JP6289252B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

この発明は、電波を発射してから目標反射波が受信されるまでの遅延時間と反射電波の到来方向から目標の位置を特定するレーダ装置に関する。

従来より、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ Ｏｕｔｐｕｔ）を用いたレーダ装置が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
図１５は、このような従来のＭＩＭＯレーダを想定したレーダ装置の構成図である。
図示のレーダ装置は、リニアＦＭ型送信機１０１−１〜１０１−Ｎ、アンテナ１０２−１〜１０２−Ｎ、サーキュレータ１０３−１〜１０３−Ｎ、受信機１０４−１〜１０４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器１０５−１〜１０５−Ｎ、パルス圧縮部１０６−１〜１０６−Ｎ、ドップラ補正型波形合成部１０７−１〜１０７−Ｎ、ビーム生成部１０８、目標検出部１０９を備えている。

リニアＦＭ型送信機１０１−１〜１０１−Ｎは、リニア周波数変調を施した電波を各アンテナ１０２−１〜１０２−Ｎから予め設定された時間差で送信するための送信機である。アンテナ１０２−１〜１０２−Ｎは、電波の送受信を行うアンテナであり、サーキュレータ１０３−１〜１０３−Ｎは、電波の送信と受信を分離するためのサーキュレータである。受信機１０４−１〜１０４−Ｎは、アンテナ１０２−１〜１０２−Ｎで受信した電波に、帯域制限と位相検波を施す受信機である。Ａ／Ｄ変換器１０５−１〜１０５−Ｎは、受信機１０４−１〜１０４−Ｎから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換する処理部である。パルス圧縮部１０６−１〜１０６−Ｎは、アンテナ１０２−１〜１０２−Ｎから送信された電波の波形を想定してパルス圧縮を行う処理部である。ドップラ補正型波形合成部１０７−１〜１０７−Ｎは、目標反射波のドップラシフトを想定してパルス圧縮信号を補正しパルス圧縮信号を合成する処理部である。ビーム生成部１０８は、ドップラ補正型波形合成部１０７−１〜１０７−Ｎからのドップラ補正型波形合成出力信号を空間方向にコヒーレント積分してビームを生成する処理部である。目標検出部１０９は、ビーム生成部１０８から出力されるビーム生成出力信号に関して雑音を目標信号と誤って判定する誤警報確率を基に設定したスレッショルドを用いて目標信号を検出する処理部である。

図１６は、パルス圧縮部１０６−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）を示す構成図である。
図示のように、パルス圧縮部１０６−ｎは、Ａ／Ｄ変換器１０５−ｎからの出力信号に、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）処理を施す受信信号ＦＦＴ部１１０−ｎ、リニアＦＭ型送信機１０１−１〜１０１−Ｎから出力された参照信号＃１〜＃ＮにそれぞれＦＦＴ処理を施す参照信号ＦＦＴ部１１１−ｎ１〜１１１−ｎＮ、受信信号ＦＦＴ部１１０−ｎの出力信号に参照信号ＦＦＴ部１１１−ｎ１〜１１１−ｎＮの出力信号の複素共役を乗算する従来型乗算回路１１２−ｎ１〜１１２−ｎＮ、従来型乗算回路１１２−ｎ１〜１１２−ｎＮの出力信号にＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）処理を施すＩＦＦＴ部１１３−ｎ１〜１１３−ｎＮを備えている。

次に動作について説明する。リニアＦＭ型送信機１０１−ｎとアンテナ１０２−ｎで送信され、図示しない目標で反射した目標反射波が、アンテナ１０２−１〜１０２−Ｎで受信される。図１７は、リニアＦＭ型送信機１０１−１〜１０１−Ｎから送信される電波の周波数変調を表している。
アンテナ１０２−ｎで受信された電波は、受信機１０４−ｎで帯域制限と位相検波が施され、Ａ／Ｄ変換器１０５−ｎに伝達される。Ａ／Ｄ変換器１０５−ｎでは、受信機１０４−ｎの出力信号をデジタル信号に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器１０５−ｎからの出力信号は、パルス圧縮部１０６−ｎに伝達される。Ａ／Ｄ変換器１０５−ｎの出力信号は、受信信号ＦＦＴ部１１０−ｎに伝達される。受信信号ＦＦＴ部１１０−ｎでは、入力した受信信号にＦＦＴ処理を施す。ここで、受信信号ＦＦＴ部１１０−ｎの出力信号は、Ａ／Ｄ変換器１０５−ｎの出力信号の周波数スペクトルを表している。また、参照信号＃ｍ（１≦ｍ≦Ｎ）が参照信号ＦＦＴ部１１１−ｎ１〜１１１−ｎＮに伝達される。参照信号ＦＦＴ部１１１−ｎｍ（１≦ｍ≦Ｎ）では参照信号＃ｍにＦＦＴ処理を施す。参照信号ＦＦＴ部１１１−ｎｍの出力信号は、参照信号＃ｍの周波数スペクトルを表している。受信信号ＦＦＴ部１１０−ｎの出力信号と参照信号ＦＦＴ部１１１−ｎｍの出力信号が従来型乗算回路１１２−ｎ１〜１１２−ｎＮに伝達される。従来型乗算回路１１２−ｎ１〜１１２−ｎＮでは、受信信号ＦＦＴ部１１０−ｎの出力信号と、参照信号ＦＦＴ部１１１−ｎ１〜１１１−ｎＮの出力信号との複素共役が乗算される。従来型乗算回路１１２−ｎ１〜１１２−ｎＮの出力信号は、ＩＦＦＴ部１１３−ｎ１〜１１３−ｎＮに伝達される。ＩＦＦＴ部１１３−ｎ１〜１１３−ｎＮでは、従来型乗算回路１１２−ｎ１〜１１２−ｎＮにＩＦＦＴ処理を施し、波形＃ｎ１〜＃ｎＮパルス圧縮信号を生成する。波形＃ｎ１〜＃ｎＮパルス圧縮信号は、ドップラ補正型波形合成部１０７−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）に伝達される。

