JP4929212B2 - Ｆｍ受信装置、その方法、そのプログラム及び記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、ＦＭ受信装置、ＦＭ受信処理方法、ＦＭ受信処理プログラム、及び、そのＦＭ受信処理プログラムが記録された記録媒体に関する。

従来から、主チャンネル信号及び副チャンネル信号に加えて、復調処理等のための基準となるパイロット信号を含む複合信号をＦＭ（Frequency Modulation）変調したＦＭ放送波等を受信して処理するＦＭ受信装置等が広く普及している。こうした装置においては、検波信号における当該パイロット信号に同期し、検波信号における副チャンネル信号を検波信号における主チャンネル信号と同様の周波数帯域であるベースバンド信号に変換するために利用される基準信号を生成するために、位相同期ループ（ＰＬＬ）の手法が一般的に採用されている（特許文献１参照；以下、「従来例１」という）。

かかる従来例１の技術とは別に、ＰＬＬの手法を採用せずに、当該基準信号を生成するＦＭ受信装置の技術も提案されている（特許文献２参照；以下、「従来例２」という）。この従来例２の技術では、内部的に発生したベースとなる信号と、当該検波信号におけるパイロット信号との位相差を求める。そして、求められた位相差を当該ベースとなる信号に付与するようになっている。

特開２０００−１３３３９号公報 特表２００６−５２８４５１号公報

上述した従来例１の技術ではＰＬＬの手法を採用するが、ＰＬＬは、一般に設計が難しい。また、ＰＬＬの手法を用いた場合には、例えばＦＭ放送波の移動受信等の場合のように受信環境が変化する状況においては、当該パイロット信号に対して追従性良く同期させることは困難である。

また、上述した従来例２の技術では、当該所定信号の位相に合わせるための基準となる信号が必要である。しかしながら、マルチパスの発生などにより、当該所定信号の周波数や位相が変動する場合には、精度良く当該所定信号と同期をとるための基準信号を生成することは、必ずしも容易ではない。

このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号との同期が図られた基準信号を生成し、受信したＦＭ放送波から良質な音声再生をすることができる技術が待望されている。かかる要請に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。

本発明は、上記を鑑みてなされたものであり、簡易な構成で良質な音声再生をすることができるＦＭ受信装置及びＦＭ受信処理方号を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、ＦＭ放送波をＦＭ検波したコンポジット信号に対して、前記コンポジット信号におけるパイロット信号の位相を反映し、互いの直交化が図られた第１信号及び第２信号を生成する直交信号生成手段と；前記第１信号及び前記第２信号に基づいて、前記パイロット信号を反映した位相を算出する位相算出手段と；前記位相算出手段による算出結果に基づいて、前記パイロット信号と所定関係にある基準信号を生成する基準信号生成手段と；前記コンポジット信号における前記パイロット信号の周波数よりも高い周波数帯域の信号である副チャンネル信号に対応する信号を、前記基準信号を利用して、前記パイロット信号の周波数よりも低い周波数帯域の信号であるベースバンド副チャンネル信号に変換するベースバンド変換手段と；を備え、前記直交信号生成手段は、前記コンポジット信号の直交化を行い、互いに直交する第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化手段と；前記第１直交化信号に含まれる前記第１信号、及び、前記第２直交化信号に含まれる前記第２信号を選択的に通過させるフィルタ手段と；を備え、前記直交信号生成手段は、前記直交化に加えて、周波数シフトを行う、ことを特徴とするＦＭ受信装置である。

