JP6217389B2

JP6217389B2 - Ｆｍ受信装置、ｆｍ受信方法

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Publication number: JP6217389B2
Application number: JP2013271531A
Authority: JP
Inventors: 奥畑　康秀; 康秀奥畑
Original assignee: JVCKenwood Corp
Current assignee: JVCKenwood Corp
Priority date: 2013-12-27
Filing date: 2013-12-27
Publication date: 2017-10-25
Anticipated expiration: 2033-12-27
Also published as: JP2015126493A; US9461587B2; US20150188493A1

Description

本発明は、受信技術に関し、特にＦＭ信号を受信するＦＭ受信装置、ＦＭ受信方法に関する。

ＦＭ受信機においてＦＭ検波した信号がバズビート等の妨害を受けると、信号の品質が悪化する。これに対応するために、インターキャリア方式のテレビジョン信号受信回路では、音声検波回路にて得られた音声信号に、自動周波数調整回路によって直交検波されたＰＭ成分を加算することによって、音声信号に含まれたバズ成分を打ち消している（例えば、特許文献１）。

特開平９−１３９９００号公報

ダイレクト・コンバージョン方式等の直交検波器が備えられたＦＭ受信機では、ＦＭ検波後のビートノイズが生じる。この影響を低減するために、例えば、ＡＦＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌ）によってＦＭ検波信号の直流成分、つまり、受信ＲＦ信号とローカル発振信号との周波数差が検出される。さらに、検出した周波数差によって、受信ＲＦ信号の周波数と同一になるようにローカル発振器の周波数が調節される。これにより、周波数差ｄｆが小さくなるので、ビートノイズの周波数も小さくなり、ビートノイズが音声として聞こえにくくなる。

一方、業務用無線機では、ＣＴＣＳＳ（ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＴｏｎｅＣｏｄｅｄＳｑｕｅｌｃｈＳｙｓｔｅｍ）やＤＣＳ（Ｄｉｇｉｔａｌ−ＣｏｄｅｄＳｑｕｅｌｃｈ）などのトーンスケルチ方式が使用されることがある。これらのトーンスケルチ方式では可聴帯域よりも低い周波数の信号を使用する。そのため、トーンスケルチ方式に対して、前述のＡＦＣ方式を使用した場合、トーンスケルチ用の信号にＡＦＣが追従してしまうので、ＦＭ検波後のトーンスケルチ用の信号が減衰したり歪んだりしてしまう。その結果、スケルチが誤動作する。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＦＭ検波した信号におけるビートノイズの影響を低減する技術を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明のある態様のＦＭ受信装置は、ＦＭ信号を直交検波する直交検波器と、直交検波器において直交検波がなされたＦＭ信号をＦＭ検波することによって、検波信号を生成するＦＭ検波部と、ＦＭ検波部において生成した検波信号をもとに、直交検波器において使用されるローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振信号を出力すべきローカル発振器へ制御信号をフィードバックするＡＦＣ部と、ＦＭ検波部において生成された所定のタイミングの検波信号を基準値とし、基準値と検波信号の差分信号を生成する差分計算部と、差分計算部において生成した差分信号と、ＦＭ検波部において生成した検波信号とを加算する加算部と、を備える。

本発明の別の態様は、ＦＭ受信方法である。この方法は、ＦＭ信号を直交検波するステップと、直交検波がなされたＦＭ信号をＦＭ検波することによって、検波信号を生成するステップと、生成した検波信号をもとに、直交検波するステップにおいて使用されるローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振信号を出力すべきローカル発振器へ制御信号をフィードバックするステップと、所定のタイミングにおいて生成した検波信号を基準値として記憶するステップと、生成した検波信号と基準値との差分信号を生成するステップと、生成した差分信号と、生成した検波信号とを加算するステップと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ＦＭ検波した信号におけるビートノイズの影響を低減できる。

本発明の実施例に係る受信装置の構成を示す図である。図１の直交検波部から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図１のＦＭ検波部から出力される信号のスペクトラムを示す図である。図４（ａ）−（ｄ）は、図１のＦＭ検波部の動作概要を示す図である。図１の受信装置による受信手順を示すフローチャートである。