ドップラ補正型波形合成部１０７−ｎでは、波形＃ｎｍパルス圧縮信号におけるｋレンジビンの信号成分をｓ_{ｎ，ｍ，ｋ}としてｓ_{ｎ，１，ｋ}，…，ｓ_{ｎ，Ｎ，ｋ}に関してドップラ効果に起因する位相回転を補正してコヒーレント積分するためのＦＦＴを施す。このＦＦＴを施した信号をｕ_{ｎ，１，ｋ}，…，ｕ_{ｎ，Ｍ，ｋ}とする。ドップラ補正型波形合成部１０７−ｎの出力信号ｕ_{ｎ，ｍ，ｋ}（１≦ｍ≦Ｍ）はビーム生成部１０８に伝達される。ビーム生成部１０８では、ｕ_{１，ｍ，ｋ}，…，ｕ_{Ｎ，ｍ，ｋ}にＦＦＴを施し、電波到来方向に依存して空間方向に回転している位相を補正してコヒーレント積分するためのＦＦＴを施して信号ｘ_{１，ｍ，ｋ}，…，ｘ_{Ｎ，ｍ，ｋ}を生成する。空間方向ＦＦＴによりビームが形成され、ビーム幅の分解能で到来方向ごとに目標信号が分離される。ビーム生成部１０８の出力信号ｘ_{ｎ，ｍ，ｋ}は目標検出部１０９に伝達される。目標検出部１０９では、ビーム生成部１０８の出力信号の絶対値｜ｘ_{ｎ，ｍ，ｋ}｜と、雑音を誤って目標信号と判定する誤警報確率を基に設定されたスレッショルドを比較し、スレッショルドを超えた信号を目標信号と判定する。

G. Babur, O.A. Krasnov , A. Yarovoy, P. Aubry, "Nearly Orthogonal Waveforms for MIMO FMCW Radar,"IEEE Trans. On aerospace and electronic systems, vol.49, no.3, July 2013.

しかしながら、上記のような従来の構成ではビーム生成部１０８に入力する信号がレンジビン番号ｋとドップラビン番号ｍ及びアンテナ番号ｎの３次元データとなっており、ビーム生成をレンジとドップラの２次元データに関して行うため、処理負荷が重くなるという問題点があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、処理負荷の低減を図ることのできるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、リニア周波数変調の施された波形を時間方向に巡回シフトして複数のアンテナから同時に送信することで互いに無相関の電波を送信し、送信した電波が目標に反射した電波を受信する送受信部と、送受信部の受信信号に対して、複数のアンテナから送信された電波の波形を想定してドップラ効果の影響を補正したパルス圧縮を行って目標反射波を合成する合成処理部と、合成処理部の出力信号から目標を検出する検出処理部とを備えたものである。

この発明のレーダ装置は、リニアＦＭ変調の施した波形を巡回的にシフトすることで互いに無相関の波形を生成し、それらを同時刻に送信すると共に、複数のアンテナから送信された電波の波形を想定してドップラ効果の影響を補正したパルス圧縮を行って目標反射波を合成するようにしたので、レーダ装置としての処理負荷の低減を図ることができる。

この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置のドップラ補正型パルス圧縮部を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置の各アンテナから送信される波形の変調を示す説明図である。 この発明の実施の形態１によるレーダ装置のスペクトルの順序を交換する処理の説明図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置の第２のドップラ補正型パルス圧縮部を示す構成図である。 この発明の実施の形態２によるレーダ装置のスペクトルの順序を交換する処理の説明図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態３によるレーダ装置の第３のドップラ補正型パルス圧縮部を示す構成図である。 この発明の実施の形態４によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態５によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態６によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態７によるレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態８によるレーダ装置を示す構成図である。 従来のレーダ装置を示す構成図である。 従来のレーダ装置のパルス圧縮部を示す構成図である。 従来のレーダ装置の送信される電波の周波数変調を示す説明図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるレーダ装置を示す構成図である。
図１に示すレーダ装置は、ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎ、アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、ドップラ補正型パルス圧縮部（第１のドップラ補正型パルス圧縮部）６−１〜６−Ｎ、波形合成部７−１〜７−Ｎ、ビーム生成部（第１のビーム生成部）８、目標検出部９を備える。ここで、ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎ〜受信機４−１〜４−Ｎによって送受信部が構成され、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ〜波形合成部７−１〜７−Ｎによって合成処理部が構成されている。また、ビーム生成部８と目標検出部９によって検出処理部が構成されている。

アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、ビーム生成部８、目標検出部９は、図１５に示したアンテナ１０２−１〜１０２−Ｎ、サーキュレータ１０３−１〜１０３−Ｎ、受信機１０４−１〜１０４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器１０５−１〜１０５−Ｎ、ビーム生成部１０８、目標検出部１０９と同様であるため、ここでの説明は省略する。

ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎは、リニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトすることで各アンテナ２−１〜２−Ｎから送信される電波を互いに無相関とする送信機である。ドップラ補正型パルス圧縮部６−１〜６−Ｎは、ドップラ効果に起因する各アンテナ送信の目標反射波の位相回転を補正してパルス圧縮を行う処理部であり、その詳細については図２を用いて後述する。波形合成部７−１〜７−Ｎは、目標距離に依存してアンテナ送信波形ごとに異なる位相を補正して合成する処理部である。

図２は、ドップラ補正型パルス圧縮部６−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）を示す構成図である。図示のドップラ補正型パルス圧縮部６−ｎは、受信信号ＦＦＴ部（第１の受信信号ＦＦＴ部）１０−ｎ、参照信号ＦＦＴ部（第１の参照信号ＦＦＴ部）１１−ｎ１〜１１−ｎＮ、位相補正型乗算回路１２−ｎ１〜１２−ｎＮ、ＩＦＦＴ部１３−ｎ１〜１３−ｎＮを備えている。ここで、受信信号ＦＦＴ部１０−ｎ、参照信号ＦＦＴ部１１−ｎ１〜１１−ｎＮ、ＩＦＦＴ部１３−ｎ１〜１３−ｎＮは、それぞれ図１６における受信信号ＦＦＴ部１１０−ｎ、参照信号ＦＦＴ部１１１−ｎ１〜１１１−ｎＮ、ＩＦＦＴ部１１３−ｎ１〜１１３−ｎＮと同様であるため、ここでの説明は省略する。位相補正型乗算回路１２−ｎ１〜１２−ｎＮは、受信信号ＦＦＴ部１０−ｎの出力信号に、参照信号ＦＦＴ部１１−ｎ１〜１１−ｎＮの出力信号の複素共役を乗算した後、スペクトル順序を交換して目標距離に起因する各アンテナ送信の目標反射波の位相差を補正する演算回路である。

次に、実施の形態１のレーダ装置の動作について説明する。ＦＭ型送信機１−１〜１−ＮからリニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトした波形の電波がアンテナ２−１〜２−Ｎから送信される。図３は、アンテナ２−１〜２−Ｎから送信される波形の変調について表している。アンテナ２−１から実線３０１に示すＦＭ変調の施された電波が送信される。また、アンテナ２−２から点線３０２に示すＦＭ変調の施された電波が送信される。点線３０２のＦＭ変調は実線のＦＭ変調をＴｐ／Ｎ（Ｔｐ：パルス幅）だけずらして巡回シフトしたものとなっている。同様にしてアンテナ２−３からは実線３０１のＦＭ変調を２Ｔｐ／Ｎだけずらして巡回シフトした一点鎖線３０３に示す変調の施された電波が送信され、アンテナ２−Ｎからは実線３０１のＦＭ変調を（Ｎ−１）Ｔｐ／Ｎだけずらして巡回シフトした破線３０４に示す変調の施された電波が送信される。

以降は従来装置と同様に動作し、アンテナ２−ｎからの電波は受信機４−ｎで受信され、Ａ／Ｄ変換器５−ｎでＡ／Ｄ変換されてドップラ補正型パルス圧縮部６−ｎの位相補正型乗算回路１２−ｎｍ（１≦ｍ≦Ｎ）に伝達される。位相補正型乗算回路１２−ｎｍでは、受信信号ＦＦＴ部１０−ｎの出力信号に参照信号ＦＦＴ部１１−ｎｍの出力信号の複素共役を乗算した後、図４に示すようなスペクトルの順序を交換して出力する。スペクトル順序を交換することによりドップラ効果に起因する位相回転を補正する。

位相補正型乗算回路１２−ｎｍの波形＃ｎｍパルス圧縮信号ｓ_{ｎ，ｍ，ｋ}は、波形合成部７−ｎに送信される。波形合成部７−ｎでは、波形ｎｍパルス圧縮信号ｓ_{ｎ，ｍ，ｋ}に次式で表されるΔ_ｍ，ｋを乗算し、目標距離に依存した位相回転が補正される。次式（１）でｍｏｄ（ｋ，Ｎ）はｋをＮで割ったときの余りを出力する関数を表している。

そして、次式（２）により波形を合成した信号ｙ_ｎ，ｋ（１≦ｍ≦Ｍ）を生成する。

波形合成部７−ｎの出力信号はビーム生成部８に伝達される。ビーム生成部８では、従来装置と同様にして、ｙ_１，ｋ，…，ｙ_Ｎ，ｋにＦＦＴを施し、ビーム生成信号ｘ_１，ｋ，…，ｘ_Ｎ，ｋを生成する。ビーム生成信号ｘ_１，ｋ，…，ｘ_Ｎ，ｋは目標検出部９に伝達され、従来装置と同様に動作し、目標が検出される。

このように、実施の形態１では、ドップラ効果に起因する位相回転も補正する必要がなく、ビーム生成部８に入力する波形合成部７−ｎの出力信号がレンジビン番号ｋの１次元データとなり、ビーム生成の処理負荷を低減できる。

