JP6590397B2 - 電源監視システム - Google Patents

Description

本発明は、発振回路及び電源監視システムに関する。

今日、様々な電気機器において、所定の周波数を有する電気信号を出力する発振回路が広く用いられている。

抵抗、容量及びトランジスタで構成されるＲＣ発振回路が提案されている（特許文献１）。この例では、ＲＣ発振回路は、電源電圧が印加された抵抗と容量との間の電位と、電源電圧の分圧電位とは、入力される電圧比較器を有する。トランジスタは、容量と並列接続され、電圧比較器の出力により開閉制御される。

他のＲＣ発振回路も提案されている（特許文献２）。この例では、電圧発生回路は、異なる第１及び第２の電圧を発生する。選択回路は、第１及び第２の電圧の一方を出力する。電圧比較回路には、選択回路からの電圧と、電源電圧が印加された抵抗と容量との間の電位とが入力される。選択回路での選択は、電圧比較回路の出力により制御され、抵抗へ印加する印加電圧を決定する。

実開昭６０−３０６３４号公報 実開昭６０−３２８３４号公報

しかし、発明者は、以下に示す問題点を見出した。特許文献１及び２に記載の構成では、トランジスタの制御端子に信号を入力するために、バッファ回路として２段従属接続されたインバータが設けられている。そのため、発振回路の出力信号以外に、インバータを駆動する電力が必要となり、消費電力がその分だけ増えてしまう。また、バッファ回路の分だけ回路面積が大きくなってしまい、小型化の観点から不利である。

本発明は上記の事情に鑑みて成されたものであり、小型かつ消費電力が小さい発振回路を提供することを目的とする。

本発明の一態様である発振回路は、カソードが電源と接続され、アノードがグランドと接続されるツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードに対して並列に接続される容量と、前記ツェナーダイオード及び前記容量に対して直列に接続される抵抗と、前記ツェナーダイオードと前記抵抗との間のノードと接続される出力端子と、を備え、前記ツェナーダイオードは、前記カソードが第１の電圧となったときに降伏し、前記カソードの電圧は、降伏後に前記第１の電圧よりも小さい第２の電圧であるツェナー電圧となるものである。

本発明によれば、小型かつ消費電力が小さい発振回路を提供することができる。

実施の形態１にかかる発振回路の構成を模式的に示す回路である。 実施の形態１にかかるツェナーダイオードの特性評価回路を示す回路図である。 ツェナーダイオードに印加する逆方向電圧を変化させたときの出力電圧を示すグラフである。 実施の形態１にかかる発振回路の動作を示す回路図である。 実施の形態１にかかる発振回路の動作を示す回路図である。 実施の形態１にかかる発振回路の出力電圧とツェナーダイオードに流れる電流を示すグラフである。 実施の形態１にかかる発振回路の出力電圧と電源電圧との関係の例を示すグラフである。 実施の形態２にかかる電源監視システムの構成を模式的に示すブロック図である。 実施の形態３にかかる電源監視システムの構成を模式的に示すブロック図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。

実施の形態１
実施の形態１にかかる発振回路１００について説明する。図１は、実施の形態１にかかる発振回路１００の構成を模式的に示す回路である。発振回路１００は、ツェナーダイオードＺＤ、抵抗Ｒ、容量Ｃ及び出力端子ＴＯＵＴを有する。

ツェナーダイオードＺＤのカソードは、抵抗Ｒを介して電源ＶＣＣと接続される。ツェナーダイオードＺＤのアノードは、グランドと接続される。容量Ｃは、ツェナーダイオードＺＤのカソードとアノードとの間に接続され、すなわちツェナーダイオードＺＤと並列に接続される。出力端子ＴＯＵＴは、抵抗ＲとツェナーダイオードＺＤのカソードとの間のノードＮ１と接続される。電源ＶＣＣは、ＤＣ電源であり、一定の電源電圧ＶＣＣを出力する。

