧Ｖ_Ｑ３は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣ_ｄの端子電圧ｖ_ｄより緩やかに下降を始める。

＜Mode ５：制御相レッグＺＶＳ区間ｔ_４～ｔ_５＞
時刻ｔ_４において、ローサイドのアクティブスイッチＱ_４の端子電圧Ｖ_Ｑ４がｖ_ｄまで達すると、アクティブスイッチＱ_４のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_３の端子電圧Ｖ_Ｑ３がゼロまで下降すると、ＨＦトランスに流れる電流Ｉ_Ｔは逆並列ダイオードＤ_３へ転流し、Ｄ_３－Ｃ_ｄ－Ｄ_２－Ｔ_１－Ｄ_３の経路で電流が流れる。この間にハイサイドのアクティブスイッチＱ_３のゲート駆動パルスを供給し、アクティブスイッチＱ_３のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。

＜Mode ６：電力供給定常区間ｔ_５～ｔ₆＞
時刻ｔ_５において、逆並列ダイオードＤ_３からスイッチＳ_３へ転流し、ＨＦトランスに流れる電流Ｉ_Ｔの極性が切り替わるとともに、各相の入力交流電流Ｉ_ｉｎの一部からＨＦトランスへ電力を供給する状態となる。
さらに、時刻ｔ_６において、逆並列ダイオードＤ_２からスイッチＳ_２への転流が完了すると、各相の入力交流電流Ｉ_ｉｎとともに非平滑ＤＣリンクキャパシタＣ_ｄも放電状態となりＨＦトランスに流れる電流Ｉ_Ｔとなる。

＜Mode ７：電力供給定常区間ｔ_６～ｔ_７＞
時刻ｔ_６にて負荷電流が入力電流Ｉ_ｉｎを超えると、非平滑ＤＣリンクキャパシタが放電モードとなり、第２スイッチＱ２において逆並列ダイオードＤ_２からスイッチＳ_２へ転流する。

＜Mode ８：基準相レッグ部分共振区間ｔ_７～ｔ_８（ローサイド－＞ハイサイド）＞
時刻ｔ_７において、スイッチＳ_２のゲート駆動信号を取り除くと、ＨＦトランス１次側巻線電流Ｉ_ＴはローサイドのアクティブスイッチＱ_２に並列のロスレススナバキャパシタＣ_ｓ２の充電を開始する。ロスレススナバキャパシタＣ_ｓ２の端子電圧、すなわちアクティブスイッチＱ_２の端子間電圧Ｖ_Ｑ２は、ゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_１に並列のロスレススナバキャパシタＣ_ｓ１は放電を開始し、アクティブスイッチＱ_１の端子電圧Ｖ_Ｑ１は、非平滑ＤＣリンクキャパシタＣ_ｄの端子電圧ｖ_ｄより緩やかに下降を開始する。すなわち、ロスレススナバキャパシタＣ_ｓ１, Ｃ_ｓ２およびＨＦトランスの漏れインダクタンスによる部分共振動作となる。

＜Mode ９：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ_８～ｔ_９＞
時刻ｔ_８において、ローサイドのアクティブスイッチＱ_２の端子間電圧Ｖ_Ｑ２がｖ_ｄまで達すると、アクティブスイッチＱ_２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_１の端子電圧Ｖ_Ｑ１がゼロまで下降すると、ＨＦトランス１次側巻線電流Ｉ_Ｔが逆並列ダイオードＤ_１へ転流し、Ｓ_３－Ｔ_１－Ｄ_１－Ｓ_３の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ_１にゲート駆動パルスを供給して、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_１のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。

＜Mode １０：制御相レッグ部分共振区間ｔ_９～ｔ_１０（ハイサイド－＞ローサイド）＞
時刻ｔ_９において、スイッチＳ_３へのゲート駆動信号を取り除くと、ＨＦトランス１次側巻線電流Ｉ_Ｔの一部は、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_３に並列のロスレススナバキャパシタＣ_ｓ３に電流が流れ込み、アクティブスイッチＱ_３の端子電圧Ｖ_Ｑ３はゼロから緩やかに上昇を始める。これと同時に、残りのＨＦトランス１次側巻線電流Ｉ_Ｔは、ローサイドのアクティブスイッチＱ_４のロスレススナバキャパシタＣ_ｓ４を放電し、アクティブスイッチＱ_４の端子電圧Ｖ_Ｑ４は非平滑ＤＣリンクキャパシタＣ_ｄの端子電圧ｖ_ｄより緩やかに下降を始める。