なお、上記例では、ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎから送信される電波が互いに無相関であるとしたが、ドップラ効果による位相回転がアンテナ送信波形に依存しないという効果が得られるのであれば、相互相関の小さい波形を生成することでもよく、このような相互相関を小さくする処理も無相関の処理に含めるものとする。

以上説明したように、実施の形態１のレーダ装置によれば、リニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトして各アンテナから同時に送信することで互いに無相関の電波を送信し、送信した電波が目標に反射した電波を受信する送受信部と、送受信部の受信信号に対して、複数のアンテナから送信された電波の波形を想定してドップラ効果の影響を補正したパルス圧縮を行って目標反射波を合成する合成処理部と、合成処理部の出力信号から目標を検出する検出処理部とを備えたので、レーダ装置としての処理負荷の低減を図ることができる。

また、実施の形態１のレーダ装置によれば、合成処理部は、送受信部の受信信号に対して、スペクトル順序を交換してパルス圧縮を行うドップラ補正型パルス圧縮部と、ドップラ補正型パルス圧縮部の出力信号に対し、目標距離に依存してアンテナ送信波形ごとに異なる目標反射波の位相を補正して合成する波形合成部とを備えたので、処理負荷の低減を図ることができる。

また、実施の形態１のレーダ装置によれば、検出処理部は、空間方向にコヒーレント積分してビームを生成するビーム生成部と、ビーム生成部が生成した信号から、雑音を目標信号と誤って判定する誤警報確率を基に設定したスレッショルドを用いて目標を検出する目標検出部とを備えたので、処理負荷の低減を図ることができる。

また、実施の形態１のレーダ装置によれば、ドップラ補正型パルス圧縮部は、入力信号に高速フーリエ変換処理を施す受信信号ＦＦＴ部と、送受信部の送信機から出力された参照信号に高速フーリエ変換処理を施す参照信号ＦＦＴ部と、受信信号ＦＦＴ部の出力信号に参照信号ＦＦＴ部の出力信号の複素共役を乗算した後、スペクトルの順序を交換する位相補正型乗算回路と、位相補正型乗算回路の出力信号に逆高速フーリエ変換処理を施すＩＦＦＴ部とを備えたので、ドップラ効果に起因する位相回転を補正することができる。

実施の形態２．
図５は、この発明の実施の形態２によるレーダ装置を示す構成図である。実施の形態２のレーダ装置は、ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎ、アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、第２のドップラ補正型パルス圧縮部１４−１〜１４−Ｎ、波形合成部７−１〜７−Ｎ、ビーム生成部８、目標検出部９を備える。ここで、第２のドップラ補正型パルス圧縮部１４−１〜１４−Ｎ以外の構成は、図１に示した実施の形態１の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。

第２のドップラ補正型パルス圧縮部１４−１〜１４−Ｎは、ドップラ効果の影響で進んだ位相を補正する処理（積分損失補正）を併用するドップラ補正型パルス圧縮部であり、図６に示すように、受信信号ＦＦＴ部１０−ｎ、参照信号ＦＦＴ部１１−ｎ１〜１１−ｎＮ、位相進み考慮型乗算回路１５−ｎ１〜１５−ｎＮ、ＩＦＦＴ部１３ａ−ｎ１〜１３ａ−ｎＮ，１３ｂ−ｎ１〜１３ｂ−ｎＮを備えている。ここで、受信信号ＦＦＴ部１０−ｎと参照信号ＦＦＴ部１１−ｎ１〜１１−ｎＮについては、図２に示した実施の形態１の構成と同様であるため、ここでの説明は省略する。位相進み考慮型乗算回路１５−ｎ１〜１５−ｎＮは、受信信号ＦＦＴ部１０−ｎの出力信号の位相を補正して参照信号ＦＦＴ部１１−ｎ１〜１１−ｎＮの出力信号の複素共役を乗算した後、スペクトルの順序を交換する位相進みを考慮した乗算回路である。ＩＦＦＴ部１３ａ−ｎ１〜１３ａ−ｎＮ，１３ｂ−ｎ１〜１３ｂ−ｎＮは、それぞれ、位相進み考慮型乗算回路１５−ｎ１〜１５−ｎＮから出力された補正無信号＃ｎ１〜＃ｎＮ，位相進み補正信号＃ｎ１〜＃ｎＮのＩＦＦＴ処理を行い、波形＃ｎ１〜＃ｎＮパルス圧縮信号と波形＃ｎ１〜＃ｎＮパルス圧縮信号（位相反転）とを出力するＩＦＦＴ部である。

次に実施の形態２の動作について説明する。ＦＭ型送信機１−１〜１−ＮからリニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトした波形の電波がアンテナ２−１〜２−Ｎから送信される。以降は実施の形態１と同様に動作し、Ａ／Ｄ変換器５−ｎの出力信号が第２のドップラ補正型パルス圧縮部１４−ｎに入力される。第２のドップラ補正型パルス圧縮部１４−ｎでは、受信信号ＦＦＴ部１０−ｎの出力信号と参照信号ＦＦＴ部１１−ｎｍの出力信号が位相進み考慮型乗算回路１５−ｎｍに入力される。参照信号ＦＦＴ部１１−ｎｍの出力信号は、参照信号＃ｍの周波数スペクトルであり、送信周波数帯域Ｂの範囲に信号成分が集中している。

