JP7075385B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、蓄電池の電気エネルギを熱エネルギに変換し、昇温対象要素を昇温する制御が行われている。特許文献１には、電熱ヒータにより加熱された熱交換流体を用いて、昇温対象要素としての蓄電池を昇温する電力変換装置が開示されている。

特許第３４５１１４１号公報

蓄電池を昇温させるために電熱ヒータが追加されると、電力変換装置が大型化する懸念がある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、小型化を図ることができる電力変換装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明は、入力側端子、出力側端子及びスイッチ部を有し、前記入力側端子に接続される蓄電部から、前記出力側端子に接続される給電対象へと電力伝達を行う場合に前記スイッチ部をオンオフする電力変換装置において、前記スイッチ部は、該スイッチ部に逆導通電流が流れる場合において、そのゲート電圧が負側に大きいほど、逆導通電流が流れる場合に発生する導通損失が大きくなる特性を有しており、前記電力伝達に伴う発熱量の増大要求があるか否かを判定する判定部と、前記増大要求があると判定された場合、前記増大要求がないと判定された場合に比べて前記電力伝達を行うときに逆導通電流が流れる前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を負側に増大する制御部と、を備える。

本発明では、入力側端子に接続される蓄電部から、出力側端子に接続される給電対象へと電力伝達を行う場合にスイッチ部がオフされる。この際、スイッチ部に逆導通電流が流れることに伴って導通損失が発生し、その導通損失によって熱が発生する。その熱を利用することにより、昇温対象要素を昇温させるための発熱装置を不要にできたり、発熱装置が設けられる場合であっても、その装置を小型化できたりすることができる。このため、本発明によれば、電力変換装置の小型化を図ることができる。

また、本発明のスイッチ部は、逆導通電流が流れる場合において、そのゲート電圧が負側に大きいほど、逆導通電流が流れる場合に発生する導通損失が大きくなる特性を有している。この特性に着目し、本発明では、電力伝達に伴う発熱量の増大要求があると判定された場合、増大要求がないと判定された場合に比べて、電力伝達を行うときに逆導通電流が流れるスイッチ部のオフ時のゲート電圧は負側に増大される。これにより、上記増大要求がある場合にスイッチ部で発生する導通損失を上記増大要求がない場合よりも大きくできる。その結果、電力変換装置で発生する熱量を大きくすることができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。 通常モード及び発熱モードにおける制御部の機能ブロック図。 Ｇａｎ－ＨＥＭＴに流れる逆導通電流の特性を示す図。 通常モード及び発熱モードにおける各スイッチの操作状態の推移を示すタイミングチャート。 制御部の処理手順を示すフローチャート。 通常モード及び発熱モードにおける電流波形等を示すタイミングチャート。 通常モード及び発熱モードにおける電流経路を示す図。 第１実施形態の変形例２に係る電力変換装置の構成図。 通常モード及び発熱モードにおける各スイッチの操作状態の推移を示すタイミングチャート。 通常モード及び発熱モードにおける電流経路を示す図。 第２実施形態に係る電力変換装置の構成図。 通常モード及び発熱モードにおける制御部の機能ブロック図。 制御部の処理手順を示すフローチャート。 通常モード及び発熱モードにおける電流波形等を示すタイミングチャート。 発熱モードにおけるゲート電圧設定部の電圧制御方法を示す図。 発熱モードにおけるゲート電圧設定部の機能ブロック図。 第４実施形態の発熱モードにおける電流波形等を示すタイミングチャート。 第５実施形態の発熱モードにおける各スイッチの操作状態の推移を示すタイミングチャート。 発熱モードにおける電流経路を示すタイミングチャート。 オン時のゲート電圧を低減した場合の導通電流量及び電圧降下量の特性を示す図。 第６実施形態の通常モードにおける制御部の機能ブロック図。 通常モードにおける各スイッチの操作状態の推移を示すタイミングチャート。 第７実施形態に係る電力変換装置の構成図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る電力変換装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態の電力変換装置は、プラグインハイブリッド自動車や電気自動車等の電動化車両に搭載される。

図１に示すように、電力変換システムは、蓄電部としての蓄電池１０、給電対象１１、第１コンデンサ１２、第２コンデンサ１３、及び電力変換装置２０を備えている。

蓄電池１０は、電力変換装置２０を介して、給電対象１１に電力を供給する。蓄電池１０は、充放電可能な２次電池であり、例えば、リチウムイオン蓄電池である。また、給電対象１１は、蓄電池１０よりも出力電圧の低い低圧蓄電池と、電気負荷とのうち、少なくとも一方を含む。低圧蓄電池は、例えば鉛蓄電池である。電気負荷は、例えばヘッドランプ等である。

電力変換装置２０は、第１高電位側端子ＣＨ１、第１低電位側端子ＣＬ１、第１フルブリッジ回路３０、第２高電位側端子ＣＨ２、第２低電位側端子ＣＬ２、第２フルブリッジ回路４０及びトランス５０を備えている。本実施形態において、第１高電位側端子ＣＨ１及び第１低電位側端子ＣＬ１が一対の入力側端子に相当し、第２高電位側端子ＣＨ２及び第２低電位側端子ＣＬ２が一対の出力側端子に相当する。また、第１フルブリッジ回路３０が変換回路に相当する。

第１フルブリッジ回路３０は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４を備えている。本実施形態において、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。また、第２フルブリッジ回路４０は第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８を備えている。本実施形態において、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８は、ＧａＮ－ＨＥＭＴである。ここで、ＧａＮとは窒化ガリウムであり、ＨＥＭＴとは高電子移動度トランジスタである。ＧａＮ－ＨＥＭＴは、ゲートに負の電圧を印加すると、逆導通時の電圧降下が増大する特性を有するスイッチングデバイスである。本実施形態において、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８が、スイッチ部に相当する。なお、本実施形態において、ドレインが高電位側端子に相当し、ソースが低電位側端子に相当する。

第１フルブリッジ回路３０において、第１スイッチＱ１及び第３スイッチＱ３のドレインには、第１高電位側端子ＣＨ１が接続されている。第１スイッチＱ１のソースには、第２スイッチＱ２のドレインが接続され、第３スイッチＱ３のソースには、第４スイッチＱ４のドレインが接続されている。第２スイッチＱ２及び第４スイッチＱ４のソースには、第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。第１高電位側端子ＣＨ１には、第１コンデンサ１２を介して第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。また、第１高電位側端子ＣＨ１には、蓄電池１０の正極端子が接続され、蓄電池１０の負極端子には、第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。

第２フルブリッジ回路４０において、第５スイッチＱ５及び第７スイッチＱ７のドレインには、第２高電位側端子ＣＨ２が接続されている。第５スイッチＱ５のソースには、第６スイッチＱ６のドレインが接続され、第７スイッチＱ７のソースには、第８スイッチＱ８のドレインが接続されている。第６スイッチＱ６及び第８スイッチＱ８のソースには、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。第２高電位側端子ＣＨ２には、第２コンデンサ１３を介して、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。また、第２高電位側端子ＣＨ２には、給電対象１１を介して、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。

