JP6720532B2 - 回路装置、発振器、電子機器及び移動体 - Google Patents

Description

本発明は、回路装置、発振器、電子機器及び移動体等に関する。

従来より、ＯＣＸＯ（oven controlled crystal oscillator）、ＴＣＸＯ（temperature compensated crystal oscillator）等の発振器が知られている。例えばＯＣＸＯは、基地局、ネットワークルーター、測定機器等における基準信号源として用いられている。

このような発振器の従来技術としては、例えば特許文献１に開示される技術がある。この従来技術では、発振周波数の高精度化のために、発振周波数のエージング補正を行っている。具体的には、発振周波数の制御電圧の補正値と経過時間との対応関係情報を記憶する記憶部と、経過時間計測部を設ける。そして、記憶部に記憶された補正値と経過時間との対応関係情報と、経過時間計測部により測定された経過時間とに基づいて、エージング補正を実行する。

特開２０１５−８２８１５号公報

このように、ＯＣＸＯ、ＴＣＸＯ等の発振器では、発振信号の発振周波数の高精度化に対する要求がある。

このような発振器において、より精度の高い発振周波数を得るには、恒温槽により振動子の温度が制御されているＯＣＸＯが望ましい。ＯＣＸＯでは振動子の温度が制御されているが、実際には恒温槽の周囲の環境温度が変動すると、その影響で振動子の温度が変動し、発振周波数がわずかながら変動する。そのため、更に精度の高い発振周波数を得るには温度補償が必要である。温度補償は、振動子の温度変動による発振周波数の変動を低減するものである。即ち、温度補償では、振動子の温度を温度センサーにより測定し、その測定された温度に基づいて発振周波数が一定になるように制御する。温度センサーは、例えば発振信号を生成する回路装置に設けられているが、振動子の温度を測定できるように回路装置（温度センサー）は恒温槽内に設けられている。

しかしながら、上述したように基本的には恒温槽内は温度が制御されている。そのため、環境温度の影響を受けるとはいえ、回路装置に内蔵の温度センサーだけを用いると環境温度の変動によるセンシング温度の変動範囲は小さくなり、高精度な温度補償ができない。例えば、温度センサーのセンシング電圧はＡ／Ｄ変換回路によりＡ／Ｄ変換され、その温度検出データが温度補償に用いられる。この場合、センシング電圧の変動範囲がＡ／Ｄ変換回路の入力フルスケールに対して非常に小さくなるので、Ａ／Ｄ変換回路の分解能が粗くなり（センシング電圧の変動範囲に対応するコード変動範囲が小さくなり）、高精度な温度補償ができないおそれがあった。

本発明の幾つかの態様によれば、発振周波数の温度依存性が小さい高安定な発振周波数を得ることができる回路装置、発振器、電子機器及び移動体等を提供できる。

本発明の一態様は、温度検出電圧をＡ／Ｄ変換して温度検出データを出力するＡ／Ｄ変換部と、前記温度検出データに基づいて、発振周波数の温度補償の信号処理を行う処理部と、周波数制御データ及び恒温槽内に設けられるオーブン型振動子を用いて、前記周波数制御データに対応する前記発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、回路装置の外部に設けられる外部温度センサーからの前記温度検出電圧を入力するための温度センサー入力端子と、を含む回路装置に関係する。

本発明の一態様によれば、回路装置の外部に外部温度センサーを設け、その外部温度センサーからの温度検出電圧を温度センサー入力端子から回路装置に入力し、その入力された温度検出電圧をＡ／Ｄ変換して温度検出データを出力し、その温度検出データに基づいて、発振周波数の温度補償の信号処理を行うことができる。これにより、回路装置に温度センサーを内蔵した場合に比べて、センシング温度の変動範囲を大きくし、温度検出データの温度分解能を向上できる。そして、その高い温度分解能の温度検出データを用いて温度補償処理を行うことで、発振周波数の温度依存性が小さい高安定な発振周波数を得ることができる。

また本発明の一態様では、前記温度検出電圧は、前記温度センサー入力端子からプログラマブルゲインアンプを介して前記Ａ／Ｄ変換部に入力されてもよい。

外部温度センサーとしては、種々の特性（例えば感度や出力電圧範囲等）が異なる温度センサーが接続される可能性がある。このように、温度センサー入力端子を設けたことによって、多様な特性の温度センサーが接続される可能性がある。この点、本発明の一態様によれば、Ａ／Ｄ変換部の前段にプログラマブルゲインアンプを設けたことで、多様な特性の温度センサーに対応してゲイン調整できる。

また本発明の一態様では、前記Ａ／Ｄ変換部からの前記温度検出データは、デジタルフィルター部を介して前記処理部に入力されてもよい。

外部温度センサーや内部温度センサーからの温度検出電圧にはノイズが含まれている。また、プログラマブルゲインアンプを設けたので、そのゲインによって温度検出電圧のノイズが増幅される。ノイズを含んだ温度検出電圧で温度補償処理を行うと、周波数制御データにもノイズが含まれることになり、発振信号の特性（例えば位相ノイズ）を低下させる。この点、本発明の一態様によれば、デジタルフィルター部により温度検出データをフィルター処理できるので、温度検出データのノイズ（温度検出電圧のノイズ）を低減できる。

また本発明の一態様では、回路装置は、内部温度センサーを含み、前記Ａ／Ｄ変換部は、第１のモードでは、前記内部温度センサーからの内部温度検出電圧を、前記温度検出電圧としてＡ／Ｄ変換を行い、第２のモードでは、前記外部温度センサーから前記温度センサー入力端子を介して入力される外部温度検出電圧を前記温度検出電圧としてＡ／Ｄ変換を行ってもよい。

このようにすれば、例えば発振器の用途等に応じて適切な温度センサーを選択できる。例えば、外部温度センサーを設けずにコスト削減したい場合には内部温度センサーを選択できる。一方、高精度な発振周波数を得たい場合には外部温度センサーを選択できる。そして、本発明の一態様では、プログラマブルゲインアンプを設けたことで、このような種々の温度センサーに対応できる。

また本発明の一態様では、前記処理部は、前記温度検出電圧により求められる前記温度検出データに基づいて、エージング変動成分と温度変動成分を含む、前記周波数制御データの変動成分から、前記エージング変動成分を抽出して、抽出した前記エージング変動成分に基づいて前記周波数制御データのエージング補正処理を行ってもよい。

本発明の一態様では、温度センサー入力端子を設けたことで外部温度センサーを用いることが可能であり、それによって温度補償における周波数補正誤差を抑制できる。即ち、エージング変動成分と温度変動成分を含む周波数制御データの変動成分からエージング変動成分を抽出する際に、正確に温度変動成分を除去して正確にエージング変動成分を抽出できる。

また本発明の一態様では、前記オーブン型振動子は、ダブルオーブン型振動子であってもよい。

ダブルオーブン型振動子を用いることで振動子の温度変動を小さくし、発振周波数の変動を抑制できる。しかしながら、ダブルオーブン内では温度変動が小さいので、回路装置に内蔵された温度センサーを用いると温度補償における周波数補正誤差が大きくなる。この点、本発明の一態様によれば、温度センサー入力端子を設けたことで、ダブルオーブン外に外部温度センサーを設けることが可能となり、温度補償における周波数補正誤差を小さくできる。

また本発明の一態様では、回路装置は、前記オーブン型振動子に対応して設けられたヒーターを制御するオーブン制御回路を含んでもよい。

オーブン制御回路によりヒーターの発熱を制御することで、振動子の温度が管理されたオーブン型振動子を実現できる。このような温度が管理されたオーブン内では温度変動が小さいが、本発明の一態様によれば恒温槽の外に外部温度センサーを設けることが可能となるので、高精度な温度補償が可能である。

また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置と、前記外部温度センサーと、前記オーブン型振動子と、前記オーブン型振動子に対応して設けられたヒーターと、を含む発振器に関係する。

また本発明の他の態様では、前記オーブン型振動子と前記回路装置との間の距離をＬ１とし、前記オーブン型振動子と、前記外部温度センサーとの距離をＬ２とした場合に、Ｌ２＞Ｌ１であってもよい。

オーブン型振動子から近いほど温度が適切に調整されており、オーブン型振動子から遠いほど環境温度の変動により温度が変動しやすくなる。この点、本発明の他の態様によれば、回路装置よりも外部温度センサーの方がオーブン型振動子よりも遠い。また、このような外部温度センサーからの温度検出電圧を入力するための温度センサー入力端子が回路装置に設けられている。これにより、外部温度センサーを用いて変動範囲が広い温度変化を検出することが可能となり、その温度検出電圧を用いることで正確な温度補償処理が可能となる。

また本発明の更に他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む電子機器に関係する。

また本発明の更に他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む移動体に関係する。

本実施形態の回路装置の構成例。 温度センサーが出力する温度検出電圧の特性例。 温度検出データのビット数に対する周波数偏差の特性例。 本実施形態の回路装置の詳細な構成例。 プログラマブルゲインアンプのゲイン設定例。 プログラマブルゲインアンプの詳細な構成例。 オーブン制御回路の第１の詳細な構成例。 オーブン制御回路の第２の詳細な構成例。 発振器の詳細な構造例。 図１０Ａ、図１０Ｂは、発振器の変形構造例。 エージング特性の素子ばらつきについての説明図。 図１２Ａ、図１２Ｂはホールドオーバーについての説明図。 本実施形態の回路装置の詳細な構成例。 図１４Ａ、図１４Ｂはカルマンフィルター処理を用いたエージング補正の説明図。 処理部の詳細な構成例。 図１６Ａ、図１６Ｂは処理部の動作説明図。 エージング補正部の構成例。 図１８Ａ、図１８Ｂは温度センサー、発振回路の構成例。 図１９Ａ、図１９Ｂは本実施形態の変形例の説明図。 図２０Ａ、図２０Ｂ、図２０Ｃは発振器、電子機器、移動体の構成例。 電子機器の１つである基地局の構成例。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．構成
図１に、本実施形態の回路装置の構成例を示す。回路装置は、温度センサー入力端子ＴＶＴ、Ａ／Ｄ変換部２０（Ａ／Ｄ変換器、Ａ／Ｄ変換回路）、処理部５０（デジタル信号処理部、処理回路）、発振信号生成回路１４０を含む。

外部温度センサー１２（第１温度センサー）は、環境の温度に応じて変化する温度依存電圧を、温度検出電圧ＶＴＤＥとして出力する。外部温度センサー１２は、回路装置の外部に設けられる。回路装置は例えば半導体チップであり、その半導体チップの外部或いは半導体チップを収納したパッケージの外部に、外部温度センサー１２が設けられる。具体的には、環境温度（例えば、回路装置と振動子ＸＴＡＬを収納した発振器のパッケージの外側の温度、或いは恒温槽の外側の温度）が変化した場合において、回路装置の位置における温度変化よりも温度変化が大きい位置に、外部温度センサー１２が設けられる。例えば、図９〜図１０Ｂで後述するように、回路装置５００は恒温槽（例えば第２の容器４１４）の内部に設けられる。そして、外部温度センサー１２は、発振器のパッケージ４１０の外部、或いは発振器のパッケージ４１０の内部で恒温槽（例えば第２の容器４１４）の外部に設けられる。例えば外部温度センサー１２としては、サーミスターやダイオード（広義にはＰＮ接合）等を用いることができる。

Ａ／Ｄ変換部２０には、外部温度センサー１２からの温度検出電圧ＶＴＤＥが温度センサー入力端子ＴＶＴを介して入力される。Ａ／Ｄ変換部２０は、その温度検出電圧ＶＴＤＥのＡ／Ｄ変換を行って、温度検出データＤＴＤを出力する。例えば温度検出電圧ＶＴＤＥのＡ／Ｄ変換結果に対応するデジタルの温度検出データＤＴＤ（Ａ／Ｄ結果データ）を出力する。Ａ／Ｄ変換部２０のＡ／Ｄ変換方式としては、例えば逐次比較方式や逐次比較方式に類似する方式などを採用できる。なおＡ／Ｄ変換方式はこのような方式には限定されず、種々の方式（計数型、並列比較型又は直並列型等）を採用できる。

処理部５０は種々の信号処理（デジタル信号処理）を行う。例えば処理部５０は、温度検出データＤＴＤに基づいて発振周波数（発振信号の周波数）の温度補償処理を行う。具体的には処理部５０は、温度に応じて変化する温度検出データＤＴＤと、温度補償処理用の係数データ（近似関数の係数のデータ）などに基づいて、温度変化があった場合に発振周波数の変動を小さくするための温度補償処理を行う。また処理部５０は、必要に応じて例えばエージング補正処理、カルマンフィルター処理などの信号処理を行ってもよい。そして信号処理後の周波数制御データＤＦＣＱ（周波数制御コード）を出力する。この処理部５０は、ゲートアレイ等のＡＳＩＣ回路により実現してもよいし、プロセッサー（ＤＳＰ、ＣＰＵ）とプロセッサー上で動作するプログラム（プログラムモジュール）により実現してもよい。

振動子ＸＴＡＬは、例えばＡＴカットタイプやＳＣカットタイプなどの厚みすべり振動タイプの水晶振動子等や屈曲振動タイプなどの圧電振動子である。振動子ＸＴＡＬは、オーブン型発振器（ＯＣＸＯ）の恒温槽内に設けられるタイプである。振動子ＸＴＡＬは共振器（電気機械的な共振子又は電気的な共振回路）であってもよい。なお振動子ＸＴＡＬとしては、圧電振動子として、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子、シリコン製振動子としてのＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子等を採用できる。振動子ＸＴＡＬの基板材料としては、水晶、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム等の圧電単結晶や、ジルコン酸チタン酸鉛等の圧電セラミックス等の圧電材料、又はシリコン半導体材料等を用いることができる。振動子ＸＴＡＬの励振手段としては、圧電効果によるものを用いてもよいし、クーロン力による静電駆動を用いてもよい。

発振信号生成回路１４０は発振信号ＯＳＣＫを生成する。例えば発振信号生成回路１４０は、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱと振動子ＸＴＡＬを用いて、周波数制御データＤＦＣＱにより設定される発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを生成する。一例としては、発振信号生成回路１４０は、周波数制御データＤＦＣＱにより設定される発振周波数で振動子ＸＴＡＬを発振させて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。

なお発振信号生成回路１４０は、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式で発振信号ＯＳＣＫを生成する回路であってもよい。例えば振動子ＸＴＡＬ（固定発振周波数の発振源）の発振信号をリファレンス信号として、周波数制御データＤＦＣＱで設定される発振周波数の発振信号ＯＳＣＫをデジタル的に生成してもよい。

発振信号生成回路１４０は、Ｄ／Ａ変換部８０と発振回路１５０を含むことができる。但し発振信号生成回路１４０は、このような構成には限定されず、その一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