請求項７に記載の発明は、ＦＭ放送波をＦＭ検波したコンポジット信号に対して、前記コンポジット信号におけるパイロット信号の位相を反映し、互いの直交化が図られた第１信号及び第２信号を生成する直交信号生成工程と；前記第１信号及び前記第２信号に基づいて、前記パイロット信号を反映した位相を算出する位相算出工程と；前記位相算出工程における算出結果に基づいて、前記パイロット信号と所定関係にある基準信号を生成する基準信号生成工程と；前記コンポジット信号における前記パイロット信号の周波数よりも高い周波数帯域の信号である副チャンネル信号に対応する信号を、前記基準信号を利用して、前記パイロット信号の周波数よりも低い周波数帯域の信号であるベースバンド副チャンネル信号に変換するベースバンド変換工程と；を備え、前記直交信号生成工程は、前記コンポジット信号の直交化を行い、互いに直交する第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化工程と；前記第１直交化信号に含まれる前記第１信号、及び、前記第２直交化信号に含まれる前記第２信号を選択的に通過させるフィルタリング工程と；を備え、前記直交信号生成工程では、前記直交化に加えて、周波数シフトを行う、ことを特徴とするＦＭ受信処理方法である。

請求項８に記載の発明は、請求項７に記載のＦＭ受信処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とするＦＭ受信処理プログラムである。

請求項９に記載の発明は、請求項８に記載のＦＭ受信処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。

以下、本発明の実施形態を、添付図面を参照して説明する。なお、以下の説明においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

［第１実施形態］
まず、本発明の第１実施形態を、図１〜図１０を参照しつつ説明する。

＜構成＞
図１には、第１実施形態に係るＦＭ受信装置５００Ａの概略的な構成がブロック図にて示されている。この図１に示されるように、ＦＭ受信装置５００Ａは、アンテナ５１０と、制御部５２０Ａと、フロントエンド部５３０とを備えている。また、ＦＭ受信装置５００Ａは、検波部５４０と、ステレオ復調部５５０Ａと、オーディオ処理部５６０とを備えている。さらに、ＦＭ受信装置５００Ａは、操作入力部５７０と、スピーカ５８０Ｌ，５８０Ｒとを備えている。

アンテナ５１０は放送波を受信する。アンテナ５１０による受信結果は、受信信号ＲＦＳとして、フロントエンド部５３０へ向けて出力される。

制御部５２０Ａは、ＦＭ受信装置５００Ａの全体の動作を制御する。この制御部５２０Ａについては、後述する。

フロントエンド部５３０は、制御部５２０Ａからの選局指令ＣＳＬに従って、受信希望局を選局し、選局処理結果を、所定の中間周波数の中間周波信号ＩＦＤとして検波部５４０へ向けて出力する。このフロントエンド部５３０は、不図示の同調回路と、局部発振回路（ＯＳＣ）とを備えている。

同調回路は、局部発振回路からの局部発振信号により、受信希望局の信号を選択する。同調回路による抽出結果は、所定の中間周波数を有する中間周波信号ＩＦＤとして検波部５４０へ向けて送られる。

局部発振回路は、電圧制御等により発振周波数の制御が可能な発振器等を備えて構成される。この局部発振回路は、制御部５２０Ａから供給された選局指令ＣＳＬに従って、同調回路において受信希望局に対応する周波数の局部発振信号を生成し、同調回路へ供給する。

なお、上記の同調回路は、いずれも不図示の入力フィルタ、高周波増幅器（ＲＦ−ＡＭＰ：Radio Frequency-Amplifier）、バンドパスフィルタ（ＲＦフィルタ）、ミキサ（混合器）、中間周波フィルタ（ＩＦ（Intermediate Frequency）フィルタ）、ＡＤ（Analogue to Digital）変換器（ＡＤＣ）等を備えて構成されている。

検波部５４０は、フロントエンド部５３０からの中間周波信号ＩＦＤに対して、所定方式でデジタル検波処理を施してコンポジット信号である検波信号ＤＣＤ（以下、単に「信号ＤＣＤ」とも記す）を生成する。こうして生成された信号ＤＣＤは、ステレオ復調部５５０Ａへ向けて出力される。