トランス５０は、第１コイル５０ａ及び第２コイル５０ｂを有している。第１コイル５０ａの第１端には、第１スイッチＱ１のソース及び第２スイッチＱ２のドレインが接続され、第１コイル５０ａの第２端には、第３スイッチＱ３のソース及び第４スイッチＱ４のドレインが接続されている。第２コイル５０ｂの第１端には、第５スイッチＱ５のソース及び第６スイッチＱ６のドレインが接続され、第２コイル５０ｂの第２端には、第７スイッチＱ７のソース及び第８スイッチＱ８のドレインが接続されている。

第１コイル５０ａ及び第２コイル５０ｂは、互いに磁気結合する。第１コイル５０ａの第２端に対する第１端の電位が高くなる場合、第２コイル５０ｂには、その第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。一方、第１コイル５０ａの第１端に対する第２端の電位が高くなる場合、第２コイル５０ｂには、その第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。

電力変換システムは、第１電流センサ６０、第１電圧センサ６１、第２電流センサ６２、第２電圧センサ６３及び温度センサ６４を備えている。第１電流センサ６０は、第１高電位側端子ＣＨ１を流れる第１電流Ｉ１を検出し、第１電圧センサ６１は、第１高電位側端子ＣＨ１及び第１低電位側端子ＣＬ１の端子間電圧である第１電圧Ｖ１を検出する。ここで、第１電流Ｉ１は、蓄電池１０に放電電流が流れる場合を正とし、充電電流が流れる場合を負とする。

第２電流センサ６２は、第２高電位側端子ＣＨ２を流れる第２電流Ｉ２を検出し、第２電圧センサ６３は、第２高電位側端子ＣＨ２及び第２低電位側端子ＣＬ２の端子間電圧である第２電圧Ｖ２を検出する。ここで、第２電流Ｉ２は、第２高電位側端子ＣＨ２から第５スイッチＱ５及び第７スイッチＱ７のドレイン方向へ電流が流れる場合を正とし、その逆方向に電流が流れる場合を負とする。

温度センサ６４は環境温度Ｔを検出する。ここで、本実施形態において、環境温度Ｔは昇温対象要素の温度である。本実施形態において、昇温対象要素は、例えば電力変換装置２０である。

各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔは、電力変換装置２０が備える制御部７０に入力される。制御部７０は、各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔに基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートに駆動信号を出力し、各スイッチＱ１～Ｑ８をオンオフする。

次に、本実施形態で実施される昇温制御について説明する。本実施形態では、環境温度Ｔが設定温度より高い場合は、発熱量の増大要求がないとして通常モードに設定される。一方、環境温度Ｔが設定温度以下の場合は、発熱量の増大要求があるとして発熱モードに設定される。

図２に、通常モード及び発熱モードにおける制御部７０が実施する制御ブロック図を示す。

制御部７０は、指令電流設定部７１を備えている。指令電流設定部７１は、電流算出部７２及び最小値選択部７３を備えている。

電流算出部７２は、電力指令値Ｐ２＊を、第２電圧センサ６３の検出電圧である第２電圧Ｖ２で除算することにより、指令電流Ｉ２ｆを算出する。指令電流Ｉ２ｆの符号の定義は、第２電流Ｉ２の符号の定義と同一である。

最小値選択部７３は、電流算出部７２により算出された指令電流Ｉ２ｆと、電流制限値Ｉ２Ｌとのうち小さい方を最終的な指令電流Ｉｒｅｆ２として選択する。電流制限値Ｉ２Ｌは、電力変換システムを過電流から保護するために設定されている。

最小値選択部７３から出力された指令電流Ｉｒｅｆ２は、第１リミッタ７４により上限値又は下限値が制限される。

制御部７０は、電流制御器７５を備えている。電流制御器７５は、電流偏差算出部７６、フィードバック制御部７７及び第２リミッタ７８を備えている。電流偏差算出部７６は、第１リミッタ７４から出力された指令電流Ｉｒｅｆ２から、第２電流センサ６２の検出電流である第２電流Ｉ２を減算することにより、電流偏差ΔＩ２を算出する。

フィードバック制御部７７は、算出された電流偏差ΔＩ２を０にフィードバックするための操作量として、レグ間位相φ１を算出する。本実施形態では、このフィードバック制御として、比例積分制御が用いられている。なお、フィードバック制御部７７で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。

フィードバック制御部７７により算出されたレグ間位相φ１は、第２リミッタ７８により上限値又は下限値が制限される。本実施形態では、レグ間位相φ１は、０°から所定位相までの範囲に制限され、その範囲において、値が大きくなるほど蓄電池１０から給電対象１１への伝達電力が大きくなる。

制御部７０は、ＰＷＭ生成部７９、ゲート電圧補正部８０、ゲート電圧設定部８１を備えている。

ＰＷＭ生成部７９は、第２リミッタ７８から受け取るレグ間位相φ１に基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８の駆動信号を生成し、ゲート電圧補正部８０へ出力する。本実施形態では、ＰＷＭ生成部７９は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオンオフし、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオフする駆動信号を生成する。

ゲート電圧補正部８０は、ゲート電圧設定部８１から受け取る指令に基づいて、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆの補正を行う。その後、ゲート電圧補正部８０は、上記補正が反映された駆動信号を各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートへ出力する。

ゲート電圧設定部８１は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを、通常モードの場合に第１オフ電圧Ｖα（例えば０Ｖ）に設定し、発熱モードの場合に第２オフ電圧Ｖβに設定する。ここで、第２オフ電圧Ｖβは、第１オフ電圧Ｖαよりも小さい値であり、本実施形態では負電圧である。オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが第２オフ電圧Ｖβに設定されることは、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されることに相当する。

図３は、ＧａＮ－ＨＥＭＴに流れる逆導通電流の特性を示す図である。縦軸は、逆導通電流量を示し、横軸は、電圧降下量を示す。図３中の矢印は、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを負側に増大させる方向を示す。よって、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されたＶｏｆｆ＝Ｖβの場合は、Ｖｏｆｆ＝Ｖαの場合よりも、逆導通時の電圧降下が増大するため、導通損失も大きくなる。

図４に、通常モード及び発熱モードにおける各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態の推移を示す。図４（ａ）は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の操作状態の推移を示し、図４（ｂ）は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態の推移を示す。

図４（ａ）の実線は、第１スイッチＱ１の操作状態の推移を示す。第１スイッチＱ１の操作状態が反転された操作状態が、第２スイッチＱ２の操作状態となる。図４（ａ）の破線は、第３スイッチＱ３の操作状態の推移を示す。第３スイッチＱ３の操作状態が反転された操作状態が、第４スイッチＱ４の操作状態となる。例えば、図４（ａ）において、第１スイッチＱ１のオン期間は、第２スイッチＱ２のオフ期間となる。