位相進み考慮型乗算回路１５−ｎｍでは、図７に示すように、周波数帯域をｍＢ／Ｎの範囲と（Ｎ−ｍ）Ｂ／Ｎの範囲に領域分けし、ｍＢ／Ｎの範囲は何もせず、（Ｎ−ｍ）Ｂ／Ｎの範囲に−１を乗算して生成した信号の複素共役と受信信号ＦＦＴ部１０−ｎの出力信号を乗算してスペクトル順序を交換した後、積分損失補正信号（位相進み補正信号）＃ｎｍを出力する。また、−１を乗算せず、位相補正型乗算回路１２−ｎｍと同様に動作して生成した補正無信号＃ｎｍも出力する。補正無信号＃ｎｍと積分損失補正信号＃ｎｍにはそれぞれＩＦＦＴ部１３ａ−ｎｍとＩＦＦＴ部１３ｂ−ｎｍによってＩＦＦＴ処理が施され、ドップラ効果に起因する位相進みを補正してパルス圧縮した信号（波形＃ｎ１〜＃ｎＮパルス圧縮信号（位相反転））と、補正せずにパルス圧縮した信号（波形＃ｎ１〜＃ｎＮパルス圧縮信号）とが波形合成部７−ｎに伝達される。
以降は実施の形態１と同様に動作し、ドップラ効果に起因する位相進みを補正したときの目標検出処理と、補正しなかったときの目標検出処理が行われる。

実施の形態２では、以上のように構成されているので、目標距離に依存して発生する積分損失を低減でき、信号対雑音電力比が低下することなく、目標検出性能の劣化を防止できる。

以上説明したように、実施の形態２のレーダ装置によれば、ドップラ補正型パルス圧縮部は、ドップラ効果の影響で進んだ位相を補正する処理を併用するようにしたので、目標距離に依存して発生する積分損失を低減することができる。

また、実施の形態２のレーダ装置によれば、ドップラ補正型パルス圧縮部は、入力信号に高速フーリエ変換処理を施す受信信号ＦＦＴ部と、送受信部の送信機から出力された参照信号に高速フーリエ変換処理を施す参照信号ＦＦＴ部と、受信信号ＦＦＴ部の出力信号の位相を補正して参照信号ＦＦＴ部の出力信号の複素共役を乗算した後、スペクトルの順序を交換する位相進み考慮型乗算回路と、位相進み考慮型乗算回路の出力信号に逆高速フーリエ変換処理を施すＩＦＦＴ部とを備えたので、目標距離に依存して発生する積分損失を低減でき、信号対雑音電力比が低下することなく、目標検出性能の劣化を防止できる。

実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３によるレーダ装置を示す構成図である。実施の形態３のレーダ装置は、ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎ、アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、第３のドップラ補正型パルス圧縮部１６−１〜１６−Ｎ、波形合成部７−１〜７−Ｎ、ビーム生成部８、目標検出部９を備える。ここで、第３のドップラ補正型パルス圧縮部１６−１〜１６−Ｎ以外は、図１に示した実施の形態１の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。

第３のドップラ補正型パルス圧縮部１６−１〜１６−Ｎは、パルス圧縮する際に想定する目標距離の設定間隔を帯域幅より定まる距離分解能よりも小さくすることにより高精度測距を行うドップラ補正型パルス圧縮部であり、図９に示すように、第２の受信信号ＦＦＴ部１７−ｎ、第２の参照信号ＦＦＴ部１８−ｎ１〜１８−ｎＮ、位相補正型乗算回路１２−ｎ１〜１２−ｎＮ、ＩＦＦＴ部１３−ｎ１〜１３−ｎＮを備えている。第２の受信信号ＦＦＴ部１７−ｎは、入力した信号に０の系列を追加する零詰め補間を行った後ＦＦＴすることにより、隣接する受信信号スペクトルの間隔を短くし、高精度に受信信号スペクトルを求めるＦＦＴ部である。第２の参照信号ＦＦＴ部１８−ｎ１〜１８−ｎＮは、入力した信号に零詰め補間してＦＦＴすることにより参照信号スペクトルを高精度に求めるＦＦＴ部である。また、位相補正型乗算回路１２−ｎ１〜１２−ｎＮおよびＩＦＦＴ部１３−ｎ１〜１３−ｎＮは、実施の形態１と同様の構成である。

次に実施の形態３の動作について説明する。ＦＭ型送信機１−１〜１−ＮからリニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトした波形の電波がアンテナ２−１〜２−Ｎから送信される。以降は実施の形態１と同様に動作し、Ａ／Ｄ変換器５−ｎの出力信号が第３のドップラ補正型パルス圧縮部１６−ｎの第２の受信信号ＦＦＴ部１７−ｎに伝達される。第２の受信信号ＦＦＴ部１７−ｎでは、Ａ／Ｄ変換器５−ｎの出力信号に０の系列を追加する零詰め補間を行った後、ＦＦＴにより受信信号スペクトルを求める。また、参照信号＃ｍ（１≦ｍ≦Ｎ）が第２の参照信号ＦＦＴ部１８−ｎｍに伝達される。第２の参照信号ＦＦＴ部１８−ｎｍでは、参照信号＃ｍに零詰め補間してＦＦＴすることにより参照信号スペクトルを高精度に求める。以降は実施の形態１と同様に動作して目標が検出される。

