JP6384209B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、フィードバック制御により交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

従来、交流電動機（モータ）の通電を制御する制御装置が知られている。モータ制御では、各相にインバータから回転１次成分を含む正弦波状の相電圧が印加される。ただし、インバータが厳密な回転１次成分を出力することができないため、相電圧には回転１次の高調波成分が含まれる。この高調波成分の電圧は相電流にも現れる。したがって、相電流には、本来入力しようとした回転１次成分と、外乱である高調波成分とが含まれる。

通常のモータ制御は、これらの高調波成分が存在しないことを前提に構築された理論に基づいて行われる。したがって高調波成分の存在は、モータの制御目的であるトルクや回転数の制御精度の悪化を招くこととなる。
一般にモータ制御に用いられる理論であるベクトル制御は、各種電磁気の状態を、回転角度に同期して回転するｄｑ軸に展開して制御するものである。ここで、高調波成分が存在せず、モータ運転状態が一定であれば、ｄｑ軸電流は一定値になる。しかし、高調波成分があるため、回転１次の整数倍の周波数の脈動要素を持つ。

そこで、従来、交流電動機の制御装置において、電流やトルクの検出信号に含まれる脈動成分を抑制する技術が知られている。
例えば特許文献１に開示された電動機制御装置は、ｄ軸、ｑ軸の各電流指令値に対し、周期Ｉｄ発生器（１０）及び周期Ｉｑ発生器（１１）により発生させた補正電流指令を加減算器（１９）にて加減算することで、各周波数成分の脈動を打ち消す。周期Ｉｄ発生器及び周期Ｉｑ発生器は、電流変動分から脈動分を抽出する一次遅れフィルタ（２５２）、脈動分と零信号との偏差を積分して補正電流値を出力する無限積分フィルタ（＝積分制御器）（２５３）等から構成されている。
また、特許文献２に開示された制御装置は、相電流検出値をフーリエ級数展開した一次成分を抽出する。特許文献１、２の装置は、いずれも相電流検出値からｄｑ軸電流検出値を算出し、ｄｑ軸電流検出値にフィルタを適用して高調波成分を抑制している。

特許第４９５８４３１号公報 特開２０１４−１３２８１５号公報

一次遅れフィルタは、脈動成分の振幅を０にすることはできず、フィルタの前後で位相遅れが発生する。脈動成分の除去を優先して高周波除去特性を高くすると、位相遅れは大きくなる。一般に、ｄｑ軸電流について位相遅れが６０ｄｅｇ以上あるとフィードバック（特許文献１の図１では周期Ｉｄ発生器（１０）、周期Ｉｑ発生器（１１）、及び、加減算器（１９）により構成される）で影響が低減できなくなる。位相遅れが１８０ｄｅｇ以上あると発散することがある。このように、高調波成分の振幅を小さくするために、相対的に位相遅れが大きくなると、制御が不安定に近づくという問題点が有る。

積分フィルタは、高周波成分の除去に優れた特性を示すが、出力は過去の影響を大きく引き継ぎ、位相遅れが大きくなる傾向がある。特許文献１の装置で用いられる積分制御器（２５３）のように無限の過去を引き継いだ積分フィルタは、位相が９０ｄｅｇ遅れる。また、無限の過去を引き継いだ積分フィルタであっても脈動成分の振幅を０にすることはできない。

また、交流電動機の制御においては、高調波脈動成分の他にもスイッチングノイズ等を除去する要求が有る。
本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、高調波脈動成分やスイッチングノイズを除去するフィルタの位相遅れを小さくする交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、三相以上の多相の交流電動機に流れる相電流を検出してｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、当該ｄ軸電流及びｑ軸電流を用いるフィードバック制御によって交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に係る発明である。
ここで、「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータを駆動する電動機制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。

この交流電動機の制御装置は、ｄ軸電流もしくはｑ軸電流の少なくとも一方、又は少なくとも一相の相電流について、「有限の所定区間」における移動平均を算出して出力する「移動平均フィルタ」を備える。移動平均フィルタは、ｄ軸電流又はｑ軸電流の収束値を推定する収束値推定部を有し、入力されたｄ軸電流又はｑ軸電流と収束値との差分について、所定区間での移動平均を算出する
本発明の移動平均フィルタは、所定区間を適正に設定し、その区間での移動平均を算出することで、高調波脈動成分やスイッチングノイズ等の除去対象成分の振幅を抑えつつ、従来の一次遅れフィルタや無限時間の積分フィルタに対し、位相遅れを小さくすることができる。