図４（ｂ）の実線は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態を示す。本実施形態では、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオフされる。

第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の１スイッチング周期Ｔｓｗは、互いに同じである。第１スイッチＱ１のオフへの切り替えタイミングと、第３スイッチＱ３のオフへの切り替えタイミングとの位相差がレグ間位相φ１とされる。本実施形態において、レグ間位相φ１は、第１スイッチＱ１のオフへの切り替えタイミングに対して、第３スイッチＱ３のオフへの切り替えタイミングが早まる場合に正となる。例えば、図４（ａ）において、レグ間位相φ１は正である。

図５に、制御部７０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態において、第１電圧Ｖ１と第１コイル５０ａの巻き数の積は、第２電圧Ｖ２と第２コイル５０ｂの巻き数の積よりも大きいとする。つまり、この処理により電力は、蓄電池１０から給電対象１１へ伝達されるものとする。

ステップＳ１０では、環境温度Ｔが設定温度以下であるかを判定する。本実施形態において、ステップＳ１０が判定部に相当する。

ステップＳ１０で否定判定した場合、発熱量の増大要求がないとしてステップＳ１１に進み、制御モードを通常モードに設定する。通常モードでは、次のステップＳ１２で、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαとする。

ステップＳ１０で肯定判定した場合、発熱量の増大要求があるとしてステップＳ１３に進み、制御モードを発熱モードに設定する。発熱モードでは、次のステップＳ１４で、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβとする。

ステップＳ１５では、指令電流設定部７１で指令電流Ｉｒｅｆ２を設定する。

ステップＳ１６では、第２電流Ｉ２が指令電流Ｉｒｅｆ２に制御されるように、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４をオンオフし、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオフする。

図６に、通常モード及び発熱モードにおける、各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態等の推移を示す。図６（ａ）は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４の操作状態の推移を示す。図６（ｂ）は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態の推移を示す。

図６（ｃ）は、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の推移を示す。図６（ｄ）は、第１電力Ｐ１、第２電力Ｐ２及び損失電力Ｐ１＋Ｐ２を示す。ここで、第１電力Ｐ１は、蓄電池１０から第１フルブリッジ回路３０へと供給される電力の時間平均値であり、第２電力Ｐ２は、第２フルブリッジ回路４０から給電対象１１へと供給される電力の時間平均値である。第１電力Ｐ１が正であると、蓄電池１０から放電される。また、第２電力Ｐ２が負であると、給電対象１１に電力が供給される。したがって、第１電力Ｐ１及び第２電力Ｐ２の和Ｐ１＋Ｐ２が損失電力となる。損失電力Ｐ１＋Ｐ２が正であると、電気エネルギが熱エネルギへと変換され、発熱が生じることを示す。図６（ｅ）は、図６（ｄ）における損失電力Ｐ１＋Ｐ２の縦軸を拡大した図である。図６（ｅ）の通常モード及び発熱モードにおける縦軸のスケールは同一であり、通常モード及び発熱モードにおける損失電力Ｐ１＋Ｐ２の大きさを比較するのに用いる。

以下、図６及び図７を用いつつ、本実施形態の通常モード及び発熱モードにおける昇温制御について説明する。本実施形態の発熱モードにおいて、レグ間位相φ１は、第２電流Ｉ２が指令電流Ｉｒｅｆ２にフィードバック制御されるように、０°から所定位相までの範囲の値とされる。レグ間位相φ１を０°から所定位相までの範囲に制限することにより、レグ間位相φ１を大きくしすぎて、蓄電池１０から給電対象１１へ伝送することができる電力が小さくなることを防止できる。

図６（ａ）に示すように、本実施形態の通常モード及び発熱モードでは、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、第１～第４期間Ｔ１～Ｔ４が出現する。本実施形態において、通常モード及び発熱モードのスイッチングパターンは同一である。第１期間Ｔ１は、第２，第３スイッチＱ２，Ｑ３がオンにされて、かつ、第１，第４，第５，第６，第７，第８スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８がオフにされる期間である。第２期間Ｔ２は、第１，第３スイッチＱ１，Ｑ３がオンにされて、かつ、第２，第４，第５，第６，第７，第８スイッチＱ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８がオフにされる期間である。

第３期間Ｔ３は、第１，第４スイッチＱ１，Ｑ４がオンにされて、かつ、第２，第３，第５，第６，第７，第８スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８がオフにされる期間である。第４期間Ｔ４は、第２，第４スイッチＱ２，Ｑ４がオンにされて、かつ、第１，第３，第５，第６，第７，第８スイッチＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８がオフにされる期間である。

図７（ａ）に、第１期間Ｔ１における電流経路を示す。第１フルブリッジ回路３０においては、第１高電位側端子ＣＨ１、第３スイッチＱ３、第１コイル５０ａ、第２スイッチＱ２及び第１低電位側端子ＣＬ１を含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第２低電位側端子ＣＬ２、第６スイッチＱ６、第２コイル５０ｂ、第７スイッチＱ７及び第２高電位側端子ＣＨ２を含む電流経路が形成される。この場合、第６スイッチＱ６及び第７スイッチＱ７はオフされているが、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第６スイッチＱ６及び第７スイッチＱ７には逆導通電流が流されている。

これにより、図６（ｃ）に示すように、第１期間Ｔ１において、第１電流Ｉ１は正方向に漸増し、第２電流Ｉ２は負方向に漸増する。第１期間Ｔ１において、発熱モードでは、通常モードよりもオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されているため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第６スイッチＱ６及び第７スイッチＱ７の逆導通電流による導通損失は、通常モードに比べて大きい。

図７（ｂ）に、第２期間Ｔ２における電流経路を示す。第１フルブリッジ回路３０においては、第１スイッチＱ１、第３スイッチＱ３及び第１コイル５０ａを含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第１期間Ｔ１と同じ電流経路が形成される。

第２期間Ｔ２において、第１コイル５０ａは、第１低電位側端子ＣＬ１と接続されないため、図６（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１は０である。第１フルブリッジ回路３０には、第１コイル５０ａにおいて、第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。これにより、第２コイル５０ｂには、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、第２電流Ｉ２の符号は負のままで、その絶対値は漸減する。この場合においても、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、通常モードよりも発熱モードの方が、逆導通電流による導通損失は大きい。

図７（ｃ）に、第３期間Ｔ３における電流経路を示す。第１フルブリッジ回路３０においては、第１高電位側端子ＣＨ１、第１スイッチＱ１、第１コイル５０ａ、第４スイッチＱ４及び第１低電位側端子ＣＬ１を含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第２低電位側端子ＣＬ２、第８スイッチＱ８、第２コイル５０ｂ、第５スイッチＱ５及び第２高電位側端子ＣＨ２を含む電流経路が形成される。この場合、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８はオフされているが、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８には逆導通電流が流されている。

