JP4950106B2 - 周波数生成装置、周波数生成方法、信号処理装置及び信号処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、周波数生成装置、周波数生成方法、周波数生成プログラム、及び、当該周波数生成プログラムが記録された記録媒体、並びに、信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム、及び、当該信号処理プログラムが記録された記録媒体に関する。

従来から、復調処理等のための基準となるパイロット信号等の所定信号を含む信号をＦＭ（Frequency Modulation）変調した信号であるＦＭ放送波等を受信して処理するＦＭ受信装置等が広く普及している。こうした装置においては、当該所定信号を再生したり、当該所定信号の周波数の整数倍の周波数の信号を生成したりするために、位相同期ループ（ＰＬＬ）の手法が一般的に採用されている（特許文献１参照；以下、「従来例１」という）。

かかる従来例１の技術とは別に、ＰＬＬの手法を採用せずに、当該所定信号を再生したり、当該所定信号の周波数の整数倍の周波数の信号を生成したりする技術も提案されている（特許文献２参照；以下、「従来例２」という）。この従来例の技術では、内部的に発生したベースとなる信号と、当該所定信号との位相差を求める。そして、求められた位相差を当該ベースとなる信号に付与することにより、所定信号の再生を行っている。

特開２０００−１３３３９号公報 特表２００６−５２８４５１号公報

上述した従来例１の技術ではＰＬＬの手法を採用するが、ＰＬＬは、一般に設計が難しい。また、ＰＬＬの手法を用いた場合には、例えばＦＭ放送波の移動受信等の場合のように受信環境が変化する状況においては、当該所定信号に対して追従性良く同期させることは困難である。

また、上述した従来例２の技術では、当該所定信号の位相に合わせるための基準となる信号が必要である。しかしながら、マルチパスの発生などにより、当該所定信号の周波数や位相が変動する場合には、精度良く当該所定信号と同期をとるための基準信号を生成することは、必ずしも容易ではない。

さらに、当該所定信号を再生した信号や、当該所定信号に同期した信号（以下、「基準信号」とも呼ぶ）の生成のためには、所定信号又は当該所定信号に対応する信号を、周波数をキーに抽出することが必要となるが、かかる抽出にはフィルタを用いることになる。ここで、当該フィルタは、一般的に、通過する信号の周波数によって位相ずれや、振幅変化の特性が異なる。このため、所望の基準信号を精度良く生成するためには、当該フィルタの特性を考慮することが必要となる。例えば、振幅変化の特性が精度良く特定できなければ、ＦＭ信号におけるパイロット信号のキャンセル処理を精度良く行うことができない。

このため、簡易にかつ迅速に所定信号との同期が精度良く図りつつ、入力信号を精度良く処理することができる新たな技術が待望されている。かかる要請に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。

本発明は、上記を鑑みてなされたものであり、入力信号に含まれる所定信号に対応する周波数を精度良く生成することができる周波数生成装置及び周波数生成方法を提供することを目的とする。

また、本発明は、入力信号に含まれる所定信号に精度良く同期するとともに、入力信号を精度良く補正処理することができる信号処理装置及び信号処理方法を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、入力信号に含まれる所定信号に対応する周波数を生成する周波数生成装置であって、少なくとも前記所定信号について直交化を行う処理を行い、前記所定信号に対応する成分が互いに直交する第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化手段と；前記第１直交化信号に含まれ、前記所定信号の位相を反映した位相を有する第１信号、及び、前記第２直交化信号に含まれ、前記第１信号と直交する第２信号を選択的に通過させるフィルタ手段と；前記第１信号及び前記第２信号に基づいて、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する位相算出手段と；前記位相算出手段による算出結果に基づいて、前記所定信号に対応する周波数を生成する生成手段と；を備え、前記直交化手段は、前記直交化に加えて、周波数シフト設定に従った周波数シフトを行う、ことを特徴とする周波数生成装置である。

請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれか一項に記載の周波数生成装置と；
前記周波数生成装置により生成された周波数に基づいて、前記位相算出手段から出力される位相情報信号、又は、前記第１信号及び前記第２信号の少なくとも一方を補正対象信号として補正する補正手段と；を備えることを特徴とする信号処理装置である。

請求項１５に記載の発明は、入力信号に含まれる所定信号に対応する周波数を生成する周波数生成方法であって、少なくとも前記所定信号について直交化を行う処理を行い、前記所定信号に対応する成分が互いに直交する第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化工程と；前記第１直交化信号に含まれ、前記所定信号の位相を反映した位相を有する第１信号、及び、前記第２直交化信号に含まれ、前記第１信号と直交する第２信号を選択的に通過させるフィルタリング工程と；前記第１信号及び前記第２信号に基づいて、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する位相算出工程と；前記位相算出工程における算出結果に基づいて、前記所定信号に対応する周波数を生成する生成工程と；を備え、前記直交化工程においては、前記直交化に加えて、周波数シフト設定に従った周波数シフトが行われる、ことを特徴とする周波数生成方法。である。

請求項１６に記載の発明は、請求項１５に記載の周波数生成方法により、所定信号に対応する周波数を生成する周波数生成工程と；前記周波数生成工程において生成された周波数に基づいて、前記位相算出工程において生成される位相情報信号、又は、前記第１信号及び前記第２信号の少なくとも一方を補正対象信号として補正する補正工程と；を備えることを特徴とする信号処理方法である。

請求項１７に記載の発明は、請求項１５に記載の周波数生成方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする周波数生成プログラムである。

請求項１８に記載の発明は、請求項１６に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする信号処理プログラムである。

請求項１９に記載の発明は、請求項１７に記載の周波数生成プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。

請求項２０に記載の発明は、請求項１８に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。

以下、本発明の実施形態を、添付図面を参照して説明する。なお、以下の説明においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

［第１実施形態］
まず、本発明の第１実施形態を、図１〜図９を参照しつつ説明する。

＜構成＞
図１には、本第１実施形態に係る信号処理装置１００Ａの概略的な構成がブロック図にて示されている。この信号処理装置１００Ａは、信号源９１０から出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から基準信号ＢＳＡとして出力する装置である。

本第１実施形態では、信号ＳＩＡは、図２に示されるように、角周波数ω_cのパイロット信号ＰＳを含んでいるものとする。ここでパイロット信号ＰＳの角周波数ω_Cは、わずかではあるが、標準角周波数ω_C0から時間的に変動することがあることを想定している。

また、本第１実施形態においては、説明を簡略化するため、信号ＳＩＡに含まれているパイロット信号ＰＳは、次の（１）式によって表されるものとする。
ＰＳ（ｔ）∝ｓｉｎ［θ_C（ｔ）］＝ｓｉｎ（ω_Cｔ＋φ₀） …（１）
ここで、値φ₀は、時間ｔ＝０としたときのパイロット信号ＰＳの位相である。

なお、信号処理装置１００Ａが車両等の移動体に搭載される場合に、角周波数ω_Cや、初期位相値φ₀が、僅かとはいえ変化することになる。

かかる（１）式で表される信号としては、例えば、ＦＭ放送波をＦＭ検波した信号であるコンポジット信号中のパイロット信号等を挙げることができる。

図１に戻り、信号処理装置１００Ａは、周波数生成装置１８０Ａと、補正手段としての位相補正部１４０とを備えている。さらに、信号処理装置１００Ａは、基準信号生成部１５０を備えている。ここで、周波数生成装置１８０Ａは、直交信号生成部１１０Ａと、位相算出手段としての位相算出部１２０Ａと、生成手段としての生成部１３０とを備えている、

上記の直交信号生成部１１０Ａは、入力端子１９１を介して受信した信号ＳＩＡから、それぞれが角周波数ω_Cを含む帯域の信号であって、角周波数ω_Cの成分が互いに直交する２つの信号ＰＳＡ₁，ＰＳＡ₂を生成する。かかる機能を有する直交信号生成部１１０Ａは、図３に示されるように、直交化手段としての直交化部１１２Ａと、フィルタ手段としてのフィルタ（ＦＩＬ）１１３Ａ₁，１１３Ａ₂とを備えている。

直交化部１１２Ａは、信号ＳＩＡに含まれる角周波数ω_Cの成分（すなわち、パイロット信号ＰＳ）に基づいて、互いに直交するとともに、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を反映した２つの信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を生成する。かかる機能を有する直交化部１１２Ａは、図４に示されるように、角周波数ω_Cの信号に関する９０°移相部１１９を備えている。