好ましくは、移動平均フィルタは、ｄ軸電流又はｑ軸電流の少なくとも一方について、特定次数の高調波成分による脈動を抑制するように移動平均を算出する。
この移動平均処理により、目的とする周波数の高調波成分を大幅に除去しつつ、制御の主要情報であるｄｑ軸電流の位相遅れを小さくすることができる。

この場合、移動平均フィルタは、交流電動機の回転数に応じて、移動平均を算出する所定区間の区間長を設定することが好ましい。
具体的には、インバータ制御によって発生する回転同期の高調波変動成分に応じて区間長を設定する。例えば、「回転１次周期のｎ分の１」を倍数に含む区間長を設定することで、ｎ次の高調波成分を除去することができる。特に、区間長を「回転１次周期のｎ分の１」に設定すると、ｎ次高調波成分の振幅を０とし、影響を完全に除くことができる。ここで、多極対の交流電動機においては、本発明の「回転１次」の用語を「電気１次」の意味で解釈するものとする。
一方、振幅が大きい次数成分に合わせて区間長をより短く設定すると、位相遅れをより小さくしながら、目的とする次数成分を除去することができる。

さらに、移動平均フィルタは、交流電動機の回転１次周期の６分の１の長さに区間長を設定することが好ましい。これにより、外乱の支配的な成分である回転６次成分と、その倍数の次数成分（１２次成分等）を有効に抑制しつつ、ｄｑ軸電流の位相遅れを小さくすることができる。

また、参考形態による移動平均フィルタは、少なくとも一相の相電流について、交流電動機に電力を供給するインバータのスイッチングノイズを除去するように移動平均を算出する。この構成では、ｄｑ変換の前に、サンプリング周期の数周期に相当する積分期間で相電流検出値の移動平均を算出することにより、スイッチングノイズによる相電流の増減をキャンセルし、スイッチングノイズを好適に除去することができる。

本発明の第１実施形態による交流電動機の制御装置のブロック図である。 図１の移動平均フィルタの詳細なブロック図である。 移動平均処理の適用例を説明する図である。 移動平均フィルタ、一次遅れフィルタ、及び無限積分フィルタを比較するための（ａ）ゲイン、（ｂ）位相の周波数特性図である。 ｑ軸電流に重畳した（ａ）６次成分、（ｂ）１２次成分を抑制する移動平均処理を説明する図である。 本発明の第２実施形態による交流電動機の制御装置のブロック図である。 スイッチングノイズを説明する図である。 移動平均処理によるスイッチングノイズの除去を説明する図であり、（ａ）フィルタ処理前の相電流の模式図、（ｂ）ＶＩＩＩｂ部拡大図、（ｃ）フィルタ処理後の相電流の模式図である。

以下、本発明による交流電動機の制御装置の実施形態を、図面に基づいて説明する。
この実施形態の交流電動機の制御装置は、例えばハイブリッド自動車の駆動力源であるモータジェネレータの通電を制御する制御として適用される。以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態について、図１〜図５を参照して説明する。
図１に示すように、電動機制御装置１０１は、インバータ（図中「ＩＮＶ」と記す。）１２に三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を出力することでインバータ１２のスイッチング素子を操作し、交流電動機（図中「ＭＧ」と記す。）２の通電を制御する装置である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であり、ハイブリッド自動車において、バッテリの電力を消費して力行動作する電動機、及び、発電した電力をバッテリに回生する発電機の機能を兼ね備えたモータジェネレータとして用いられる。

交流電動機２のロータ近傍に設けられたレゾルバ等の回転角センサ１４は、交流電動機２の電気角θを検出し、電動機制御装置１０１に通信する。電気角θは、微分器３７にて角周波数ω１に変換される。この角周波数ω１は、比例定数を乗じることにより、特許請求の範囲に記載の「交流電動機の回転数」に換算される。