これにより、図６（ｃ）に示すように、第３期間Ｔ３において、第１電流Ｉ１は正方向に漸増し、第２電流Ｉ２は負方向に漸増する。第３期間Ｔ３において、発熱モードでは、通常モードよりもオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されているため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８の逆導通電流による導通損失は、通常モードに比べて大きい。

図７（ｄ）に、第４期間Ｔ４における電流経路を示す。第１フルブリッジ回路３０においては、第２スイッチＱ２、第１コイル５０ａ及び第４スイッチＱ４を含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第３期間Ｔ３と同じ電流経路が形成される。

第４期間Ｔ４において、第１コイル５０ａは、第１高電位側端子ＣＨ１と接続されないため、図６（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１は０である。第１フルブリッジ回路３０には、第１コイル５０ａにおいて、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。これにより、第２コイル５０ｂには、第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、第２電流Ｉ２の符号は負のままで、その絶対値は漸減する。この場合においても、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、通常モードよりも発熱モードの方が、逆導通電流による導通損失は大きい。

図６（ｃ）に、第１～第４期間Ｔ１～Ｔ４における、第１電流Ｉ１の時間平均値Ｉ１ａｖｅと第２電流Ｉ２の時間平均値Ｉ２ａｖｅとを破線にて示す。第１電流平均値Ｉ１ａｖｅは正の値となり、第２電流平均値Ｉ２ａｖｅは負の値となる。

図６（ｄ）に示すように、第１電力Ｐ１は正の値となり、第２電力Ｐ２は負の値となっている。これは、第１期間Ｔ１～第４期間Ｔ４において、蓄電池１０から給電対象１１へ電力が伝達されたことを示す。この電力伝達により、各スイッチＱ１～Ｑ８等において、電力の損失が発生するため、損失電力Ｐ１＋Ｐ２は正の値となっている。

図６（ｅ）に示すように、発熱モードの損失電力Ｐ１＋Ｐ２は、通常モードにおける損失電力Ｐ１＋Ｐ２の値と比較して大きくなっていることがわかる。これは、発熱モードでは、通常モードよりもオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されているため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８における逆導通電流による導通損失が大きくなるためである。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られる。

本実施形態では、蓄電池１０から、給電対象１１へと電力伝達を行う場合に第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８がオフされる。この際、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８に逆導通電流が流れることに伴って導通損失が発生し、その導通損失によって熱が発生する。その熱を利用することにより、昇温対象要素を昇温させるための発熱装置を不要にできたり、発熱装置が設けられる場合であっても、その装置を小型化できたりすることができる。このため、本発明によれば、電力変換装置２０の小型化を図ることができる。

また、本実施形態の第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８は、ＧａＮ－ＨＥＭＴで構成されているため、逆導通電流が流れる場合において、そのオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に大きいほど、発生する導通損失が大きくなる特性を有している。この特性に着目し、本実施形態では、発熱モードに設定された場合、通常モードに設定された場合よりも、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは負側に増大される。これにより、発熱モードに設定された場合に第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８で発生する導通損失を、通常モードに設定された場合よりも大きくすることができる。その結果、電力変換装置２０で発生する熱量を大きくすることができる。

＜第１実施形態の変形例１＞
以下、第１実施形態の変形例１について、第１実施形態との相違点を中心に説明する。

第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴであってもよい。この場合、高電位側端子はコレクタであり、低電位側端子はエミッタである。さらに、ＩＧＢＴを用いる場合、第１フルブリッジ回路３０は、第１～第４スイッチＱ１～Ｑ４それぞれに対して逆並列に接続されるフリーホイールダイオードを備えている。この場合、スイッチとフリーホイールダイオードとの組がスイッチ部に相当する。

＜第１実施形態の変形例２＞
以下、第１実施形態の変形例２について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、変換回路として第１フルブリッジ回路３０を用いたが、これを変更する。本実施形態では、変換回路としてハーフブリッジ回路を用いる。

図８は、本実施形態の構成図である。図８において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上同一の符号を付している。電力変換システムは、電力変換装置９０を備えている。

電力変換装置９０は、第３コンデンサ９１及びハーフブリッジ回路９２を備えている。本実施形態において、ハーフブリッジ回路９２が変換回路に相当する。

ハーフブリッジ回路９２は、第９スイッチＱ９及び第１０スイッチＱ１０を備えている。本実施形態において、第９スイッチＱ９及び第１０スイッチＱ１０は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第９スイッチＱ９のドレインには、第１高電位側端子ＣＨ１が接続されている。第９スイッチＱ９のソースには、第１０スイッチＱ１０のドレインが接続されている。第１０スイッチＱ１０のソースには、第１低電位側端子ＣＬ１及び第１コイル５０ａの第２端が接続されている。第１コイル５０ａの第１端には、第３コンデンサ９１を介して、第９スイッチＱ９のソース及び第１０スイッチＱ１０のドレインが接続されている。

本実施形態では、制御部７０は、ハーフブリッジ回路９２を構成する第９スイッチＱ９及び第１０スイッチＱ１０を交互にオンする。この場合の第９スイッチＱ９のデューティ比は０．５である。ここで、デューティ比は、第９スイッチＱ９の１スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン時間Ｔｏｎの比率（Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）である。

図９に、本実施形態の通常モード及び発熱モードにおける第５～第１０スイッチＱ５～Ｑ１０の操作状態等の推移を示す。図９（ａ）の実線は第９スイッチＱ９の操作状態の推移を、破線は第１０スイッチＱ１０の推移を示す。図９（ｂ）は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態を示す。図９（ｃ）は、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の推移を示す。

以下、図９及び図１０を用いつつ、本実施形態の通常モード及び発熱モードにおける昇温制御について説明する。

図９（ａ）に示すように、本実施形態の通常モード及び発熱モードでは、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、第５～第８期間Ｔ５～Ｔ８が出現する。第５期間Ｔ５及び第８期間Ｔ８は、第９スイッチＱ９がオンされて、かつ、第５，第６，第７，第８，第１０スイッチＱ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ１０がオフされる期間である。第６期間Ｔ６及び第７期間Ｔ７は、第１０スイッチＱ１０がオンされて、かつ、第５，第６，第７，第８，第９スイッチＱ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９がオフされる期間である。このように、本実施形態においても、第２フルブリッジ回路４０を構成する第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオフに固定されるため、逆導通電流による導通損失が発生する。

図１０（ａ）に、第５期間Ｔ５における電流経路を示す。ハーフブリッジ回路９２においては、第１高電位側端子ＣＨ１、第９スイッチＱ９、第３コンデンサ９１、第１コイル５０ａ及び第１低電位側端子ＣＬ１を含む電流経路が形成される。一方、第２フルブリッジ回路４０においては、第３期間Ｔ３と同じ電流経路が形成される。