Ｄ／Ａ変換部８０は、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱ（処理部の出力データ）のＤ／Ａ変換を行う。Ｄ／Ａ変換部８０のＤ／Ａ変換方式としては例えば抵抗ストリング型（抵抗分割型）を採用できる。但し、Ｄ／Ａ変換方式はこれには限定されず、抵抗ラダー型（Ｒ−２Ｒラダー型等）、容量アレイ型、又はパルス幅変調型などの種々の方式を採用できる。またＤ／Ａ変換部８０は、Ｄ／Ａ変換器以外にも、その制御回路や変調回路（ディザー変調又はＰＷＭ変調等）やフィルター回路などを含むことができる。

発振回路１５０は、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱと振動子ＸＴＡＬを用いて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。発振回路１５０は、第１、第２の振動子用端子（振動子用パッド）を介して振動子ＸＴＡＬに接続される。例えば発振回路１５０は、振動子ＸＴＡＬ（圧電振動子、共振子等）を発振させることで、発振信号ＯＳＣＫを生成する。具体的には発振回路１５０は、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱを周波数制御電圧（発振制御電圧）とした発振周波数で、振動子ＸＴＡＬを発振させる。例えば発振回路１５０が、電圧制御により振動子ＸＴＡＬの発振を制御する回路（ＶＣＯ）である場合には、発振回路１５０は、周波数制御電圧に応じて容量値が変化する可変容量キャパシター（バリキャップ等）を含むことできる。

なお、前述のように発振回路１５０はダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式により実現してもよく、この場合には振動子ＸＴＡＬの発振周波数はリファレンス周波数となり、発振信号ＯＳＣＫの発振周波数とは異なる周波数になる。

以上の本実施形態によれば、回路装置は、温度検出電圧ＶＴＤＥをＡ／Ｄ変換して温度検出データＤＴＤを出力するＡ／Ｄ変換部２０と、温度検出データＤＴＤに基づいて、発振周波数の温度補償の信号処理を行う処理部５０と、周波数制御データＤＦＣＱ及び恒温槽内に設けられるオーブン型振動子ＸＴＡＬを用いて、周波数制御データＤＦＣＱに対応する発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを生成する発振信号生成回路１４０と、回路装置の外部に設けられる外部温度センサー１２からの温度検出電圧ＶＴＤＥを入力するための温度センサー入力端子ＴＶＴと、を含む。

このように温度センサー入力端子ＴＶＴを設けることで、回路装置の外部に外部温度センサー１２を設けることが可能となる。具体的には、環境温度（外気温度）の変化に対してセンシング温度の変化が大きい位置（例えば恒温槽の外）に外部温度センサー１２を設けることが可能となる。これにより、センシング温度の変動範囲が大きくなるので、温度検出電圧ＶＴＤＥの変動範囲が大きくなり、温度検出データＤＴＤの分解能（１ＬＳＢに対応する温度変化）を向上できる。温度検出データＤＴＤの分解能が高いということは、より小さい温度変化に追従して発振周波数を温度補償できるということであり、より小さい周波数補正誤差での温度補償を実現できる。

例えば、基地局等の基準信号源として発振器を用いる場合、ＰＬＬ回路により発振周波数を基準信号（例えばＧＰＳ信号）に同期させる。基準信号が何らかの理由により消失又は異常となった場合には、ＰＬＬ回路がホールドオーバーとなり発振回路１５０は自走発振する。このホールドオーバー状態では、温度補償における周波数補正誤差が自走発振の周波数誤差（偏差）の要因の一つとなり、その誤差が時刻情報（発振信号のパルスの数）の誤差として、時間と共に蓄積される。例えば、後述するＴＤＤ方式の通信等では高精度な時刻同期が要求されるが、温度補償における周波数補正誤差が大きいと、時刻同期が取れなくなる可能性がある。この点、本実施形態では外部温度センサー１２を用いて高精度な温度補償を実現できる（周波数補正誤差を小さくできる）。

図２、図３を用いて、より具体的に説明する。図２は、温度センサーが出力する温度検出電圧の特性例である。例えば、温度検出電圧は温度に対して負の傾きで線形（一次関数）に変化する。

環境温度の一例として、発振器のパッケージの外側の気温である外気温度を想定する。例えば発振器の仕様等に応じて、外気温度の変動範囲Ｔ_Ａは−５０度〜１００度であると想定できる（なお、温度は摂氏で表すものとする）。その外気温度の変動範囲Ｔ_Ａに対して温度検出電圧の変動範囲をＶ_Ａとする。

一方、温度センサーが設けられた位置での温度は、その位置に応じて変動範囲Ｔ_ＴＳが異なっている。温度補償は、振動子の温度変化による発振周波数の変化を補償するものなので、従来は温度センサーは振動子の近くに設けられていた。例えば図９の発振器を例にとると、従来は温度センサーが回路装置５００に内蔵されており、その回路装置５００が振動子４２０と共に恒温槽（例えば第２の容器４１４）の中に収納されていた。

しかしながら、恒温槽の中に温度センサー（回路装置５００）が設けられた場合、その位置でのセンシング温度の変動範囲Ｔ_ＴＳは、外気温度の変動範囲Ｔ_Ａよりも非常に小さくなる。例えば、図９のような２つのヒーター４５０、４５２で恒温槽内の温度を管理するダブルオーブン型のＯＣＸＯでは、恒温槽内の温度の変動範囲Ｔ_ＴＳは非常に小さくなり、例えば変動範囲Ｔ_ＴＳは８５度〜９５度である。図２に示すように、このセンシング温度の変動範囲Ｔ_ＴＳに対する温度検出電圧の変動範囲をＶ_ＴＳとする。Ｔ_ＴＳ、Ｔ_Ａ、Ｖ_ＴＳ、Ｖ_Ａの幅（範囲の上限から下限を減算した値）をΔＴ_ＴＳ、ΔＴ_Ａ、ΔＶ_ＴＳ、ΔＶ_Ａとすると、上記の例ではΔＶ_ＴＳ／ΔＶ_Ａ＝ΔＴ_ＴＳ／ΔＴ_Ａ＝１０／１５０＝１／１５となる。即ち、外気中に温度センサーを置いた場合に比べて恒温槽内に温度センサーを置いた場合には、温度検出電圧の変動範囲が１／１５になってしまうということである。

例えば、外気温度での電圧変動幅ΔＶ_Ａに対してＡ／Ｄ変換部２０の出力データＤＴＤ（温度検出データ）の変動幅が２^１２であるとする。この場合、ΔＶ_ＴＳ／ΔＶ_Ａ＝１／１５なので、センシング温度での電圧変動幅ΔＶ_ＴＳに対して温度検出データＤＴＤの変動幅は約２^８となる。即ち、Ａ／Ｄ変換部２０の実効的なビット数が４ビット小さくなったことと同じであり、実現したい周波数精度（温度補償後の発振周波数の偏差）に対してＡ／Ｄ変換部２０の分解能が不足してしまう。

具体的には、温度補償処理において温度誤差ΔＴ_ｅｒｒ［度］で生じる周波数補正誤差Δｆ_ｅｒｒ［ｐｐｂ］（ppb: parts per billion）は、下式（２４）のように近似できる。例えばオーブン型振動子ＸＴＡＬの温度特性が、温度変動範囲ΔＴ_Ａの半分の間隔で極大値と極小値を有すると共に、線形に変化するものと仮定した場合に、下式（２４）にように近似できる。Δｆ_ｅｒｒは、公称発振周波数に対する偏差（Δｆ／ｆ）で表している。Δｆｗは、処理部５０による温度補償処理を行わなかった場合において、外気温度が範囲Ｔ_Ａで変動した場合の発振周波数の偏差である。
Δｆ_ｅｒｒ＝２×Δｆｗ／ΔＴ_Ａ×ΔＴ_ｅｒｒ （２４）

温度誤差ΔＴ_ｅｒｒが、Ａ／Ｄ変換部２０の温度分解能（１ＬＳＢに対応する温度変化、温度ステップ）に起因するものとする。Ａ／Ｄ変換部２０の出力データ（温度検出データ）のビット数をＮとすると、温度誤差ΔＴ_ｅｒｒは下式（２５）となる。
ΔＴ_ｅｒｒ＝ΔＴ_Ａ／２^Ｎ （２５）

上式（２４）、（２５）から、Ａ／Ｄ変換部２０の温度分解能に起因する周波数補正誤差Δｆ_ｅｒｒは下式（２６）となる。
Δｆ_ｅｒｒ＝Δｆｗ／２^Ｎ−１ （２６）

図３は、温度検出データのビット数Ｎに対する周波数偏差Δｆ_ｅｒｒの特性例（上式（２６）の関係）である。

図３に示すように、例えば周波数補正誤差をΔｆ_ｅｒｒ＜ｈｓ＝Δｆｗ／１０００にしたいとする。この場合、上式（２６）からＡ／Ｄ変換部２０に求められるビット数Ｎは１２ビット以上となる。

図２で説明したように、外気温度をセンシングした場合のＡ／Ｄ変換部２０の（実効的な）ビット数がＮ＝１２である場合、ダブルオーブン型の恒温槽内でセンシングした場合のＡ／Ｄ変換部２０の（実効的な）ビット数はおおよそＮ＝８となる。これを図３の例に当てはめると、ダブルオーブン型の恒温槽内でセンシングした場合には所望の周波数偏差ｈｓを得られないことが分かる。

Ｎ＝８の場合の周波数補正誤差Δｆ_ｅｒｒは、Ｎ＝１２の場合の周波数補正誤差Δｆ_ｅｒｒの１６倍となる。下式（１）、（２）で後述するように、発振回路１５０が自走発振するホールドオーバーでは、周波数補正誤差等に起因する周波数変動で、公称発振周波数に対する周波数偏差が蓄積していく（経過時間Ｔ_１が長くなるにつれてホールドオーバー時間θ_ｔｏｔは２次関数的に長くなる）。即ち、１６倍の周波数補正誤差Δｆ_ｅｒｒは、ホールドオーバーにおける時刻情報の誤差を非常に大きくしてしまう。

例えば、恒温槽内で温度センシングする場合であっても、温度センサーの出力をアンプ等によって増幅し、温度検出データの温度分解能（Ａ／Ｄ変換部２０の実効的なビット数Ｎ）を上げる手法が考えられる。しかしながら、小さな電圧変化を高いゲインで増幅することになるため、信号のＳ／Ｎが低下するという問題がある。温度検出電圧のＳ／Ｎが低いと、温度補償後の周波数制御データＤＦＣＱのノイズも大きくなるため、発振信号ＯＳＣＫの位相ノイズが大きくなってしまう。

この点、本実施形態では温度センサー入力端子ＴＶＴを設けたことで、外部温度センサー１２を温度変化が大きい位置に設けることが可能である。これにより、温度補償における周波数補正誤差Δｆ_ｅｒｒを小さくできる。例えばホールドオーバーにおけるホールドオーバー時間（時刻情報の誤差）が小さくなり、ＴＤＤ方式の通信における高精度な時刻同期等を実現できる。

２．回路装置の詳細構成
図４に、本実施形態の回路装置の詳細な構成例を示す。図４の回路装置は、図１に対して内部温度センサー１０（第２温度センサー）、セレクター２６、プログラマブルゲインアンプ２２（ＰＧＡ、アンプ回路）、デジタルフィルター部２４（デジタルフィルター）、オーブン制御回路１９０（ヒーター制御回路）を含む。

内部温度センサー１０は、温度検出電圧ＶＴＤＩを出力する。具体的には、環境（回路装置）の温度に応じて変化する温度依存電圧を、温度検出電圧ＶＴＤＩとして出力する。内部温度センサー１０の具体的な構成例については後述する。

セレクター２６は、外部温度センサー１２（温度センサー入力端子ＴＶＴ）からの温度検出電圧ＶＴＤＥ又は内部温度センサー１０からの温度検出電圧ＶＴＤＩのいずれかを選択し、選択した温度検出電圧を温度検出電圧ＶＴＤとして出力する。例えば、いずれの温度センサーを選択するかの設定情報が外部装置からレジスター部（例えば図１３のレジスター部３２）に設定され、その設定情報に基づいてセレクター２６が温度検出電圧ＶＴＤＥ、ＶＴＤＩのいずれかを選択する。或いは、設定情報を記憶部（例えば図１３の記憶部３４）に予め記憶させておいてもよい。或いは、回路装置は不図示の設定端子を含み、その設定端子には外部装置等から設定電圧が入力され、その設定電圧に基づいてよりセレクター２６が温度検出電圧ＶＴＤＥ、ＶＴＤＩのいずれかを選択する。

プログラマブルゲインアンプ２２は、セレクター２６からの温度検出電圧ＶＴＤを可変のゲインで増幅し、増幅後の電圧ＰＧＱを出力する。Ａ／Ｄ変換部２０は、電圧ＰＧＱのＡ／Ｄ変換を行って、温度検出データＤＴＤを出力する。プログラマブルゲインアンプ２２の具体的な構成例については後述する。

デジタルフィルター部２４は、Ａ／Ｄ変換部２０からの温度検出データＤＴＤに対してデジタルフィルター処理を行い、処理後のデータＦＴＱを出力する。処理部５０は、データＦＴＱに基づいて発振周波数の温度補償処理を行い、処理後の周波数制御データＤＦＣＱを出力する。デジタルフィルター部２４は、例えばローパスフィルター特性のデジタルフィルターである。例えば、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）型の１次ローパスフィルターであり、その場合の伝達関数Ｈは、下式（２７）である。
Ｈ＝（ａ_０＋ａ_１×ｚ^−１）／（１＋ｂ_１×ｚ^−１） （２７）

ａ_０、ａ_１、ｂ_１は係数である。デジタルフィルター部２４のサンプリング周波数をｆｓとし、１次ローパスフィルター特性のカットオフ周波数をｆｃとし、α＝２πｆｃ／ｆｓと定義する。双１次変換を用いた場合、係数はａ_０＝ａ_１＝α／（２＋α）、ｂ_１＝−（２−α）／（２＋α）である。これらの係数は固定であってもよいし、レジスター部や記憶部（図１３のレジスター部３２、記憶部３４）に可変に設定可能であってもよい。

デジタルフィルター部２４は、ゲートアレイ等のＡＳＩＣ回路により実現してもよいし、プロセッサー（ＤＳＰ、ＣＰＵ）とプロセッサー上で動作するプログラム（プログラムモジュール）により実現してもよい。例えば、処理部５０と一体のゲートアレイやプロセッサーで実現されてもよい。

オーブン制御回路１９０は、恒温槽を有するオーブン型の振動子ＸＴＡＬ（ダブルオーブン、シングルオーブン等）のオーブン制御を行う。例えばオーブン制御回路１９０は、オーブン温度の調整用のヒーター１９１（発熱素子）の発熱を制御する。具体的には、ヒーター１９１に対応して設けられるオーブン制御用の温度センサー１９３を用いて、ヒーター１９１の発熱を制御する。そしてオーブン温度が設定温度になるように温度調整を行う。ヒーター１９１、温度センサー１９３は回路装置の外部に設けられる。オーブン制御回路１９０には、接続端子ＴＣＴＳを介して温度センサー１９３からの温度検出電圧が入力され、オーブン制御回路１９０は、出力端子ＴＶＢＱを介してヒーター制御電圧をヒーター１９１に出力する。オーブン制御回路１９０、ヒーター１９１、温度センサー１９３の具体的な構成例については後述する。