このように構成された直交化部１１２Ａでは、受信した信号ＳＩＡと同相の信号が、信号ＯＳＡ₁として、ＦＩＬ１１３Ａ₁へ向けて出力される。一方、直交化部１１２Ａにおいては、受信した信号ＳＩＡについて、角周波数ω_Cの成分について９０°だけ位相がずらされ、信号ＯＳＡ₂としてＦＩＬ１１３Ａ₂へ向けて出力する。

図３に戻り、ＦＩＬ１１３Ａ₁は、例えば無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲ）等のデジタルフィルタとして構成されている。このＦＩＬ１１３Ａ₁は、直交化部１１２Ａからの信号ＯＳＡ₁を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ａ₁は、信号ＯＳＡ₁における角周波数が角周波数ω_C0の近傍の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ₁として位相算出部１２０Ａへ向けて出力する。

なお、ＦＩＬ１１３Ａ₁を介することにより、フィルタリング演算に伴う位相シフトΔθが発生する場合がある。この位相シフトΔθは、例えば、図５に示されるように、角周波数依存性を有している。本第１実施形態では、かかる位相シフトΔθが発生するものとする。ここで、ＦＩＬ１１３Ａ₁による位相シフトΔθの角周波数依存性は、ＦＩＬ１１３Ａ₁の構成にて定まるものであり、ＦＩＬ１１３Ａ₁の設計段階で定まる。本第１実施形態では、図５に示されるように、角周波数ω_C0の信号には位相シフトΔθ₀が発生するものとする。

この場合、かかるＦＩＬ１１３Ａ₁から出力される信号ＰＳＡ₁は、次の（２）式のように表される。
ＰＳＡ₁（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［θ_S（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［θ_C（ｔ）−Δθ（ω_C）］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ（ω_C）］ …（２）
ここで、Ａ（ｔ）は、パイロット信号ＰＳの振幅値を表す。

図３に戻り、ＦＩＬ１１３Ａ₂は、ＦＩＬ１１３Ａ₁と同様に構成されている。このＦＩＬ１１３Ａ₂は、直交化部１１２Ａからの信号ＯＳＡ₂を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ａ₂は、信号ＯＳＡ₂における角周波数ω_Cの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ₂を出力する。

かかるＦＩＬ１１３Ａ₂から出力される信号ＰＳＡ₂は、次の（３）式のように表される。
ＰＳＡ₂（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θ_S（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θ_C（ｔ）−Δθ（ω_C）］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ（ω_C）］ …（３）

図１に戻り、位相算出部１２０Ａは、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＰＳＡ₁及び信号ＰＳＡ₂に基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θ_CE（ｔ）を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ａは、例えば、信号ＰＳＡ₁及び信号ＰＳＡ₂についてａｒｃｔａｎ等の演算を行って、位相θ_CE（ｔ）を算出する。

こうして算出された位相θ_CE（ｔ）は、信号ＰＨＡとして、位相算出部１２０Ａから生成部１３０及び位相補正部１４０へ向けて出力される。

生成部１３０は、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＡに基づいて、角周波数ω_Cの値を生成する。かかる機能を有する生成部１３０は、図６に示されるように、周波数算出部１３１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３２とを備えている。

周波数算出部１３１は、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＡを受ける。そして、周波数算出部１３１は、信号ＰＨＡとして受けた位相θ_CE（ｔ）の位相差から、各時点における角周波数ω_C1（ｔ）を算出する。こうして算出された角周波数ω_C1（ｔ）は、信号ＦＲＣとして、ＬＰＦ１３２へ向けて出力される。

ＬＰＦ１３２は、周波数算出部１３１からの信号ＦＲＣを受ける。そして、ＬＰＦ１３２は、信号ＦＲＣとして受けた各時点の角周波数の不要な変動成分を除去した信号を、角周波数ω_C2（ｔ）として出力する。かかる角周波数ω_C2（ｔ）が生成部１３０による最終生成結果である。

こうして生成された角周波数ω_C2（ｔ）は、信号ＦＲＱとして、ＬＰＦ１３２から位相補正部１４０へ向けて出力される。なお、以下の説明においては、角周波数ω_C2（ｔ）を、「生成角周波数ω_CE」とも記す。

図１に戻り、位相補正部１４０は、生成部１３０からの信号ＦＲＱとして受けた生成角周波数ω_CEを利用して、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＡとして受けた位相θ_CE（ｔ）を補正する。かかる機能を有する位相補正部１４０は、図７に示されるように、位相補正計算手段としての加算部１４１と、補正制御部１４２とを備えている。

加算部１４１は、Ａ端子で受けた信号と、Ｂ端子で受けた信号とを加算し、加算結果をＣ端子から出力する。ここで、加算部１４１は、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＡをＡ端子で受けるとともに、補正制御部１４２からの信号ＭＰＶをＢ端子で受ける。そして、Ｃ端子から補正位相信号ＰＨＭを出力するようになっている。

補正制御部１４２は、記憶手段としての位相補正テーブル１４３を備えて構成されている。この位相補正テーブル１４３には、図８に示されるような角周波数ωに対応する補正値δθ（ω）が、予め登録されている。

図７に戻り、補正制御部１４２は、生成部１３０からの信号ＦＲＱを受ける。そして、補正制御部１４２は、信号ＦＲＱとして受けた生成角周波数ω_CEに基づいて、位相補正テーブル１４３を参照し、補正値δθ（ω_CE）を読み出す。こうして読み出された補正値δθ（ω_CE）が、値δθ（ω_C）とみなされ、信号ＭＰＶとして加算部１４１へ向けて出力される。

この結果、加算部１４１では、次の（４）式の計算が行われ、入力端子１９１で受信した状態におけるパイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）が精度良く算出される。
θ_C（ｔ）＝θ_CE（ｔ）＋δθ（ω_C） ＝（ω_Cｔ＋φ₀） …（４）

こうして算出された位相θ_C（ｔ）が、信号ＰＨＭとして、位相補正部１４０から基準信号生成部１５０へ向けて出力される。

図１に戻り、基準信号生成部１５０は、位相補正部１４０からの信号ＰＨＭに基づいて、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＡを生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１５０は、図９に示されるように、位相加工部１５１と、信号発生部１５２とを備えている。

位相加工部１５１は、位相補正部１４０からの信号ＰＨＭを受けて、信号ＰＨＭが示す位相θ_C（ｔ）を加工する。本第１実施形態においては、位相加工部１５１は、次の（５）式により、位相θ_M（ｔ）を算出する。
θ_M（ｔ）＝２θ_C（ｔ）＝２（ω_Cｔ＋φ₀） …（５）

すなわち、本第１実施形態では、位相加工部１５１は、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数２ω_Cで変化する位相θ_M（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_M（ｔ）は、位相加工信号ＭＰＡとして信号発生部１５２へ向けて出力される。

信号発生部１５２は、位相加工部１５１からの位相加工信号ＭＰＡに基づいて、基準信号ＢＳＡを生成する。本第１実施形態では、信号発生部１５２は、位相値に対応した振幅値が登録された正弦値テーブルを備えており、位相加工信号ＭＰＡによって示された位相θ_M（ｔ）の正弦波信号を基準信号ＢＳＡとして生成する。

この基準信号ＢＳＡは、次の（６）式で表される。
ＢＳＡ（ｔ）＝Ｃ₀・ｓｉｎ［θ_M（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｓｉｎ［２θ_C（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｓｉｎ［２（ω_Cｔ＋φ₀）］ …（６）
ここで、Ｃ₀は定数である。

こうして生成された基準信号ＢＳＡは、出力端子１９２を介して外部へ出力される。

＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ａにおける信号処理動作について説明する。

信号源９１０からの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ａで受信されると、信号処理装置１００Ａでは、信号ＳＩＡが直交信号生成部１１０Ａに供給される（図１参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ａでは、まず、直交化部１１２Ａが、信号ＳＩＡに含まれる角周波数ω_Cの成分が互いに直交する２つの信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を生成し、ＦＩＬ１１３Ａ₁，１１３Ａ₂へ送る（図４参照）。