本発明を具体的に説明する前に、まず概要を述べる。本発明の実施例は、ダイレクト・コンバージョンにて、トーンスケルチ用の信号をＦＭ検波するＦＭ受信装置に関する。ここで、直交検波はアナログにてなされ、ＦＭ検波はデジタルにてなされる。アナログのデバイスにおいて、誤差が生じるので、直交検波器での原点とＦＭ検波器での原点とは完全に一致せず、直交検波器の直交度も完全に９０度とするのは困難である。原点がずれている場合に、無変調の受信信号の周波数とローカル発振器の発振周波数とがずれれば、位相により復調信号が振動する。これがビートノイズに相当する。なお、ダイレクト・コンバージョンではなく、ヘテロダイン方式にて、無線周波数よりも低い中間周波数に変換された後に直交検波を実行する場合、直交検波もデジタル処理が可能であり、その場合は原点ずれや直交度ずれといった問題が生じず、ビートノイズも生じない。

ビートノイズを低減するためには、無変調の受信信号の周波数とローカル発振器の発振周波数とを一致させればよい。そのためのＡＦＣは、ＦＭ検波信号のＤＣオフセットがゼロとなるように、ローカル発振器の発振周波数を制御する。ここで、通常の音声信号により変調された信号に対して、ＡＦＣが反応しないように、フィードバック制御の伝達関数が設定される。音声信号の音声周波数は、一般的に３００Ｈｚ〜３０００Ｈｚといわれている。ＦＭによる通信の場合、３００Ｈｚ以下の周波数に、さまざまな制御信号を重畳させる場合がある。この制御信号は、ＣＴＣＳＳやＤＣＳのような低速データに相当する。しかしながら、ＡＦＣによって、３００Ｈｚ以下の制御信号にも反応するので、制御信号の成分が減衰する方向になる。

これに対応するために本実施例のＦＭ受信装置は、ＦＭ検波信号をもとにＡＦＣを実行することによって、ローカル発振器の周波数を制御するとともに、ＡＦＣの制御信号をＦＭ検波信号に加算する。この加算によって、減衰した制御信号の成分が増加する。

図１は、本発明の実施例に係る受信装置１００の構成を示す。受信装置１００は、アンテナ１０、直交検波部１２、第１ＡＤＣ部１４、第２ＡＤＣ部１６、ＦＭ検波部１８、ＡＦＣ部２０、ＤＡＣ部２２、ローカル発振器２４、制御部２６、差分計算部２８、加算部３０を含む。直交検波部１２は、第１増幅部４０、分配部４２、第１ミキサ４４、第１ＬＰＦ部４６、第２増幅部４８、移相部５０、第２ミキサ５２、第２ＬＰＦ部５４、第３増幅部５６を含む。ＡＦＣ部２０は、第３ＬＰＦ部６０、第４増幅部６２を含む。

アンテナ１０は、図示しない送信装置からのＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を受信する。ＲＦ信号には、ＦＭ変調がなされており、かつＣＴＣＳＳやＤＣＳなどのトーンスケルチ方式が使用されている。アンテナ１０は、受信したＲＦ信号を第１増幅部４０へ出力する。第１増幅部４０は、ＬＮＡ（ＬｏｗＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）であり、アンテナ１０からのＲＦ信号を増幅する。第１増幅部４０は、増幅したＲＦ信号を分配部４２へ出力する。分配部４２は、第１増幅部４０からのＲＦ信号を２系統に分離する。分配部４２は、分離したＲＦ信号を第１ミキサ４４、第２ミキサ５２へ出力する。

ローカル発振器２４は、ＤＡＣ部２２からの制御信号に応じてローカル発振信号の周波数を調節し、周波数が調節されたローカル発振信号を第１ミキサ４４、移相部５０へ出力する。ここで、ローカル発振器２４は、制御信号の電圧が高くなるほど、ローカル発振信号の周波数を高くする。移相部５０は、ローカル発振器２４からのローカル発振信号を９０度位相シフトする。移相部５０は、位相シフトしたローカル発振信号を第２ミキサ５２へ出力する。

第１ミキサ４４は、分配部４２からのＲＦ信号とローカル発振器２４からのローカル発振信号とを乗算することによって、ベースバンドの同相成分信号（以下、「Ｉ信号」という）を生成する。第１ミキサ４４は、Ｉ信号を第１ＬＰＦ部４６へ出力する。第２ミキサ５２は、分配部４２からのＲＦ信号と移相部５０からのローカル発振信号とを乗算することによって、ベースバンドの直交成分信号（以下、「Ｑ信号」という）を生成する。第２ミキサ５２は、Ｑ信号を第２ＬＰＦ部５４へ出力する。