１つのヒーターでオーブン制御される（恒温槽が１重の）シングルオーブンでは、１組のヒーター１９１、温度センサー１９３、端子ＴＣＴＳ、ＴＶＢＱが設けられる。２つのヒーターでオーブン制御される（恒温槽が２重の）ダブルオーブンでは、２組のヒーター１９１、温度センサー１９３、端子ＴＣＴＳ、ＴＶＢＱが設けられる。ダブルオーブンの場合、２組のヒーター１９１、温度センサー１９３は同一のタイプのヒーター、温度センサーであってもよいし、異なるタイプのヒーター、温度センサーであってもよい。

以上の実施形態によれば、温度検出電圧ＶＴＤＥは、温度センサー入力端子ＴＶＴからプログラマブルゲインアンプ２２を介してＡ／Ｄ変換部２０に入力される。

具体的には、セレクター２６により外部温度センサー１２が選択されている場合には、温度センサー入力端子ＴＶＴからの温度検出電圧ＶＴＤＥがプログラマブルゲインアンプ２２を介してＡ／Ｄ変換部２０に入力される。またセレクター２６により内部温度センサー１０が選択されている場合には、内部温度センサー１０からの温度検出電圧ＶＴＤＩがプログラマブルゲインアンプ２２を介してＡ／Ｄ変換部２０に入力される。

外部温度センサー１２としては、種々の特性（例えば感度や出力電圧範囲等）が異なる温度センサーが接続される可能性がある。また、内部温度センサー１０が用いられる可能性もある。このように、温度センサー入力端子ＴＶＴを設けたことによって、多様な特性の温度センサーが接続される可能性がある。この点、本実施形態ではＡ／Ｄ変換部２０の前段にプログラマブルゲインアンプ２２を設けたことで、多様な特性の温度センサーに対応してゲイン調整できる。これにより、温度検出データＤＴＤの分解能を確保でき、所望の発振周波数精度（温度補償における周波数補正誤差）を得ることができる。

また、外部温度センサー１２を配置する位置によっても温度センサーの出力電圧範囲が変わる。これに対してもプログラマブルゲインアンプ２２でゲイン調整することで、所望の発振周波数精度を得ることができる。

図５に、プログラマブルゲインアンプ２２（ＰＧＡ）のゲイン設定例を示す。センシング温度幅ΔＴ_ＴＳ＝１５０度、７０度、３０度、１０度は、それぞれ外気温度（ＯＣＸＯ製品のパッケージ外）、大型ＯＣＸＯ製品のパッケージ内、小型ＯＣＸＯ製品のパッケージ内、ダブルオーブン内を想定した場合である。ここでパッケージ内とは、パッケージの内側（図９のパッケージ４１０）で恒温槽（例えば第２の容器４１４）の外側である。

図５には、外部温度センサー１２で外気温度を検出する場合のゲインを１として、各センシング温度幅ΔＴ_ＴＳでのゲインを記載している。このゲインは、図２、図３で説明した温度補償における所望の周波数補正誤差を得るために必要なゲインである。即ち、センシング温度幅ΔＴ_ＴＳに対する温度検出データＤＴＤの変動幅が、所望の周波数補正誤差を得るために必要な変動幅（例えば２^１２）となるゲインである。なお、図５では、外部温度センサー１２の感度（Ｖ／℃）が内部温度センサー１０の感度の５．５倍である場合を想定している。

このように、外部温度センサー１２を設けた位置に応じてプログラマブルゲインアンプ２２のゲインを調整することによって、温度補償における所望の周波数補正誤差を得ることができる。

また、内部温度センサー１０はダブルオーブン内（ΔＴ_ＴＳ＝１０度）に設けられるが、外気温度を測定する場合（ΔＴ_ＴＳ＝１５０度）に比べて約１５倍のゲインが必要である。ゲインが高いほどプログラマブルゲインアンプ２２の出力電圧ＰＧＱのＳ／Ｎが低下するため、外部温度センサー１２により外気温度やパッケージ内（ダブルオーブン外）の温度を測定することが望ましいことが分かる。本実施形態では、温度センサー入力端子ＴＶＴを設けたことで、低いゲインでの温度検出が可能となっている。

また本実施形態では、Ａ／Ｄ変換部２０からの温度検出データＤＴＤは、デジタルフィルター部２４を介して処理部５０に入力される。

デジタルフィルター部２４により温度検出データＤＴＤをフィルター処理することで、温度検出データＤＴＤのノイズを低減できる。具体的には、外部温度センサー１２や内部温度センサー１０からの温度検出電圧にはノイズが含まれている。また、プログラマブルゲインアンプ２２を設けたので、そのゲインによって温度検出電圧のノイズが増幅される。このノイズを含んだ温度検出電圧で温度補償処理を行うと、周波数制御データＤＦＣＱにもノイズが含まれることになる。この周波数制御データＤＦＣＱのノイズは発振信号ＯＳＣＫの特性（例えば位相ノイズ）を低下させる。この点、本実施形態ではデジタルフィルター部２４で温度検出電圧に起因するノイズを低減できるので、発振信号ＯＳＣＫの特性を向上できる。

また本実施形態では、回路装置は内部温度センサー１０を含む。そして、Ａ／Ｄ変換部２０は、第１のモードでは、内部温度センサー１０からの内部温度検出電圧ＶＴＤＩを、温度検出電圧ＶＴＤとしてＡ／Ｄ変換を行う。第２のモードでは、外部温度センサー１２から温度センサー入力端子ＴＶＴを介して入力される外部温度検出電圧ＶＴＤＥを温度検出電圧ＶＴＤとしてＡ／Ｄ変換を行う。

このようにすれば、例えば発振器の用途等に応じて適切な温度センサーを選択できる。例えば、外部温度センサーを設けずにコスト削減したい場合には内部温度センサーを選択できる。一方、高精度な発振周波数を得たい場合には外部温度センサーを選択できる。本実施形態では、プログラマブルゲインアンプ２２を設けたことで、このような種々の温度センサーに対応できる。

また本実施形態では、オーブン型振動子ＸＴＡＬは、ダブルオーブン型振動子であってもよい。

ダブルオーブン型振動子は、振動子が収納される恒温槽に対応して２つのヒーターが設けられ、その２つのヒーターにより恒温槽内の温度が設定温度に制御される振動子である。このようなダブルオーブン型振動子を用いることで振動子の温度変動を小さくし、発振周波数の変動を抑制できる。しかしながら、ダブルオーブン内では温度変動が小さいので、そのダブルオーブン内に設けられる回路装置の内部温度センサーを用いると温度補償の精度が低下する。この点、本実施形態では温度センサー入力端子ＴＶＴを設けたことで、ダブルオーブン外に外部温度センサーを設けることが可能となり、温度補償の精度を向上できる。

また本実施形態では、回路装置は、オーブン型振動子ＸＴＡＬに対応して設けられたヒーター（発熱素子）を制御するオーブン制御回路１９０を含む。

オーブン制御回路１９０によりヒーターの発熱を制御することで、振動子の温度が管理されたオーブン型振動子ＸＴＡＬを実現できる。このような温度が管理されたオーブン内では温度変動が小さいが、本実施形態では外部温度センサーを設けることが可能なので、高精度な温度補償が可能である。

また本実施形態では、図１５、図１６Ｂで後述するように周波数制御データＤＦＣＩ（周波数制御データ生成部から処理部５０に入力される周波数制御データ）はエージング変動成分と温度変動成分を含む。処理部５０は、温度検出電圧ＶＴＤにより求められる温度検出データＤＴＤに基づいて、周波数制御データＤＦＣＩの変動成分からエージング変動成分を抽出する。そして処理部５０は、抽出したエージング変動成分に基づいて周波数制御データＤＦＣＱのエージング補正処理を行う。

本実施形態では、温度センサー入力端子ＴＶＴを設けたことで外部温度センサー１２を用いることが可能であり、それによって温度補償における周波数補正誤差を抑制できる。即ち、エージング変動成分と温度変動成分を含む周波数制御データＤＦＣＩの変動成分からエージング変動成分を抽出する際に、正確にエージング変動成分を抽出できる。具体的には、温度変動成分は、処理部５０の温度補償処理によって得られた温度補償データ（図１５のＴＣＯＤＥ）である。本実施形態では、外部温度センサー１２を用いることで誤差の小さい温度補償データが得られるので、正確にエージング変動成分を抽出できる。

３．プログラマブルゲインアンプ
図６に、プログラマブルゲインアンプ２２の詳細な構成例を示す。図６のプログラマブルゲインアンプ２２は、オペアンプＯＰ（演算増幅器）、抵抗Ｒ１、Ｒ２を含む。電圧ＡＧＮＤは基準電圧（アナロググランド）である。

このプログラマブルゲインアンプ２２は、いわゆる反転増幅回路（負のゲインの増幅回路）であり、抵抗Ｒ１が入力抵抗であり、抵抗Ｒ２が帰還抵抗である。帰還抵抗Ｒ２は可変抵抗となっており、この抵抗値を調整することでゲインが可変に設定される。なお、入力抵抗Ｒ１が可変抵抗であってもよい。

例えば、帰還抵抗Ｒ２は、複数の抵抗素子が直列に接続されたラダー抵抗と、ラダー抵抗の各抵抗素子の一端に接続されるスイッチ素子を含むスイッチ回路と、で実現できる。スイッチ回路のスイッチ素子の切り替えによって、オペアンプＯＰの負極入力ノード（第１入力ノード）と出力ノードの間に接続される抵抗の抵抗値が変わり、ゲインが変更される。この可変の抵抗値は、例えばレジスター部や記憶部（例えば図１３のレジスター部３２、記憶部３４）に設定された設定値に基づいて制御される。

４．オーブン制御回路
図７に、オーブン制御回路１９０の第１の詳細な構成例を示す。オーブン制御回路１９０は、オペアンプＯＰＡ、電流源ＩＢＡ（電流出力回路）、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２を含む。

温度センサー１９３は、オーブン制御用の温度センサーであり、発振器内に設けられる温度センサー（後述する図９の４６０又は４６２）である。図７では温度センサー１９３はダイオード（広義にはＰＮ接合）により実現されている。

温度センサー１９３は、接続端子ＴＣＴＳを介してオーブン制御回路１９０に接続される。電流源ＩＢＡは、接続端子ＴＣＴＳを介して温度センサー１９３にバイアス電流を供給し、ダイオードの順方向電圧ＶＡ２が接続端子ＴＣＴＳを介してオーブン制御回路１９０に入力される。電流源ＩＢＡは、例えばカレントミラー回路である。

オペアンプＯＰＡ、抵抗ＲＡ１、ＲＡ２、ＲＡ３、キャパシターＣＡにより積分回路（ＰＩ制御回路（Proportional-Integral Controller））が構成されている。抵抗ＲＡ３、キャパシターＣＡは、積分回路の帰還抵抗、帰還キャパシターであり、接続端子ＴＦＢ１、ＴＦＢ２の間に並列接続される。接続端子ＴＦＢ２、ＴＣＴＳの電圧ＶＡ１、ＶＡ２は、オペアンプＯＰＡのイマジナリーショートにより同電圧となるように制御される。温度センサー１９３であるダイオードの順方向電圧ＶＡ２が変化すると、接続端子ＴＣＴＳの電圧ＶＡ１が変化し、その電圧ＶＡ１と接続端子ＴＦＢ２の電圧ＶＡ２が同一になるようにオペアンプＯＰＡが動作して、ヒーター制御電圧ＶＡＱが生成される。抵抗ＲＡ１、ＲＡ２は可変抵抗であり、その可変の抵抗値によってオーブン温度が設定される。

オーブン制御回路１９０により生成されたヒーター制御電圧ＶＡＱは、出力端子ＴＶＢＱを介して、発振器内に設けられるヒーター１９１（図９の４５０、４５２）に出力される。ヒーター１９１は、発熱素子である発熱ＭＯＳトランジスター１９４を含む。ヒーター制御電圧ＶＡＱにより発熱ＭＯＳトランジスター１９４のゲート電圧等が制御されて、ヒーター１９１の発熱制御が実現される。

なお、オーブン制御用の温度センサー１９３とヒーター１９１は、１つの半導体チップであるヒーターＩＣ１９５として構成されてもよい。

図８にオーブン制御回路１９０の第２の詳細な構成例を示す。オーブン制御回路１９０は、オペアンプＯＰＢ、抵抗ＲＢ１〜ＲＢ６を含む。ＲＢ１〜ＲＢ５はその抵抗値が可変に制御される抵抗である。

温度センサー１９３は、オーブン制御用の温度センサーであり、発振器内に設けられる温度センサー（後述する図９の４６０又は４６２）である。図８では温度センサー１９３はサーミスターにより実現されている。

温度センサー１９３は、接続端子ＴＣＴＳを介してオーブン制御回路１９０に接続される。

抵抗ＲＢ１、ＲＢ２による電源電圧の抵抗分割により、オーブン温度設定用の電圧ＶＢ１が生成される。そして発振器のオーブン温度に応じて、温度センサー１９３であるサーミスターの抵抗値が変化して、電圧ＶＢ２が変化する。この電圧ＶＢ２とオーブン温度設定用の電圧ＶＢ１がイマジナリーショートにより同じ電圧になるようにオペアンプＯＰＢが動作して、ヒーター制御電圧ＶＢＱが生成される。

オーブン制御回路１９０により生成されたヒーター制御電圧ＶＢＱは、出力端子ＴＶＢＱを介して、発振器内に設けられるヒーター１９１（図９の４５０、４５２）に出力される。ヒーター１９１は、発熱素子である発熱パワーバイポーラートランジスター１９２を含む。ヒーター制御電圧ＶＢＱにより発熱パワーバイポーラートランジスター１９２のベース電圧等が制御されて、ヒーター１９１の発熱制御が実現される。

５．発振器
図９は、発振器４００の詳細な構造例である。図９の発振器４００はダブルオーブン構造（広義にはオーブン構造）の発振器となっている。

パッケージ４１０は、基板４１１とケース４１２により構成される。基板４１１には不図示の種々の電子部品が搭載される。ケース４１２の内部には、第２の容器４１４が設けられ、第２の容器４１４の内部には第１の容器４１３が設けられる。そして第１の容器４１３の上面の内側面（下側面）に振動子４２０が実装される。また第１の容器４１３の上面の外側面（上側面）に、本実施形態の回路装置５００、ヒーター４５０、温度センサー４６０が実装される。ヒーター４５０（発熱素子）により、例えば第２の容器４１４の内部の温度を調整できる。そして温度センサー４６０により、例えば第２の容器４１４の内部の温度を検出できる。