引き続き、信号ＯＳＡ₁を受けたＦＩＬ１１３Ａ₁が、信号ＯＳＡ₁における角周波数ω_Cの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ₁として位相算出部１２０Ａへ向けて出力する。また、信号ＯＳＡ₂を受けたＦＩＬ１１３Ａ₂が、信号ＯＳＡ₂における角周波数ω_Cの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ₂として位相算出部１２０Ａへ向けて出力する（図３参照）。

ここで、信号ＰＳＡ₁は、上述した（２）式で表される波形となる。一方、信号ＰＳＡ₂は、上述した（３）式で表される波形となる。

信号ＰＳＡ₁,ＰＳＡ₂を受けた位相算出部１２０Ａは、上述したように動作して、パイロット信号ＰＳの位相θ_CE（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_CE（ｔ）は、信号ＰＨＡとして、生成部１３０及び位相補正部１４０へ送られる（図１参照）。

信号ＰＨＡを受けた生成部１３０では、周波数算出部１３１が、信号ＰＨＡとして受けた位相θ_CE（ｔ）の時間変化に基づいて、各時点における角周波数ω_C1（ｔ）を算出する。こうして算出された角周波数ω_C1（ｔ）は、信号ＦＲＣとして、ＬＰＦ１３２へ送られる（図６参照）。信号ＦＲＣを受けたＬＰＦ１３２は、信号ＦＲＣにおける不要な変動成分を除いた角周波数ω_C2（ｔ）すなわち生成角周波数ω_CEを求め、信号ＦＲＱとして位相補正部１４０へ送る（図６参照）。

信号ＰＨＡ及び信号ＦＲＱを受けた位相補正部１４０では、まず、補正制御部１４２が、信号ＦＲＱとして受けた生成角周波数ω_CEに基づいて、位相補正テーブル１４３を参照し、補正値δθ（ω_CE）を読み出す。補正制御部１４２は、こうして読み出された補正値δθ（ω_CE）をその時点における値δθ（ω_C）とみなし、信号ＭＰＶとして加算部１４１へ送る（図７参照）。

信号ＰＨＡ及び信号ＭＰＶを受けた加算部１４１は、上述した（４）式により、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＭとして、位相補正部１４０から基準信号生成部１５０へ送られる（図７参照）。

信号ＰＨＭを受けた基準信号生成部１５０は、信号ＰＨＭに基づいて、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＡを生成する。かかる基準信号ＢＳＡの生成に際して、基準信号生成部１５０では、まず、位相加工部１５１が、上述した（５）式により、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数２ω_Cで変化する位相θ_M（ｔ）を算出し、信号発生部１５２へ送る（図９参照）。位相θ_M（ｔ）を受けた信号発生部１５２は、位相θ_M（ｔ）に基づいて内部の正弦値テーブルを参照して、上述した（６）式で表される正弦波信号である基準信号ＢＳＡを生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＡは、出力端子１９２を介して外部へ出力される（図９参照）。

以上説明したように、本第１実施形態では、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む帯域の信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相生成のための基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。

また、本第１実施形態では、直交信号生成部１１０Ａにおいて、パイロット信号ＰＳを直交化して取り出す際に生じる位相シフトの周波数特性を、生成部１３０において生成された角周波数に基づいて補正している。このため、パイロット信号ＰＳの角周波数に変動があった場合でも、パイロット信号ＰＳとの同期が精度良く図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態を、図１０〜図１２を主に参照しつつ説明する。

図１０には、本第２実施形態に係る信号処理装置１００Ｂの概略的な構成がブロック図にて示されている。なお、信号処理装置１００Ｂは、第１実施形態における信号処理装置１００Ａと同様に、信号源９１０から出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から基準信号ＢＳＡとして出力する装置である。

図１０に示されるように、信号処理装置１００Ｂは、上述した信号処理装置１００Ａと比べて、周波数生成装置１８０Ａに代えて周波数生成装置１８０Ｂを備えるとともに、位相補正部１４０に代えてフィルタ制御部１４５を備える点のみが異なっている。そして、周波数生成装置１８０Ｂは、上述した周波数生成装置１８０Ａと比べて、直交信号生成部１１０Ａに代えて直交信号生成部１１０Ｂを備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。

直交信号生成部１１０Ｂは、図１１に示されるように、直交信号生成部１１０Ａと比べて、ＦＩＬ１１３Ａ₁，１１３Ａ₂に代えてＦＩＬ１１３Ｂ₁，１１３Ｂ₂を備える点が異なっている。ここで、ＦＩＬ１１３Ｂ₁とＦＩＬ１１３Ｂ₂とは、同様に構成されている。

ＦＩＬ１１３Ｂ₁，ＦＩＬ１１３Ｂ₂は、フィルタ制御部１４５からの信号ＦＬＣで指定されるフィルタパラメータの値に従って、通過させる信号に付与される位相シフトの周波数特性が、図１２に示されるように、変化するようになっている。このため、信号ＦＬＣで指定されるフィルタパラメータの値を調整することで、所望の角周波数の値に対して、位相シフトの量を値Δθ₀とすることができるようになっている。

ＦＩＬ１１３Ｂ₁，ＦＩＬ１１３Ｂ₂を通過した信号成分は、信号ＰＳＢ₁，ＰＳＢ₂として、直交信号生成部１１０Ｂから位相算出部１２０Ａへ向けて出力される。

図１０に戻り、フィルタ制御部１４５は、生成部１３０からの信号ＦＲＱを受ける。そして、フィルタ制御部１４５は、信号ＦＲＱとして受けた角周波数ω_CEに基づいて、角周波数ω_CEの信号がＦＩＬ１１３Ｂ₁，ＦＩＬ１１３Ｂ₂により付与される位相シフト量が値Δθ₀となるフィルタパラメータの値を決定する。こうして決定されたフィルタパラメータの値は、信号ＦＬＣとして直交信号生成部１１０Ｂ（より詳しくは、ＦＩＬ１１３Ｂ₁，ＦＩＬ１１３Ｂ₂）へ向けて出力される。

なお、本第２実施形態では、位相算出部１２０Ａから出力された信号ＰＨＭが、基準信号生成部１５０により直接受信されるようになっている。

＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｂにおける信号処理動作について説明する。

信号源９１０からの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｂで受信されると、信号処理装置１００Ｂでは、信号ＳＩＡが直交信号生成部１１０Ｂに供給される（図１０参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｂでは、まず、直交化部１１２Ａが、信号ＳＩＡに含まれる角周波数ω_Cの成分が互いに直交する２つの信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を生成し、ＦＩＬ１１３Ｂ₁，１１３Ｂ₂へ送る（図１１参照）。

ＦＩＬ１１３Ｂ₁，１１３Ｂ₂は、現在時点における角周波数ω_CEの信号に付与される位相シフト量が値Δθ₀となるようなフィルタパラメータが指定されたフィルタ制御部１４５からの信号ＦＬＣに従ったフィルタリングを行う。この結果、ＦＩＬ１１３Ｂ₁，１１３Ｂ₂からは、信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂における角周波数が角周波数ω_C0の近傍の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＢ₁，ＰＳＢ₂として位相算出部１２０Ａへ送られる（図１１参照）。

かかる信号ＰＳＢ₁，ＰＳＢ₂は、次の（７）及び（８）式のように表される。
ＰＳＢ₁（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ₀］ …（７）
ＰＳＢ₂（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ₀］ …（８）

信号ＰＳＢ₁，ＰＳＢ₂を受けた位相算出部１２０Ａは、上述した第１実施形態の場合と同様に、例えば、信号ＰＳＡ₁及び信号ＰＳＡ₂についてａｒｃｔａｎ等の演算を行って、位相θ_C（ｔ）を算出する。

こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＭとして位相算出部１２０Ａから生成部１３０及び基準信号生成部１５０へ送られる。

信号ＰＨＭを受けた生成部１３０は、第１実施形態の場合と同様にして、各時点における生成角周波数ω_CEを求め、信号ＦＲＱとしてフィルタ制御部１４５へ送る。信号ＦＲＱを受けたフィルタ制御部１４５は、信号ＦＲＱとして受けた生成角周波数ω_CEに基づいて、生成角周波数ω_CEの信号がＦＩＬ１１３Ｂ₁，ＦＩＬ１１３Ｂ₂により付与される位相シフト量が値Δθ₀となるフィルタパラメータの値を決定し、信号ＦＬＣとして直交信号生成部１１０Ｂ（より詳しくは、ＦＩＬ１１３Ｂ₁，ＦＩＬ１１３Ｂ₂）へ向けて送る。