電動機制御装置１０１は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部には図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。電動機制御装置１０１は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。

第１実施形態の電動機制御装置１０１は、トルク減算器３２、ＰＩ制御器３３、電圧指令変換部３４、逆ｄｑ変換部３５、ｄｑ変換部３６、微分器３７、電流／トルク変換部３８、及び、移動平均フィルタ４０を有している。
トルク減算器３２は、電流／トルク変換部３８からフィードバックされるトルク算出値ｔｒｑとトルク指令値ｔｒｑ^*との差であるトルク偏差Δｔｒｑを算出する。
ＰＩ制御器３３は、トルク算出値ｔｒｑをトルク指令値ｔｒ^*に追従させるべく、トルク偏差Δｔｒｑが０に収束するように、電圧位相指令ＶΨをＰＩ演算により算出する。

電圧指令変換部３４は、電圧振幅指令Ｖａ^*及び電圧位相指令ＶΨを取得し、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に変換する。
逆ｄｑ変換部３５は、電気角θに基づき、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を、三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する。この三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に基づいて生成される駆動信号によりインバータ１２のスイッチング素子のオンオフが操作され、所望の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが生成される。
この三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクを出力するように交流電動機２の通電が制御される。

ｄｑ変換部３６は、インバータ１２から交流電動機２への電力経路に設けられた電流センサ１７、１８から相電流検出値が入力される。本実施形態では、Ｖ相、Ｗ相に設けられた電流センサ１７、１８からＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの検出値が入力され、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ｄｑ変換部３６は、電気角θに基づき、相電流Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換し、移動平均フィルタ４０に出力する。

微分器３７は、電気角θを時間微分して角周波数（角速度）ω１を算出する。ここで、ω１は三相電流基本波の回転１次の角周波数を表す。本明細書では、この後、高調波脈動成分等の複数類の角周波数（ω）に言及するため、特に回転１次の角周波数を「ω１」と記載して区別する。また、角周波数［ｒａｄ／ｓ］は角速度と同義であるが、周波数特性との関連から「角周波数」の用語を用いることとする。さらに、多極対の交流電動機においては、本明細書での「回転１次」の用語を「電気１次」の意味で解釈するものとする。

移動平均フィルタ４０は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、回転１次の角周波数ω１を取得し、後述する移動平均処理を行うことにより、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに重畳した脈動成分やノイズを抑制し、ｄｑ軸電流フィルタ値Ｉｄｆ、Ｉｑｆとして出力する。
電流／トルク変換部３８は、移動平均フィルタ４０から入力されたｄｑ軸電流フィルタ値Ｉｄｆ、Ｉｑｆに基づいてトルク算出値ｔｒｑを演算し、トルク減算器３２にフィードバックする。

続いて、図２を参照して、移動平均フィルタ４０の詳細な構成について説明する。
図２（ａ）に示す単純な構成の移動平均フィルタ４０１は、区間長設定部４３及び有限区間積分部４４からなる。
区間長設定部４３は、交流電動機２の回転１次の角周波数ω１に基づいて有限の積分区間長（積分期間）Ｔを設定する。例えば、後述のように回転６次成分の抑制を狙う場合、Ｔ＝（１／６）×（２π／ω１）＝π／（３ω１）となるように積分期間Ｔを設定する。
有限区間積分部４４は、入力信号であるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ積分期間Ｔで積分する。そして、積分値（＝電流×時間）を積分期間Ｔで除して得られた平均値をｄ軸電流のフィルタ値Ｉｄｆ、及び、ｑ軸電流のフィルタ値Ｉｑｆとして出力する。

ところで、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、交流電動機２の運転状態が安定しているときには、ほぼ一定値を維持する。したがって、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑについて収束値を推定可能な場合、収束値を基準として変動分のみを抽出することが考えられる。
そこで、図２（ｂ）に示す構成の移動平均フィルタ４０２は、区間長設定部４３、有限区間積分部４４に加え、収束値推定部４１、及び、加減算器４２１、４２２を有する。