なお、本第１実施形態では、信号ＤＣＤは、図２に示されるように、左チャンネル信号（以下、「Ｌ成分」又は単に「Ｌ」とも記す）と右チャンネル信号（以下、「Ｒ成分」又は単に「Ｒ」とも記す）との和（Ｌ＋Ｒ）から成る角周波数０〜ω_cの周波数帯域の信号成分ＳＧ１、すなわち、主チャンネル信号ＳＧ１（以下、「主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）」とも記す）を含んでいるものとする。また、信号ＤＣＤは、Ｌ成分とＲ成分との差（Ｌ_M−Ｒ_M）からなる角周波数ω_c〜３ω_cの周波数帯域の信号成分ＳＧ２、すなわち、副チャンネル信号ＳＧ２（以下、「副チャンネル信号（Ｌ_M−Ｒ_M）」とも記す）を含んでいる。さらに、信号ＤＣＤは、角周波数ω_cのパイロット信号ＰＳを含んでいる。

ここで、副チャンネル信号ＳＧ２は、角周波数０〜ω_cの周波数帯域の信号により、パイロット信号ＰＳの２倍の角周波数の信号（∝ｓｉｎ［２（ω_c・ｔ＋φ₀）］）を振幅変調した信号であるものとする。

図１に戻り、ステレオ復調部５５０Ａは、検波部５４０からの信号ＤＣＤに対してステレオ復調処理を施し、復調信号ＬＤＡ，ＲＤＡを生成する。かかる機能を有するステレオ復調部５５０Ａは、図３に示されるように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５５１Ｍ，５５１Ｓと、サブチャンネル処理部５５２Ａと、加算部５５３Ｌと，減算部５５３Ｒとを備えている。

ＬＰＦ５５１Ｍは、検波部５４０からの信号ＤＣＤを受ける。そして、ＬＰＦ５５１Ｍは、角周波数０〜ω_cの成分を選択的に通過させる。この結果、主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）がＬＰＦ５５１Ｍを選択的に通過する。こうしてＬＰＦ５５１Ｍを通過した主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）が、信号ＭＣＡとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ向けて出力される。

なお、本第１実施形態においては、説明を簡略化するため、信号ＤＣＤに含まれているパイロット信号ＰＳは、次の（１）式によって表されるものとする。
ＰＳ（ｔ）∝ｓｉｎ［θ_C（ｔ）］＝ｓｉｎ（ω_Cｔ＋φ₀） …（１）
ここで、値φ₀は、時間ｔ＝０としたときのパイロット信号ＰＳの位相である。

ＬＰＦ５５１Ｓは、上記のＬＰＦ５５１Ｍと同様に構成される。このＬＰＦ５５１Ｓは、サブチャンネル処理部５５２Ａからの信号ＳＣＰを受ける。そして、ＬＰＦ５５１Ｓは、角周波数０〜ω_cの成分を選択的に通過させる。この結果、副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）がＬＰＦ５５１Ｓを選択的に通過する。こうしてＬＰＦ５５１Ｓを通過した副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）が、信号ＳＣＡとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ向けて出力される。

サブチャンネル処理部５５２Ａは、検波部５４０からの信号ＤＣＤを受ける。そして、サブチャンネル処理部５５２Ａは、信号ＤＣＤに含まれるパイロット信号ＰＳに同期して副チャンネル信号（Ｌ_M−Ｒ_M）を処理して、信号ＳＣＰを生成する。かかる機能を有するサブチャンネル処理部５５２Ａは、図４に示されるように、直交信号生成手段としての直交信号生成部１１０Ａと、位相算出手段としての位相算出部１２０Ａとを備えている。また、サブチャンネル処理部５５２Ａは、基準信号生成手段としての基準信号生成部１３０Ａと、ベースバンド変換手段としての信号加工部１４０とを備えている。

直交信号生成部１１０Ａは、検波部５４０から受信した信号ＤＣＤから、角周波数ω_Cの成分が互いに直交する２つの信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を生成した後、信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂からパイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を反映した２つの信号ＰＳＡ₁，ＰＳＡ₂を抽出する。かかる機能を有する直交信号生成部１１０Ａは、図５に示されるように、直交化手段としての直交化部１１２Ａと、フィルタ手段としてのフィルタ（ＦＩＬ）１１３Ａ₁，１１３Ａ₂とを備えている。