以上のＦＩＬ１１３Ｂ₁，ＦＩＬ１１３Ｂ₂、位相算出部１２０Ａ、生成部１３０及びフィルタ制御部１４５により形成される制御ループの作用により、位相算出部１２０Ａからは、上記の第１実施形態における位相補正部１４０から出力される信号ＰＨＭと同等に精度良くパイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を反映した値が出力されることになる。この意味で、本第２実施形態においては、位相算出部１２０Ａからの出力信号を信号ＰＨＭと記している。

信号ＰＨＭを受けた基準信号生成部１５０は、上記の第１実施形態の場合と同様にして、信号ＰＨＭに基づいて、パイロット信号ＰＳに同期し、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＡを生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＡは、出力端子１９２を介して外部へ出力される（図９参照）。

以上説明したように、本第２実施形態では、上述の第１実施形態の場合と同様に、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む帯域の信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相生成のための基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θ_Cを導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。

また、本第２実施形態では、直交信号生成部１１０Ｂにおいて、パイロット信号ＰＳを直交化して取り出す際に生じる位相シフトの周波数特性を、生成部１３０において生成された角周波数に基づいて、ＦＩＬ１１３Ｂ₁，１１３Ｂ₂による位相シフトの周波数特性を制御することにより、補正している。このため、パイロット信号ＰＳの角周波数に変動があった場合でも、パイロット信号ＰＳとの同期が精度良く図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態を、図１３〜図１８を主に参照しつつ説明する。

図１３には、本第３実施形態に係る信号処理装置１００Ｃの概略的な構成がブロック図にて示されている。なお、信号処理装置１００Ｃは、第１実施形態における信号処理装置１００Ａと同様に、信号源９１０から出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から基準信号ＢＳＡとして出力する装置である。

図１３に示されるように、信号処理装置１００Ｃは、上述した信号処理装置１００Ａと比べて、周波数生成装置１８０Ａに代えて周波数生成装置１８０Ｃを備える点のみが異なっている。そして、周波数生成装置１８０Ｃは、上述した周波数生成装置１８０Ａと比べて、直交信号生成部１１０Ａに代えて直交信号生成部１１０Ｃを備えるとともに、位相算出部１２０Ａに代えて位相算出部１２０Ｃを備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。

直交信号生成部１１０Ｃは、入力端子１９１を介して受信した信号ＳＩＡから、互いに直交する２つの信号ＰＳＣ₁，ＰＳＣ₂を生成する。かかる機能を有する直交信号生成部１１０Ｃは、図１４に示されるように、帯域制限手段としての帯域制限フィルタ１１１と、直交化手段としての直交化部１１２Ｃと、フィルタ手段としてのフィルタ（ＦＩＬ）１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂とを備えている。

帯域制限フィルタ１１１は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ等のデジタルフィルタとして構成されている。帯域制限フィルタ１１１は、信号ＳＩＡにおける角周波数ω_Cを含む所定の周波数帯域の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＩとして直交化部１１２Ｃへ向けて出力する。

本第３実施形態では、帯域制限フィルタ１１１は、直交化部１１２Ｃにおける周波数変換に際して行われる正弦波（∝ｓｉｎ（ω_SH・ｔ））の乗算の結果、周波数０で折り返された成分が、パイロット信号ＰＳの周波数シフトの結果（本第３実施形態では、角周波数（ω_SH−ω_C）の成分）と重ならない（又は、十分に抑圧されている）ように、通過させる信号の周波数帯域を制限する。また、帯域制限フィルタ１１１Ｂは、サンプルレートｆ_SMの１／２の周波数（ｆ_SM／２）で折り返された成分が、パイロット信号ＰＳの周波数シフトの結果と重ならない（又は、十分に抑圧されている）ように、通過させる信号の周波数帯域を制限する。かかる機能を有する帯域制限フィルタ１１１は、例えば、ＦＩＲ方式のローパスフィルタとして実現することができる。

なお、帯域制限フィルタ１１１を介することにより、フィルタ遅延により、位相シフトが発生する場合がある。本第３実施形態では、当該帯域制限フィルタ１１１におけるフィルタ遅延による位相シフトΔθ₁が発生するものとして、以下の説明を行う。

以上のように構成された帯域制限フィルタ１１１から出力された帯域制限信号ＬＳＩにおけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分ＰＳ’は、次の（９）式で表されるようになっている。
ＰＳ’（ｔ）∝ｓｉｎ［θ_C（ｔ）−Δθ₁（ω_C）］
＝ｓｉｎ［（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ₁（ω_C）］ …（９）

直交化部１１２Ｃは、帯域制限信号ＬＳＩに基づいて、互いに直交するとともに、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を反映した２つの信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂を生成する。かかる機能を有する直交化部１１２Ｃは、本第３実施形態では、図１５に示されるように、発振部２１０Ｃと、乗算部２２０₁，２２０₂とを備えている。

発振部２１０Ｃは、乗算部２２０₁へ供給すべき信号ＯＴＳ₁、及び、乗算部２２０₂へ供給すべき信号ＯＴＳ₂を発生する。本第３実施形態では、信号ＯＴＳ₁及び信号ＯＴＳ₂は、次の（１０）及び（１１）式で表されるようになっている。
ＯＴＳ₁（ｔ）＝Ｂ₀・ｃｏｓ（ω_SH・ｔ） …（１０）
ＯＴＳ₂（ｔ）＝Ｂ₀・ｓｉｎ（ω_SH・ｔ） …（１１）
ここで、Ｂ₀は定数である。

本第３実施形態では、角周波数ω_SHは、３ω_Cよりも大きな所定値に設定されている。かかる角周波数ω_SHの値は、パイロット信号ＰＳの周波数シフト結果へのノイズ成分の混入の防止という観点から、上述した帯域制限フィルタ１１１による帯域制限の仕様と併せた総合的な見地から定められる。

乗算部２２０₁は、帯域制限信号ＬＳＩをＡ端子で受け、発振部２１０Ｃからの信号ＯＴＳ₁をＢ端子で受ける。そして、Ａ端子における受信結果と、Ｂ端子における受信結果との乗算結果が、Ｃ端子から信号ＯＳＣ₁としてＦＩＬ１１３Ｃ₁へ向けて出力される。ここで、信号ＳＩＡにおけるパイロット信号ＰＳは、角周波数ω_Cを有し、信号ＯＴＳ₁は角周波数ω_SHの成分のみを有している。このため、信号ＯＳＣ₁におけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分は、角周波数（ω_SH−ω_C）及び角周波数（ω_SH＋ω_C）の２成分に周波数変換される。

乗算部２２０₂は、帯域制限信号ＬＳＩをＡ端子で受け、発振部２１０Ｃからの信号ＯＴＳ₂をＢ端子で受ける。そして、Ａ端子における受信結果と、Ｂ端子における受信結果との乗算結果が、Ｃ端子から信号ＯＳＣ₂としてＦＩＬ１１３Ｃ₂へ向けて出力される。ここで、信号ＳＩＡにおけるパイロット信号ＰＳは、角周波数ω_Cを有し、信号ＯＴＳ₂は角周波数ω_SHの成分のみを有している。このため、信号ＯＳＣ₂におけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分は、信号ＯＳＣ₁との場合と同様に、角周波数（ω_SH−ω_C）及び角周波数（ω_SH＋ω_C）の２成分に周波数変換される。

図１４に戻り、ＦＩＬ１１３Ｃ₁は、無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲ）等のデジタルフィルタとして構成されている。このＦＩＬ１１３Ｃ₁は、直交化部１１２Ｃからの信号ＯＳＣ₁を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｃ₁は、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分の一方、本第３実施形態では角周波数（ω_SH−ω_C）の成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＣ₁として位相算出部１２０Ｃへ向けて出力する。

なお、ＦＩＬ１１３Ｃ₁を介することにより、フィルタ遅延により、位相シフトが発生する場合がある。本第３実施形態では、当該ＦＩＬ１１３Ｃ₁におけるフィルタ遅延による位相シフトΔθ₂が発生するものとして、以下の説明を行う。