収束値推定部４１は、予測制御等に基づき、ｄ軸電流収束値Ｉｄ＿ｃ及びｑ軸電流収束値Ｉｑ＿ｃを推定する。減算器４２１は、入力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、収束値Ｉｄ＿ｃ、Ｉｑ＿ｃとの電流差分Ｉｄ＿δ、Ｉｑ＿δを算出する。
有限区間積分部４４は、この電流差分Ｉｄ＿δ、Ｉｑ＿δについて、積分期間Ｔでの平均値を算出し、電流差分のフィルタ値Ｉｄｆ＿δ、Ｉｑｆ＿δとして出力する。加算器４２２は、電流差分のフィルタ値Ｉｄｆ＿δ、Ｉｑｆ＿δを収束値Ｉｄ＿ｃ、Ｉｑ＿ｃに加算して、ｄ軸電流のフィルタ値Ｉｄｆ、及び、ｑ軸電流のフィルタ値Ｉｑｆを出力する。

これにより、有限区間積分部４４では、変動する電流差分Ｉｄ＿δ、Ｉｑ＿δについてのみ積分演算することとなるため、演算負荷を低減することができる。
なお、運転状態の急変等により収束値を推定不能となったときには、例えば収束値推定部４１の収束値Ｉｄ＿ｃ、Ｉｑ＿ｃを０とし、図２（ａ）と同様の構成となるようにしてもよい。

次に、有限区間積分部４４でのフィルタ演算について説明する。本発明では、式（１）により「有限区間積分」の一般形を定義する。「ｓｉｇ」は、変数τの関数である任意の信号を意味し、「ｓ」は、処理によって得られるフィルタ値である。

式（１）の演算内容は、対象信号ｓｉｇを有限区間Ｔについて積分し、その積分値を区間Ｔで割るものである。そのため、「無限区間の積分フィルタ」との対比から「有限区間積分フィルタ」ということができる。また、変数τの変化に連れて積分区間Ｔが順に移動していく処理であり、いわゆる「移動平均フィルタ」に相当する。以下、本明細書では、「有限区間積分フィルタ」と「移動平均フィルタ」とを同じ意味で用いる。
また、以下の実施形態では、変数τを基本的に「時間」として説明する。したがって、実質的に「区間」は、時間軸の区間である「期間」と解釈してよい。

また、対象信号ｓｉｇを正弦波振動とすると、「移動平均フィルタ」は、式（２）で表される。ωは角周波数［ｒａｄ／ｓ］である。

式（２）を計算すると、式（３）が得られる。

なお、式（３）の６行目から７行目の展開について、式（４）を補足する。

式（３）によると、フィルタ値ｓの振幅Ｓａは式（５）で表される。

式（５）にて、ωＴ＝２ｎπ（ｎは整数）のときｃｏｓωＴ＝１であるため、振幅Ｓａは０となる。したがって、角周波数ωが既知のとき、積分期間Ｔを「Ｔ＝２ｎπ／ω」に設定することで、フィルタ値ｓの振幅Ｓａを０とすることができる。

続いて、図３を参照して、移動平均フィルタの適用例について説明する。
図３のＡは、抑制対象とする高調波成分の原信号（Ａ＝ｓｉｎωｔ）を示す。原信号Ａの振幅を１とし、原信号Ａの一周期を「Ｔａ」とする。原信号Ａに対して、式（３）により、Ｂは０．２５周期（＝Ｔａ／４）、Ｃは０．５周期（＝Ｔａ／２）、Ｄは０．７５周期（＝（３／４）Ｔａ）、Ｅは１周期（＝Ｔａ）の積分区間Ｔで算出した移動平均の信号を示す。式（３）から算出される通り、処理後の信号Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅの原信号Ａに対する振幅及び位相遅れは表１のようになる。
図３及び表１からわかるように、積分区間ＴをＴａまでの範囲で長くするほど振幅は減少し、積分区間ＴをＴａとすると振幅は０となる。

また、信号Ｆは、移動平均との比較として、原信号Ａに対する無限時間の積分を表したものである。ただし、図３の作成の都合上、信号Ｆは、図３の左端に示す表示開始時ｔ１から原信号Ａの数周期分遡った時刻を絶対基準時とし、式（６）で計算される「絶対基準時（τ＝０）から現在（τ＝ｔ）までの原信号Ａの平均（＝積分値／時間）」を表している。