直交化部１１２Ａは、図６に示されるように、角周波数ω_Cの信号に関する９０°移相部１１９を備えている。このように構成された直交化部１１２Ａでは、受信した信号ＤＣＤと同相の信号が、信号ＯＳＡ₁としてＦＩＬ１１３Ａ₁及び信号加工部１４０へ向けて出力される。一方、直交化部１１２Ａにおいては、受信した信号ＤＣＤについて、角周波数ω_Cの成分について９０°だけ位相がずらされ、信号ＯＳＡ₂としてＦＩＬ１１３Ａ₂及び信号加工部１４０へ向けて出力する。

図５に戻り、ＦＩＬ１１３Ａ₁は、無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲ）等のデジタルフィルタとして構成されている。このＦＩＬ１１３Ａ₁は、直交化部１１２Ａからの信号ＯＳＡ₁を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ａ₁は、信号ＯＳＡ₁における角周波数ω_Cの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ₁として位相算出部１２０Ａへ向けて出力する。

なお、ＦＩＬ１１３Ａ₁を介することにより、フィルタ遅延による位相シフトΔθが発生する場合がある。本第１実施形態では、かかる位相シフトΔθが発生するものとする。この位相シフトΔθは、ＦＩＬ１１３Ａ₁の構成にて定まるものであり、ＦＩＬ１１３Ａ₁の設計段階で定まる。

かかるＦＩＬ１１３Ａ₁から出力される信号ＰＳＡ₁は、次の（２）式のように表される。
ＰＳＡ₁（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［θ_S（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［θ_C（ｔ）−Δθ］
＝Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ］ …（２）
ここで、Ａ（ｔ）は、パイロット信号ＰＳの振幅値を表す。

ＦＩＬ１１３Ａ₂は、ＦＩＬ１１３Ａ₁と同様に構成されている。このＦＩＬ１１３Ａ₂は、直交化部１１２Ａからの信号ＯＳＡ₂を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ａ₂は、信号ＯＳＡ₂における角周波数ω_Cの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ₂を出力する。

かかるＦＩＬ１１３Ａ₂から出力される信号ＰＳＡ₂は、次の（３）式のように表される。
ＰＳＡ₂（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θ_S（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θ_C（ｔ）−Δθ］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ］ …（３）

図４に戻り、位相算出部１２０Ａは、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＰＳＡ₁及び信号ＰＳＡ₂に基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ａは、例えば、信号ＰＳＡ₁及び信号ＰＳＡ₂についてａｒｃｔａｎ等の演算を行ったうえで、上述した位相シフトΔθの分を補正して、位相θ_C（ｔ）を算出する。

こうして算出されたθ_C（ｔ）は、信号ＰＨＡとして、位相算出部１２０Ａから基準信号生成部１３０Ａへ向けて出力される。

基準信号生成部１３０Ａは、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＡに基づいて、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂を生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１３０Ａは、図７に示されるように、位相加工部１３１Ａと、信号発生部１３２₁，１３２₂とを備えている。

位相加工部１３１Ａは、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＡを受けて、信号ＰＨＡが示す位相θ_C（ｔ）を加工する。本第１実施形態においては、位相加工部１３１Ａは、次の（４）式により、位相θ_M（ｔ）を算出する。
θ_M（ｔ）＝２θ_C（ｔ）＝２（ω_Cｔ＋φ₀） …（４）

すなわち、本第１実施形態では、位相加工部１３１Ａは、角周波数２ω_Cで変化する位相θ_M（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_M（ｔ）は、位相加工信号ＭＰＡとして信号発生部１３２₁，１３２₂へ向けて出力される。

信号発生部１３２₁は、位相加工部１３１Ａからの位相加工信号ＭＰＡに基づいて、基準信号ＢＳＡ₁を生成する。本第１実施形態では、信号発生部１３２₁は、位相値に対応した振幅値が登録された正弦値テーブルを備えており、位相加工信号ＭＰＡによって示された位相θ_M（ｔ）の正弦波信号を基準信号ＢＳＡ₁として生成する。