本実施の形態にかかるツェナーダイオードＺＤの特性について説明する。図２は、実施の形態１にかかるツェナーダイオードＺＤの特性評価回路１１０を示す回路図である。ツェナーダイオードＺＤの特性評価回路１１０は、本実施の形態にかかる発振回路１００から容量Ｃを除去した構成を有する。なお、ツェナーダイオードＺＤの特性評価回路１１０の抵抗Ｒ１０、電源Ｖ１０、出力端子Ｔ１０は、それぞれ発振回路１００の抵抗Ｒ、電源ＶＣＣ、出力端子ＴＯＵＴに対応する。電源Ｖ１０は、出力電圧を変化させることができる電源であり、例えば電源Ｖ１０は正弦波信号を出力電圧として出力できる。

図３は、ツェナーダイオードＺＤに印加する逆方向電圧Ｖ１０を変化させたときの出力電圧を示すグラフである。図３では、電源Ｖ１０の出力電圧をＶ１０と表示し、出力端子Ｔ１０での電圧をＶｔと表示した。ツェナーダイオードＺＤは、ヒステリシス特性を有するツェナーダイオードである。ツェナーダイオードＺＤは、逆方向に印加される電圧Ｖ１０が降伏電圧Ｖｂを超える（図３の区間Ａ１からＡ２）と、逆方向の電流が流れ、ツェナーダイオードのカソードの電圧はツェナー電圧Ｖｚに降下する（図３の区間Ａ３）。この際、逆方向の印加電圧Ｖ１０が更に増加しても（図３の区間Ａ４）、ツェナーダイオードＺＤでの降下電圧が変化しないように電流が流れるので、出力端子Ｔ１０での電圧Ｖｔはツェナー電圧Ｖｂのままで維持される。

ツェナーダイオードＺＤは、逆方向の印加電圧Ｖ１０が降伏電圧Ｖｂよりも小さくなっても、上述の降伏状態が維持されて電流が流れ続ける。そして、逆方向の電圧Ｖ１０がツェナー電圧Ｖｚに到達すると（図３の区間Ａ５）、ツェナーダイオードＺＤは降伏状態を脱して電流が流れなくなる。つまり、ツェナー電圧Ｖｚは降伏電圧Ｖｂよりも小さいため、ツェナーダイオードＺＤは印加される逆方向の電圧Ｖ１０に対してヒステリシスな挙動を示すことが理解できる。

次に、発振回路１００の動作について説明する。図４及び５は、実施の形態１にかかる発振回路１００の動作を示す回路図である。

ステップＳ１：ＶＯＵＴ＜Ｖｂの場合
この場合、図４に示すように、ツェナーダイオードＺＤは降伏状態ではないので、ツェナーダイオードＺＤには電流は流れない。よって、容量Ｃは電源電圧ＶＣＣにより充電される。このとき、容量Ｃに流れる電流Ｉの値は抵抗Ｒによって規制されるので、容量Ｃの充電は所定の時定数を有することとなる。なお、ステップＳ１は、電源ＶＣＣが電圧の印加を開始して、発振回路１００の動作が開始した場合、及び、後述するステップＳ３の後の状態に対応する。

ステップＳ２：ＶＯＵＴ＞Ｖｂの場合
出力電圧ＶＯＵＴが降伏電圧Ｖｂよりも大きくなると、図５に示すように、ツェナーダイオードＺＤが降伏状態となり、本実施の形態では、抵抗Ｒの抵抗値は、降伏状態時のツェナーダイオードＺＤの抵抗値はほぼ０となる。よって、ツェナーダイオードＺＤには、逆方向の電流Ｉが流れ、容量Ｃに充電されている電荷もツェナーダイオードＺＤを介して放電される。よって、出力電圧ＶＯＵＴは急激に降下する。

ステップＳ３：ＶＯＵＴ＝Ｖｒの場合
出力電圧ＶＯＵＴが降下してツェナー電圧Ｖｚになると、ツェナーダイオードＺＤが降伏状態から脱するので、ツェナーダイオードＺＤには電流が流れなくなる。よって、図４に示すように、容量Ｃの充電が再開される。