図３の信号Ｆは、原信号Ａが０から正に増加する点（ωｔ＝０ｄｅｇ）を絶対基準時としたため、原信号Ａの一周期の始点及び終点（ωｔ＝０、３６０ｄｅｇ）で０となり、その間で正側に現れる。仮に原信号Ａが０から負に減少する点（ωｔ＝１８０ｄｅｇ）を絶対基準時とすると、信号Ｆは０から負側に現れる。
信号Ｆ’は、信号Ｆの縦軸を拡大したものである。信号Ｆ’が示すように、絶対基準時からの時間が長くなるほど無限積分の振幅は減衰する。しかし、振幅は０にはならない。

次に、図４を参照して、移動平均フィルタ（実線）、一次遅れフィルタ（一点鎖線）、及び、無限積分フィルタ（破線）の（ａ）ゲイン及び（ｂ）位相の周波数特性を比較する。位相については、０ｄｅｇから負方向に増加するほど、「位相が遅れる」、「位相遅れが大きくなる」と表現する。
式（３）に示す通り、移動平均フィルタのゲインは式（５）のＳａで表され、位相遅れは積分期間Ｔを用いて（−ωＴ／２）で表される。
無限積分フィルタ（無限時間の積分フィルタ）のゲイン及び位相遅れは、式（６）に示す通りである。すなわち、無限積分フィルタのゲインはωｔに反比例し、位相遅れは一律に−９０ｄｅｇである。

伝達関数の一般式（７．１）による一次遅れフィルタＧ（ｓ）のゲイン｜Ｇ｜及び位相∠Ｇは、式（７．２）、（７．３）で表される。

図４の横軸の値は、各フィルタ特性を比較しやすくするため、目盛の数値にフィルタ毎の調整周波数ｆ_adjを乗じた値とする。具体的には、低周波領域（ω＜１×ｆ_adj）での移動平均フィルタ及び一次遅れフィルタのゲインがほぼ１．０で同等となるように、調整周波数ｆ_adjを設定している。例えば移動平均フィルタについての調整周波数ｆ_adjは、ｆ_adj＝０．４π／Ｔ［ｒａｄ／ｓ］に相当する。

以下、図４の数値例を引用して３種類のフィルタ特性を比較する。ここで、角周波数ωは、低周波数側から高周波数側に向かって順次増加させるという視点で説明する。
移動平均フィルタのゲインは、ω＝１×ｆ_adjの手前で１．０から低下し始め、ω＝２×ｆ_adj付近を越えると急激に低下する。そして、ω＝５×ｆ_adj（ωＴ＝２π）、及び、ω＝１０×ｆ_adj（ωＴ＝４π）のとき、ゲインが０となる。

一次遅れフィルタのゲインは、ω＝１×ｆ_adjの手前で、移動平均フィルタとほぼ同様に１．０から低下し始める。その後、ω＝約２〜１０×ｆ_adjでのゲイン低下勾配はほぼ一定である。例えばω＝５×ｆ_adjでのゲインは約０．４、ω＝１０×ｆ_adjでのゲインは約０．２である。同周波数での移動平均フィルタのゲインが０であるのに対し、一次遅れフィルタのゲインは０とならない。また、その前後の周波数域においても、一次遅れフィルタのゲインは移動平均フィルタのゲインよりも高い。
無限積分フィルタのゲインは、ω＝１〜１０×ｆ_adjの周波数域において、移動平均フィルタのゲインと拮抗しており、平均的にほぼ同等である。
また、各フィルタの、ω＝１〜１０×ｆ_adjでの位相遅れは、表２のようである。

図４及び表２から、従来技術の一次遅れフィルタ、無限積分フィルタ、及び、本発明の移動平均フィルタについて、以下のことが言える。
（一次遅れフィルタ）
「フィルタの基本」とも言われる一次遅れフィルタにおいて、ω＝１０×ｆ_adjでのゲインは約０．２、位相遅れは約−８０ｄｅｇである。すなわち、ある周波数の外乱脈動成分の振幅を５分の１に抑制しようとすると、位相が約−８０ｄｅｇ遅れることとなる。