かかるＦＩＬ１１３Ｃ₁から出力される信号ＰＳＣ₁は、次の（１２）式のように表される。
ＰＳＣ₁（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ[θ_S（ｔ）]
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ[ω_SHｔ−θ_C（ｔ）＋Δθ₁（ω_C）−Δθ₂（ω_C）]
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ[ω_SHｔ−（ω_Cｔ＋φ₀）＋Δθ（ω_C）]…（１２）
ここで、Ａ（ｔ）は、パイロット信号ＰＳの振幅値を表す。また、Δθ（ω_C）＝Δθ₁（ω_C）−Δθ₂（ω_C）である。

ＦＩＬ１１３Ｃ₂は、ＦＩＬ１１３Ｃ₁と同様に構成されている。このＦＩＬ１１３Ｃ₂は、直交化部１１２Ｃからの信号ＯＳＣ₂を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｃ₂は、信号ＯＳＣ₂における角周波数（ω_SH−ω_C）の成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＣ₂を出力する。

かかるＦＩＬ１１３Ｃ₂から出力される信号ＰＳＣ₂は、次の（１３）式のように表される。
ＰＳＣ₂（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ[θ_S（ｔ）]
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ[ω_SHｔ−θ_C（ｔ）＋Δθ₁（ω_C）−Δθ₂（ω_C）]
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ[ω_SHｔ−（ω_Cｔ＋φ₀）＋Δθ（ω_C）]…（１３）

ここで、位相シフトΔθ（ω_C）は、角周波数依存性を有している。この位相シフトΔθ（ω_C）は、帯域制限フィルタ１１１及びＦＩＬ１１３Ｃ₁，ＦＩＬ１１３Ｃ₂の構成にて定まるものである。本第３実施形態では、位相シフトΔθ（ω_C）は、上述の第１実施形態と同様に、角周波数ω_C0の信号には位相シフトΔθ₀が発生するものとする。

図１３に戻り、位相算出部１２０Ｃは、直交信号生成部１１０Ｃからの信号ＰＳＣ₁及び信号ＰＳＣ₂に基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ｃは、例えば、信号ＰＳＣ₁及び信号ＰＳＣ₂についてａｒｃｔａｎ等の演算を行う等して、パイロット信号ＰＳを反映した、第１実施形態の場合と同様な位相θ_CE（ｔ）を算出する。

こうして算出された位相θ_CE（ｔ）は、信号ＰＨＡとして、位相算出部１２０Ｃから生成部１３０及び位相補正部１４０へ向けて出力される。

＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｃにおける信号処理動作について説明する。

信号源９１０からの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｃで受信されると、信号処理装置１００Ｃでは、信号ＳＩＡが、直交信号生成部１１０Ｃに供給される（図１３参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｃでは、まず、帯域制限フィルタ１１１が、信号ＳＩＡにおける角周波数ω_Cを含む所定の周波数帯域の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＩとして直交化部１１２Ｃへ送る（図１４参照）。この結果、図１６において二点鎖線で示されるように、信号ＳＩＡが角周波数ω_Cよりも大きな周波数領域に広く信号成分を有する場合であっても、例えば、図１７に示されるように、信号成分の周波数帯域が制限される。

帯域制限信号ＬＳＩを受けた直交化部１１２Ｃは、帯域制限信号ＬＳＩに基づいて、互いに直交する２つの信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂を生成し、ＦＩＬ１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂へ送る（図１４参照）。ここで、信号ＯＳＣ_j（ｊ＝１，２）のそれぞれは、図１８に示されるように、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分として、角周波数（ω_SH−ω_C）の信号成分ＰＳＭ_j及び角周波数（ω_SH＋ω_C）の信号成分ＰＳＰ_jの２つの信号成分を含んでいる。

なお、本実施形態では、直交化部１１２Ｃが帯域制限信号ＬＳＩの周波数変換を行うことにしている。このため、上述した図１６において二点鎖線で示されるように、角周波数ω_Cよりも高い周波数領域に広く信号成分を有する信号ＳＩＡの周波数変換を行った場合に生じ得る信号成分ＰＳＭ_j及び信号成分ＰＳＰ_jへのノイズの混入（図１８における一点鎖線を参照）を防止することができるようになっている。

引き続き、信号ＯＳＣ₁を受けたＦＩＬ１１３Ｃ₁が、信号ＯＳＣ₁における角周波数（ω_SH−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、サンプリング角周波数ω_SM1の信号ＰＳＣ₁として位相算出部１２０Ｃへ向けて出力する。また、信号ＯＳＣ₂を受けたＦＩＬ１１３Ｃ₂が、信号ＯＳＣ₂における角周波数（ω_SH−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、サンプリング角周波数ω_SM1の信号ＰＳＣ₂として位相算出部１２０Ｃへ向けて出力する（図１４参照）。

ここで、信号ＰＳＣ₁は、上述した（１２）式で表される波形となる。一方、信号ＰＳＣ₂は、上述した（１３）式で表される波形となる。

信号ＰＳＣ₁,ＰＳＣ₂を受けた位相算出部１２０Ｃは、上述したように動作して、パイロット信号ＰＳを反映した位相θ_CEを算出する。こうして算出された位相θ_CEは、信号ＰＨＡとして生成部１３０及び位相補正部１４０へ送られる（図１３参照）。

以後、第１実施形態の信号処理装置１００Ａの場合と同様に、信号ＰＨＡを受けた生成部１３０が生成角周波数ω_CEを生成し、信号ＦＲＱとして位相補正部１４０へ送る（図１３参照）。かかる信号ＦＲＱ及び位相算出部１２０Ｃからの信号ＰＨＡを受けた位相補正部１４０は、信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＭとして、位相補正部１４０から基準信号生成部１５０へ送られる（図１３参照）。

信号ＰＨＭを受けた基準信号生成部１５０は、第１実施形態の信号処理装置１００Ａの場合と同様に、信号ＰＨＭに基づいて、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＡを生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＡは、出力端子１９２を介して外部へ出力される（図１３参照）。

以上説明したように、本第３実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相生成のための基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。

また、本第３実施形態では、直交信号生成部１１０Ｃにおいて、パイロット信号ＰＳを直交化して取り出す際に生じる位相シフトの周波数特性を、生成部１３０において生成された角周波数に基づいて補正している。このため、パイロット信号ＰＳの角周波数に変動があった場合でも、パイロット信号ＰＳとの同期が精度良く図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。

また、本第３実施形態では、直交化部１１２Ｃにおいて周波数変換を行いつつ直交化を行うので、ヒルベルト変換等を用いて直交化する場合と比べて演算量を削減することができる。

また、本第３実施形態では、帯域制限フィルタ１１１により信号ＳＩＡを帯域制限した帯域制限信号ＬＳＩを、周波数変換を行いつつ直交化するので、パイロット信号ＰＳの周波数変換結果へのノイズの混入を低減させることができる。

なお、本第３実施形態では、位相算出部１２０Ｃで算出した位相θ_CE（ｔ）の補正を位相補正部１４０において行うようにしたが、位相算出部１２０Ｃにおいて位相補正を行った位相を算出するようにし、位相補正部１４０を省略するようにしてもよい。

［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態を、図１９〜図２１を主に参照しつつ説明する。

＜構成＞
図１９には、本第４実施形態に係る信号処理装置１００Ｄの概略的な構成がブロック図にて示されている。この信号処理装置１００Ｄは、第３実施形態における信号処理装置１００Ｃと同様に、信号源９１０から出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、出力端子１９２から基準信号ＢＳＡとして出力する装置である。

図１９に示されるように、信号処理装置１００Ｄは、上述した信号処理装置１００Ｃと比べて、周波数生成装置１８０Ｃに代えて周波数生成装置１８０Ｄを備えるとともに、位相補正部１４０に代えて周波数変換制御部１４６を備える点のみが異なっている。そして、周波数生成装置１８０Ｄは、上述した周波数生成装置１８０Ｃと比べて、直交信号生成部１１０Ｃに代えて直交信号生成部１１０Ｄを備えるとともに、位相算出部１２０Ｃに代えて位相算出部１２０Ｄを備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。