つまり、発振回路１００では、ステップＳ１からステップＳ３によるサイクルが繰り返えされることが理解できる。図６は、実施の形態１にかかる発振回路１００の出力電圧ＶＯＵＴとツェナーダイオードＺＤに流れる電流を示すグラフである。図６に示すように、出力電圧ＶＯＵＴは、ツェナー電圧Ｖｚから降伏電圧Ｖｂまでスロープ状に立ち上がり、降伏電圧Ｖｂに達すると急峻にツェナー電圧Ｖｚへ降下する、鋸波状ないしは略鋸波状の波形を有する。ツェナーダイオードＺＤに流れる電流Ｉ_ＺＤは、降伏状態開始時に最大となり、降伏終了へ向かってスロープ状に値が小さくなり、降伏状態でないときには０となる。

ここで、発振回路１００の発振周波数について検討する。発振回路１００のような抵抗と容量との直列回路における容量の充電電圧は、一般に以下の式（１）で表される。

式（１）のτ（τ＝ＣＲ）が時定数である。式（１）に示すように、時定数τ、すなわち容量Ｃの充電速度は、抵抗Ｒの抵抗値と容量Ｃの容量値とにより決定される。

発振回路１００において、出力電圧ＶＯＵＴがツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖｚから降伏電圧Ｖｂまで上昇する間の時間Ｔは、上述の時定数τを用い、以下の式（２）で表される。

ステップＳ２において、出力電圧ＶＯＵＴがツェナーダイオードＺＤの降伏電圧Ｖｂからツェナー電圧Ｖｚに降下する時間が瞬時であり、ここでは０とみなす。よって、式（２）２に示した時間Ｔは、発振回路１００の発振周期である。この場合、発振回路１００の発振周期ｆは、以下の式（３）で示される。

以上説明したように、本構成によれば、ヒステリシス特性を有するツェナーダイオード、抵抗及び容量の３つの部品を用いた簡易な構成できる発振回路を提供することができる。これにより、発振回路の小型化、軽量化の観点で有利である。また、部品点数が少ないので、低コストでの製造が実現できる。更に、部品点数が少ないので、故障率（Failure In Time：ＦＩＴ）を低減でき、部品交換時間の低減にも寄与することができる。

本構成によれば、式（１）に示すように、抵抗Ｒの値を大きくすることで容量Ｃの充電の時定数が大きくなる。よって、式（３）に示すように、発振回路１００の発振周波数を小さくすることができる。したがって、抵抗Ｒの値を選択することで、発振周波数を容易に制御することができる。抵抗Ｒの値は、予め決定してもよいし、可変抵抗を用いて動的に制御可能に構成してもよい。

本構成によれば、式（１）に示すように、容量Ｃの値を大きくすることで、容量Ｃの充電の時定数が大きくなる。よって、式（３）に示すように、発振周波数を小さくすることができる。したがって、容量Ｃの値を選択することで、発振周波数を容易に制御することができる。容量Ｃの値は、予め決定してもよいし、可変容量を用いて動的に制御可能に構成してもよい。

また、式（３）に示すように、電源電圧ＶＣＣの値を変化させることで発振周波数を変化させることもできる。図７は、実施の形態１にかかる発振回路１００の出力電圧ＶＯＵＴと電源電圧ＶＣＣとの関係の例を示すグラフである。ここでは、ツェナーダイオードＺＤとして、ＲＳＢ１６Ｖ（ローム株式会社）を用いた。この場合の、ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧Ｖｂは１８．１７Ｖ、ツェナー電圧Ｖｚは１７．９７Ｖであった。また、抵抗Ｒの抵抗値を１０ｋΩ、容量Ｃの値を０．１μＦ（５０Ｖ）とした。図７に示すように、電源電圧ＶＣＣの値を大きくすることで発振周波数を大きくすることができる。換言すれば、電源電圧ＶＣＣを変化させることで、発振周波数を容易に制御することができる。