実施の形態３では、以上のように構成されているので、第２の受信信号ＦＦＴ部１７−ｎにおいて隣接する受信信号スペクトルの間隔を短くし、また、第２の参照信号ＦＦＴ部１８−ｎｍにおいて隣接する参照信号スペクトルの間隔を短くする効果でパルス圧縮により目標距離を高精度に求めることができる。

以上説明したように、実施の形態３のレーダ装置によれば、ドップラ補正型パルス圧縮部は、パルス圧縮する際に想定する目標距離の設定間隔を帯域幅より定まる距離分解能よりも小さくするようにしたので、目標距離を高精度に求めることができる。

また、実施の形態３のレーダ装置によれば、ドップラ補正型パルス圧縮部は、入力信号に０の系列を追加する零詰め補間を行った後、高速フーリエ変換処理を施す受信信号ＦＦＴ部と、送受信部の送信機から出力された参照信号に零詰め補間して高速フーリエ変換処理を施す参照信号ＦＦＴ部と、受信信号ＦＦＴ部の出力信号の位相を補正して参照信号ＦＦＴ部の出力信号の複素共役を乗算した後、スペクトルの順序を交換する位相進み考慮型乗算回路と、位相進み考慮型乗算回路の出力信号に逆高速フーリエ変換処理を施すＩＦＦＴ部とを備えたので、目標距離を高精度に求めることができる。

実施の形態４．
図１０はこの発明の実施の形態４におけるレーダ装置を示す構成図である。実施の形態４のレーダ装置は、ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎ、アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、ドップラ補正型パルス圧縮部６−１〜６−Ｎ、波形合成部７−１〜７−Ｎ、第２のビーム生成部１９、目標検出部９を備える。ここで、第２のビーム生成部１９以外の構成は、図１に示した実施の形態１の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。

第２のビーム生成部１９は、ビーム生成する際に隣接ビームの間隔を小さくすることにより高精度測角を行う高精度型のビーム生成部である。

次に、実施の形態４の動作について説明する。ＦＭ型送信機１−１〜１−ＮからリニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトした波形の電波がアンテナ２−１〜２−Ｎから送信される。以降は実施の形態１と同様に動作し、波形合成部７−ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）の出力信号ｙ_１，ｋ，…，ｙ_Ｎ，ｋを、第２のビーム生成部１９が取得する。第２のビーム生成部１９では、ｙ_１，ｋ，…，ｙ_Ｎ，ｋに０の系列を追加して零詰め補間を行った後、ＦＦＴして信号ｘ_{１，ｍ，ｋ}，…，ｘ_{Ｎ０，ｍ，ｋ}を生成する。ここでＮ０はＮ＋追加した０の個数を表している。以降は実施の形態１と同様に動作し目標が検出される。

実施の形態４では、以上のように構成されているので、第２のビーム生成部１９において隣接するビームの間隔を短くでき、高精度測角を行える。

実施の形態５．
図１１はこの発明の実施の形態５におけるレーダ装置を示す構成図である。実施の形態５のレーダ装置は、ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎ、アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、ドップラ補正型パルス圧縮部６−１〜６−Ｎ、波形合成部７−１〜７−Ｎ、ビーム生成部８、探索距離限定目標検出部２０を備える。ここで、探索距離限定目標検出部２０以外の構成は、実施の形態１の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。探索距離限定目標検出部２０は、探索する距離範囲を限定する目標検出部である。

次に、実施の形態５の動作について説明する。ＦＭ型送信機１−１〜１−ＮからリニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトした波形の電波がアンテナ２−１〜２−Ｎから送信される。以降、ビーム生成部８までの動作は実施の形態１と同様である。実施の形態５では、ビーム生成部８の出力信号が探索距離限定目標検出部２０に伝達される。探索距離限定目標検出部２０では、予め探索する距離範囲が与えられており、その距離範囲に関して目標探索を行って目標を検出する。

以上説明したように、実施の形態５のレーダ装置によれば、目標検出部は、探索する距離範囲を限定して目標検出を行うようにしたので、限定した距離範囲のみ探索することで処理負荷を低減することができる。

実施の形態６．
図１２はこの発明の実施の形態６におけるレーダ装置を示す構成図である。実施の形態６のレーダ装置は、ＦＭ型送信機１−１〜１−Ｎ、アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、ドップラ補正型パルス圧縮部６−１〜６−Ｎ、波形合成部７−１〜７−Ｎ、ビーム生成部８、探索角度限定目標検出部２１を備える。ここで、探索角度限定目標検出部２１以外の構成は、実施の形態１の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。探索角度限定目標検出部２１は、探索する角度範囲を限定する目標検出部である。

次に、実施の形態６の動作について説明する。ＦＭ型送信機１−１〜１−ＮからリニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトした波形の電波がアンテナ２−１〜２−Ｎから送信される。以降、ビーム生成部８までの動作は実施の形態１と同様である。実施の形態６では、ビーム生成部８の出力信号が探索角度限定目標検出部２１に伝達される。探索角度限定目標検出部２１では、予め探索する角度範囲が与えられており、その角度範囲に関して目標探索を行って目標を検出する。