一般にｄｑ軸電流フィードバックの制御系全体で、位相遅れは１２０ｄｅｇ程度に抑えることが好ましい。しかし、外乱である脈動を抑制するフィルタだけで８０ｄｅｇを使ってしまうと、制御系全体の性能が低くなりやすい。
さらに、高調波の脈動の振幅を小さくしようとフィルタを強くするほど、運転状態が変化した時に本来の１次成分によるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑの変動がなまってしまうため、トルク応答や回転数応答の即応性が低下する。

（無限積分フィルタ）
無限積分フィルタは、移動平均フィルタの積分期間Ｔを無限大にしたものであり、特許文献１の図１、図６に記載された積分制御器（２５３）と等価である。無限積分フィルタは、ω＝約１〜１０×ｆ_adjの高周波領域において、一次遅れフィルタよりもゲインを小さくすることができる。しかし、位相遅れは、周波数によらず−９０ｄｅｇであり、一次遅れフィルタや移動平均フィルタより大きいため、応答性の点から好ましくない。

（移動平均フィルタ）
ω＝約２〜１０×ｆ_adjの高周波領域では、移動平均フィルタは、一次遅れフィルタよりもゲインが小さい。特にω＝５、１０×ｆ_adjでは、ゲインは０となる。また、その近傍の周波数でもゲインは十分に小さいため、一次遅れフィルタに比べて大幅に振幅を縮小することができる。また、ω＝約２〜１０×ｆ_adjの領域において、移動平均フィルタの位相遅れは、一次遅れフィルタよりも小さくなる。

つまり、積分期間Ｔを適切に設定することで、一次遅れフィルタよりも振幅の縮小能力の強いフィルタを実現し、外乱を大幅に除去しつつ、制御の主要情報であるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑの位相遅れを小さくすることができる。
なお、移動平均フィルタの積分期間Ｔを長くするほど過去の情報の影響を受けることになり、位相遅れが大きくなる。

次に、移動平均フィルタの有効な利用について、図５を参照して説明する。図５では、ｄｑ軸電流としてｑ軸電流Ｉｑを例示するが、ｄ軸電流Ｉｄについても同様である。
一般に交流電動機において、相電圧は、５次、７次、１１次、１３次等の奇数次の高調波成分を含む。また、固定座標系から回転座標系へのｄｑ変換演算において高調波成分に±１次が付与されるため、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑは、偶数次の脈動成分を含む。そこで、偶数次の脈動成分の中でも特に強いことが知られている回転６次成分の抑制のためにフィルタを使うことが多い。この場合、抑制したい周波数は、回転１次周波数の６倍の周波数ということになる。

そのため、図５（ａ）に示すように、回転１次の角周波数をω１、回転１次周期をＴ１（＝２π／ω１）とすると、積分期間Ｔを回転１次周期Ｔ１の６分の１、すなわち、「Ｔ＝Ｔ１／６＝π／（３ω１）」に設定して移動平均を算出する。これにより、回転６次の振動一周期分がちょうど積分期間Ｔに収まり、また正弦波一周期の合計は０であるため、ｑ軸電流に重畳する回転６次成分の振幅を０にすることができる。
なお、図５（ａ）では、理解を容易にするため正弦波一周期毎に移動平均が算出されるように図示しているが、実際には移動平均は連続して算出される。

また、図５（ｂ）に示すように、６次の倍数である１２次成分は、積分期間Ｔに二周期分が収まるため、６次成分と同様に、積分期間Ｔでの合計が０になる。したがって、６次成分と共に、１２次成分やその他の６次倍数成分を抑制することができる。
図４との関連について言えば、図４（ａ）で低周波数側から高周波数側に向かって角周波数ωを順次増加させたとき、最初にゲインが０となる「ω＝５×ｆ_adj」の点を回転６次成分の角周波数に該当させるようにすればよい。このとき、二回目にゲインが０となる「ω＝１０×ｆ_adj」の点は、６次成分の角周波数の倍である１２次成分の角周波数に相当することとなる。