以上説明したように、抵抗Ｒ、容量Ｃ及び電源電圧ＶＣＣの値を変化させても、出力電圧ＶＯＵＴの振幅はＶｂ−Ｖｒに維持されるので、出力電圧ＶＯＵＴの発振周波数のみを変化させることができる。

実施の形態２
実施の形態２にかかる電源監視システム２００について説明する。図８は、実施の形態２にかかる電源監視システム２００の構成を模式的に示すブロック図である。電源監視システム２００は、電装システム２０１の内部の電源線の電圧を監視するシステムとして構成される。

電装システム２０１は、２４Ｖバッテリ１、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３、負荷１１〜１３を有する。２４Ｖバッテリ１の出力は、電源線Ｗ１により、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３の一端と接続される。

スイッチＳＷ１の他端とグランドとの間には、負荷１１が接続され、電源線Ｗ１を介して電源が供給される。スイッチＳＷ２の他端とグランドとの間には、負荷１２が接続され、電源線Ｗ２を介して電源が供給される。スイッチＳＷ３の他端とグランドとの間には、負荷１３が接続され、電源線Ｗ３を介して電源が供給される。

例えば、電装システム２０１が車載システムである場合、電源線Ｗ１をＡＣＣ電源線、負荷１１をＡＣＣ電源ソケットとすることができる。また、電源線Ｗ２をヘッドランプ電源、負荷１２をヘッドランプとすることができる。電源線Ｗ３をテールランプ電源、負荷１３をテールランプとすることができる。

電源監視システム２００は、発振回路１０１〜１０４、制御部１０５及びコンデンサＣ１〜Ｃ４を有する。発振回路１０１〜１０４には、実施の形態１にかかる発振回路１００が用いられる。

発振回路１０１は電源線Ｗ１から電源供給を受け、コンデンサＣ１を介して出力電圧ＶＯＵＴ１を制御部１０５へ出力する。よって、出力電圧ＶＯＵＴ１は、電源線Ｗ１の電圧に応じた発振周波数となる。

発振回路１０２は電源線Ｗ２から電源供給を受け、コンデンサＣ２を介して出力電圧ＶＯＵＴ２を制御部１０５へ出力する。よって、出力電圧ＶＯＵＴ２は、電源線Ｗ２の電圧に応じた発振周波数となる。

発振回路１０３は電源線Ｗ３から電源供給を受け、コンデンサＣ３を介して出力電圧ＶＯＵＴ３を制御部１０５へ出力する。よって、出力電圧ＶＯＵＴ３は、電源線Ｗ３の電圧に応じた発振周波数となる。

発振回路１０４は電源線Ｗ４から電源供給を受け、コンデンサＣ４を介して出力電圧ＶＯＵＴ４を制御部１０５へ出力する。よって、出力電圧ＶＯＵＴ４は、電源線Ｗ４の電圧に応じた発振周波数となる。

よって、制御部１０５は、出力電圧ＶＯＵＴ１〜ＶＯＵＴ４のそれぞれの周波数を測定することで、電源線Ｗ１〜Ｗ４の電圧を監視することができる。

したがって、本構成によれば、上述の実施の形態にかかる発振回路を電圧センサとして用いて電源電圧を監視する電源監視システムを実現することができる。

実施の形態３
実施の形態３にかかる電源監視システム３００について説明する。図９は、実施の形態３にかかる電源監視システム３００の構成を模式的に示すブロック図である。電源監視システム３００は、電源電圧ＶＣＣを監視するシステムとして構成される。電源監視システム３００は、発振回路１００、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３１、抵抗Ｒ２、スピーカ３２を有する。

本実施の形態では、ツェナーダイオードＺＤとして、ＲＳＢ１６Ｖ（ローム株式会社）を用いた。また、抵抗Ｒの抵抗値を１０ｋΩ、容量Ｃの値を０．１μＦ（５０Ｖ）とした。ＦＥＴ３１には、汎用のＰ型ＦＥＴであるＲＳＵ００２Ｐ０３を用いた。