第１ＬＰＦ部４６は、第１ミキサ４４からのＩ信号のうち遮断周波数以上の周波数の信号を除去することによって帯域制限を実行する。第１ＬＰＦ部４６は、低域成分のＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）を第２増幅部４８へ出力する。第２ＬＰＦ部５４は、第２ミキサ５２からのＱ信号のうち遮断周波数以上の周波数の信号を除去することによって帯域制限を実行する。第２ＬＰＦ部５４は、低域成分のＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）を第３増幅部５６へ出力する。第２増幅部４８は、第１ＬＰＦ部４６からのＩ信号を増幅して、第１ＡＤＣ部１４へ出力する。第３増幅部５６は、第２ＬＰＦ部５４からのＱ信号を増幅して、第２ＡＤＣ部１６へ出力する。ここで、直交検波部１２は、アナログのデバイスであり、例えば１チップで構成される。

直交検波部１２は、ダイレクト・コンバージョンを実行しており、第１ミキサ４４、第２ミキサ５２、第２増幅部４８、第３増幅部５６がアナログ回路で構成される場合、それらから発生した不要な直流成分が、Ｉ信号およびＱ信号に重畳される。図２は、直交検波部１２から出力される信号のスペクトラムを示す。ここでは、ＲＦ信号が無変調であり、かつＲＦ信号とローカル発振信号との周波数差ｄｆがある場合のＩ信号およびＱ信号のスペクトラムを示す。０Ｈｚの部分に、直交検波部１２の内部で発生した不要直流成分があり、ｄｆの部分に、ＲＦ信号がある。図１に戻る。

第１ＡＤＣ部１４は、第２増幅部４８からのＩ信号に対してアナログ／デジタル変換を実行する。第１ＡＤＣ部１４は、デジタル信号に変換したＩ信号（以下、これもまた「Ｉ信号」という）をＦＭ検波部１８へ出力する。第２ＡＤＣ部１６は、第３増幅部５６からのＱ信号に対してアナログ／デジタル変換を実行する。第２ＡＤＣ部１６は、デジタル信号に変換したＱ信号（以下、これもまた「Ｑ信号」という）をＦＭ検波部１８へ出力する。

ＦＭ検波部１８は、Ｉ信号とＱ信号、つまり直交検波がなされたＦＭ信号をＦＭ検波する。ＦＭ検波として、例えば、Ａｒｃｔａｎ検波が実行される。Ａｒｃｔａｎ検波では、Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれを三角形の２辺として、その角度が導出される。単位時間あたりの角度の変化が角速度、つまり周波数になるので、ＦＭ変調の復調が可能になる。

図３は、ＦＭ検波部１８から出力される信号のスペクトラムを示す。図示のごとく、不要直流成分によってｄｆの周波数とその高調波にビートノイズが発生する。前述のごとく、ＲＦ信号が無変調であり、ローカル発振信号と周波数差ｄｆがある場合、直交検波部１２の内部で発生した不要直流成分がＩ信号およびＱ信号に重畳され、検波信号にビートノイズが現われる。また、直交検波部１２からのＩ信号およびＱ信号と、ＦＭ検波部１８のそれぞれの直交座標上の原点はかならずしも一致しない。これは、直交検波部１２を構成しているダイレクト・コンバージョンチップはアナログ動作であるので、ばらつきがあるためである。ここで、直交検波とＦＭ検波の原点位置の違いの大きさがビートノイズの音量に比例し、周波数ずれがビート周波数の基本周波数となる。

なお、直交検波部１２として、ダイレクト・コンバージョンの代わりに、ヘテロダイン方式が使用されていれば、周波数が低いので、直交検波器はデジタル化が可能になる。その際、直交検波器とＦＭ検波器とのオフセットずれが生じることはない。しかしながら、アナログのダイレクト・コンバージョンを実行するとともに、Ａｒｃｔａｎ検波を実行する場合には、周波数ずれによるビートノイズが発生してしまうので、周波数差を小さくするためにＡＦＣが必要になる。

以下では、ＦＭ検波部１８の動作をさらに詳しく説明する。図４（ａ）−（ｄ）は、ＦＭ検波部１８の動作概要を示す。図４（ａ）は、直交検波部１２の原点とＦＭ検波部１８の原点とが一致している場合のコンスタレーションを示す。ＲＦ信号とローカル発振信号との周波数がずれると、周波数のずれに応じた速さで直交座標上のポイントが回転する。図４（ｂ）は、検出信号の時間変化を示す。周波数のずれが一定であれば、回転の速度は一定である。Ａｒｃｔａｎ検波は、角度の変化を検出するので、回転の速度が一定であれば、一定の値が出力される。これが、検波信号のＤＣオフセットになる。