第２の容器４１４は基板４１６上に設けられる。基板４１６は各種の電子部品を搭載可能な回路基板である。基板４１６のうち、第２の容器４１４が設けられる面の裏側面に、ヒーター４５２、温度センサー４６２が実装されている。例えばヒーター４５２（発熱素子）により、ケース４１２と第２の容器４１４の間の空間の温度を調整できる。そして温度センサー４６２により、ケース４１２と第２の容器４１４の間の空間の温度を検出できる。

ヒーター４５０、４５２の発熱素子としては、例えば発熱パワーバイポーラートランジスター、発熱ヒーターＭＯＳトランジスター、発熱抵抗体、ペルチェ素子等を用いることができる。これらのヒーター４５０、４５２の発熱の制御は、例えば回路装置５００のオーブン制御回路により実現できる。温度センサー４６０、４６２としては例えばサーミスター、ダイオードなどを用いることができる。

外部温度センサー１２は、パッケージ４１０の外に設けられる。具体的には、基板４１１の下面に設けられる。基板４１１の下面は、パッケージ４１０の底面であり、発振器を回路基板に実装した場合に回路基板に対向する面である。

図９ではダブルオーブン構造の恒温槽で、振動子４２０等の温度調整を実現できるため、振動子４２０の発振周波数の安定化等を図れる。また、外部温度センサー１２をパッケージ４１０の外に設けたことで、外気温度に近いセンシング温度を検出することが可能となる。

本実施形態では、オーブン型振動子（振動子４２０）と回路装置５００との間の距離をＬ１とし、オーブン型振動子と外部温度センサー１２との距離をＬ２とした場合に、Ｌ２＞Ｌ１である。

ここで距離は、例えば２つの構成要素の中心間の距離である。例えば平面視で矩形の構成要素の場合、その矩形の対角線の交点を中心とすればよい。或いは、距離は、２つの構成要素の最も近い部分の間の距離であってもよい。或いは、オーブン型振動子と回路装置５００との間の距離Ｌ１においては、その距離Ｌ１は、オーブン型振動子と内部温度センサー１０（回路装置５００において内部温度センサー１０が配置されている位置）との間の距離であってもよい。

オーブン型振動子では、振動子４２０を収納した容器４１３、４１４の内部の温度がヒーター４５０、４５２により調整されている。即ち、オーブン型振動子から近いほど温度が適切に調整されており、オーブン型振動子から遠いほど環境温度（例えば外気温度）の変動により温度が変動しやすくなる。この点、本実施形態では、内部温度センサー１０が内蔵された回路装置５００よりも外部温度センサー１２が遠い。また、このような外部温度センサー１２からの温度検出電圧を入力するための温度センサー入力端子ＴＶＴが回路装置５００に設けられている。これにより、外部温度センサー１２を用いて変動範囲が広い温度変化を検出することが可能となり、その温度検出電圧を用いることで正確な温度補償処理が可能となる。

図１０Ａ、図１０Ｂは、発振器４００の変形構造例である。図１０Ａ、図１０Ｂでは、外部温度センサー１２がパッケージ４１０の内部に設けられ、且つ第２の容器４１４の外部に設けられている。具体的には、図１０Ａでは、外部温度センサー１２は基板４１１の上面（基板４１６に対向する面）に設けられる。図１０Ｂでは、基板４１６の上面（第２の容器４１４が設けられる側の面）に設けられる。

パッケージ４１０のケース４１２は例えば金属等で構成されており、セラミック等の材料と比較すると断熱効果が小さい。そのため、パッケージ４１０の内部であっても、第２の容器４１４の外側に外部温度センサー１２を設けることで、センシング温度の変動範囲を広げることができる。この場合、センシング温度の変動範囲は、外気温度の変動範囲と、第２の容器４１４の内部における温度の変動範囲との間になる。なお、図１０Ａ、図１０Ｂにおいても、上述したＬ２＞Ｌ１の条件が満たされるように外部温度センサー１２が配置される。

６．エージングによる発振周波数変動
ＯＣＸＯ、ＴＣＸＯ等の発振器では、エージングと呼ばれる経年変化により、発振周波数が変動する。そして、発振器の個体間における発振周波数のエージング変動の挙動には、発振器を構成する部品の性能、部品や発振器の実装状態、又は発振器の使用環境などの個体ばらつき（以下、素子ばらつきと称す）に起因した差がある。

図１１のＡ１〜Ａ５は、出荷ロットが同じ又は異なる複数の発振器についてのエージング特性の測定結果の一例である。図１１のＡ１〜Ａ５に示すようにエージング変動の態様には素子ばらつきに伴う差が存在する。

エージングによる発振周波数の変動の原因は、気密封止容器内で起こる振動子への粉塵の脱着や、何らかのアウトガスによる環境変化、或いは発振器に使用される接着剤の経年変化と言われている。

このようなエージングによる発振周波数の変動を抑えるための対策としては、出荷前に発振器を一定期間動作させるという初期エージングを実施して、発振周波数を初期変動させてから出荷する手法がある。しかしながら、高い周波数安定度が要求される用途では、このような初期エージングの対策だけでは不十分であり、エージングによる発振周波数の変動を補償するエージング補正が要望されている。

またその他には、発振器を、基地局の基準信号源として用いる場合には、いわゆるホールドオーバーの問題がある。例えば基地局では、ＧＰＳやネットワークからの基準信号に対して、ＰＬＬ回路を用いて発振器の発振信号（出力信号）を同期させることで、周波数変動を抑制している。しかしながら、ＧＰＳやネットワーク（インターネット）からの基準信号が消失又は異常となるホールドオーバーが発生すると、同期のための基準信号を得ることができなくなる。

このようなホールドオーバーが発生すると、発振器の自走発振による発振信号が、基地局の基準信号源になる。従って、ホールドオーバーの発生タイミングから、ホールドオーバーからの復帰タイミング（解除タイミング）までのホールドオーバー期間において、発振器の自走発振による発振周波数の変動を抑えるというホールドオーバー性能が要求される。

しかしながら、上述のように発振器にはエージングによる発振周波数の無視することができないレベルの変動があるため、これが原因で、高いホールドオーバー性能を実現するのが難しいという課題がある。例えば２４時間等のホールドオーバー期間において、許容される周波数偏差（Δｆ／ｆ）が規定されている場合に、エージングによる発振周波数の大きな変動があると、この許容周波数偏差の規定を満たせなくなるおそれがある。

例えば基地局と通信端末との通信方式としては、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）や、ＴＤＤ（Time Division Duplex）などの種々の方式が提案されている。そしてＴＤＤ方式では、上がりと下りで同じ周波数を用いて時分割でデータが送受信され、各機器に割り当てられたタイムスロットの間にはガードタイムが設定されている。このため、適正な通信を実現するためには、各機器において時刻同期を行う必要があり、正確な絶対時刻の計時が要求される。

図１２ＡのＢ１は、ホールドオーバーが発生した場合における理想的な発振周波数のエージングの特性を示している。一方、Ｂ２（点線）は、エージングにより発振周波数が変動する特性を示している。Ｂ３が、エージングによる発振周波数の変動幅である。また図１２ＢのＢ４は、ホールドオーバーが発生した場合におけるＢ１の特性に近づけるための周波数制御電圧の推移を示している。一方、Ｂ５（点線）は、基準信号消失又は異常が発生した時点から周波数電圧制御が一定である状態を示している。

図１２ＡのＢ２に示す特性を、Ｂ１に示すような理想的な特性に近づける補正をするために、エージング補正が行われる。例えばエージング補正により、図１２ＢのＢ４に示すように周波数制御電圧を変化させれば、図１２ＡのＢ２に示す特性をＢ１に示す理想的な特性に近づける補正ができ、例えば補正精度を上げて行けばＢ２に示す特性をＢ１に示す理想的な特性へと補正できる。一方、図１２ＢのＢ５に示すようにエージング補正を行わなかった場合には、図１２ＡのＢ２に示すようにホールドオーバー期間において発振周波数が変動してしまい、例えばホールドオーバー性能に対する要求仕様が図１２Ａに示すＢ１であれば、その要求を満たすことができなくなる。

例えばホールドオーバー期間における発振周波数の変動に基づく時間のずれ量（総量）を表すホールドオーバー時間θ_ｔｏｔは、下式（１）のように表すことができる。

ここでＴ_１はホールドオーバーによるエージングの経過時間を表す。ｆ_０は公称発振周波数であり、Δｆ／ｆ_０は周波数偏差である。上式（１）において、Ｔ_１×ｆ_０は総クロック数を表し、（Δｆ／ｆ_０）×（１／ｆ_０）は１クロックでのタイミングのずれ量を表す。そしてホールドオーバー時間θ_ｔｏｔと経過時間Ｔ_１を用いて、周波数偏差Δｆ／ｆ_０は上式（２）のように表すことができる。

ここで、周波数偏差Δｆ／ｆ_０は、経過時間に対して１次関数的に一定の傾きで変化するものと想定している。この場合に、経過時間Ｔ_１が長くなるにつれてホールドオーバー時間θ_ｔｏｔは２次関数的に長くなる。

例えばＴＤＤ方式の場合には、ガードタイムが設定されたタイムスロットが重なってしまうのを防止するために、ホールドオーバー時間は例えばθ_ｔｏｔ＜１．５μｓであることが要求される。従って、上式（２）から明らかなように、発振器に許容される周波数偏差Δｆ／ｆ_０としては、非常に小さな値が要求されることになる。特に、この許容周波数偏差は、経過時間Ｔ_１が長くなるほど、小さな値が要求される。例えばホールドオーバーの発生タイミングから、メインテナンス作業によるホールドオーバーからの復帰タイミングまでの時間として想定される時間が、例えばＴ_１＝２４時間である場合には、許容周波数偏差として非常に小さな値が要求されることになってしまう。そして、周波数偏差Δｆ／ｆ_０には、例えば温度依存の周波数偏差と、エージングによる周波数偏差が含まれるため、上記要求を満たすためには、非常に高精度なエージング補正が必要になる。

７．回路装置の詳細な構成例
図１３に本実施形態の回路装置の詳細な構成例を示す。図１３では図４の構成に対して、デジタルＩ／Ｆ部３０（インターフェース部、インターフェース回路）、レジスター部３２（レジスター）、記憶部３４（メモリー）、周波数制御データ生成部４０（周波数制御データ生成回路）が更に設けられている。なお図１３では、プログラマブルゲインアンプ２２、デジタルフィルター部２４、オーブン制御回路１９０の図示を省略している。回路装置の構成は図１３の構成には限定されず、その一部の構成要素（例えば周波数制御データ生成部）を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

デジタルＩ／Ｆ部３０は、回路装置と外部装置（マイクロコンピューター、コントローラー等）との間でデジタルデータを入出力するためのインターフェースである。デジタルＩ／Ｆ部３０は、例えばシリアルクロック線とシリアルデータ線を用いた同期式のシリアル通信方式により実現できる。具体的には、Ｉ２Ｃ（Inter-Integrated Circuit）方式や、３線又は４線のＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）方式などにより実現できる。Ｉ２Ｃ方式は、シリアルクロック線ＳＣＬと、双方向のシリアルデータ線ＳＤＡの２本の信号線で通信を行う同期式のシリアル通信方式である。Ｉ２Ｃのバスには複数のスレーブを接続でき、マスターは、個別に決められたスレーブのアドレスを指定して、スレーブを選択した後に、当該スレーブと通信を行う。ＳＰＩ方式は、シリアルクロック線ＳＣＫと、単方向の２本のシリアルデータ線ＳＤＩ、ＳＤＯで通信する同期式のシリアル通信方式である。ＳＰＩのバスには複数のスレーブを接続できるが、それらを特定するためには、マスターは、スレーブセレクト線を用いてスレーブを選択する必要がある。デジタルＩ／Ｆ部３０は、これらの通信方式を実現する入出力バッファー回路や制御回路などにより構成される。

レジスター部３２は、ステータスレジスター、コマンドレジスター、データレジスターなどの複数のレジスターで構成される回路である。回路装置の外部装置は、デジタルＩ／Ｆ部３０を介してレジスター部３２の各レジスターにアクセスする。そして外部装置は、レジスター部３２のレジスターを用いて、回路装置のステータスを確認したり、回路装置に対してコマンドを発行したり、回路装置に対してデータを転送したり、回路装置からデータを読み出すことなどが可能になる。

記憶部３４は、回路装置の各種の処理や動作に必要な各種の情報を記憶するものである。この記憶部３４は、例えば不揮発性メモリーにより実現できる。不揮発性メモリーとしては、例えばＥＥＰＲＯＭなどを用いることができる。ＥＥＰＲＯＭとしては例えばＭＯＮＯＳ（Metal-Oxide-Nitride-Oxide-Silicon）型のメモリーなどを用いることができる。例えばＭＯＮＯＳ型のメモリーを用いたフラッシュメモリーを用いることができる。或いはＥＥＰＲＯＭとして、フローティングゲート型などの他のタイプのメモリーを用いてもよい。なお記憶部３４は、電源が非供給でも情報を保持して記憶できるものであればよく、例えばヒューズ回路等により実現することも可能である。

処理部５０は、ホールドオーバー処理部５２（ホールドオーバー処理の回路又はプログラムモジュール）、カルマンフィルター部５４（カルマンフィルター処理の回路又はプログラムモジュール）、エージング補正部５６（エージング補正処理の回路又はプログラムモジュール）、温度補償部５８（温度補償処理の回路又はプログラムモジュール）を有する。ホールドオーバー処理部５２は、ホールドオーバーに関する種々の処理を行う。温度補償部５８は、Ａ／Ｄ変換部２０からの温度検出データＤＴＤに基づいて発振周波数の温度補償処理を行う。具体的には温度補償部５８は、温度に応じて変化する温度検出データＤＴＤ（温度依存データ）と、温度補償処理用の係数データ（近似関数の係数のデータ）などに基づいて、温度変化があった場合に発振周波数の変動を小さくするための温度補償処理を行う。

基準信号ＲＦＣＫは、回路装置の外部接続端子である端子ＴＲＦＣＫ（パッド）を介して回路装置に入力される。外部ＰＬＬ回路がロック状態となっているか否かを通知する信号ＰＬＯＣＫは、回路装置の外部接続端子である端子ＴＰＬＯＣＫ（パッド）を介して回路装置に入力される。

記憶部３４は、カルマンフィルター処理のシステムノイズの設定用のシステムノイズ定数（Ｖ）と、カルマンフィルター処理の観測ノイズの設定用の観測ノイズ定数（Ｗ）を記憶する。例えば製品（発振器等）の製造、出荷時において、発振周波数等の各種の情報をモニターするための測定（検査）が行われる。そしてこの測定結果に基づいて、システムノイズ定数や観測ノイズ定数が決定されて、例えば不揮発性メモリー等により実現される記憶部３４に書き込まれる。このようにすれば、素子ばらつきによる悪影響を低減したシステムノイズ定数や観測ノイズ定数の設定が可能になる。