ＦＥＴ３１のソースは電源ＶＣＣと接続され、ドレインは抵抗Ｒ２とスピーカ３２とを介してグランドと接続される。

電源監視システム３００では、電源電圧ＶＣＣとして１２Ｖが供給される。電源電圧ＶＣＣが正常値である１２Ｖであれば、発振回路１００は発振しない。しかし、バッテリ配線の異常などで電源電圧ＶＣＣが上昇し、２０Ｖ以上となると、発振回路１００は発振する。そして、発振回路１００の出力電圧ＶＯＵＴと電源電圧ＶＣＣとの差異が２．５Ｖを超えるとＦＥＴ３１がオンとなり、スピーカ３２からは発振周波数に応じた音声が出力される。

以上、本構成によれば、電源電圧を監視し、電源電圧が上昇する以上が生じた場合に以上を検出して警報音を発する電源監視システム３００を実現することができる。

その他の実施の形態
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上述の実施の形態では、容量値、抵抗値及び電源電圧のいずれか１つを変化させてもよいし、容量値、抵抗値又は電源電圧のうち２つを変化させてもよい。また、容量値、抵抗値及び電源電圧の全てを変化させてもよい。

なお、上述の実施の形態にかかる発振回路では、高電位側に抵抗Ｒが接続され、低電位側にツェナーダイオードＺＤと容量Ｃとが接続されるものとしたが、これは例示に過ぎない。すなわち、低電位側に抵抗Ｒが接続され、高電位側にツェナーダイオードＺＤと容量Ｃとが接続される構成としてもよい。換言すれば、抵抗Ｒと、ツェナーダイオードＺＤ及び容量Ｃとの接続位置を入れ換えてもよい。この場合、出力電圧ＶＯＵＴの波形は、図６と異なり、急峻に立ち上がり、緩やかに立ち下がる波形となる。

１ ２４Ｖバッテリ
１１〜１３ 負荷
３１ ＦＥＴ
３２ スピーカ
１００、１０１〜１０４ 発振回路
１０５ 制御部
１１０ 特性評価回路
２００、３００ 電源監視システム
２０１ 電装システム
Ｃ 容量
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｎ１ ノード
Ｒ、Ｒ２、Ｒ１０ 抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ３ スイッチ
Ｔ１０ 出力端子
ＴＯＵＴ 出力端子
Ｖｂ 降伏電圧
ＶＣＣ 電源
ＶＯＵＴ、ＶＯＵＴ１〜ＶＯＵＴ４ 出力電圧
Ｖｚ ツェナー電圧
Ｗ１〜Ｗ４ 電源線
ＺＤ ツェナーダイオード

Claims (5)

1. カソードが電源と接続され、アノードがグランドと接続されるツェナーダイオードと、
   前記ツェナーダイオードに対して並列に接続される容量と、
   前記ツェナーダイオード及び前記容量に対して直列に接続される抵抗と、
   前記ツェナーダイオードと前記抵抗との間のノードと接続される出力端子と、
   前記出力端子の電圧と前記電源の電圧とが入力され、前記出力端子の電圧と前記電源の電圧との差が所定値よりも大きな場合に閉じるスイッチと、
   前記スイッチと前記グランドとの間に接続され、前記スイッチが閉じたときに警報を発する警報器と、を備え、
   前記ツェナーダイオードは、前記カソードが第１の電圧となったときに降伏し、
   前記カソードの電圧は、降伏後に前記第１の電圧よりも小さい第２の電圧であるツェナー電圧となる、
   電源監視システム。
2. 前記抵抗は、前記ツェナーダイオード及び前記容量の前記電源側の端部と前記電源との間に挿入され、又は、前記ツェナーダイオード及び前記容量の前記グランド側の端部と前記グランドとの間に挿入され、
   前記出力端子は、前記抵抗の前記ツェナーダイオード側の端部と接続される、
   請求項１に記載の電源監視システム。
3. 前記抵抗は、可変抵抗である、
   請求項１又は２に記載の電源監視システム。
4. 前記容量は、可変容量である、
   請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電源監視システム。
5. 前記電源は、出力する電圧を調整可能に構成される、
   請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電源監視システム。

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