図４（ｃ）は、直交検波部１２の原点とＦＭ検波部１８の原点とが一致していない場合のコンスタレーションを示す。図中の「Ｐ０」は直交検波部１２の原点を示し、「Ｐ１」はＦＭ検波部１８の原点を示し、「Ｐ２」は検波信号を示す。ＲＦ信号とローカル発振信号との周波数がずれると、周波数のずれに応じた速さで直交座標上のポイントが回転する。図４（ｄ）は、検出信号の時間変化を示す。周波数のずれが一定であれば、回転の速度は一定である。Ａｒｃｔａｎ検波は、角度の変化を検出するが、直交座標上の原点が一致しないので、回転の速度が一定であっても、ＦＭ検波部１８により検出される角度が異なるので、変化分が変調される。その結果、図示のごとく、原点ずれによるビートノイズが生じている。図１に戻る。

第３ＬＰＦ部６０は、ＦＭ検波部１８において生成した検波信号に対して、低域通過処理を実行する。これは、検波信号の平均値を導出することに相当する。そのため、第３ＬＰＦ部６０において、検波信号の直流成分、つまりＲＦ信号とローカル発振信号との周波数差が検出される。第４増幅部６２は、第３ＬＰＦ部６０からの信号を増幅することによって、制御信号を生成する。第４増幅部６２における増幅によって、ＡＦＣループのゲインが決められる。このように、ＡＦＣ部２０は、ＦＭ検波部１８において生成した検波信号をもとに、直交検波において使用されるローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成する。つまり、ＡＦＣ部２０は、ローカル発振器２４の周波数とＲＦ信号の周波数とを同一にするための制御を実行する。

ここでは、ＡＦＣ制御を具体的に説明する。ＲＦ信号の周波数ｆｉｎとローカル発振信号の周波数ｆｌｏが一致した場合の検出信号の電圧が中心電圧Ｖ０とされる。周波数差（ｆｌｏ−ｆｉｎ)がプラスの場合に検出信号の電圧がＶ０よりも高くなり、かつローカル発振器２４へ入力される制御信号の電圧が上がると発振周波数が高くなる場合、周波数差（ｆｌｏ−ｆｉｎ）がプラスになると、検出信号の電圧がＶ０よりも高くなる。その結果、ローカル発振信号の周波数を下げるために、制御信号の電圧を下げるような制御がなされる。これにより、周波数差ｄｆが０になり、ビートノイズの周波数も０Ｈｚとなるので、音声として聞こえなくなる。ＡＦＣを実行すると、ＣＴＣＳＳやＤＣＳといった可聴周波数よりも低い周波数の変調信号が重畳されたＦＭ信号においてもＡＦＣが反応し、これが復調信号を打ち消す動作となり、ＣＴＣＳＳやＤＣＳが減衰もしくはひずむ。

ＤＡＣ部２２は、第４増幅部６２からの制御信号をデジタル／アナログ変換して、アナログ信号の制御信号（以下、これもまた「制御信号」という）をローカル発振器２４へ出力する。つまり、ＡＦＣ部２０は、ローカル発振信号を出力すべきローカル発振器２４へ制御信号をフィードバックする。

制御部２６は、受信装置１００の電源がオンになったタイミング、受信装置１００がＲＦ信号の受信を開始したタイミングを検出する。これらのタイミングは、「開始タイミング」と総称される。開始タイミングの検出には公知の技術が使用されればよいので、ここでは説明を省略する。制御部２６は、処理の開始タイミングを差分計算部２８に指示する。このように制御部２６は、差分計算部２８の動作を制御する。

差分計算部２８は、第３ＬＰＦ部６０からの信号、つまり第３ＬＰＦ部６０において低域通過処理した検波信号を入力する。差分計算部２８は、制御部２６によって指示される処理の開始タイミングにおいて、第３ＬＰＦ部６０において低域通過処理した検波信号を基準値として取得して、記憶する。差分計算部２８は、基準値を記憶した後、第３ＬＰＦ部６０において低域通過処理した検波信号と基準値との差分を差分信号として順次生成する。つまり、差分計算部２８は、ＦＭ検波部１８において生成した検波信号をもとに、基準値との差分信号を生成する。差分計算部２８は、差分信号を加算部３０へ出力する。