＜Mode １１：基準相レッグＺＶＳ区間ｔ_１０～ｔ_１１＞
時刻ｔ_１０において、ハイサイドのアクティブスイッチＱ_３の端子間電圧Ｖ_Ｑ３がｖ_ｄまで達すると、アクティブスイッチＱ_３のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ローサイドのアクティブスイッチＱ_４の端子電圧Ｖ_Ｑ４がゼロまで下降すると、ＨＦトランス1次側電流Ｉ_Ｔが逆並列ダイオードＤ_４へ転流し、各相の入力交流電流Ｉ_ｉｎの一部と重なりながら、Ｄ_４－Ｔ_１－Ｖ_ｓ－Ｌ_ｂ－Ｄ_５－Ｃ_ｄ－Ｄ_４の経路で電流が流れる。この間にスイッチＳ_４にゲート駆動パルスを供給して、ローサイドのアクティブスイッチＱ_４のゼロ電圧／ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。

＜Mode １２：電力供給定常区間ｔ_１１～ｔ_１２＞
時刻ｔ_１１にて負荷電流が入力電流Ｉ_ｉｎより下回ると、基準相レッグのハイサイドスイッチＱ_１はＤ_１からＳ_１へ転流し、その順方向導通電流は次第に増加する。

一方、各相の入力交流電圧ｖ_ｉｎが負の半サイクル（ｖ_ｓ＜０）においての動作モードは、アクティブスイッチ（Ｑ_１とＱ_２，Ｑ_３とＱ_４）、ブリッジレス整流用ダイオード（Ｄ_５とＤ_６），ロスレススナバキャパシタ（Ｃ_ｓ１とＣ_ｓ２, Ｃ_ｓ３とＣ_ｓ４）での転流現象がそれぞれ入れ替わり、各相の入力交流電圧ｖ_ｉｎが正の半サイクル（ｖ_ｓ＞０）と同様の動作モード遷移となる。

スイッチターンオフ時の電圧変化率（ｄｖ／ｄｔ）が最も高くなる非平滑ＤＣリンクキャパシタＣ_ｄの端子電圧ｖ_ｄのピーク付近においては、ターンオフ後にロスレススナバキャパシタの電荷が完全に放電する前に、相対するスイッチがオンすることになる。ここでは、この時の電圧を残留電圧とし、その際の不完全なＺＶＳ動作をセミＺＶＳ動作とする。

図１の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ回路のスイッチング周波数と出力直流電圧の関係について、図３及び図４を参照して説明する。図３，４は、実施例１の回路において、各相位相シフト角差とスイッチング周波数との関係を示したものである。各相において、高周波トランス（ＨＦトランスＴ_１，Ｔ_２，Ｔ_３）の巻き線間の漏れインダクタンスを用いて直列共振による電流反転を可能とする。本実施例の回路では、この直列共振周波数は２０kHzに設定されている。なお、平滑キャパシタＣ７は１００μＦ，負荷抵抗は２０Ωである。
図３（１），（２）に、スイッチング周波数が３０kHzで，各相位相シフト角差が１２０°と０°の場合におけるVo（出力直流電圧）及びVaco（出力交流電圧）を比較する。また、図３（３），（４）に、スイッチング周波数が２６kHzで，各相位相シフト角差が１２０°と０°の場合におけるVo（出力直流電圧）及びVaco（出力交流電圧）を比較する。さらに、図４（１）（２）に、スイッチング周波数が２２kHzで，各相位相シフト角差が１２０°と０°の場合におけるVo（出力直流電圧）及びVaco（出力交流電圧）を比較する。