以上説明したように、実施の形態６のレーダ装置によれば、目標検出部は、探索する角度範囲を限定して目標検出を行うようにしたので、限定した角度範囲のみ探索することで処理負荷を低減することができる。

実施の形態７．
図１３はこの発明の実施の形態７におけるレーダ装置を示す構成図である。実施の形態７のレーダ装置は、位相制御ＦＭ型送信機２２−１〜２２−Ｎ、アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、パルス圧縮部２３−１〜２３−Ｎ、波形合成部７−１〜７−Ｎ、ビーム生成部８、目標検出部９を備える。ここで、位相制御ＦＭ型送信機２２−１〜２２−Ｎとパルス圧縮部２３−１〜２３−Ｎ以外の構成は、実施の形態１の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。位相制御ＦＭ型送信機２２−１〜２２−Ｎは、各アンテナ送信波形のある基準となる時刻の位相が等しくなるように初期位相を調整する位相制御ＦＭ型送信機である。パルス圧縮部２３−１〜２３−Ｎは、図１５に示すパルス圧縮部１０６−１〜１０６−Ｎと同様の構成のパルス圧縮部であり、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎと波形合成部７−１〜７−Ｎと共に、合成処理部を構成する。

次に、実施の形態７の動作について説明する。位相制御ＦＭ型送信機２２−１〜２２−Ｎからある基準となる時刻の位相が等しくなるように初期位相が調整され、リニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトした波形の電波がアンテナ２−１〜２−Ｎから送信される。例えば、追尾目標等では目標速度が分かっているのでその分を補正するということで、ある基準となる時刻の位相が等しくなるように初期位相を調整することができる。以降は実施の形態１と同様に動作し、パルス圧縮部２３−１〜２３−Ｎに伝達される。パルス圧縮部２３−１〜２３−Ｎにおけるパルス圧縮処理は、従来と同様に動作し、パルス圧縮信号が出力される。以降は実施の形態１と同様に動作し目標が検出される。

以上説明したように、実施の形態７のレーダ装置によれば、基準となる時刻の位相が等しくなるように初期位相を調整したリニア周波数変調の施された波形を時間方向に巡回シフトして複数のアンテナから同時に送信することで互いに無相関の電波を送信し、送信した電波が目標に反射した電波を受信する送受信部と、送受信部が受信した目標反射波を合成する合成処理部と、合成処理部の出力信号から目標を検出する検出処理部とを備えたので、初期位相の調整によりドップラ効果の影響がなく波形合成することができる。

実施の形態８．
図１４はこの発明の実施の形態８におけるレーダ装置を示す構成図である。実施の形態８のレーダ装置は、位相制御ＦＭ型送信機２２−１〜２２−Ｎ、アンテナ２−１〜２−Ｎ、サーキュレータ３−１〜３−Ｎ、受信機４−１〜４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｎ、パルス圧縮部２３−１〜２３−Ｎ、第２の波形合成部２４−１〜２４−Ｎ、ビーム生成部８、目標検出部９を備える。ここで、第２の波形合成部２４−１〜２４−Ｎ以外の構成は、実施の形態７の構成と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。第２の波形合成部２４−１〜２４−Ｎは、目標距離に起因する位相回転を高精度に補正して波形合成の損失を低減する高精度型の波形合成部である。

次に、実施の形態８の動作について説明する。位相制御ＦＭ型送信機２２−１〜２２−Ｎから、ある基準となる時刻の位相が等しくなるように初期位相が調整され、リニアＦＭ変調の施された波形を時間方向に巡回シフトした波形の電波がアンテナ２−１〜２−Ｎから送信される。以降は実施の形態１と同様に動作し、第２の波形合成部２４−１〜２４−Ｎに伝達される。第２の波形合成部２４−１〜２４−Ｎでは、レンジ分解能よりも細かい予め定められた距離単位での位相補正項が用意されている。具体的には、ｋレンジビン内を分割したｋ’番目の目標距離に関する位相補正をΔ_{ｍ，ｋ，ｋ’}として、式（２）のΔ_ｍ，ｋに代えてΔ_{ｍ，ｋ，ｋ’}を使用して補正する。以降は実施の形態１と同様に動作し目標が検出される。

以上説明したように、実施の形態８のレーダ装置によれば、波形合成部は、レンジ分解能よりも細かい距離単位で位相補正を行うようにしたので、目標距離に起因する位相回転を高精度に補正して波形合成の損失を低減することができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１−１〜１−Ｎ ＦＭ型送信機、２−１〜２−Ｎ アンテナ、３−１〜３−Ｎ サーキュレータ、４−１〜４−Ｎ 受信機、５−１〜５−Ｎ Ａ／Ｄ変換器、６−１〜６−Ｎ ドップラ補正型パルス圧縮部、７−１〜７−Ｎ 波形合成部、８ ビーム生成部、９ 目標検出部、１０−ｎ 受信信号ＦＦＴ部、１１−ｎ１〜１１−ｎＮ 参照信号ＦＦＴ部、１２−ｎ１〜１２−ｎＮ 位相補正型乗算回路、１３−ｎ１〜１３−ｎＮ，１３ａ−ｎ１〜１３ａ−ｎＮ，１３ｂ−ｎ１〜１３ｂ−ｎＮ ＩＦＦＴ部、１４−１〜１４−Ｎ 第２のドップラ補正型パルス圧縮部、１５−ｎ１〜１５−ｎＮ 位相進み考慮型乗算回路、１６−１〜１６−Ｎ 第３のドップラ補正型パルス圧縮部、１７−ｎ 第２の受信信号ＦＦＴ部、１８−ｎ 第２の参照信号ＦＦＴ部、１９ 第２のビーム生成部、２０ 探索距離限定目標検出部、２１ 探索角度限定目標検出部、２２−１〜２２−Ｎ 位相制御ＦＭ型送信機、２３−１〜２３−Ｎ パルス圧縮部、２４−１〜２４−Ｎ 第２の波形合成部。