加算部３０は、差分計算部２８において生成した差分信号と、ＦＭ検波部１８において生成した検波信号とを加算する。これは、ＡＦＣ部２０によるＦＭ検波部１８の出力電圧変動をキャンセルする動作に相当する。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

以上の構成による受信装置１００の動作を説明する。図５は、受信装置１００による受信手順を示すフローチャートである。制御部２６が受信開始を検出すれば（Ｓ１０のＹ）、差分計算部２８は、基準値を取得する（Ｓ１２）。制御部２６が受信開始を検出しなければ（Ｓ１０のＮ）、差分計算部２８は、第３ＬＰＦ部６０の出力値−基準値を計算することによって差分信号を生成する（Ｓ１４）。差分計算部２８は、差分信号を出力する（Ｓ１６）。

本実施例によれば、ＡＦＣによって、ＲＦ信号の周波数とローカル発振信号の周波数とが近くなるので、ビートノイズを低減できる。また、低域透過処理した検波信号と基準値との差分を検波信号に加算するので、トーンスケルチ用の信号の減衰を抑制できる。また、処理の開始タイミングの低域透過処理した検波信号を基準値として記憶するので、処理の精度を向上できる。また、ダイレクト・コンバージョン型のＦＭ受信装置において、Ｉ信号およびＱ信号に重畳される不要直流成分によって発生するビートノイズの影響を低減できる。また、ＦＭ検波後の音声信号における低周波信号がＡＦＣによって歪む、また減衰することも低減できる。また、トーンスケルチ用の信号がＲＦ信号に含まれている場合に、ＡＦＣがこの信号に追従して、ＦＭ検波後のトーンスケルチ用の信号が減衰したり歪んだりしてしまうことに対して、差分信号を加算するので、トーンスケルチ用の信号を戻すことができる。また、トーンスケルチ用の信号が戻されるので、スケルチ動作を正常に実行できる。

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１０アンテナ、１２直交検波部、１４第１ＡＤＣ部、１６第２ＡＤＣ部、１８ＦＭ検波部、２０ＡＦＣ部、２２ＤＡＣ部、２４ローカル発振器、２６制御部、２８差分計算部、３０加算部、４０第１増幅部、４２分配部、４４第１ミキサ、４６第１ＬＰＦ部、４８第２増幅部、５０移相部、５２第２ミキサ、５４第２ＬＰＦ部、５６第３増幅部、６０第３ＬＰＦ部、６２第４増幅部、１００受信装置。

Claims

ＦＭ信号を直交検波する直交検波器と、
前記直交検波器において直交検波がなされたＦＭ信号をＦＭ検波することによって、検波信号を生成するＦＭ検波部と、
前記ＦＭ検波部において生成した検波信号をもとに、直交検波器において使用されるローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振信号を出力すべきローカル発振器へ制御信号をフィードバックするＡＦＣ部と、
前記ＦＭ検波部において生成された所定のタイミングの検波信号を基準値とし、前記基準値と検波信号の差分信号を生成する差分計算部と、
前記差分計算部において生成した差分信号と、前記ＦＭ検波部において生成した検波信号とを加算する加算部と、
を備えることを特徴とするＦＭ受信装置。
前記差分計算部の動作を制御する制御部をさらに備え、
前記ＡＦＣ部は、
前記ＦＭ検波部において生成した検波信号に対して、低域通過処理を実行する低域通過フィルタを備え、
前記制御部は、受信開始の処理の開始タイミングを前記所定のタイミングとして前記差分計算部に指示し、
前記差分計算部は、前記所定のタイミングにおいて、前記低域通過フィルタからの信号を基準値として取得するとともに、前記低域通過フィルタからの信号と基準値との差分を差分信号として順次生成することを特徴とする請求項１に記載のＦＭ受信装置。
ＦＭ信号を直交検波するステップと、
直交検波がなされたＦＭ信号をＦＭ検波することによって、検波信号を生成するステップと、
生成した検波信号をもとに、直交検波するステップにおいて使用されるローカル発振信号の周波数を制御するための制御信号を生成し、ローカル発振信号を出力すべきローカル発振器へ制御信号をフィードバックするステップと、
所定のタイミングにおいて生成した検波信号を基準値として記憶するステップと、
生成した検波信号と前記基準値との差分信号を生成するステップと、
生成した差分信号と、生成した検波信号とを加算するステップと、
を備えることを特徴とするＦＭ受信方法。