直交信号生成部１１０Ｄは、図２０に示されるように、直交信号生成部１１０Ｃと比べて、直交化部１１２Ｃに代えて直交化部１１２Ｄを備える点が異なっている。この直交化部１１２Ｄは、図２１に示されるように、上記の直交化部１１２Ｃと比べて、発振部２１０Ｃに代えて発振部２１０Ｄを備える点のみが異なっている。

発振部２１０Ｄは、周波数変換制御部１４６からの信号ＦＴＣで指定された角周波数ω_SHMの正弦波を生成することにより、乗算部２２０₁へ供給すべき信号ＯＴＶ₁、及び、乗算部２２０₂へ供給すべき信号ＯＴＶ₂を発生する。本第４実施形態では、信号ＯＴＶ₁及び信号ＯＴＶ₂は、次の（１４）及び（１５）式で表されるようになっている。
ＯＴＶ₁（ｔ）＝Ｂ₀・ｃｏｓ（ω_SHM・ｔ） …（１４）
ＯＴＶ₂（ｔ）＝Ｂ₀・ｓｉｎ（ω_SHM・ｔ） …（１５）
ここで、Ｂ₀は定数である。

なお、角周波数ω_SHMは、角周波数（ω_SHM−ω_C）の信号に対して帯域制限フィルタ１１１とＦＩＬ１１３Ｃ₁との組、又は、帯域制限フィルタ１１１とＦＩＬ１１３Ｃ₂との組によって付与される位相シフトΔθが所定値Δθ₀となるように、周波数変換制御部１４６により定められるようになっている。

この結果、直交信号生成部１１０Ｄから出力される信号ＰＳＤ₁，ＰＳＤ₂は、次の（１６）及び（１７）式で表される。
ＰＳＤ₁（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［ω_SHMｔ−（ω_Cｔ＋φ₀）＋Δθ₀］ …（１６）
ＰＳＤ₂（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［ω_SHMｔ−（ω_Cｔ＋φ₀）＋Δθ₀］ …（１７）

図１９に戻り、位相算出部１２０Ｄは、直交信号生成部１１０Ｄからの信号ＰＳＤ₁及び信号ＰＳＤ₂、並びに周波数変換制御部１４６からの信号ＦＴＣで指定された角周波数ω_SHMに基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ｄは、例えば、信号ＰＳＤ₁及び信号ＰＳＤ₂についてａｒｃｔａｎ等の演算を行って、位相θ_C（ｔ）を算出する。

こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＭとして、位相算出部１２０Ｄから生成部１３０及び基準信号生成部１５０へ向けて出力される。

周波数変換制御部１４６は、生成部１３０からの信号ＦＲＱを受ける。そして、周波数変換制御部１４６は、信号ＦＲＱとして受けた生成角周波数ω_CEに基づいて、帯域制限フィルタ１１１とＦＩＬ１１３Ｃ₁との組、又は、帯域制限フィルタ１１１とＦＩＬ１１３Ｃ₂との組によって付与される位相シフトΔθが、所定値Δθ₀となる角周波数（ω_SHM−ω_CE）とするための角周波数ω_SHMを求める。こうして求められた角周波数ω_SHMは、信号ＦＴＣとして、直交信号生成部１１０Ｄ（より詳しくは、発振部２１０Ｄ）及び位相算出部１２０Ｄへ向けて出力される。

なお、本第４実施形態では、位相算出部１２０Ｄから出力された信号ＰＨＭが、基準信号生成部１５０により直接受信されるようになっている。

＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｄにおける信号処理動作について説明する。

信号源９１０からの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｄで受信されると、信号処理装置１００Ｄでは、信号ＳＩＡが直交信号生成部１１０Ｄに供給される（図１９参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｄでは、帯域制限フィルタ１１１が、信号ＳＩＡにおける角周波数ω_Cを含む所定の周波数帯域の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＩとして直交化部１１２Ｄへ送る（図２０参照）。

帯域制限信号ＬＳＩを受けた直交化部１１２Ｄは、上述したように、帯域制限信号ＬＳＩ及び周波数変換制御部１４６からの信号ＦＴＣに基づいて、互いに直交する２つの信号ＯＳＤ₁，ＯＳＤ₂を生成し、ＦＩＬ１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂へ送る（図２１参照）。引き続き、信号ＯＳＤ₁を受けたＦＩＬ１１３Ｃ₁が、信号ＯＳＤ₁における角周波数（ω_SHM−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＤ₁として位相算出部１２０Ｄへ向けて出力する。また、信号ＯＳＤ₂を受けたＦＩＬ１１３Ｃ₂が、信号ＯＳＤ₂における角周波数（ω_SHM−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＤ₂として位相算出部１２０Ｄへ向けて出力する（図２０参照）。

信号ＰＳＤ₁,ＰＳＤ₂を受けた位相算出部１２０Ｄは、上述したように動作して、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＭとして生成部１３０及び基準信号生成部１５０へ送られる（図１９参照）。

信号ＰＨＭを受けた生成部１３０は、第１実施形態の場合と同様にして、各時点における生成角周波数ω_CEを生成し、信号ＦＲＱとして周波数変換制御部１４６へ送る。信号ＦＲＱを受けた周波数変換制御部１４６は、信号ＦＲＱとして受けた生成角周波数ω_CEに基づいて、角周波数（ω_SHM−ω_CE）の信号に対して帯域制限フィルタ１１１とＦＩＬ１１３Ｃ₁との組、又は、帯域制限フィルタ１１１とＦＩＬ１１３Ｃ₂との組によって付与される位相シフトΔθが所定値Δθ₀となる角周波数ω_SHMを求める。こうして求められた角周波数ω_SHMは、信号ＦＴＣとして、直交信号生成部１１０Ｄ（より詳しくは、発振部２１０Ｄ）及び位相算出部１２０Ｄへ送られる（図１９参照）。

以上の直交信号生成部１１０Ｄ、位相算出部１２０Ｄ、生成部１３０及び周波数変換制御部１４６により形成される制御ループの作用により、位相算出部１２０Ｄからは、上記の第３実施形態における位相補正部１４０から出力される信号ＰＨＭと同等に精度良くパイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を反映した値が出力されることになる。この意味で、本第４実施形態においては、位相算出部１２０Ｄからの出力信号を信号ＰＨＭと記している。

信号ＰＨＭを受けた基準信号生成部１５０は、上記の第３実施形態の場合と同様にして、信号ＰＨＭに基づいて、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＡを生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＡは、出力端子１９２を介して外部へ出力される（図１９参照）。

以上説明したように、本第４実施形態では、上述の第３実施形態の場合と同様に、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相生成のための基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θ_Cを導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。

また、本第４実施形態では、直交信号生成部１１０Ｄにおいて、パイロット信号ＰＳを直交化して取り出す際に生じる位相シフトが所定値となるように、直交化部１１２Ｄにおける周波数変換を制御する。したがって、パイロット信号ＰＳの角周波数に変動があった場合でも、パイロット信号ＰＳとの同期が精度良く図られた基準信号ＢＳＡを生成することができる。

また、本第４実施形態では、第３実施形態の場合と同様に、直交化部１１２Ｄにおいて周波数変換を行いつつ直交化を行うので、ヒルベルト変換等を用いて直交化する場合と比べて演算量を削減することができる。

また、本第４実施形態では、第３実施形態の場合と同様に、帯域制限フィルタ１１１により信号ＳＩＡを帯域制限した帯域制限信号ＬＳＩを、周波数変換を行いつつ直交化するので、パイロット信号ＰＳの周波数変換結果へのノイズの混入を低減させることができる。

［第５実施形態］
次に、本発明の第５実施形態を、図２２〜図２５を主に参照しつつ説明する。

＜構成＞
図２２には、本第５実施形態に係る信号処理装置１００Ｅの概略的な構成がブロック図にて示されている。この信号処理装置１００Ｅは、信号源９１０から出力された信号ＳＩＡを、入力端子１９１を介して受信して処理し、信号ＳＩＡに含まれるパイロット信号ＰＳの角周波数及び振幅を再現した信号ＭＰＳを出力端子１９２から出力する装置である。

図２２に示されるように、信号処理装置１００Ｅは、上述した信号処理装置１００Ａと比べて、位相補正部１４０及び基準信号生成部１５０に代えて利得補正部１６０を備える点のみが異なっている。以下、この相違点に主に着目して説明する。