図３，４のグラフの結果を図５の相関図に纏める。スイッチング周波数が直列共振周波数２０kHzに近づくと、出力直流電圧が上がることがわかる。また、それと同時に波形のリプルが大きくなることがわかる。一方で、スイッチング周波数が同じ場合、各相位相シフト角差が０°よりも１２０°の方が、出力直流電圧が若干低下するが、波形のリプルが小さく、脈動が抑えられることがわかる。
図１６～図１８は、本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの出力並列方式の高周波周期における各相１次側波形、各相２次側波形および１次側スイッチング波形を示す。１２０°位相差による高周波電流生成とその出力合成およびゼロ電圧ソフトスイッチング動作が達成できていることがわかる。

本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの回路構成図を図６に示す。上述の実施例１の回路構成（図１）では、三相交流電源側はΔ結線で接続されており、２次側のＨＦトランスの結線は並列接続されている。本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの回路構成では、実施例１の回路構成（図１）と異なり、三相交流電源側は、電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線で接続され、２次側のＨＦトランスの結線は直列接続されている。それ以外の構成は、実施例１の回路構成と同じであり、図６に示す三相ＡＣ－ＤＣコンバータは、三相交流電圧ｖ_ｉｎの各相に接続される１次側コンバータユニット（Ｎｏ．１～Ｎｏ．３）と、１次側コンバータユニットの出力側を１次側に接続するＨＦトランス（高周波トランス）と、ＨＦトランスの２次側に接続され、整流ダイオードのブリッジ式の全波整流回路を用いて交流を直流に変換する２次側コンバータと、１次側コンバータユニットを制御する制御回路（図示せず）から構成される。制御回路は、各相に接続された１次側コンバータユニットに対して、１２０°位相差を設けてスイッチングする。
１次側コンバータユニットは、昇圧用リアクトルＬ_ｂとブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードＤ_５，Ｄ_６から成る昇圧ＡＣチョッパ回路／ＰＦＣコンバータと、フルブリッジインバータ回路から構成される。

図７，８にスイッチング周波数と出力直流電圧のグラフ及び相関図を示す。図７（１），（２）及び図８に示すように、スイッチング周波数が直列共振周波数２０kHzに近い２２kHzの場合、実施例１と同様に、各相位相シフト角差が０°よりも１２０°の方が、出力直流電圧が若干低下するが、波形のリプルが小さく、脈動が抑えられることがわかる。
また、図７（２）のリプルの拡大した図７（３）から、出力電圧が入力電圧（６０Hz）の６倍のリプル（３６０Hz）を有することが確認できた。なお、各相位相シフト角差１２０°の場合は、出力電圧の曲線が安定状態に達する時間が、各相位相シフト角差０°の場合よりも長いことも確認されている。

本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの回路構成図を図９に示す。上述の実施例１の回路構成（図１）では、三相交流電源側はΔ結線で接続されており、２次側のＨＦトランスの結線は並列接続されているが、本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの回路構成では、図９に示すように、三相交流電源側はΔ結線で接続され、２次側のＨＦトランスの結線は直列接続されている。それ以外の構成は、実施例１の回路構成と同じである。
高周波トランスの２次側を直列結線にすることにより、各相あたりの入力直列接続が実現でき、大型電動機駆動など産業用高電圧ドライブシステムに適用できる。
図１９～図２１は、本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの出力直列方式の高周波周期における各相１次側波形、各相２次側波形および１次側スイッチング波形を示す。１２０°位相差による高周波電流生成とその出力合成およびゼロ電圧ソフトスイッチング動作が達成できていることがわかる。

本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの回路構成図を図１０に示す。上述の実施例２の回路構成（図６）では、三相交流電源側は、電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線で接続され、２次側のＨＦトランスの結線は直列接続されているが、本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの回路構成では、図１０に示すように、三相交流電源側は、電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線で接続され、２次側のＨＦトランスの結線は並列接続されている。それ以外の構成は、実施例２の回路構成と同じである。
高周波トランスの２次側を並列結線にすることにより、交流電源周波数の２倍周波数の電力脈動を軽減でき、これにより、出力平滑フィルタ容量を低減可能にできる。なお、従来の三相整流コンバータ同様に、６倍周波数生成分は現われるが、その電力脈動が小さく、出力フィルタで容易に除去することができる。
実施例１～４の如く、本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおける高周波トランスの２次側は、用途に応じて並列結線（低インピーダンス負荷の場合）または直列結線（高インピーダンス負荷の場合）を用途に応じて選択できる。