周波数制御データ生成部４０は周波数制御データＤＦＣＩを生成する。例えば発振信号ＯＳＣＫに基づく入力信号と基準信号ＲＦＣＫとを比較して周波数制御データＤＦＣＩを生成する。生成された周波数制御データＤＦＣＩは処理部５０に入力される。ここで発振信号ＯＳＣＫに基づく入力信号は、発振信号ＯＳＣＫそのものであってもよいし、発振信号ＯＳＣＫから生成された信号（例えば分周した信号）であってもよい。以下では、入力信号が発振信号ＯＳＣＫそのものである場合を主に例にとり説明する。

周波数制御データ生成部４０は、比較演算部４１、デジタルフィルター部４４を含む。比較演算部４１は、入力信号である発振信号ＯＳＣＫと基準信号ＲＦＣＫとの比較演算を行う回路であり、カウンター４２、ＴＤＣ４３（時間デジタル変換器）を含む。

カウンター４２は、基準信号ＲＦＣＫの基準周波数（例えば１Ｈｚ）を、発振信号ＯＳＣＫの発振周波数で除算した結果の整数部に相当するデジタルデータを生成する。ＴＤＣ４３は、当該除算結果の小数部に相当するデジタルデータを生成する。ＴＤＣ４３は、例えば、複数の遅延素子と、複数の遅延素子が出力する複数の遅延クロック信号を、基準信号ＲＦＣＫのエッジ（Ｈｉｇｈ）タイミングでラッチする複数のラッチ回路と、複数のラッチ回路の出力信号のコーディングを行うことで、除算結果の小数部に相当するデジタルデータを生成する回路を含む。そして比較演算部４１は、カウンター４２からの整数部に相当するデジタルデータと、ＴＤＣ４３からの小数部に相当するデジタルデータを加算し、設定周波数との位相誤差を検出する。そしてデジタルフィルター部４４が位相誤差の平滑化処理を行うことで、周波数制御データＤＦＣＩが生成される。例えば発振信号ＯＳＣＫの周波数をＦＯＳ、基準信号ＲＦＣＫの周波数をＦＲＦ、設定周波数に対応する分周数（分周比）をＦＣＷとした場合に、ＦＯＳ＝ＦＣＷ×ＦＲＦの関係が成り立つように、周波数制御データＤＦＣＩが生成される。

なお周波数制御データ生成部４０の構成は図１３に示す構成に限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば比較演算部４１をアナログ回路の位相比較器で構成したり、デジタルフィルター部４４をアナログ回路のフィルター部（ループフィルター）で構成してもよい。

また図１３では、回路装置が周波数制御データ生成部４０を内蔵する構成となっているが、周波数制御データ生成部は、回路装置の外部に設けられる回路であってもよい。この場合には、外部に設けられた周波数制御データ生成部から、デジタルＩ／Ｆ部３０を介して周波数制御データＤＦＣＩを処理部５０に入力すればよい。

このように本実施形態では、処理部５０（プロセッサー）には、発振信号ＯＳＣＫに基づく入力信号と基準信号ＲＦＣＫとを比較して周波数制御データＤＦＣＩを生成する周波数制御データ生成部４０からの周波数制御データＤＦＣＩが入力される。そして処理部５０（プロセッサー）は、基準信号の消失又は異常によるホールドオーバーが検出される前の期間において、周波数制御データ生成部４０からの周波数制御データＤＦＣＩの観測値に対する真値を、カルマンフィルター処理により推定する処理を行う。この真値は、カルマンフィルター処理により推定された真値であり、本当の真の値であるとは限らない。カルマンフィルター処理はカルマンフィルター部５４により実行される。またホールドオーバーの検出による制御処理は、ホールドオーバー処理部５２により実行される。

そして処理部５０（プロセッサー）は、ホールドオーバーが検出された場合に、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの真値を保持する。この真値を保持するタイミングは、ホールドオーバーの検出タイミングそのものであってもよいし、当該タイミングの前のタイミング等であってもよい。そして処理部５０は、保持された真値に基づく演算処理を行うことで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。生成された周波数制御データＤＦＣＱは、発振信号生成回路１４０に出力される。このエージング補正された周波数制御データＤＦＣＱの生成処理は、エージング補正部５６により実行される。

例えば通常動作期間において、処理部５０は、周波数制御データ生成部４０から入力された周波数制御データＤＦＣＩに対して、例えば温度補償処理等の信号処理を行い、信号処理後の周波数制御データＤＦＣＱを発振信号生成回路１４０に出力する。発振信号生成回路１４０は、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱと振動子ＸＴＡＬを用いて、発振信号ＯＳＣＫを生成して、周波数制御データ生成部４０に出力する。これにより、周波数制御データ生成部４０、発振信号生成回路１４０等によるＰＬＬ回路のループが形成され、基準信号ＲＦＣＫに位相同期した正確な発振信号ＯＳＣＫを生成できるようになる。

そして本実施形態では、ホールドオーバーが検出される前の通常動作期間においても、処理部５０のカルマンフィルター部５４が動作し、周波数制御データＤＦＣＩに対するカルマンフィルター処理を実行している。即ち、周波数制御データＤＦＣＩの観測値に対する真値を、カルマンフィルター処理により推定する処理を行っている。

ホールドオーバーが検出されると、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの真値が、処理部５０において保持される。具体的にはエージング補正部５６が、この真値を保持する。そしてエージング補正部５６が、保持された真値に基づく演算処理を行うことで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。

このようにすれば、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの真値に基づいて、エージング補正が行われるため、エージング補正の精度を大幅に向上できる。即ち、観測ノイズやシステムノイズの影響を考慮したエージング補正を実現できるようになる。

なお発振信号生成回路１４０は、ホールドオーバーから復帰した場合には、周波数制御データ生成部４０から処理部５０を介して入力された周波数制御データＤＦＣＱに基づいて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。例えば基準信号ＲＦＣＫの消失状態や異常状態が解消されると、ホールドオーバーの状態が解除されて、ホールドオーバーから復帰する。この場合には、回路装置の動作は通常動作に復帰する。そして発振信号生成回路１４０は、処理部５０がエージング補正を行うことで生成した周波数制御データＤＦＣＱに代えて、周波数制御データ生成部４０から処理部５０を介して入力された周波数制御データＤＦＣＱ（温度補償処理等の信号処理後の周波数制御データ）に基づいて、発振信号ＯＳＣＫを生成する。

また処理部５０は、保持された真値に対して補正値を加算する演算処理（エージングによる周波数変化を補償する演算処理）を行うことで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。例えばホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの真値に対して、エージングレート（エージングの勾配、エージング係数）に対応する補正値（エージングレートによる周波数変化をキャンセルする補正値）を、所定タイミング毎に順次に加算することで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。

例えばタイムステップｋでの補正値をＤ（ｋ）とし、タイムステップｋでのエージング補正された周波数制御データをＡＣ（ｋ）とする。この場合に処理部５０は、タイムステップｋ＋１でのエージング補正された周波数制御データＡＣ（ｋ＋１）を、ＡＣ（ｋ＋１）＝ＡＣ（ｋ）＋Ｄ（ｋ）により求める。処理部５０は、このような各タイムステップごとの補正値Ｄ（ｋ）の加算処理を、ホールドオーバーからの復帰タイミング（解除タイミング）まで行う。

また処理部５０は、真値に対してフィルター処理後の補正値を加算する演算処理を行う。例えば、補正値Ｄ（ｋ）に対して、ローパスフィルター処理等のフィルター処理を行い、フィルター処理後の補正値Ｄ’（ｋ）を真値に対して順次に加算する演算処理を行う。具体的にはＡＣ（ｋ＋１）＝ＡＣ（ｋ）＋Ｄ’（ｋ）の演算処理を行う。

また処理部５０は、補正値を、カルマンフィルター処理における観測残差に基づき求める。例えば処理部５０は、ホールドオーバーが検出される前の期間において、観測残差に基づいて、エージング補正の補正値を推定する処理を行う。例えば観測残差をｅｋとした場合に、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋの処理を行うことで、補正値Ｄ（ｋ）を推定する。ここでＥは例えば定数であるが、定数Ｅの代わりにカルマンゲインを用いてもよい。そして、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミングでの補正値を保持し、保持された補正値を真値に加算する演算処理を行うことで、エージング補正された周波数制御データＤＦＣＱを生成する。

また処理部５０は、ホールドオーバーの検出信号が入力される入力端子の電圧、又は、デジタルＩ／Ｆ部３０を介して入力されるホールドオーバーの検出情報に基づいて、ホールドオーバーの状態になった否かを判断する。これらの判断処理は、ホールドオーバー処理部５２が行う。例えばホールドオーバー処理部５２はステートマシーンの回路を有しており、このステートマシーンの状態遷移は、各種の信号や情報に基づいて実行される。そして、ホールドオーバーの検出信号が入力される入力端子の電圧や、デジタルＩ／Ｆ部３０を介して入力されるホールドオーバーの検出情報などに基づいて、ホールドオーバーの状態になったと判断されると、ステートマシーンの状態がホールドオーバーの状態に遷移する。そしてホールドオーバー時の各種処理（エージング補正等）が実行される。

ホールドオーバーの検出信号としては、例えば基準信号ＲＦＣＫや信号ＰＬＯＣＫを想定できる。この場合に処理部５０は、基準信号ＲＦＣＫが入力される端子ＴＲＦＣＫの電圧や、信号ＰＬＯＣＫが入力される端子ＴＰＬＯＣＫの電圧に基づいて、ホールドオーバーの状態になった否かを判断する。

例えば、回路装置の内部に設けられた周波数制御データ生成部４０によりＰＬＬ回路が形成される場合には、基準信号ＲＦＣＫが入力される端子ＴＲＦＣＫの電圧に基づいて、ホールドオーバーの状態になった否かを判断できる。例えば処理部５０は、端子ＴＲＦＣＫの電圧に基づいて、基準信号ＲＦＣＫが消失又は異常な状態になったことが検出された場合に、ホールドオーバーの状態になった否かを判断する。

一方、回路装置の外部に設けられた周波数制御データ生成部によりＰＬＬ回路が形成される場合には、信号ＰＬＯＣＫが入力される端子ＴＰＬＯＣＫの電圧に基づいて、ホールドオーバーの状態になった否かを判断できる。例えば外部装置（外部ＰＬＬ回路を制御する装置）は、外部ＰＬＬ回路がロック状態となっているか否かを通知する信号ＰＬＯＣＫを回路装置に出力する。そして例えば信号ＰＬＯＣＫにより、外部ＰＬＬ回路がロック状態になっていないと判断した場合には、処理部５０はホールドオーバーの状態であると判断する。なお、信号ＰＬＯＣＫに加えて、基準信号ＲＦＣＫも用いて、ホールドオーバーの状態になったか否かを判断してもよい。また外部ＰＬＬ回路は、例えば回路装置の外部に設けられた周波数制御データ生成部と、回路装置の発振信号生成回路１４０等により構成されるＰＬＬ回路である。

また、回路装置の外部に設けられた周波数制御データ生成部によりＰＬＬ回路が形成される場合に、デジタルＩ／Ｆ部３０を介して入力されるホールドオーバーの検出情報に基づいて、ホールドオーバーの状態になったか否かを判断してもよい。例えば外部ＰＬＬ回路を制御する外部装置（例えばマイクロコンピューター）は、基準信号の消失又は異常によりホールドオーバーの状態になったと判断した場合に、ホールドオーバーの検出情報を、デジタルＩ／Ｆ部３０を介してレジスター部３２のレジスター（通知レジスター）に設定する。処理部５０は、このレジスターに設定されたホールドオーバーの検出情報を読み出すことで、ホールドオーバーの状態になったか否かを判断する。このようにすればホールドオーバーの検出用の端子を新たに設ける必要がなくなり、回路装置の端子数の削減等を図れるようになる。

８．カルマンフィルター処理を用いたエージング補正
本実施形態では、カルマンフィルター処理を用いたエージング補正手法を採用している。具体的には本実施形態では、ホールドオーバーが検出される前の期間において周波数制御データ（発振周波数）の観測値に対する真値を、カルマンフィルター処理により推定する。そしてホールドオーバーが検出された場合には、ホールドオーバーの検出タイミングに対応するタイミング（時点）での真値を保持し、保持した真値に基づく演算処理を行うことで、エージング補正を実現する。

図１４Ａは、エージングによる発振周波数の変動の測定結果の例を示す図である。横軸は経過時間（エージング時間）であり、縦軸は発振周波数の周波数偏差（Δｆ／ｆ_０）である。図１４ＡのＣ１に示すように観測値である測定値には、システムノイズや観測ノイズに起因する大きなばらつきが存在する。このばらつきには、環境温度に起因するばらつきも含まれる。

このように測定値に大きなばらつきがある状況において、真値を正しく求めるために、本実施形態では、カルマンフィルター処理（例えば線形カルマンフィルター処理）による状態推定を行う。

図１４Ｂは、時系列の状態空間モデルを示すものであり、このモデルの離散時間状態方程式は、下式（３）、（４）の状態方程式、観測方程式により与えられる。

ｘ（ｋ）は時刻ｋにおける状態であり、ｙ（ｋ）は観測値である。ｖ（ｋ）はシステムノイズであり、ｗ（ｋ）は観測ノイズであり、Ａはシステム行列である。ｘ（ｋ）が発振周波数（周波数制御データ）である場合に、Ａは例えばエージングレート（エージング係数）に相当する。エージングレートは経過期間に対する発振周波数の変化率を表すものである。

例えば図１４ＡのＣ２に示すタイミングでホールドオーバーが発生したとする。この場合に、基準信号ＲＦＣＫが途絶えたＣ２の時点での真の状態ｘ（ｋ）と、図１４ＡのＣ３に示す傾きに相当するエージングレート（Ａ）とに基づいて、エージング補正を実行する。具体的には、Ｃ２の時点での発振周波数（周波数制御データ）の真値ｘ（ｋ）を、Ｃ３に示すエージングレートによる周波数変化を小さくするための補償（補正）として、例えば当該周波数変化をキャンセル（相殺）する補正値で、順次に変化させるエージング補正を行う。即ち図１２ＡのＢ２に示すようなエージングレートでの周波数変化をキャンセルして、Ｂ１に示すような理想的な特性になるような補正値で、真値ｘ（ｋ）を変化させる。このようにすれば、例えばホールドオーバーの期間が２４時間であった場合に、２４時間経過後における発振周波数の変動である図１４ＡのＦＤＶを、エージング補正により補償できるようになる。

ここで図１４ＡのＣ１に示す発振周波数（周波数偏差）の変動には、温度変動に起因するものと、エージングに起因するものが含まれる。そこで本実施形態では、例えば恒温槽を有するオーブン構造の発振器（ＯＣＸＯ）を採用することで、温度変動に起因する発振周波数の変動を最小限に抑える。また図４の外部温度センサー１２、内部温度センサー１０等を用いて、温度変動に起因する発振周波数の変動を低減する温度補償処理を実行する。