なお、直交信号生成部１１０ＡにおけるＦＩＬ１１３Ａ₁（図３参照）は、利得の角周波数依存性を有している。本第５実施形態においては、ＦＩＬ１１３Ａ₁の利得の角周波数依存性は、図２３に示される通りであるものとする。

図２２に戻り、利得補正部１６０は、直交信号生成部１１０Ａから出力された信号ＰＳＡ₁を、生成部１３０からの信号ＦＲＱによって報告された生成角周波数ω_CMに基づいて定められる増幅率によって増幅する。かかる機能を有する利得補正部１６０は、図２４に示されるように、振幅補正計算手段としての増幅部１６１と、利得制御部１６２とを備えている。

増幅部１６１は、Ａ端子で受けた信号を、Ｂ端子で受けた信号により指定された増幅率で増幅し、増幅結果をＣ端子から出力する。ここで、増幅部１６１は、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＰＳＡ₁をＡ端子で受けるとともに、利得制御部１６２からの信号ＧＣＴをＢ端子で受ける。そして、Ｃ端子から利得補正信号ＭＰＳを出力するようになっている。

利得制御部１６２は、記憶手段としての利得補正テーブル１６３を備えて構成されている。この利得補正テーブル１６３には、図２５に示されるような角周波数ωに対応して定められた増幅率Ａ（ω）が、予め登録されている。ここで、増幅率Ａ（ω）としては、上述した図２３に示されるＦＩＬ１１３Ａ₁の利得の角周波数依存性を相殺する値が登録されている。

利得制御部１６２は、生成部１３０からの信号ＦＲＱを受ける。そして、利得制御部１６２は、信号ＦＲＱとして受けた生成角周波数ω_CEに基づいて、利得補正テーブル１６３を参照し、増幅率Ａ（ω_CE）を読み出す。こうして読み出された増幅率Ａ（ω_CE）が、信号ＧＣＴとして増幅部１６１へ向けて出力される。

この結果、増幅部１６１からは、信号ＳＩＡに含まれるパイロット信号ＰＳの振幅に正確に比例した振幅の信号が出力される。こうして増幅部１６１により増幅された信号が、信号ＭＰＳとして、出力端子１９２を介して外部へ出力される。

＜動作＞
次に、上記のように構成された信号処理装置１００Ｅにおける信号処理動作について説明する。

信号源９１０からの信号ＳＩＡが、入力端子１９１を介して信号処理装置１００Ｅで受信されると、信号処理装置１００Ｅでは、信号ＳＩＡが直交信号生成部１１０Ａに供給される（図２２参照）。信号ＳＩＡの供給を受けた直交信号生成部１１０Ａでは、第１実施形態の場合と同様にして、パイロット信号ＰＳに対応する信号ＰＳＡ₁，ＰＳＡ₂が生成される。そして、信号ＰＳＡ₁が、位相算出部１２０Ａ及び利得補正部１６０へ送られるとともに、信号ＰＳＡ₂が、位相算出部１２０Ａへ送られる（図２２参照）。

信号ＰＳＡ₁，ＰＳＡ₂を受けた位相算出部１２０Ａは、例えば、信号ＰＳＡ₁及び信号ＰＳＡ₂についてａｒｃｔａｎ等の演算を行って、位相θ_C（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＡとして位相算出部１２０Ａから生成部１３０へ送られる（図２２参照）。

信号ＰＨＡを受けた生成部１３０は、第１実施形態の場合と同様に動作して、生成角周波数ω_CEを生成する。こうして生成された生成角周波数ω_CEは、信号ＦＲＱとして利得補正部１６０へ送られる（図２２参照）。

信号ＦＲＱを受けた利得補正部１６０では、利得制御部１６２が、信号ＦＲＱとして受けた生成角周波数ω_CEに基づいて、利得補正テーブル１６３を参照し、増幅率Ａ（ω_CE）を読み出し、信号ＧＣＴとして増幅部１６１へ送る（図２４参照）。信号ＧＣＴを受けた増幅部１６１は、信号ＧＣＴとして受けた増幅率Ａ（ω_CE）で、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＰＳＡ₁を増幅する。この増幅結果が、信号ＭＰＳとして、出力端子１９２を介して外部へ出力される（図２４参照）。

以上説明したように、本第５実施形態では、上述の第１実施形態の場合と同様に、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む信号ＳＩＡから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相生成のための基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られた信号ＭＰＳを生成することができる。

また、本第５実施形態では、直交信号生成部１１０Ａにおいて、パイロット信号ＰＳを直交化して取り出す際に生じる利得の周波数特性を、生成部１３０において生成された角周波数に基づいて補正している。このため、パイロット信号ＰＳの角周波数に変動があった場合でも、パイロット信号ＰＳの振幅に正確に比例する振幅の信号ＭＰＳを生成することができる。

［実施形態の変形］
本発明は、上記の第１〜第５実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。

例えば、上記の第１〜第４実施形態では、基準信号として、パイロット信号ＰＳの角周波数ω_Cの２倍の角周波数２ω_Cを有する信号を生成するようにした。これに対し、信号源から信号における加工対象信号成分の態様に応じて、角周波数ω_Cの任意倍の角周波数を有する信号を、基準信号として生成するようにすることもできる。さらに、第３実施形態の場合には、角周波数ω_Cとシフト角周波数との任意の線形結合によって得られる角周波数を有する信号を基準信号として生成するようにすることもできる。

また、上記の第１〜第４実施形態では、１種類の基準信号を生成することにしたが、複数種類の基準信号を生成するようにすることもできる。

また、上記の第３及び第４の実施形態では、周波数変換後のパイロット信号ＰＳに対応する信号のうち、低周波側の信号を抽出して利用するようにしたが、高周波側の信号を抽出して利用するようにしてもよい。

また、上記の第５実施形態では、パイロット信号ＰＳの同相の信号ＰＳＡ₁の利得を補正するようにしたが、信号ＰＳＡ₁に直交する信号ＰＳＡ₂の利得を補正するようにしてもよい。

また、第１実施形態に対する第２実施形態への変形を、第３又は第４実施形態に適用することもできるし、第１実施形態に対する第３又は第４実施形態への変形を、第２実施形態に適用することもできる。

また、第１実施形態に対する第５実施形態への変形を、第２〜４実施形態に適用することもできるし、第１実施形態に対する第２〜４実施形態への変形を、第５実施形態に適用することもできる。

第１実施形態と第５実施形態とを組み合わせることもできる。

なお、第１〜第５実施形態の信号処理装置を、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）におけるプログラムの実行によって実現することができる。これらのプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配送の形態で取得されるようにしてもよい。

本発明の第１実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。 第１実施形態において想定する信号源からの信号の周波数分布を説明するための図である。 図１における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。 図３における直交化部の構成を示すブロック図である。 図３のフィルタ（ＦＩＬ）の位相シフトの周波数依存性の例を説明するための図である。 図１における生成部の構成を説明するためのブロック図である。 図１における位相補正部の構成を説明するためのブロック図である。 図７における位相補正テーブルの登録内容を説明するための図である。 図１の装置における基準信号生成部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。 図１０における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。 図１１のフィルタ（ＦＩＬ）の位相シフトの周波数依存性の可変性を説明するための図である。 本発明の第３実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。 図１３における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。 図１４における直交化部の構成を示すブロック図である。 第３実施形態において想定する信号源からの信号の周波数分布を説明するための図である。 帯域制限フィルタから出力される帯域制限信号の周波数分布を説明するための図である。 図１５の直交化部による周波数変換結果を示すための図である。 本発明の第４実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。 図１９における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。 図２０における直交化部の構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態に係る信号処理装置の概略的な構成を示すブロック図である。 図２２の装置におけるフィルタ（ＦＩＬ）の利得の周波数依存性の例を説明するための図である。 図２２における利得補正部の構成を説明するためのブロック図である。 図２４における利得補正テーブルの登録内容を説明するための図である。