以上のように、積分区間Ｔを回転１次周期Ｔ１の６分の１に設定した移動平均フィルタを用いることで、外乱による支配的な脈動成分を０にしつつ、一次遅れフィルタより小さな位相遅れで低周波を通過させることができる。具体的には、交流電動機２の回転１次周期Ｔ１は数ｍｓ〜数十ｍｓ程度であり、回転１次周期Ｔ１の６分の１に相当する積分期間Ｔは、数百μｓ〜数ｍｓのオーダーに設定される。
トルク指令や回転数指令が変わったとき、回転１次成分のｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑは、低周波成分を主成分として変化するため、外乱による脈動を抑制することで、制御性に与える影響を小さくすることができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について、図６〜図８を参照して説明する。
第１実施形態では、電流フィードバックにおけるｄｑ変換部３６の後に移動平均フィルタ４０が設けられるのに対し、図６に示すように、第２実施形態の電動機制御装置１０２では、ｄｑ変換部３６の前に移動平均フィルタ４５が設けられる点が異なる。
移動平均フィルタ４５は、相電流を取得し、所定の積分期間Ｔでの移動平均を算出して相電流フィルタ値Ｉｖｆ、Ｉｗｆとして出力する。
ｄｑ変換部３６は、電気角θに基づき、相電流フィルタ値Ｉｖｆ、Ｉｗｆをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換し、電流／トルク変換部３８に出力する。

第２実施形態の移動平均処理の特徴は、フィルタで除去しようとする主な対象が第１実施形態の高調波振動成分に対しスイッチングノイズである点、及び、第１実施形態では、例えば回転１次周期Ｔ１の６分の１に相当する数百μｓ〜数ｍｓオーダーの期間を積分期間Ｔとするのに対し、より高速の数μｓ〜数十μｓオーダーの期間を積分期間Ｔとする点にある。

図７、図８を参照して、スイッチングノイズについて説明する。
周知のように、インバータ１２は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等のスイッチング素子がブリッジ接続されて構成されており、上アーム及び下アームのスイッチング素子が指令信号に従って相補的にオンオフすることで、出力電圧を生成する。

図７に示すように、スイッチング素子のオンオフ（図中、「ＳＷ−ＯＮ／ＯＦＦ」）時、スイッチング素子を流れる電流が急激に変化するため、回路のインダクタンスＬに応じて生じるサージ電圧（−ＬｄＩ／ｄｔ）によって、スイッチングノイズが発生する。
従来、電流センサ出力を取得してＡＤ（アナログデジタル）変換する構成においてサンプリング周期が比較的長ければ、ノイズ減衰後の安定した電流値を取得すればよかった。しかし近年、ＡＤ変換の高速化により数百ｋＨｚオーダーでのサンプリングが可能になると、減衰する以前のスイッチングノイズもサンプリングする可能性が高くなる。

図８（ａ）は、サンプリングされた相電流について、ＶＩＩＩｂ部のスイッチングノイズを誇張して示した図である。実際には、基本波の全周期にわたってスイッチングノイズが存在している。また、スイッチングノイズとサンプリングタイミングとの関係は、例えば図８（ｂ）のように表される。
そこで、図７及び図８（ｂ）に示すように、スイッチングノイズの一周期に相当する期間、例えば図８（ｂ）の場合には「サンプリングタイミング４点の期間」を積分期間Ｔとして設定する。ここで、スイッチングノイズの一周期は、インバータ１２のハード仕様によって決まる既知情報である。スイッチングノイズの周波数は数ＭＨｚ（周期：数μｓ）オーダーであり、その半周期程度をサンプリング周期とすることが好ましい。

そして、第２実施形態の移動平均フィルタ４５により移動平均を算出することで、スイッチングノイズによる相電流の増減をキャンセルし、スイッチングノイズを除去することができる。その結果、図８（ｃ）に示すように、スイッチングノイズが除去された相電流フィルタ値Ｉｖｆ、Ｉｗｆがｄｑ変換部３６に入力される。