これにより、図９（ｃ）に示すように、第５期間Ｔ５において、第１電流Ｉ１は正方向に漸増する。一方、第２電流Ｉ２は負方向に漸増する。

図１０（ｂ）に、第６期間Ｔ６における電流経路を示す。ハーフブリッジ回路９２においては、第１０スイッチＱ１０、第３コンデンサ９１及び第１コイル５０ａを含む電流経路が形成される。第２フルブリッジ回路４０においては、第５期間Ｔ５と同じ電流経路が形成される。

第６期間Ｔ６において、第１コイル５０ａは、第１高電位側端子ＣＨ１に接続されていないため、図９（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１は０である。ハーフブリッジ回路９２には、第１コイル５０ａにおいて、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。これにより、第２コイル５０ｂには、第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、第２電流Ｉ２の符号は負のままで、その絶対値は漸減する。

図１０（ｃ）に、第７期間Ｔ７における電流経路を示す。ハーフブリッジ回路９２においては、第６期間Ｔ６と同じ電流経路で、逆方向の電流が流れる。第２フルブリッジ回路４０においては、第２低電位側端子ＣＬ２、第６スイッチＱ６、第２コイル５０ｂ、第７スイッチＱ７及び第２高電位側端子ＣＨ２を含む電流経路が形成される。

第７期間Ｔ７においても、第１コイル５０ａは、第１高電位側端子ＣＨ１に接続されていないため、図９（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１は０である。ハーフブリッジ回路９２には、第３コンデンサ９１が蓄えた電荷を放出するため、第６期間Ｔ６とは逆方向に電流が流れる。このため、第２コイル５０ｂには、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が発生する。このため、第２電流Ｉ２は負方向に漸増する。

図１０（ｄ）に、第８期間Ｔ８における電流経路を示す。ハーフブリッジ回路９２においては、第１低電位側端子ＣＬ１、第２コイル５０ｂ、第３コンデンサ９１、第９スイッチＱ９及び第１高電位側端子ＣＨ１を含む電流経路が形成される。第２フルブリッジ回路４０においては、第７期間Ｔ７と同じ電流経路が形成される。

第８期間Ｔ８において、第１コイル５０ａには、第２端よりも第１端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、図９（ｃ）に示すように、第１電流Ｉ１の符号は負となり、その絶対値は漸減する。一方、第２コイル５０ｂには、第１端よりも第２端の電位が高くなるような誘起電圧が一時的に発生する。このため、第２電流Ｉ２の符号は負のままで、その絶対値は漸減する。

このように、変換回路の構成としてハーフブリッジ回路９２を用いた場合も、蓄電池１０から供給される直流電圧を交番電圧に変換することができる。よって、この交番電圧を用いて、第２フルブリッジ回路４０を構成する第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８に逆導通電流を流すことができる。

よって、以上詳述した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

なお、本実施形態においても、第１０スイッチＱ１０としては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴであってもよい。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、電力変換装置２０の構成にフルブリッジ回路を用いたが、これを変更する。本実施形態では、電力変換装置の構成を昇圧チョッパ回路とする。

図１１に本実施形態の構成図を示す。図１１において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。電力変換システムは、蓄電池１０、給電対象１１、コンデンサ１２及び電力変換装置１００を備えている。

電力変換装置１００は、第１高電位側端子ＣＨ１、第１低電位側端子ＣＬ１、第２高電位側端子ＣＨ２、第２低電位側端子ＣＬ２、ハーフブリッジ回路１０１、及びリアクトル１０２を備えている。

ハーフブリッジ回路１０１は、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２を備えている。本実施形態において、第１１スイッチＱ１１はＧａＮ－ＨＥＭＴであり、第１２スイッチＱ１２はＩＧＢＴである。第１１スイッチＱ１１のドレインには、第２高電位側端子ＣＨ２が接続されている。第１１スイッチＱ１１のソースには、第１２スイッチＱ１２のコレクタが接続されている。第１２スイッチＱ１２のエミッタには、第１低電位側端子ＣＬ１及び第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。第２高電位側端子ＣＨ２には、コンデンサ１２を介して、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。また、第２高電位側端子ＣＨ２には、給電対象１１を介して、第２低電位側端子ＣＬ２が接続されている。

なお、第１２スイッチＱ１２には、フリーホイールダイオードとしてのダイオードＤが逆並列に接続されている。第１２スイッチＱ１２としては、ＩＧＢＴに限らず、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、ダイオードＤが備えられていなくてもよい。

リアクトル１０２の第１端は、第１高電位側端子ＣＨ１に接続されている。リアクトル１０２の第２端は、第１１スイッチＱ１１のソース及び第１２スイッチＱ１２のコレクタに接続されている。第１高電位側端子ＣＨ１には、蓄電池１０の正極端子が接続され、蓄電池１０の負極端子には、第１低電位側端子ＣＬ１が接続されている。

電力変換システムは、第１電流センサ６０、第１電圧センサ６１、第２電流センサ６２、第２電圧センサ６３及び温度センサ６４を備えている。これらのセンサの検出対象は、第１実施形態と同様である。

制御部７０は、各検出値Ｉ１，Ｖ１，Ｉ２，Ｖ２，Ｔに基づいて、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２のゲートに駆動信号を出力し、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２をオンオフする。ここで、本実施形態において、第１電流Ｉ１の符号の定義は第１実施形態と同様であるが、第２電流Ｉ２は、第２高電位側端子ＣＨ２から給電対象１１方向へ電流が流れる場合を正とし、その逆方向に電流が流れる場合を負とする。

図１２は、本実施形態において、制御部７０が実施する制御ブロック図である。制御部７０は、電圧制御器８２を備えている。電圧制御器８２は、電圧偏差算出部８３、フィードバック制御部７７及びデューティ比算出部８４を備えている。

電圧偏差算出部８３は、指令電圧Ｖ２＊から第２電圧センサ６３の検出電圧である第２電圧Ｖ２を減算することにより、電圧偏差ΔＶ２を算出する。

フィードバック制御部７７は、算出された電圧偏差ΔＶ２を０にフィードバックするための操作量として、第１２スイッチＱ１２のデューティ比を算出する。

デューティ比算出部８４では、フィードバック制御部７７により算出されたデューティ比に、フィードフォワード項（Ｖ２＊－Ｖ１）／Ｖ２＊を加算し、最終的な第１２スイッチＱ１２のデューティ比とする。この第１２スイッチＱ１２のデューティ比は、ＰＷＭ生成部７９に出力される。

ＰＷＭ生成部７９は、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２の駆動信号を生成し、ゲート電圧補正部８５に出力する。本実施形態では、第１１スイッチＱ１１は、オフされる。また、第１２スイッチＱ１２のデューティ比に基づいて、第１２スイッチＱ１２はオンオフされる。

ゲート電圧補正部８５は、ゲート電圧設定部８１から受け取る指令に基づいて、第１１スイッチＱ１１のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆの補正を行う。その後、ゲート電圧補正部８５は、駆動信号を第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２へ出力する。

ゲート電圧設定部８１は、第１実施形態と同様に、第１１スイッチＱ１１のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを設定する。