そしてＰＬＬ回路（内部ＰＬＬ回路、外部ＰＬＬ回路）が基準信号ＲＦＣＫに同期している期間（通常動作期間）において、周波数制御データ（周波数制御コード）をモニターし、誤差（システムノイズ、観測ノイズ）を除去した真値を求めて、レジスターに保持しておく。そして、基準信号ＲＦＣＫの消失又は異常によりＰＬＬ回路のロックが外れた場合に、ロックが外れた時点において保持されている真値（周波数制御データの観測値に対する真値）に基づいて、エージング補正を実行する。例えば、保持された周波数制御データの真値に対して、図１４ＡのＣ３の傾きであるエージングレートによる周波数変化を小さくするための補償として、例えば当該周波数変化をキャンセルする補正値を、順次に加算する処理を行うことで、ホールドオーバー期間の自走発振時における周波数制御データＤＦＣＱを生成して、振動子ＸＴＡＬを発振させる。このようにすれば、ホールドオーバーの突入時点での真値を、最小誤差で求めて、エージング補正を実行できるため、エージング変動による悪影響を最小限に抑えたホールドオーバー性能を実現できるようになる。

９．処理部の構成
図１５に処理部５０の詳細な構成例を示す。図１５に示すように処理部５０は、カルマンフィルター部５４、エージング補正部５６、温度補償部５８、セレクター６２、６３、加算器６５を含む。

カルマンフィルター部５４は、周波数制御データＤＦＣＩ（環境変動成分が除去された周波数制御データ）が入力され、カルマンフィルター処理を実行する。そして、カルマンフィルター処理により推定された真値に相当する事後推定値ｘ^{^}（ｋ）を出力する。なお本明細書では、推定値であることを表すハットの記号「^」を、適宜、２文字に並べて記載する。

カルマンフィルター処理とは、観測値及びシステムの状態を表す変数にノイズ（誤差）が含まれると仮定し、過去から現在までに取得した観測値を用いてシステムの最適な状態を推定する処理である。具体的には、観測更新（観測過程）と時間更新（予測過程）を繰り返し行って状態を推定する。観測更新は、観測値と時間更新の結果を用いてカルマンゲイン、推定値、誤差共分散を更新する過程である。時間更新は、観測更新の結果を用いて、次の時刻での推定値、誤差共分散を予測する過程である。なお本実施形態では線形カルマンフィルター処理を用いた手法を主に説明するが、拡張カルマンフィルター処理を採用することも可能である。本実施形態のカルマンフィルター処理の詳細については後述する。

エージング補正部５６は、カルマンフィルター部５４から事後推定値ｘ^{^}（ｋ）と補正値Ｄ’（ｋ）が入力される。そして、周波数制御データの真値に相当する事後推定値ｘ^{^}（ｋ）に対して、補正値Ｄ’（ｋ）を加算する演算処理を行うことで、エージング補正された周波数制御データであるＡＣ（ｋ）を生成する。ここでＤ’（ｋ）は、フィルター処理後（ローパスフィルター処理後）の補正値Ｄ（ｋ）である。即ち、タイムステップｋ（時刻ｋ）での補正値（フィルター処理後の補正値）をＤ’（ｋ）とし、タイムステップｋでのエージング補正された周波数制御データをＡＣ（ｋ）とした場合に、エージング補正部５６は、タイムステップｋ＋１（時刻ｋ＋１）でのエージング補正された周波数制御データＡＣ（ｋ＋１）を、ＡＣ（ｋ＋１）＝ＡＣ（ｋ）＋Ｄ’（ｋ）により求める。

温度補償部５８は、温度検出データＤＴＤが入力されて、温度補償処理を行い、温度変動に対して発振周波数を一定に保つための温度補償データＴＣＯＤＥ（温度補償コード）を生成する。

発振周波数の温度特性は製品のサンプルごとに大きくばらつく。このため、製品（発振器）の製造、出荷時の検査工程において、発振周波数の温度特性や、周囲温度に対応する温度検出データの変化特性を測定する。そして測定結果に基づいて、下式（５）の多項式（近似関数）の係数Ａ_０〜Ａ_５を求め、求めた係数Ａ_０〜Ａ_５の情報を、図１３の記憶部３４（不揮発性メモリー）に書き込んで記憶させる。

上式（５）において、Ｘは、Ａ／Ｄ変換部２０により得られた温度検出データＤＴＤ（Ａ／Ｄ変換値）に相当する。周囲温度の変化に対する温度検出データＤＴＤの変化も測定されているため、上式（５）の多項式で表される近似関数により、周囲温度と発振周波数とを対応づけることができる。温度補償部５８は、記憶部３４から係数Ａ_０〜Ａ_５の情報を読み出し、この係数Ａ_０〜Ａ_５と、温度検出データＤＴＤ（＝Ｘ）とに基づいて、上式（５）の演算処理を行って、温度補償データＴＣＯＤＥ（温度補償コード）を生成する。これにより、周囲温度の変化に対して発振周波数を一定に保つための温度補償処理を実現できる。

セレクター６２、６３は、セレクト端子Ｓの入力信号の論理レベルが「１」（アクティブ）である場合に、「１」側の端子の入力信号を選択して、出力信号として出力する。またセレクト端子Ｓの入力信号の論理レベルが「０」（非アクティブ）である場合に、「０」側の端子の入力信号を選択して、出力信号として出力する。

信号ＫＦＥＮはカルマンフィルター処理のイネーブル信号である。カルマンフィルター部５４は、信号ＫＦＥＮが論理レベル「１」（以下、単に「１」と記載）である場合にカルマンフィルター処理を実行する。信号ＰＬＬＬＯＣＫはＰＬＬ回路がロック状態である場合に「１」になる信号である。信号ＨＯＬＤＯＶＥＲはホールドオーバーが検出されたホールドオーバー期間において「１」になる信号である。

信号ＴＣＥＮは、温度補償処理のイネーブル信号である。以下では信号ＴＣＥＮが「１」であり、セレクター６３が「１」側の入力信号を選択する場合を主に例にとり説明を行う。また信号ＫＦＥＮも「１」であるとする。

通常動作期間では、信号ＨＯＬＤＯＶＥＲが論理レベル「０」（（以下、単に「０」と記載）になるため、セレクター６２が「０」端子側の周波数制御データＤＦＣＩを選択する。そして、この周波数制御データＤＦＣＩに対して、加算器６５により温度補償データＴＣＯＤＥが加算され、温度補償処理後の周波数制御データＤＦＣＱが、後段の発振信号生成回路１４０に出力される。

一方、ホールドオーバー期間では、信号ＨＯＬＤＯＶＥＲが「１」なり、セレクター６２が「１」端子側のＡＣ（ｋ）を選択する。ＡＣ（ｋ）はエージング補正された周波数制御データである。

図１６Ａはカルマンフィルター部５４の動作を説明する真理値表である。信号ＰＬＬＬＯＣＫ、ＫＦＥＮが共に「１」である場合には、カルマンフィルター部５４は真値推定処理（カルマンフィルター処理）を実行する。即ち、通常動作期間においてＰＬＬ回路(内部又は外部のＰＬＬ回路）がロック状態である場合に、観測値である周波数制御データＤＦＣＩの真値推定処理を行い続ける。

そしてホールドオーバーの状態になってＰＬＬ回路のロックが外れ、信号ＰＬＬＬＯＣＫが「０」になった場合には、カルマンフィルター部５４は前回の出力状態を保持する。例えば図１５において、周波数制御データＤＦＣＩの真値として推定される事後推定値ｘ^{^}（ｋ）や、エージング補正の補正値Ｄ’（ｋ）として、ホールドオーバーの検出タイミング（ＰＬＬ回路のロックが外れたタイミング）での値を、保持して出力し続ける。

エージング補正部５６は、ホールドオーバー期間において、カルマンフィルター部５４からの事後推定値ｘ^{^}（ｋ）、補正値Ｄ’（ｋ）を用いてエージング補正を行う。具体的にはホールドオーバーの検出タイミングにおける事後推定値ｘ^{^}（ｋ）、補正値Ｄ’（ｋ）を保持して、エージング補正を行う。

また図１５では、カルマンフィルター部５４には、温度変動成分（広義には環境変動成分）とエージング変動成分のうち、温度変動成分が除去された周波数制御データＤＦＣＩが入力される。カルマンフィルター部５４は、温度変動成分（環境変動成分）が除かれた周波数制御データＤＦＣＩに対してカルマンフィルター処理を行って、周波数制御データＤＦＣＩについての真値を推定する。即ち、事後推定値ｘ^{^}（ｋ）を求める。そしてエージング補正部５６は、推定された真値である事後推定値ｘ^{^}（ｋ）に基づいて、エージング補正を行う。より具体的には、カルマンフィルター部５４からの事後推定値ｘ^{^}（ｋ）と補正値Ｄ’（ｋ）に基づいて、エージング補正された周波数制御データＡＣ（ｋ）を求める。そしてエージング補正された周波数制御データであるＡＣ（ｋ）は、セレクター６２を介して、加算器６５に入力され、加算器６５がＡＣ（ｋ）に対して、温度補償データＴＣＯＤＥ（環境変動成分の補償用データ）を加算する処理を行う。

例えば図１６Ｂの模式図に示すように、温度が変動すると、Ｅ１に示すように周波数制御データもそれに応じて変動してしまう。従って、Ｅ１のように温度変動に伴い変動する周波数制御データを用いて、カルマンフィルター処理を行ってしまうと、ホールドオーバー検出タイミングでの真値にも揺らぎが生じてしまう。

そこで本実施形態では、温度変動成分が除去された周波数制御データを取得して、カルマンフィルター部５４に入力する。即ち、温度変動成分（環境変動成分）とエージング変動成分のうち、温度変動成分が除かれた周波数制御データを、カルマンフィルター部５４に入力する。つまり、図１６ＢのＥ２に示すような周波数制御データを入力する。Ｅ２の周波数制御データは、温度変動成分が除かれており、エージング変動成分が残存した周波数制御データになっている。

カルマンフィルター部５４は、このように温度変動成分が除去されて、エージング変動成分が残存した周波数制御データＤＦＣＩに対して、カルマンフィルター処理を行うことで、真値として推定される事後推定値ｘ^{^}（ｋ）や、エージング補正の補正値Ｄ’（ｋ）を求める。そして、ホールドオーバーの検出タイミングで推定された真値である事後推定値ｘ^{^}（ｋ）や、補正値Ｄ’（ｋ）がエージング補正部５６に保持されて、エージング補正が実行される。

例えば加算器６５により温度補償データＴＣＯＤＥを加算する処理を行うことで、周波数制御データＤＦＣＱは温度補償された周波数制御データになる。従って、周波数制御データＤＦＣＱが入力された発振信号生成回路１４０は、温度補償された発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを出力することになる。従って、この発振信号生成回路１４０と共にＰＬＬ回路を構成する図１３の周波数制御データ生成部４０は、図１６ＢのＥ２に示すように温度変動成分が除去された周波数制御データＤＦＣＩを、処理部５０に供給することになる。そして、この温度変動成分が除去された周波数制御データＤＦＣＩには、図１６ＢのＥ２に示すように、経過時間と共に変化するエージング変動成分が残存している。従って、処理部５０のカルマンフィルター部５４が、このエージング変動成分が残存する周波数制御データＤＦＣＩに対するカルマンフィルター処理を行い、エージング補正部５６が、カルマンフィルター処理の結果に基づいてエージング補正を行えば、高精度のエージング補正を実現できるようになる。

図１等で説明したように、本実施形態では温度センサー入力端子ＴＶＴを設けたことで、外部温度センサー１２で検出した温度検出電圧に基づいて温度変動成分を求める（温度補償処理を行う）ことが可能となっている。これにより、回路装置に内蔵の温度センサーを用いる場合よりも高精度な（周波数補正誤差が小さい）温度変動成分を求めることができ、その温度変動成分を周波数制御データＤＦＣＩから除去することで、エージング変動成分を高精度に抽出できる。

なお図１５の変形例として、加算器６５での温度補償データＴＣＯＤＥの加算処理を行わずに、周波数制御データＤＦＣＩの温度変動成分（環境変動成分）を除去するための演算処理を行って、演算処理後の周波数制御データＤＦＣＩをカルマンフィルター部５４に入力するようにしてもよい。例えば図１５の加算器６５及びセレクター６３の構成を省略して、カルマンフィルター部５４の前段に、周波数制御データＤＦＣＩから温度補償データＴＣＯＤＥを減算する減算器を設け、この減算器の出力をカルマンフィルター部５４に入力する。またエージング補正部５６とセレクター６２の間に、エージング補正部５６の出力と温度補償データＴＣＯＤＥを加算する加算器を設け、加算器の出力をセレクター６２の「１」側の端子に入力する。このような構成によっても、温度変動成分が除去されて、エージング変動成分だけが残存した周波数制御データＤＦＣＩを、カルマンフィルター部５４に入力できるようになる。

図１７に、エージング補正部５６の詳細な構成例を示す。通常動作期間では、信号ＨＯＬＤＯＶＥＲが「０」になるため、セレクター３６０、３６１は「０」端子側を選択する。これにより、通常動作期間においてカルマンフィルター部５４により演算された事後推定値ｘ^{^}（ｋ）、補正値Ｄ’（ｋ）（フィルター処理後の補正値）が、各々、レジスター３５０、３５１に保持される。

ホールドオーバーが検出されて、信号ＨＯＬＤＯＶＥＲが「１」になると、セレクター３６０、３６１は「１」端子側を選択する。これによりセレクター３６１は、ホールドオーバーの検出タイミングでレジスター３５１に保持された補正値Ｄ’（ｋ）を、ホールドオーバー期間中は出力し続けることになる。

そして、加算器３４０は、ホールドオーバーの検出タイミングでレジスター３５０に保持された事後推定値ｘ^{^}（ｋ）に対して、レジスター３５１に保持されてセレクター３６１から出力された補正値Ｄ’（ｋ）（補正値）を、各タイムステップごとに順次に加算する処理を行う。これにより下式（６）に示すようなエージング補正が実現される。

即ち図１４ＡのＣ２のタイミングで保持された真値である事後推定値ｘ^{^}（ｋ）に対して、Ｃ３の傾きに相当するエージングレートによる周波数変化をキャンセル（補償）する補正値Ｄ’（ｋ）を、順次に加算する処理が行われて、エージング補正が実現される。

１０．カルマンフィルター処理
次に本実施形態のカルマンフィルター処理の詳細について説明する。カルマンフィルターのモデルの状態方程式、観測方程式は下式（７）、（８）のように表される。