相電流の回転１次周波数は最大２０００Ｈｚ程度、すなわち、回転１次周期Ｔ１は最短５００μｓ程度であり、数μｓオーダーのスイッチングノイズに対して十分に低周波である。したがって、移動平均フィルタ４５を用いて、基本波自体に影響を与えることなくスイッチングノイズを好適に除去することができる。なお、移動平均フィルタ４５後の相電流フィルタ値Ｉｖｆ、Ｉｑｆをｄｑ変換したｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑの値は、ｄｑ変換後にスイッチングノイズを除去した結果と近いことが確認されている。

以上のように、第２実施形態の移動平均フィルタは、サンプリング周期の数周期を積分期間Ｔに設定することで、数μｓオーダーのスイッチングノイズを好適に除去することができる。また、第１実施形態と同様に、除去対象信号の振幅を縮小しつつ、一次遅れフィルタ等に比べて位相遅れを小さくすることができる。

（その他の実施形態）
（ア）上記第１実施形態ではｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑのそれぞれに対し移動平均フィルタ４０を設けているが、ｄ軸電流Ｉｄ又はｑ軸電流Ｉｑの一方のみに移動平均フィルタ４０を設けるようにしてもよい。例えば、トルクリップルに影響するｑ軸電流についてのみ移動平均フィルタ４０を用いて高調波変動成分を抑制し、高回転領域で弱め界磁に用いられるｄ軸電流については、一般的な一次遅れフィルタを用いるようにしてもよい。また、収束値推定部４１についても、ｄ軸電流Ｉｄ又はｑ軸電流Ｉｑの一方のみに適用してもよい。
また、上記第２実施形態に対し、二相のうちいずれか一相の相電流検出値について移動平均フィルタ４５を設けてもよい。又は、三相の電流を検出する構成では、そのうちいずれか一相もしくは二相の相電流検出値について移動平均フィルタ４５を設けてもよい。

（イ）上記第１実施形態における積分期間Ｔは、回転１次周期の６分の１に設定される例に限らない。インバータ制御によって発生する回転同期の高調波成分として、６次以外のｎ次高調波成分の除去を目的とする場合には、「回転１次周期のｎ分の１」の区間長を積分期間Ｔに設定することが好ましい。
（ウ）本発明の移動平均フィルタは、一般式（１）に示すように、正弦波振動以外の信号ｓｉｇに適用されてもよい。また、積分における変数τは時間に限らない。

（エ）電動機制御装置１０１、１０２の制御ブロックの構成は、図１、図６に例示したものに限らない。例えば、トルク指令値ｔｒｑ^*に対してトルクｔｒｑをフィードバックする構成に代えて、ｄｑ軸電流指令値に対してｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをフィードバックする構成としてもよい。

（オ）交流電動機は、永久磁石式同期型以外の同期電動機であってもよい。また、電動機としての機能、及び発電機としての機能を併せ持つモータジェネレータに限らず、発電機としての機能を持たないものでもよい。さらに本発明は、三相交流電動機に限らず、三相以上の多相の交流電動機に広く適用可能である。

（カ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。

（キ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０１、１０２・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）、
２ ・・・交流電動機、
４０、４５・・・移動平均フィルタ。

Claims (4)

1. 三相以上の多相の交流電動機（２）に流れる相電流を検出してｄ軸電流及びｑ軸電流に変換し、当該ｄ軸電流及びｑ軸電流を用いるフィードバック制御によって前記交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置（１０１）であって、
   ｄ軸電流もしくはｑ軸電流の少なくとも一方、又は少なくとも一相の相電流について、有限の所定区間における移動平均を算出して出力する移動平均フィルタ（４０）を備え、
   前記移動平均フィルタは、ｄ軸電流又はｑ軸電流の収束値を推定する収束値推定部（４１）を有し、入力されたｄ軸電流又はｑ軸電流と前記収束値との差分について、前記所定区間での移動平均を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記移動平均フィルタは、
   ｄ軸電流又はｑ軸電流の少なくとも一方について、特定次数の高調波成分による脈動を抑制するように移動平均を算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置（１０１）。
3. 前記移動平均フィルタは、
   前記交流電動機の回転数に応じて、移動平均を算出する前記所定区間の区間長を設定することを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記移動平均フィルタは、
   前記交流電動機の回転１次周期の６分の１の長さに前記区間長を設定することを特徴とする請求項３に記載の交流電動機の制御装置。

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