図１３に、制御部７０により実行される処理の手順を示す。この処理は、例えば所定の制御周期で繰り返し実行される。なお、図１３において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

ステップＳ１０で否定判定した場合、発熱量の増大要求がないとしてステップＳ１７に進み、制御モードを通常モードに設定する。通常モードでは、次のステップＳ１８で、第１１スイッチＱ１１のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに設定する。

ステップＳ１０で肯定判定した場合、発熱量の増大要求があるとしてステップＳ１９に進み、制御モードを発熱モードに設定する。発熱モードでは、次のステップＳ２０で、第１１スイッチＱ１１のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβに設定する。ここで、第２オフ電圧Ｖβは第１オフ電圧Ｖαよりも負側に増大された値である。

ステップＳ２１では、指令電圧Ｖ２＊の値を設定する。

ステップＳ２２では、第１１スイッチＱ１１をオフし、第２電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２＊に制御されるように第１２スイッチＱ１２のデューティ比を制御する。

図１４に、通常モード及び発熱モードにおける、第１１スイッチＱ１１及び第１２スイッチＱ１２の操作状態等の推移を示す。図１４（ａ）の実線は第１１スイッチＱ１１の操作状態の推移を示し、破線は第１２スイッチＱ１２の操作状態の推移を示す。図１４（ｂ）は、第１電圧Ｖ１及び第２電圧Ｖ２を示す。図１４（ｃ）は、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の推移を示す。図１４（ｄ）は、第１電力Ｐ１、第２電力Ｐ２及び損失電力Ｐ１－Ｐ２を示す。ここで、本実施形態において、第２電力Ｐ２は、電力変換装置１００から給電対象１１へと供給される場合を正とする。そのため、第１電力Ｐ１から第２電力Ｐ２を差し引いた値が損失電力Ｐ１－Ｐ２となる。

図１４（ｄ）に示すように、通常モードの損失電力Ｐ１－Ｐ２よりも発熱モードの損失電力Ｐ１－Ｐ２の方が大きい。これは、本実施形態においても、発熱モードでは、通常モードよりもオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが負側に増大されているため、ＧａＮ－ＨＥＭＴの特性により、第１１スイッチＱ１１における逆導通電流による導通損失が大きくなるためである。

以上詳述した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ゲート電圧設定部８１の発熱モードにおけるオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを設定する方法を変更する。

本実施形態の発熱モードにおいて、ゲート電圧設定部８１は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを、環境温度Ｔに基づき制御する。

図１５に、ゲート電圧設定部８１が実施する電圧制御方法を示す。上限温度ＴＬは、昇温対象要素の耐熱性等から設定される温度であり、例えば、昇温対象要素の許容上限温度に設定される。環境温度Ｔが、上限温度ＴＬに対して低い温度に設定された制限開始温度ＴＣ以上になると、ゲート電圧設定部８１は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを環境温度Ｔに応じた値に設定する。詳しくは、ゲート電圧設定部８１は、環境温度Ｔが制限開始温度ＴＣを超える場合、環境温度Ｔが上限温度ＴＬに近づくほど、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに近づける。ゲート電圧設定部８１は、環境温度Ｔが制限開始温度ＴＣになる場合、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに設定する。このように設定された第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは、ゲート電圧補正部８０へ出力される。
なお、環境温度Ｔが上限温度ＴＬ以上の場合、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは第１オフ電圧Ｖαに設定される。また、環境温度Ｔが制限開始温度ＴＣ以下の場合、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは第２オフ電圧Ｖβに設定される。

このように、環境温度Ｔが制限開始温度ＴＣを超える場合、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のゲート電圧Ｖｏｆｆを環境温度Ｔに基づき徐々に低減することで、逆導通電流による発熱を低減することができる。その結果、環境温度Ｔが上限温度ＴＬを超えることを防止することができる。

＜第３実施形態の変形例＞
以下、第３実施形態の変形例について、第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ゲート電圧設定部８１の発熱モードにおけるオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを設定する方法として、フィードバック制御を用いる。

図１６は、本実施形態の発熱モードにおいて、ゲート電圧設定部８１が実施する制御ブロック図である。ゲート電圧設定部８１は、温度制御器８６を備えている。温度制御器８６は、温度偏差算出部８７、フィードバック制御部８８及びリミッタ８９を備えている。

温度偏差算出部８７は、目標温度Ｔ＊から環境温度Ｔを減算することにより、温度偏差ΔＴを算出する。なお、本実施形態において、目標温度Ｔ＊が指令温度に相当する。

フィードバック制御部８８は、算出された温度偏差ΔＴを０にフィードバックするための操作量として、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを算出する。例えば、環境温度Ｔを上げる場合、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは負側に増大される。一方、環境温度Ｔを下げる場合、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆはその絶対値を低減される。本実施形態では、このフィードバック制御として、比例積分制御が用いられている。なお、フィードバック制御部８８で用いられるフィードバック制御は、比例積分制御に限らず、例えば、比例積分微分制御であってもよい。

フィードバック制御部８８により算出された第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆは、リミッタ８９により上限値又は下限値が制限され、ゲート電圧補正部８０へ出力される。なお、本実施形態において、上限値は第１オフ電圧Ｖαであり、下限値は第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の特性から定められる電圧である。

このように、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のゲート電圧Ｖｏｆｆを環境温度Ｔに基づきフィードバック制御することで、環境温度Ｔを目標温度Ｔ＊に制御することができる。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、制御部７０は、第５スイッチＱ５及び第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを、第２オフ電圧Ｖβから一時的に第１オフ電圧Ｖαへと切り替える。

図１７に、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを固定した場合と、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替えた場合とのそれぞれにおける各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態等の推移を示す。図１７（ａ）は、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４の操作状態の推移を示す。第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４の操作状態が反転された操作状態が、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３の操作状態となる。図１７（ｂ）は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の操作状態の推移を示す。本実施形態においても、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオフされる。図１７（ｃ）は、第５スイッチＱ５及び第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆの推移を示す。図１７（ｄ）は、第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の推移を示す。

図１７（ｃ）に示すように、Ｖｏｆｆ固定の場合、制御部７０は、第５スイッチＱ５及び第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβに固定する。一方、Ｖｏｆｆ切替ありの場合、制御部７０は、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβから一時的に第１オフ電圧Ｖαへ切り替える。例えば、図１７（ａ）に示す第９期間Ｔ９及び第１０期間Ｔ１０において、制御部７０は、第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに制御する。

第９期間Ｔ９の各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態は、第１期間Ｔ１と同一である。

第９期間Ｔ９の電流経路は、第１期間Ｔ１と同一である。この場合、第６スイッチＱ６のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが第２オフ電圧Ｖβから第１オフ電圧Ｖαへ切り替えられることで、第６スイッチＱ６の電圧降下量は小さくなる。これにより、第６スイッチＱ６の導通損失が小さくなるため、図１７（ｄ）に示すように、Ｖｏｆｆ切替ありの場合では、Ｖｏｆｆ固定の場合に比べて、第２電流Ｉ２の負側への増加速度が高くなる。