ｋは離散的な時間であるタイムステップを表す。ｘ（ｋ）はタイムステップｋ（時刻ｋ）におけるシステムの状態であり、例えばｎ次元のベクトルである。Ａはシステム行列と呼ばれるものである。具体的には、Ａはｎ×ｎの行列であり、システムノイズがない場合のタイムステップｋにおけるシステムの状態とタイムステップｋ＋１におけるシステムの状態を関連づけるものである。ｖ（ｋ）はシステムノイズである。ｙ（ｋ）は観測値であり、ｗ（ｋ）は観測ノイズである。Ｃは観測係数ベクトル（ｎ次元）であり、Ｔは転置行列を表す。

上式（７）、（８）のモデルのカルマンフィルター処理では、下式（９）〜（１３）の処理を行って、真値を推定する。

上式（９）、（１０）は時間更新（予測過程）の式であり、上式（１１）〜（１３）は観測更新（観測過程）の式である。離散的な時間であるタイムステップｋが１つ進む毎に、カルマンフィルター処理の時間更新（式（９）、（１０））及び観測更新（式（１１）〜（１３））が１回行われる。

ｘ^{^}（ｋ）、ｘ^{^}（ｋ−１）は、タイムステップｋ、ｋ−１でのカルマンフィルター処理の事後推定値である。ｘ^{^-}（ｋ）は、観測値を得る前に予測した事前推定値である。Ｐ（ｋ）は、カルマンフィルター処理の事後共分散であり、Ｐ^-（ｋ）は、観測値を得る前に予測した事前共分散である。Ｇ（ｋ）はカルマンゲインである。

カルマンフィルター処理では、観測更新において、上式（１１）によりカルマンゲインＧ（ｋ）が求められる。また観測値ｙ（ｋ）に基づいて上式（１２）により、事後推定値ｘ^{^}（ｋ）が更新される。また上式（１３）により、誤差の事後共分散Ｐ（ｋ）が更新される。

またカルマンフィルター処理では、時間更新において、上式（９）に示すように、タイムステップｋ−１での事後推定値ｘ^{^}（ｋ−１）と、システム行列Ａに基づいて、次のタイムステップｋでの事前推定値ｘ^{^-}（ｋ）を予測する。また上式（１０）に示すように、タイムステップｋ−１での事後共分散Ｐ（ｋ−１）と、システム行列Ａと、システムノイズｖ（ｋ）に基づいて、次のタイムステップｋでの事前共分散Ｐ^-（ｋ）を予測する。

さて、上式（９）〜（１３）のカルマンフィルター処理を実行しようとすると、処理部５０の処理負荷が過大になり、回路装置の大規模化を招く場合がある。例えば上式（９）のｘ^{^-}（ｋ）＝Ａｘ^{^}（ｋ−１）のＡを求めるためには、拡張カルマンフィルター処理が必要になる。そして拡張カルマンフィルター処理は、処理負荷が非常に重く、処理部５０を、拡張カルマンフィルター処理が可能なハードウェアにより実現しようとすると、処理部５０の回路面積が非常に大きくなり易い。このため、発振器に内蔵される回路装置に小型化が強く求められている状況においては不適なものになってしまう。一方、システム行列Ａとして固定値のスカラー値を用いると、適切なエージング補正を実現する際の難易度が上がる。

そこでこのような状況を避ける必要性がある場合の解決手段として、本実施形態では、カルマンフィルター処理を、上式（９）〜（１３）に代えて、下式（１４）〜（１９）に従った処理により実現する。即ち、処理部５０（カルマンフィルター部５４）は、下式（１４）〜（１９）に基づくカルマンフィルター処理を実行する。

なお本実施形態において、真値の推定処理の対象となるｘ（ｋ）は周波数制御データであり、観測値ｙ（ｋ）も周波数制御データであるため、Ｃ＝１になる。また、Ａのスカラー値は１に限りなく近いため、上式（１０）の代わりに上式（１５）を用いることができる。

前述したように、カルマンフィルター処理として、拡張カルマンフィルター処理を採用する場合と比較して、本実施形態のカルマンフィルター処理では、上式（１４）に示すように、タイムステップｋでの事前推定値ｘ^{^-}（ｋ）を、タイムステップｋ−１での事後推定値ｘ^{^}（ｋ−１）と補正値Ｄ（ｋ−１）の加算処理により求めている。このため、拡張カルマンフィルター処理を用いる必要がなくなり、処理部５０の処理負荷の軽減や回路規模の増加の抑制等を図れるという点で優れる。

本実施形態では下記のような式の変形により、上式（１４）を導出している。

例えば上式（２０）は上式（２１）のように変形できる。ここで上式（２１）の（Ａ−１）は非常に小さい数になるため、上式（２２）、（２３）に示すように、（Ａ−１）・ｘ^{^}（ｋ−１）を、（Ａ−１）・Ｆ_０に置き換える近似が可能になる。そして、この（Ａ−１）・Ｆ_０を、補正値Ｄ（ｋ−１）と置く。

そして上式（１９）に示すように、タイムステップｋ−１からタイムステップｋへの時間更新の際に、補正値Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・（ｙ（ｋ）−ｘ^{^-}（ｋ））＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋの更新処理を行う。ここで、ｅｋ＝ｙ（ｋ）−ｘ^{^-}（ｋ）は、カルマンフィルター処理における観測残差と呼ばれるものである。またＥは定数である。なお、定数Ｅの代わりに、カルマンゲインＧ（ｋ）を用いる変形実施も可能である。即ち、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｇ（ｋ）・ｅｋとしてもよい。

このように式（１９）では、観測残差をｅｋとし、定数をＥとした場合に、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋにより補正値Ｄ（ｋ）を求めている。このようにすることで、カルマンフィルター処理における観測残差ｅｋを反映させた、補正値Ｄ（ｋ）の更新処理が可能になる。

以上のように本実施形態では、処理部５０は、上式（１４）に示すように、カルマンフィルター処理の事前推定値の更新処理（時間更新）において、今回のタイミングでの事前推定値ｘ^{^-}（ｋ）を、前回のタイミングでの事後推定値ｘ^{^}（ｋ−１）と補正値Ｄ（ｋ−１）との加算処理により求める処理を行う。そしてカルマンフィルター処理の結果に基づいて、周波数制御データのエージング補正を行う。即ち、前回のタイミングであるタイムステップｋ−１での事後推定値ｘ^{^}（ｋ−１）と補正値Ｄ（ｋ−１）との加算処理を行って、今回のタイミングであるタイムステップｋでの事前推定値ｘ^{^-}（ｋ）を、ｘ^{^-}（ｋ）＝ｘ^{^}（ｋ−１）＋Ｄ（ｋ−１）により求める。

そして処理部５０（エージング補正部５６）は、このカルマンフィルター処理の結果（真値、補正値）に基づいて、エージング補正を行う。即ち、タイムステップｋでの補正値をＤ（ｋ）（或いはＤ’（ｋ））とし、タイムステップｋでのエージング補正された周波数制御データをＡＣ（ｋ）とした場合に、タイムステップｋ＋１でのエージング補正された周波数制御データＡＣ（ｋ＋１）を、ＡＣ（ｋ＋１）＝ＡＣ（ｋ）＋Ｄ（ｋ）（或いはＡＣ（ｋ）＋Ｄ’（ｋ））により求める。

また処理部５０は、上式（１９）に示すように、今回のタイミングでの補正値Ｄ（ｋ）を、前回のタイミングでの補正値Ｄ（ｋ−１）とカルマンフィルター処理での観測残差ｅｋとに基づいて求める。例えば前回のタイミングでの補正値Ｄ（ｋ−１）に対して、観測残差に基づく値であるＥ・ｅｋ（或いはＧ（ｋ）・ｅｋ）を加算する処理を行うことで、今回のタイミングでの補正値Ｄ（ｋ）を求める。具体的には、今回のタイミングであるタイムステップｋでの補正値Ｄ（ｋ）を、前回のタイミングであるタイムステップｋ−１での補正値Ｄ（ｋ−１）とカルマンフィルター処理における観測残差ｅｋとに基づいて求める。例えば、観測残差をｅｋとし、定数をＥとした場合に、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋにより、補正値Ｄ（ｋ）を求める。

例えば本実施形態では、図１６Ｂで説明したように、温度変動成分情報等の環境変動成分情報を取得し、取得された環境変動成分情報を用いて、環境変動成分とエージング変動成分のうち環境変動成分が除かれた周波数制御データを取得する。ここで環境変動成分情報は、電源電圧変動成分、気圧変動成分又は重力変動成分等であってもよい。そして環境変動成分が除かれた周波数制御データに基づいて、エージング補正を行う。具体的には環境変動成分が温度であったとする。この場合、環境変動成分情報を取得するための環境変動情報取得部としての図４の外部温度センサー１２又は内部温度センサー１０からの、温度検出電圧ＶＴＤにより求められる温度検出データＤＴＤに基づいて、環境変動成分情報である温度変動成分情報を取得する。そして取得された温度変動成分情報を用いて、温度変動成分が除かれた周波数制御データが取得される。例えば図１３の温度補償部５８が温度補償データＴＣＯＤＥを取得し、加算器６５により温度補償データＴＣＯＤＥの加算処理を行うことで、温度変動成分が除去された周波数制御データＤＦＣＩが周波数制御データ生成部４０から入力され、処理部５０により取得されるようになる。即ち、図１６ＢのＥ２に示すように、温度変動成分が除去される一方で、エージング変動成分が残存した周波数制御データＤＦＣＩが取得されて、カルマンフィルター部５４に入力されるようになる。

なお、環境変動成分が除かれた周波数制御データとは、環境変動成分が完全に除かれた好適な状態の周波数制御データの他に、周波数制御データ内に無視できるレベルの環境変動成分が含まれている状態の周波数制御データも含む。

例えば温度変動成分情報、或いは電源電圧変動成分情報等の環境変動成分情報については、環境変動成分情報を検出する環境変動情報取得部である温度センサー、電圧検出回路等により取得することができる。一方、エージング変動成分は、時間経過と共に変化する発振周波数の変動成分であり、当該エージング変動成分の情報をセンサー等により直接に検出することは難しい。

そこで本実施形態では、センサー等により検出可能な温度変動成分情報等の環境変動成分情報を取得し、この環境変動成分情報を利用して、環境変動成分とエージング変動成分のうち環境変動成分が除かれた周波数制御データを取得する。即ち、周波数制御データの変動成分から、環境変動成分を除去する処理（例えば加算器６５による加算処理）を行うことで、図１６ＢのＥ２に示すようにエージング変動成分だけが残存した周波数制御データを取得できる。そして、エージング変動成分が残存した周波数制御データに基づいて、カルマンフィルター処理等を行えば、周波数制御データについての真値を推定できる。そして、このようにして推定された真値に基づいて、エージング補正を行えば、従来例では実現できなかった高精度のエージング補正を実現できるようになる。

このように本実施形態では、カルマンフィルター部５４には、温度変動成分（環境変動成分）が除去される一方で、エージング変動成分が残存する周波数制御データＤＦＣＩが入力されている。そして図１１、図１４Ａに示すように、期間を限定すれば、その期間内では、発振周波数は一定のエージングレートで変化するものと想定できる。例えば図１４ＡのＣ３に示すような一定の傾きで変化するものと想定できる。

本実施形態では、このようなエージング変動成分による一定のエージングレートでの周波数変化を、補償（キャンセル）するための補正値を、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋの式により求めている。即ち、図１４ＡのＣ３の傾きに相当するエージングレートによる周波数変化を、補償するための補正値Ｄ（ｋ）を求めている。ここで、エージングレートは一定ではなく、図１１、図１４Ａに示すように、経過時間に応じて変化する。

この点、本実施形態では、Ｄ（ｋ）＝Ｄ（ｋ−１）＋Ｅ・ｅｋというように、カルマンフィルター処理の観測残差ｅｋ＝ｙ（ｋ）−ｘ^{^-}（ｋ）に基づいて、エージングレートに対応する補正値Ｄ（ｋ）の更新処理を行っている。従って、経過時間に応じたエージングレートの変化についても反映させた補正値Ｄ（ｋ）の更新処理を実現できるようになる。従って、より高精度なエージング補正の実現が可能になる。

１１．温度センサー、発振回路
図１８Ａに内部温度センサー１０の構成例を示す。図１８Ａの内部温度センサー１０は、電流源ＩＳＴと、電流源ＩＳＴからの電流がコレクターに供給されるバイポーラートランジスターＴＲＴを有する。バイポーラートランジスターＴＲＴは、そのコレクターとのベースが接続されるダイオード接続となっており、バイポーラートランジスターＴＲＴのコレクターのノードに、温度特性を有する温度検出電圧ＶＴＤＩが出力される。温度検出電圧ＶＴＤＩの温度特性は、バイポーラートランジスターＴＲＴのベース・エミッター間電圧の温度依存性によって生じる。この内部温度センサー１０の温度検出電圧ＶＴＤＩは、例えば負の温度特性（負の勾配を有する１次の温度特性）を有する。

図１８Ｂに発振回路１５０の構成例を示す。この発振回路１５０は、電流源ＩＢＸ、バイポーラートランジスターＴＲＸ、抵抗ＲＸ、可変容量キャパシターＣＸ１、キャパシターＣＸ２、ＣＸ３を有する。

電流源ＩＢＸは、バイポーラートランジスターＴＲＸのコレクターにバイアス電流を供給する。抵抗ＲＸは、バイポーラートランジスターＴＲＸのコレクターとベースの間に設けられる。

容量が可変である可変容量キャパシターＣＸ１の一端は、振動子ＸＴＡＬの一端に接続される。具体的には、可変容量キャパシターＣＸ１の一端は、回路装置の第１の振動子用端子（振動子用パッド）を介して振動子ＸＴＡＬの一端に接続される。キャパシターＣＸ２の一端は、振動子ＸＴＡＬの他端に接続される。具体的には、キャパシターＣＸ２の一端は、回路装置の第２の振動子用端子（振動子用パッド）を介して振動子ＸＴＡＬの他端に接続される。キャパシターＣＸ３は、その一端が振動子ＸＴＡＬの一端に接続され、その他端がバイポーラートランジスターＴＲＸのコレクターに接続される。

バイポーラートランジスターＴＲＸには、振動子ＸＴＡＬの発振により生じたベース・エミッター間電流が流れる。そしてベース・エミッター間電流が増加すると、バイポーラートランジスターＴＲＸのコレクター・エミッター間電流が増加し、電流源ＩＢＸから抵抗ＲＸに分岐するバイアス電流が減少するので、コレクター電圧ＶＣＸが低下する。一方、バイポーラートランジスターＴＲＸのベース・エミッター間電流が減少すると、コレクター・エミッター間電流が減少し、電流源ＩＢＸから抵抗ＲＸに分岐するバイアス電流が増加するので、コレクター電圧ＶＣＸが上昇する。このコレクター電圧ＶＣＸはキャパシターＣＸ３を介して振動子ＸＴＡＬにフィードバックされる。