本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータの回路構成図を図１１に示す。本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータは、比較的大容量電源に対して有効となる回路構成である。本実施例の回路構成では、三相交流電源側はΔ結線で接続されており、２次側のＨＦトランスの結線は並列接続されているが、実施例１の回路構成（図１）と異なり、図１１に示すように、各相に昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路から成る低周波交流から高周波交流に変換する１次側コンバータユニットが３ユニット直列接続されている。１次側コンバータユニットNo.1～No.9の構成とその他の構成は実施例１の回路構成と同じである。
同一相に直列接続されたそれぞれの１次側コンバータユニット（No.1～No.3，No4～No.6，No.7～No.9）内部では、位相シフトコントローラ（図示せず）により、それぞれのフルブリッジインバータ回路の４つのアクティブスイッチ（Ｑ_１～Ｑ_４）を、出力指令に応じて位相差を設けてスイッチングする位相シフトパルス幅変調を適用する。さらに、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ接続されたフルブリッジインバータ回路（No.1とNo.4とNo.7，No.2とNo.5とNo.8，No.3とNo.6とNo.9）のそれぞれの４つのアクティブスイッチ（Ｑ_１～Ｑ_４）は１２０°位相差を設けてスイッチングするように位相シフトコントローラにより制御される。
本実施例の三相ＡＣ－ＤＣコンバータでは、１次側コンバータユニットは、各相の最小ユニットに対して位相シフトパルス幅変調を適用し、各相における直列接続された最小ユニット同士が３６０°／Ｎの位相差を設けられ（ここで、Ｎは同一相に直列接続されたユニット数であり、本実施例ではＮ＝３になる）、相間は１２０°の位相差を設けられる。

図１２と図１３は、上述の実施例１～４における三相ＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、それぞれ２次側ＨＦトランスの結線が直列接続と並列接続の場合の２次側コンバータにおける三相交流電源側の力率改善（ＰＦＣ)動作を示すシミュレーション波形を示している。図１２と図１３から、２次側ＨＦトランスの結線が直列接続と並列接続の双方とも、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の力率１運転を実現しており、ＰＦＣ動作が可能であることが確認できる。

本発明の三相ＡＣ－ＤＣコンバータは、直流給電が有効に利用できる分野、例えばスマートグリッドなどの電力分野、発電プラントや製造所など産業分野ならびに船舶・鉄道などの輸送分野におけるＡＣ－ＤＣコンバータとして有用である。また、電池を動力源とする自動車や船舶（フェリー旅客船）などへの非接触給電にも適用可能である。

ｖ_ｉｎ 三相交流電圧
ｖ_ｏｕｔ 出力直流電圧
Ｑ_１～Ｑ_４ アクティブスイッチ
Ｓ_１～Ｓ_４ トランジスタスイッチ
Ｄ_１～Ｄ_４ 逆並列ダイオード
Ｄ_５，Ｄ_６ 逆流阻止／整流ダイオード
Ｃ_ｄ 非平滑ＤＣリンクキャパシタ
Ｌ_ｂ 昇圧用リアクトル
Ｃ_Ｓ１～Ｃ_Ｓ４ ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ

Claims (16)