第１０期間Ｔ１０の各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態は、第３期間Ｔ３と同一である。

第１０期間Ｔ１０の電流経路は、第３期間Ｔ３と同一である。この場合、第５スイッチＱ５のオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆが第２オフ電圧Ｖβから第１オフ電圧Ｖαへ切り替えられることで、第５スイッチＱ５の電圧降下量は小さくなる。この場合にも、第５スイッチＱ５の導通損失が小さくなるため、図１７（ｄ）に示すように、Ｖｏｆｆ切替ありの場合では、Ｖｏｆｆ固定の場合に比べて、第２電流Ｉ２の負側への増加速度が高くなる。

このように、本実施形態では、制御部７０は、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオフする期間内に、逆導通電流が流れているスイッチのオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第１オフ電圧Ｖαに一時的に切り替える期間を設ける。これにより、第１電圧Ｖ１及び第２電圧Ｖ２の差を十分に確保できない場合でも、この期間において逆導通電流が増大されるので、その後オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを第２オフ電圧Ｖβに戻しても、逆導通電流を第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８に流すことができる。その結果、逆導通電流による導通損失を大きくすることができるため、電力変換装置２０で発生する熱量を大きくすることができる。

なお、本実施形態では、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替える値を第１オフ電圧Ｖαとしたが、この値は第１オフ電圧Ｖαに限られず、逆導通電流の大きさを調整するために導通損失が低減される方向に調整されてよい。

また、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替える時間幅を増やした場合、逆導通電流は増加するが、逆導通電流による発熱量は減少する。そのため、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替える時間幅を増やしていくと、１スイッチング周期当たりの発熱量は極大値を迎えた後減少に転じる。このような特性を予め設計しておく又は発熱量に応じた時間幅のフィードバック制御を随時実施することで、オフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆを一時的に切り替える時間幅は、所望の発熱量が得られる時間幅に設定されてもよい。

＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第５実施形態では、発熱モードにおけるスイッチングパターンを変更する。第１実施形態では、発熱モードにおいて、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオフされていたが、本実施形態では、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８はオンオフされる。

図１８に、本実施形態の発熱モードにおける各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態等の推移を示す。図１８（ａ）の実線は、第１スイッチＱ１の操作状態の推移を示す。第１スイッチＱ１の操作状態が反転された操作状態が、第２スイッチＱ２の操作状態となる。図１８（ａ）の破線は、第４スイッチＱ４の操作状態を示す。第４スイッチＱ４の操作状態が反転された操作状態が、第３スイッチＱ３の操作状態となる。図１８（ｂ）の実線は、第５スイッチＱ５の操作状態の推移を示す。第５スイッチＱ５の操作状態が反転された操作状態が、第６スイッチＱ６の操作状態となる。図１８（ｂ）の破線は、第８スイッチＱ８の操作状態の推移を示す。第８スイッチＱ８の操作状態が反転された操作状態が、第７スイッチＱ７の操作状態となる。

第１フルブリッジ回路３０及び第２フルブリッジ回路４０の間の伝達電力は、回路間位相φ２１を制御することで調整される。ここで、回路間位相φ２１は、第４スイッチＱ４のオンへの切り替えタイミングと、第８スイッチＱ８のオンへの切り替えタイミングとの位相差である。

図１８（ｃ）に、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８のゲート電圧の推移を示す。Ｖｏｎ１は通常モードにおけるオン時のゲート電圧を示し、Ｖｏｎ２は発熱モードにおけるオン時のゲート電圧を示す。発熱モードにおけるオン時のゲート電圧Ｖｏｎ２は、通常モードにおけるオン時のゲート電圧Ｖｏｎ１に比べて低減されている。また、Ｖｏｆｆ１は、通常モードにおけるオフ時のゲート電圧を示し、Ｖｏｆｆ２は発熱モードにおけるオフ時のゲート電圧を示す。発熱モードにおけるオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆ２は、通常モードのオフ時のゲート電圧Ｖｏｆｆ１に比べて負側に増大されている。例えば、図１８（ａ）に示す第１１期間Ｔ１１において、第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８のオン時のゲート電圧はＶｏｎ２に設定される。また、第１２期間Ｔ１２において、第５スイッチＱ５のオン時のゲート電圧はＶｏｎ２に設定され、第８スイッチＱ８のオフ時のゲート電圧はＶｏｆｆ２に設定される。

第１１期間Ｔ１１は、第１，第４，第５，第８スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８がオンされて、かつ、第２，第３，第６，第７スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７がオフされる期間である。

第１１期間Ｔ１１の電流経路は、図１９（ａ）に示すように、第３期間Ｔ３と同一である。しかし、第３期間Ｔ３と異なり第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８はオンされている。そこで、制御部７０は、逆導通電流が流れる第５スイッチＱ５及び第８スイッチＱ８のオン時のゲート電圧を、通常モードにおけるオン時のゲート電圧Ｖｏｎ１に比べて小さいＶｏｎ２に設定することで、逆導通時の導通損失を大きくすることができる。

第１２期間Ｔ１２は、第２，第３，第５，第７スイッチＱ２，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７がオンされて、かつ、第１，第４，第６，第８スイッチＱ１，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８がオフされる期間である。

図１９（ｂ）に、第１２期間Ｔ１２の電流経路を示す。第２フルブリッジ回路４０においては、第２コイル５０ｂ、第７スイッチＱ７及び第５スイッチＱ５を含む回路が形成される。この場合についても、制御部７０は、順導通電流が流れる第５スイッチＱ５のオン時のゲート電圧を、通常モードにおけるオン時のゲート電圧Ｖｏｎ１に比べて小さいＶｏｎ２に設定することで、順導通時の導通損失を大きくすることができる。

オン時のゲート電圧を低減することで、逆導通時の導通損失を大きくすることができるのは、図３に示したＧａＮ－ＨＥＭＴに流れる逆導通電流の特性によるものである。また、図２０に、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のオン時のゲート電圧を低減した場合の順導通電流量及び電圧降下量の特性を示す。図２０中の矢印は、オン時のゲート電圧を低減することを示す。オン時のゲート電圧を低減すると、同じ順導通電流量に対する電圧降下量が増大することがわかる。

このように、本実施形態では、発熱モードにおけるオン時のゲート電圧を通常モードに比べて低減することで、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８の電圧降下量を増大し、導通損失を大きくすることができる。

また、オン時のゲート電圧の大きさを低減することで、オン時のゲート電圧と負側に増大したオフ時のゲート電圧との差を低減することができるため、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８にかかるストレスを低減することもできる。その結果、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８が劣化することを抑制することができる。

＜第６実施形態＞
以下、第６実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、通常モードにおいて、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオフしたが、これを変更する。本実施形態では、通常モードにおいて第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８をオンオフする。