符号の説明

１００Ａ〜１００Ｅ … 信号処理装置
１１１ … 帯域制限フィルタ（帯域制限手段）
１１２Ａ〜１１２Ｄ … 直交化部（直交化手段）
１１３Ａ₁，１１３Ａ₂ … フィルタ（フィルタ手段）
１１３Ｂ₁，１１３Ｂ₂ … フィルタ（フィルタ手段）
１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂ … フィルタ（フィルタ手段）
１２０Ａ，１２０Ｃ … 位相算出部（位相算出手段）
１３０ … 生成部（生成手段）
１３１ … 周波数算出部（第１段階算出手段）
１３２ … ローパスフィルタ（第２段階算出手段）
１４０ … 位相補正部（補正手段）
１４１ … 加算部（位相補正計算手段）
１４３ … 位相補正テーブル（記憶手段）
１４５ … フィルタ制御部（補正手段）
１４６ … 周波数変換制御部（補正手段）
１６０ … 利得補正部（補正手段）
１６１ … 増幅部（振幅補正計算手段）
１６３ … 利得補正テーブル（記憶手段）
１８０Ａ〜１８０Ｄ … 周波数生成装置

Claims (20)

1. 入力信号に含まれる所定信号に対応する周波数を生成する周波数生成装置であって、
   少なくとも前記所定信号について直交化を行う処理を行い、前記所定信号に対応する成分が互いに直交する第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化手段と；
   前記第１直交化信号に含まれ、前記所定信号の位相を反映した位相を有する第１信号、及び、前記第２直交化信号に含まれ、前記第１信号と直交する第２信号を選択的に通過させるフィルタ手段と；
   前記第１信号及び前記第２信号に基づいて、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する位相算出手段と；
   前記位相算出手段による算出結果に基づいて、前記所定信号に対応する周波数を生成する生成手段と；を備え、
   前記直交化手段は、前記直交化に加えて、周波数シフト設定に従った周波数シフトを行う、
   ことを特徴とする周波数生成装置。
2. 前記生成手段は、
   前記位相算出手段による算出結果に基づいて、前記所定信号に関する第１段階周波数を算出する第１段階算出手段と；
   前記第１段階算出手段による算出結果に含まれる不要な変動成分を除去して前記所定信号に関する第２段階周波数を算出する第２段階算出手段と；
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の周波数生成装置。
3. 前記入力信号の周波数帯域を制限した帯域制限信号を生成し、前記直交化手段に供給する帯域制限手段を更に備える、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の周波数生成装置。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載の周波数生成装置と；
   前記周波数生成装置により生成された周波数に基づいて、前記位相算出手段から出力される位相情報信号、又は、前記第１信号及び前記第２信号の少なくとも一方を補正対象信号として補正する補正手段と；
   を備えることを特徴とする信号処理装置。
5. 前記補正対象信号は、前記位相算出手段から出力される位相情報信号であり、
   前記補正手段は、前記位相情報信号における前記フィルタ手段の周波数特性に由来する前記所定信号の位相と前記位相算出手段による算出結果との位相ずれの補正を制御する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の信号処理装置。
6. 前記補正手段は、
   前記所定信号の周波数値と、補正すべき位相量との関係が登録された記憶手段と；
   前記生成手段による生成結果及び前記記憶手段における登録内容に基づいて、前記生成手段による生成結果に対応した位相補正量を決定する位相補正計算手段と；
   を備えることを特徴とする請求項５に記載の信号処理装置。
7. 前記フィルタ手段は、位相特性設定に従って位相変化に関する周波数特性が変化し、
   前記位相算出手段は、前記所定信号の周波数が標準周波数であり、前記周波数シフト設定が標準周波数シフト設定であり、かつ、前記フィルタ手段の位相特性設定が標準位相設定である標準状態の場合における前記フィルタ手段に由来する標準位相変化量を考慮して位相算出を行い、
   前記補正手段は、前記生成手段による生成結果の周波数に対応する前記フィルタ手段に由来する位相変化量が前記標準位相変化量となる位相特性設定を前記フィルタ手段に対して行う、
   ことを特徴とする請求項５に記載の信号処理装置。
8. 前記位相算出手段は、前記所定信号の周波数が標準周波数であり、かつ、前記周波数シフト設定が標準周波数シフト設定である標準状態の場合における前記フィルタ手段に由来する標準位相変化量を考慮して位相算出を行い、
   前記補正手段は、前記標準状態における前記直交化手段による前記所定信号の周波数変換結果の周波数と、前記生成手段により生成された周波数の信号の前記直交化手段による周波数シフト後の周波数とを一致させる周波数シフト設定を前記直交化手段に対して行う、
   ことを特徴とする請求項５に記載の信号処理装置。
9. 前記補正対象信号は、前記第１信号及び前記第２信号の少なくとも一方であり、
   前記補正手段は、前記補正対象信号における前記直交化手段の周波数特性に由来する前記補正対象信号の位相及び振幅の少なくとも一方の補正を制御する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の信号処理装置。
10. 前記補正手段は、
    前記所定信号の周波数値と、補正すべき振幅量との関係が登録された記憶手段と；
    前記生成手段による生成結果及び前記記憶手段における登録内容に基づいて、前記生成手段による生成結果に対応した振幅補正量を決定する振幅補正計算手段と；
    を備えることを特徴とする請求項９に記載の信号処理装置。
11. 前記フィルタ手段は、利得特性設定に従って利得の周波数特性が変化し、
    前記補正手段は、前記所定信号の周波数が標準周波数であり、前記周波数シフト設定が標準周波数シフト設定であり、かつ、前記フィルタ手段の利得特性設定が標準利得設定である標準利得状態の場合における前記フィルタ手段の利得である標準利得と、前記生成手段による生成結果の周波数の信号に対する前記フィルタ手段における利得とを一致させる利得特性設定を前記フィルタ手段に対して行う、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の信号処理装置。
12. 前記直交化手段は、利得設定に従って利得特性が変化し、
    前記補正手段は、前記所定信号の周波数の周波数シフト結果の変化に伴う前記フィルタ手段の利得特性の変化を相殺させる利得設定を前記直交化手段に対して行う、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の信号処理装置。
13. 前記フィルタ手段は、位相特性設定に従って位相変化に対する周波数特性が変化し、
    前記補正手段は、前記所定信号の周波数が標準周波数であり、前記周波数シフト設定が標準周波数シフト設定であり、かつ、前記フィルタ手段の位相特性設定が標準位相設定である標準位相状態の場合の前記フィルタ手段における位相変化である標準位相変化と、前記生成手段による生成結果の周波数の信号に対する前記フィルタ手段における位相変化とを一致させる位相特性設定を前記フィルタ手段に対して行う、
    ことを特徴とする請求項１０〜１２のいずれか一項に記載の信号処理装置。
14. 前記直交化手段は、位相設定に従って位相特性が変化し、
    前記補正手段は、前記所定信号の周波数の周波数シフト結果の変化に伴う前記フィルタ手段の位相特性の変化を相殺させる位相設定を前記直交化手段に対して行う、
    ことを特徴とする請求項１０〜１２に記載の信号処理装置。
15. 入力信号に含まれる所定信号に対応する周波数を生成する周波数生成方法であって、
    少なくとも前記所定信号について直交化を行う処理を行い、前記所定信号に対応する成分が互いに直交する第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化工程と；
    前記第１直交化信号に含まれ、前記所定信号の位相を反映した位相を有する第１信号、及び、前記第２直交化信号に含まれ、前記第１信号と直交する第２信号を選択的に通過させるフィルタリング工程と；
    前記第１信号及び前記第２信号に基づいて、前記所定信号を反映した信号の位相を算出する位相算出工程と；
    前記位相算出工程における算出結果に基づいて、前記所定信号に対応する周波数を生成する生成工程と；を備え、
    前記直交化工程においては、前記直交化に加えて、周波数シフト設定に従った周波数シフトが行われる、
    ことを特徴とする周波数生成方法。
16. 請求項１５に記載の周波数生成方法により、所定信号に対応する周波数を生成する周波数生成工程と；
    前記周波数生成工程において生成された周波数に基づいて、前記位相算出工程において生成される位相情報信号、又は、前記第１信号及び前記第２信号の少なくとも一方を補正対象信号として補正する補正工程と；
    を備えることを特徴とする信号処理方法。
17. 請求項１５に記載の周波数生成方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする周波数生成プログラム。
18. 請求項１６に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする信号処理プログラム。
19. 請求項１７に記載の周波数生成プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体。
20. 請求項１８に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体。

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