1. 三相交流電源の各相に接続される昇圧ＡＣチョッパ回路（力率改善コンバータ)及びフルブリッジインバータ回路から成る１次側コンバータと、
   前記フルブリッジインバータ回路の出力側を１次側に接続する高周波トランスと、
   前記高周波トランスの２次側に接続され、全波整流回路を有し交流を直流に変換する２次側コンバータと、
   前記フルブリッジインバータ回路を構成する半導体スイッチを制御する制御回路、
   を備え、
   各相に接続された前記フルブリッジインバータ回路は、１２０°位相差を設けてスイッチングされることを特徴とする三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
2. 前記三相交流電源がΔ結線の場合には、各相の前記１次側コンバータが各相の交流電源の両端に接続される請求項１の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
3. 前記三相交流電源が電源中性点と各相１線が共通結線とされるＹ結線の場合には、各相の前記１次側コンバータの一端が各相の交流電源の一端に接続され、各相の前記１次側コンバータの他端同士が接続される請求項１の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
4. 前記２次側コンバータは、各相の前記高周波トランスの２次側を並列結線とされる請求項１～３の何れかの三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
5. 前記２次側コンバータは、各相の前記高周波トランスの２次側を直列結線とされる請求項１～３の何れかの三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
6. 前記１次側コンバータは、昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路から成る低周波交流から高周波交流に変換するコンバータユニットがＮ（Ｎ≧２）ユニット直列接続されて各相に接続される請求項２の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
7. 前記２次側コンバータの全波整流回路は、ブリッジ接続した整流ダイオードと、平滑コンデンサから成ること、前記１次側コンバータと各相の交流電源との間に、高周波スイッチングノイズを選択的に除去する低域通過型フィルタが設けられること、これらの２つの何れかの構成を備える請求項１～６の何れかの三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
8. 前記１次側コンバータは、
   ハイサイドの第１スイッチとローサイドの第２スイッチが直列接続され、第１および第２スイッチに各々逆並列ダイオードが接続された第１インバータレッグと、
   ハイサイドの第３スイッチとローサイドの第４スイッチが直列接続され、第３および第４スイッチに各々逆並列ダイオードが接続された第２インバータレッグと、
   インバータレッグに並列に設けられた非平滑ＤＣリンクキャパシタと、
   各相の交流電源の一端に直列接続された昇圧用リアクトルと、
   インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードと、
   を備え、
   第１インバータレッグと第２インバータレッグとがフルブリッジ構成を成す請求項１～７の何れかの三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
9. 上記の非平滑ＤＣリンクキャパシタは、同容量又は略同容量の２つのキャパシタが、第１インバータレッグと第２インバータレッグの各々に並列に設けられる請求項８の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
10. 前記インバータレッグにおいて、第１～第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続される請求項８又は９の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
11. 前記インバータレッグにおいて、第１スイッチと第３スイッチにそれぞれ並列に、或は、第２スイッチと第４スイッチにそれぞれ並列に、ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続される請求項８又は９の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
12. 各相の交流電源は、前記インバータレッグのハイサイドに接続され、
    各相の交流電源の一端に直列接続された前記昇圧用リアクトルの端から分岐して、一方はブリッジレス整流用の第１ダイオードを介して第１インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、他方はブリッジレス整流用の第２ダイオードを介して第１インバータレッグの第２スイッチ側と接続される請求項８～１１の何れかの三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
13. 第１～第４スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、前記昇圧用リアクトルを介して、各相の交流電圧に対して、前記非平滑ＤＣリンクキャパシタの電圧を昇圧する請求項８～１２の何れかの三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
14. 前記１次側コンバータにおいて、インバータレッグと入力用交流電源の間に接続されるブリッジレス整流用の第１および第２ダイオードを、パワーＭＯＳＦＥＴ又はパワートランジスタに置換し、同期整流（synchronous rectification）方式の回路とする請求項８～１３の何れかの三相ＡＣ－ＤＣコンバータ。
15. 請求項８～１４の何れかの三相ＡＣ－ＤＣコンバータの制御方法であって、
    各相に接続された前記フルブリッジインバータ回路の半導体スイッチが１２０°位相差を設けてスイッチングされ、
    第１スイッチに対する第４スイッチの導通開始区間、或は、第２スイッチに対する第３スイッチの導通開始区間を、各相ブリッジ回路の基準相レッグに応じて制御相レッグを遅らせる位相シフトパルス幅変調制御を行うことを特徴とする三相ＡＣ－ＤＣコンバータ制御方法。
16. 前記１次側コンバータは、昇圧ＡＣチョッパ回路及びフルブリッジインバータ回路から成る低周波交流から高周波交流に変換するコンバータユニットがＮ（Ｎ≧２）ユニット直列接続されて各相に接続され、
    前記三相交流電源がΔ結線であり、各相の前記１次側コンバータが各相の交流電源の両端に接続され、
    同一相に接続される各コンバータユニットは２π／Ｎの位相差を設けてスイッチングされる請求項１５の三相ＡＣ－ＤＣコンバータ制御方法。

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