図２１に、通常モードにおける制御部７０が実施する制御ブロック図を示す。図２１において、先の図２と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。本実施形態では、フィードバック制御部７７は、電流偏差ΔＩ２を０にフィードバックするための操作量として、回路間位相φ２１を算出する。本実施形態では、回路間位相φ２１は、０°から所定位相までの範囲に制限され、その範囲において、値が大きくなるほど蓄電池１０から給電対象１１への伝達電力が大きくなる。

ＰＷＭ生成部７９は、回路間位相φ２１に基づいて、各スイッチＱ１～Ｑ８の駆動信号を生成する。

ゲート電圧補正部８０は、ゲート電圧設定部８１からオフ時のゲート電圧をＶｏｆｆ＝Ｖαとする指令を受け取り、第５～第８スイッチＱ５～Ｑ８のゲート電圧Ｖｏｆｆを補正する。その後、ゲート電圧補正部８０は、駆動信号を各スイッチＱ１～Ｑ８のゲートへ出力する。

図２２に、通常モードにおける各スイッチＱ１～Ｑ８の操作状態の推移を示す。図２２（ａ）の実線は、第１スイッチＱ１の操作状態の推移を示す。第１スイッチＱ１の操作状態が反転された操作状態が、第２スイッチＱ２の操作状態となる。図２２（ａ）の破線は、第３スイッチＱ３の操作状態の推移を示す。第３スイッチＱ３の操作状態が反転された操作状態が、第４スイッチＱ４の操作状態となる。図２２（ｂ）の実線は、第５スイッチＱ５の操作状態の推移を示す。第５スイッチＱ５の操作状態が反転された操作状態が、第６スイッチＱ６の操作状態となる。図２２（ｂ）の破線は、第７スイッチＱ７の操作状態の推移を示す。第７スイッチＱ７の操作状態が反転された操作状態が、第８スイッチＱ８の操作状態となる。第１スイッチＱ１のオンへの切り替えタイミングと、第５スイッチＱ５のオンへの切り替えタイミングとの位相差が回路間位相φ２１とされる。

本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

＜第７実施形態＞
以下、第７実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第７実施形態では、第１実施形態の構成に熱伝達部を追加する。

図２３に、本実施形態の構成図を示す。図２３において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。電力変換装置２０は、熱伝達部１１０を備えている。本実施形態において、熱伝達部１１０は、各スイッチＱ１～Ｑ８、トランス５０及び給電対象１１を熱交換対象要素とし、熱交換対象要素で発生する熱を吸収可能に構成されている。熱伝達部１１０は、吸収した熱を昇温対象要素に伝達し、昇温対象要素を昇温させる。昇温対象要素は、例えば、給電対象１１である。

熱伝達部１１０としては、例えば、熱交換対象要素と昇温対象要素との間で冷却水が循環する循環経路を備え、この冷却水を介して昇温対象要素を昇温させるものであってもよい。なお、熱伝達部１１０としては、これ以外にも例えば、冷却流体として気体（空気）が用いられるものであってよい。また、熱伝達部１１０としては、例えば、冷却流体を用いず、熱交換対象要素及び昇温対象要素に当接するヒートシンク等の構成部材であってもよい。

これにより、電力変換に伴い発生した熱を回収し、昇温対象要素に伝達することができるため、効率的に昇温対象要素の温度を上昇することができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・第３実施形態、第３実施形態の変形例、第４実施形態及び第５実施形態では、第１実施形態の電力変換装置２０の回路構成を用いたが、第１実施形態の変形例２で示した電力変換装置９０の回路構成を用いても同様の効果を得ることができる。

・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１０…蓄電池、１１…給電対象、２０…電力変換装置、Ｑ１～Ｑ８…第１～第８スイッチ、７０…制御部。

Claims (9)

1. 入力側端子（ＣＨ１，ＣＬ１）、出力側端子（ＣＨ１，ＣＬ１）及びスイッチ部（Ｑ５～Ｑ８，Ｑ１１）を有し、前記入力側端子に接続される蓄電部（１０）から、前記出力側端子に接続される給電対象（１１）へと電力伝達を行う場合に前記スイッチ部をオンオフする電力変換装置（２０，９０，１００）において、
   前記スイッチ部は、該スイッチ部に逆導通電流が流れる場合において、そのゲート電圧が負側に大きいほど、逆導通電流が流れる場合に発生する導通損失が大きくなる特性を有しており、
   前記電力伝達に伴う発熱量の増大要求があるか否かを判定する判定部と、
   前記増大要求があると判定された場合、前記増大要求がないと判定された場合に比べて前記電力伝達を行うときに逆導通電流が流れる前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を負側に増大する制御部（７０）と、を備える電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記増大要求があると判定された場合、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を、前記電力伝達に伴って発生した熱を用いて昇温させる昇温対象要素の温度（Ｔ）に基づき設定する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記昇温対象要素の温度が上限温度以上の場合、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を第１オフ電圧に設定し、前記昇温対象要素の温度が、前記上限温度よりも低い制限開始温度以下の場合、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を、前記第１オフ電圧よりも負側に増大した第２オフ電圧に設定する請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記昇温対象要素の温度が前記制限開始温度よりも高くてかつ前記上限温度よりも低い場合、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を、前記昇温対象要素の温度が前記上限温度に近いほど前記第１オフ電圧に近づける請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記昇温対象要素の温度をその目標温度にフィードバック制御すべく、前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を設定する請求項２に記載の電力変換装置。
6. 互いに磁気結合される第１コイル（５０ａ）及び第２コイル（５０ｂ）を有するトランス（５０）と、
   前記入力側端子及び前記第１コイルに接続され、前記蓄電部から供給される直流電圧を交番電圧に変換して前記第１コイルに印加する変換回路（３０）と、
   前記出力側端子及び前記第２コイルに接続され、前記スイッチ部を有するフルブリッジ回路（４０）と、を備え、
   前記制御部は、前記増大要求があると判定された場合、逆導通電流が流れている前記スイッチ部のオフ時のゲート電圧を、正側に一時的に増大させる期間を設ける請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
7. 互いに磁気結合される第１コイル及び第２コイルを有するトランスと、
   前記入力側端子及び前記第１コイルに接続され、前記蓄電部から供給される直流電圧を交番電圧に変換して前記第１コイルに印加する変換回路と、
   前記出力側端子及び前記第２コイルに接続され、前記スイッチ部を有するフルブリッジ回路と、を備え、
   前記制御部は、前記増大要求があると判定された場合、前記スイッチ部のオン時のゲート電圧を、前記増大要求がないと判定された場合に比べ低減する請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記増大要求がないと判定された場合、前記電力伝達を行うときに逆導通電流が流れる前記スイッチ部をオンする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記電力伝達に伴って発生した熱を吸収し、その熱を昇温対象要素に伝達する熱伝達部（１１０）を備える請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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