Claims (13)

1. リニア周波数変調の施された波形を時間方向に巡回シフトして複数のアンテナから同時に送信することで互いに無相関の電波を送信し、当該送信した電波が目標に反射した電波を受信する送受信部と、
   前記送受信部の受信信号に対して、前記複数のアンテナから送信された電波の波形を想定してドップラ効果の影響を補正したパルス圧縮を行って前記目標反射波を合成する合成処理部と、
   前記合成処理部の出力信号から前記目標を検出する検出処理部とを備えたレーダ装置。
2. 前記合成処理部は、
   前記送受信部の受信信号に対して、スペクトル順序を交換してパルス圧縮を行うドップラ補正型パルス圧縮部と、
   前記ドップラ補正型パルス圧縮部の出力信号に対し、目標距離に依存してアンテナ送信波形ごとに異なる目標反射波の位相を補正して合成する波形合成部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記検出処理部は、
   空間方向にコヒーレント積分してビームを生成するビーム生成部と、
   前記ビーム生成部が生成した信号から、雑音を目標信号と誤って判定する誤警報確率を基に設定したスレッショルドを用いて目標を検出する目標検出部とを備えたことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
4. 前記ドップラ補正型パルス圧縮部は、
   入力信号に高速フーリエ変換処理を施す受信信号ＦＦＴ部と、
   前記送受信部の送信機から出力された参照信号に高速フーリエ変換処理を施す参照信号ＦＦＴ部と、
   前記受信信号ＦＦＴ部の出力信号に前記参照信号ＦＦＴ部の出力信号の複素共役を乗算した後、スペクトルの順序を交換する位相補正型乗算回路と、
   前記位相補正型乗算回路の出力信号に逆高速フーリエ変換処理を施すＩＦＦＴ部とを備えたことを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
5. 前記ドップラ補正型パルス圧縮部は、ドップラ効果の影響で進んだ位相を補正する処理を併用することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
6. 前記ドップラ補正型パルス圧縮部は、
   入力信号に高速フーリエ変換処理を施す受信信号ＦＦＴ部と、
   前記送受信部の送信機から出力された参照信号に高速フーリエ変換処理を施す参照信号ＦＦＴ部と、
   前記受信信号ＦＦＴ部の出力信号の位相を補正して前記参照信号ＦＦＴ部の出力信号の複素共役を乗算した後、スペクトルの順序を交換する位相進み考慮型乗算回路と、
   前記位相進み考慮型乗算回路の出力信号に逆高速フーリエ変換処理を施すＩＦＦＴ部とを備えたことを特徴とする請求項５記載のレーダ装置。
7. 前記ドップラ補正型パルス圧縮部は、パルス圧縮する際に想定する目標距離の設定間隔を帯域幅より定まる距離分解能よりも小さくすることを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
8. 前記ドップラ補正型パルス圧縮部は、
   入力信号に０の系列を追加する零詰め補間を行った後、高速フーリエ変換処理を施す受信信号ＦＦＴ部と、
   前記送受信部の送信機から出力された参照信号に零詰め補間して高速フーリエ変換処理を施す参照信号ＦＦＴ部と、
   前記受信信号ＦＦＴ部の出力信号の位相を補正して前記参照信号ＦＦＴ部の出力信号の複素共役を乗算した後、スペクトルの順序を交換する位相進み考慮型乗算回路と、
   前記位相進み考慮型乗算回路の出力信号に逆高速フーリエ変換処理を施すＩＦＦＴ部とを備えたことを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
9. 前記目標検出部は、探索する距離範囲を限定して目標検出を行うことを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
10. 前記目標検出部は、探索する角度範囲を限定して目標検出を行うことを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
11. 基準となる時刻の位相が等しくなるように初期位相を調整したリニア周波数変調の施された波形を時間方向に巡回シフトして複数のアンテナから同時に送信することで互いに無相関の電波を送信し、当該送信した電波が目標に反射した電波を受信する送受信部と、
    前記送受信部が受信した目標反射波を合成する合成処理部と、
    前記合成処理部の出力信号から前記目標を検出する検出処理部とを備えたレーダ装置。
12. 前記合成処理部は、
    前記送受信部の受信信号に対してパルス圧縮を行うパルス圧縮部と、
    前記パルス圧縮部の出力信号に対し、目標距離に依存してアンテナ送信波形ごとに異なる目標反射波の位相を補正して合成する波形合成部とを備えたことを特徴とする請求項１１記載のレーダ装置。
13. 前記波形合成部は、レンジ分解能よりも細かい距離単位で位相補正を行うことを特徴とする請求項２、請求項４から請求項８および請求項１２のうちのいずれか１項記載のレーダ装置。

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