振動子ＸＴＡＬの発振周波数は温度特性を有しており、この温度特性は、Ｄ／Ａ変換部８０の出力電圧ＶＱ（周波数制御電圧）により補償される。即ち、出力電圧ＶＱは可変容量キャパシターＣＸ１に入力され、出力電圧ＶＱにより可変容量キャパシターＣＸ１の容量値が制御される。可変容量キャパシターＣＸ１の容量値が変化すると、発振ループの共振周波数が変化するので、振動子ＸＴＡＬの温度特性による発振周波数の変動が補償される。可変容量キャパシターＣＸ１は、例えば可変容量ダイオード（バラクター）などにより実現される。

なお、本実施形態の発振回路１５０は、図１８Ｂの構成に限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば図１８ＢではＣＸ１を可変容量キャパシターとする場合を例に説明したが、ＣＸ２又はＣＸ３を、出力電圧ＶＱで制御される可変容量キャパシターとしてもよい。また、ＣＸ１〜ＣＸ３のうち複数を、出力電圧ＶＱで制御される可変容量キャパシターとしてもよい。

また、発振回路１５０は、振動子ＸＴＡＬを発振させるためのすべての回路要素を含んでいなくてもよい。例えば、回路装置５００の外部に設けたディスクリート部品によって一部の回路要素を構成し、外部接続端子を介して発振回路１５０と接続するような構成であってもよい。

１２．変形例
次に本実施形態の種々の変形例について説明する。図１９Ａに本実施形態の変形例の回路装置の構成例を示す。

図１９Ａでは、図１、図４、図１３とは異なり、発振信号生成回路１４０にＤ／Ａ変換部８０が設けられていない。そして発振信号生成回路１４０により生成される発振信号ＯＳＣＫの発振周波数が、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱに基づいて、直接に制御される。即ちＤ／Ａ変換部を介さずに発振信号ＯＳＣＫの発振周波数が制御される。

例えば図１９Ａでは、発振信号生成回路１４０が、可変容量回路１４２と発振回路１５０を有する。この発振信号生成回路１４０には図１、図４、図１３のＤ／Ａ変換部８０は設けられていない。そして図１８Ｂの可変容量キャパシターＣＸ１の代わりに、この可変容量回路１４２が設けられ、可変容量回路１４２の一端が振動子ＸＴＡＬの一端に接続される。

この可変容量回路１４２は、処理部５０からの周波数制御データＤＦＣＱに基づいて、その容量値が制御される。例えば可変容量回路１４２は、複数のキャパシター（キャパシターアレイ）と、周波数制御データＤＦＣＱに基づき各スイッチ素子のオン、オフが制御される複数のスイッチ素子（スイッチアレイ）を有する。これらの複数のスイッチ素子の各スイッチ素子は、複数のキャパシターの各キャパシターに電気的に接続される。そして、これらの複数のスイッチ素子がオン又はオフされることで、複数のキャパシターのうち、振動子ＸＴＡＬの一端に、その一端が接続されるキャパシターの個数が変化する。これにより、可変容量回路１４２の容量値が制御されて、振動子ＸＴＡＬの一端の容量値が変化する。従って、周波数制御データＤＦＣＱにより、可変容量回路１４２の容量値が直接に制御されて、発振信号ＯＳＣＫの発振周波数を制御できるようになる。

また本実施形態の回路装置を用いてＰＬＬ回路を構成する場合に、ダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式のＰＬＬ回路とすることも可能である。図１９Ｂにダイレクト・デジタル・シンセサイザー方式の場合の回路構成例を示す。

比較演算部３８０は、基準信号ＲＦＣＫと発振信号ＯＳＣＫ（発振信号に基づく入力信号）の比較演算を行う。デジタルフィルター部３８２は、位相誤差の平滑化処理を行う。比較演算部３８０の構成、動作は図１３の比較演算部４１と同様であり、カウンターやＴＤＣ（時間デジタル変換器）を含むことができる。デジタルフィルター部３８２は図１３のデジタルフィルター部４４に相当するものである。数値制御型発振器３８４は、振動子ＸＴＡＬを有する基準発振器３８６からの基準発振信号を用いて、任意の周波数や波形をデジタル的に合成する回路である。即ちＶＣＯのようにＤ／Ａ変換器からの制御電圧に基づいて発振周波数を制御するのではなく、デジタルの周波数制御データと基準発振器３８６（振動子ＸＴＡＬ）を用いて、デジタル演算処理により任意の発振周波数の発振信号ＯＳＣＫを生成する。

１３．発振器、電子機器、移動体
図２０Ａに、本実施形態の回路装置５００を含む発振器４００の構成例を示す。図２０Ａに示すように、発振器４００は、振動子４２０と回路装置５００を含む。振動子４２０と回路装置５００は、発振器４００のパッケージ４１０内に実装される。そして振動子４２０の端子と、回路装置５００（ＩＣ）の端子（パッド）は、パッケージ４１０の内部配線により電気的に接続される。

図２０Ｂに、本実施形態の回路装置５００を含む電子機器の構成例を示す。この電子機器は、本実施形態の回路装置５００、水晶振動子等の振動子４２０、アンテナＡＮＴ、通信部５１０、処理部５２０を含む。また操作部５３０、表示部５４０、記憶部５５０を含むことができる。振動子４２０と回路装置５００により発振器４００が構成される。なお電子機器は図２０Ｂの構成に限定されず、これらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

図２０Ｂの電子機器としては、例えば基地局又はルーター等のネットワーク関連機器や、高精度の計測機器や、ＧＰＳ内蔵時計、生体情報測定機器（脈波計、歩数計等）又は頭部装着型表示装置等のウェアラブル機器や、スマートフォン、携帯電話機、携帯型ゲーム装置、ノートＰＣ又はタブレットＰＣ等の携帯情報端末（移動端末）や、コンテンツを配信するコンテンツ提供端末や、デジタルカメラ又はビデオカメラ等の映像機器などの種々の機器を想定できる。

通信部５１０（無線回路）は、アンテナＡＮＴを介して外部からデータを受信したり、外部にデータを送信する処理を行う。処理部５２０は、電子機器の制御処理や、通信部５１０を介して送受信されるデータの種々のデジタル処理などを行う。この処理部５２０の機能は、例えばマイクロコンピューターなどのプロセッサーにより実現できる。

操作部５３０は、ユーザーが入力操作を行うためのものであり、操作ボタンやタッチパネルディスプレイをなどにより実現できる。表示部５４０は、各種の情報を表示するものであり、液晶や有機ＥＬなどのディスプレイにより実現できる。なお操作部５３０としてタッチパネルディスプレイを用いる場合には、このタッチパネルディスプレイが操作部５３０及び表示部５４０の機能を兼ねることになる。記憶部５５０は、データを記憶するものであり、その機能はＲＡＭやＲＯＭなどの半導体メモリーやＨＤＤ（ハードディスクドライブ）などにより実現できる。

図２０Ｃに、本実施形態の回路装置を含む移動体の例を示す。本実施形態の回路装置（発振器）は、例えば、車、飛行機、バイク、自転車、或いは船舶等の種々の移動体に組み込むことができる。移動体は、例えばエンジンやモーター等の駆動機構、ハンドルや舵等の操舵機構、各種の電子機器（車載機器）を備えて、地上や空や海上を移動する機器・装置である。図２０Ｃは移動体の具体例としての自動車２０６を概略的に示している。自動車２０６には、本実施形態の回路装置と振動子を有する発振器（不図示）が組み込まれる。制御装置２０８は、この発振器により生成されたクロック信号により動作する。制御装置２０８は、例えば車体２０７の姿勢に応じてサスペンションの硬軟を制御したり、個々の車輪２０９のブレーキを制御する。例えば制御装置２０８により、自動車２０６の自動運転を実現してもよい。なお本実施形態の回路装置や発振器が組み込まれる機器は、このような制御装置２０８には限定されず、自動車２０６等の移動体に設けられる種々の機器（車載機器）に組み込むことが可能である。

図２１は電子機器の１つである基地局（基地局装置）の構成例である。物理層回路６００はネットワークを介した通信処理における物理層の処理を行う。ネットワークプロセッサー６０２は、物理層よりも上位層の処理（リンク層等）を行う。スイッチ部６０４は通信処理の各種の切替処理を行う。ＤＳＰ６０８は、通信処理に必要な各種のデジタル信号処理を行う。ＲＦ回路６０８は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）により構成される受信回路、や、パワーアンプにより構成される送信回路や、Ｄ／Ａ変換器、Ａ／Ｄ変換器などを含む。

セレクター６１２は、ＧＰＳ６１０からの基準信号ＲＦＣＫ１、物理層回路６００からの基準信号ＲＦＣＫ２（ネットワークからクロック信号）のいずれかを、基準信号ＲＦＣＫとして、本実施形態の回路装置５００に出力する。回路装置５００は、基準信号ＲＦＣＫに対して発振信号（発振信号に基づく入力信号）を同期させる処理を行う。そして周波数が異なる各種のクロック信号ＣＫ１、ＣＫ２、ＣＫ３、ＣＫ４、ＣＫ５を生成して、物理層回路６００、ネットワークプロセッサー６０２、スイッチ部６０４、ＤＳＰ６０６、ＲＦ回路６０８に供給する。

本実施形態の回路装置５００によれば、図２１に示すような基地局において、基準信号ＲＦＣＫに発振信号を同期させ、当該発振信号に基づいて生成された周波数安定度の高いクロック信号ＣＫ１〜ＣＫ５を、基地局の各回路に供給できるようになる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また外部温度センサー、プログラマブルゲインアンプ、デジタルフィルター部、処理部、オーブン制御回路、回路装置、発振器、電子機器、移動体の構成・動作等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

１０…内部温度センサー、１２…外部温度センサー、２０…Ａ／Ｄ変換部、
２２…プログラマブルゲインアンプ、２４…デジタルフィルター部、
２６…セレクター、３０…デジタルＩ／Ｆ部、３２…レジスター部、３４…記憶部、
４０…周波数制御データ生成部、４１…比較演算部、４２…カウンター、
４４…デジタルフィルター部、５０…処理部、５２…ホールドオーバー処理部、
５４…カルマンフィルター部、５６…エージング補正部、５８…温度補償部、
６２，６３…セレクター、６５…加算器、８０…Ｄ／Ａ変換部、
１４０…発振信号生成回路、１４２…可変容量回路、１５０…発振回路、
１９０…オーブン制御回路、１９１…ヒーター、
１９２…発熱パワーバイポーラートランジスター、１９３…温度センサー、
１９４…発熱ＭＯＳトランジスター、２０６…自動車、２０７…車体、
２０８…制御装置、２０９…車輪、３４０…加算器、３５０，３５１…レジスター、
３６０，３６１…セレクター、３８０…比較演算部、３８２…デジタルフィルター部、
３８４…数値制御型発振器、３８６…基準発振器、４００…発振器、
４１０…パッケージ、４１１…基板、４１２…ケース、４１３…第１の容器、
４１４…第２の容器、４１６…基板、４２０…振動子、４５０，４５２…ヒーター、
４６０，４６２…温度センサー、５００…回路装置、５１０…通信部、
５２０…処理部、５３０…操作部、５４０…表示部、５５０…記憶部、
６００…物理層回路、６０２…ネットワークプロセッサー、６０４…スイッチ部、
６０８…ＲＦ回路、６１０…ＧＰＳ、６１２…セレクター、
ＯＳＣＫ…発振信号、ＲＦＣＫ…基準信号、ＴＶＴ…温度センサー入力端子、
ＶＴＤ…温度検出電圧、ＶＴＤＥ…外部温度検出電圧、
ＶＴＤＩ…内部温度検出電圧、ＸＴＡＬ…オーブン型振動子（振動子）

Claims (15)

1. 恒温槽内に設けられる回路装置の外部に設けられる外部温度センサーからの温度検出電圧が入力される温度センサー入力端子と、
   前記温度検出電圧をＡ／Ｄ変換して温度検出データを出力するＡ／Ｄ変換部と、
   前記温度検出データに基づいて、周波数制御データを生成する処理部と、
   前記周波数制御データ及び前記恒温槽内に設けられる振動子を用いて、前記周波数制御データに対応する発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、
   を含み、
   前記外部温度センサーは、前記回路装置の位置における温度変化よりも温度変化が大きい位置に設けられることを特徴とする回路装置。
2. 恒温槽内に設けられる回路装置の外部に設けられる外部温度センサーからの温度検出電圧が入力される温度センサー入力端子と、
   前記温度検出電圧をＡ／Ｄ変換して温度検出データを出力するＡ／Ｄ変換部と、
   前記温度検出データに基づいて、周波数制御データを生成する処理部と、
   前記周波数制御データ及び前記恒温槽内に設けられる振動子を用いて、前記周波数制御データに対応する発振周波数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、
   を含み、
   前記外部温度センサーは、前記恒温槽の外部に設けられることを特徴とする回路装置。
3. 請求項１又は２に記載の回路装置において、
   前記温度検出電圧は、前記温度センサー入力端子からプログラマブルゲインアンプを介して前記Ａ／Ｄ変換部に入力されることを特徴とする回路装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記Ａ／Ｄ変換部からの前記温度検出データは、デジタルフィルター部を介して前記処理部に入力されることを特徴とする回路装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の回路装置において、
   内部温度センサーを含み、
   前記Ａ／Ｄ変換部は、
   第１のモードでは、前記内部温度センサーからの内部温度検出電圧をＡ／Ｄ変換し、
   第２のモードでは、前記外部温度センサーからの前記温度検出電圧をＡ／Ｄ変換することを特徴とする回路装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記処理部は、
   前記温度検出電圧により求められる前記温度検出データに基づいて、エージング変動成分と温度変動成分を含む、前記周波数制御データの変動成分から、前記エージング変動成分を抽出して、抽出した前記エージング変動成分に基づいて前記周波数制御データのエージング補正処理を行うことを特徴とする回路装置。
7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記振動子及び前記回路装置は、前記恒温槽であるシングルオーブン内に設けられることを特徴とする回路装置。
8. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載の回路装置において、
   前記振動子及び前記回路装置は、前記恒温槽である第１恒温槽と前記第１恒温槽を収容する第２恒温槽とを含むダブルオーブンの前記第１恒温槽内に設けられることを特徴とする回路装置。
9. 請求項８に記載の回路装置において、
   前記外部温度センサーは、前記第２恒温槽の外部に設けられることを特徴とする回路装置。
10. 請求項８に記載の回路装置において、
    前記外部温度センサーは、前記第１恒温槽と前記第２恒温槽の間に設けられることを特徴とする回路装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の回路装置において、
    前記振動子に対応して設けられたヒーターを制御するオーブン制御回路を含むことを特徴とする回路装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の回路装置と、
    前記外部温度センサーと、
    前記振動子と、
    前記振動子に対応して設けられたヒーターと、
    を含むことを特徴とする発振器。
13. 請求項１２に記載の発振器において、
    前記振動子と前記回路装置との間の距離をＬ１とし、前記振動子と、前記外部温度センサーとの距離をＬ２とした場合に、Ｌ２＞Ｌ１であることを特徴とする発振器。
14. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
15. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の回路装置を含むことを特徴とする移動体。