この基準信号ＢＳＡ₁は、次の（５）式で表される。
ＢＳＡ₁（ｔ）＝Ｃ₀・ｓｉｎ［θ_M（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｓｉｎ［２θ_C（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｓｉｎ［２（ω_Cｔ＋φ₀）］ …（５）

信号発生部１３２₂は、位相加工部１３１Ａからの位相加工信号ＭＰＡに基づいて、基準信号ＢＳＡ₂を生成する。本第１実施形態では、信号発生部１３２₂は、位相値に対応した振幅値が登録された余弦値テーブルを備えており、位相加工信号ＭＰＡによって示された位相θ_M（ｔ）の余弦波信号を基準信号ＢＳＡ₂として生成する。

この基準信号ＢＳＡ₂は、次の（６）式で表される。
ＢＳＡ₂（ｔ）≒Ｃ₀・ｃｏｓ［θ_M（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｃｏｓ［２θ_C（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｃｏｓ［２（ω_Cｔ＋φ₀）］ …（６）

こうして生成された基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂は、信号加工部１４０へ向けて出力される。

図４に戻り、信号加工部１４０は、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂及び基準信号生成部１３０Ａからの基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂を受ける。そして、信号加工部１４０は、基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂を利用して信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を加工して、角周波数０〜ω_cの周波数帯域のベースバンド副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）を生成する。かかる機能を有する信号加工部１４０は、図８に示されるように、加工部１４１₁，１４１₂と、加算部１４２とを備えている。

加工部１４１₁は、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＯＳＡ₁と、基準信号生成部１３０Ａからの信号ＢＳＡ₁を受ける。そして、加工部１４１₁は、信号ＢＳＡ₁を利用して信号ＯＳＡ₁を加工し、角周波数０〜ω_cの周波数帯域の信号ＭＳＡ₁を生成する。

また、加工部１４１₂は、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＯＳＡ₂と、基準信号生成部１３０Ａからの信号ＢＳＡ₂を受ける。そして、加工部１４１₂は、信号ＢＳＡ₂を利用して信号ＯＳＡ₂を加工し、角周波数０〜ω_cの周波数帯域の信号ＭＳＡ₂を生成する。

かかる機能を有する加工部１４１_j（ｊ＝１，２）のそれぞれは、図９に示されるように、乗算部１４６を備えている。

乗算部１４６は、Ａ端子で信号ＯＳＡ_jを受け、Ｂ端子で基準信号ＢＳＡ_jを受ける。そして、Ａ端子における受信結果と、Ｂ端子における受信結果との乗算結果が、Ｃ端子から信号ＭＳＡ_jとして加算部１４２へ向けて出力される。ここで、信号ＯＳＡ_jにおける信号成分ＳＧ２（すなわち、副チャンネル信号（Ｌ_M−Ｒ_M））に対応する信号は、角周波数ω_C〜３ω_Cの角周波数成分を有し、基準信号ＢＳＡ_jは角周波数２ω_Cの成分のみを有している。このため、混合信号ＭＸＡ_jにおける信号成分ＳＧ２に対応する信号成分は、角周波数０〜ω_Cの成分と、角周波数３ω_C〜５ω_Cの成分とに周波数変換される。

図８に戻り、加算部１４２は、Ａ端子で受けた信号と、Ｂ端子で受けた信号との和を算出し、Ｃ端子から出力する。この加算部１４２では、Ａ端子で加工部１４１₁からの信号ＭＳＡ₁を受け、Ｂ端子で加工部１４１₂からの信号ＭＳＡ₂を受ける。そして、Ｃ端子からは、信号ＭＳＡ₁と信号ＭＳＡ₂との加算結果が、信号ＳＣＰとしてＬＰＦ５５１Ｓへ向けて出力される。なお、数式を使用した説明を省略したが、ＬＰＦ５５１Ｓへは、図１０に示されるベースバンド副チャンネル成分（Ｌ−Ｒ）となるように、コンポジット信号を副搬送波で周波数シフトした信号ＳＣＰとして供給されるようになっている。

図３に戻り、加算部５５３Ｌは、ＬＰＦ５５１Ｍからの信号ＭＣＡ及びＬＰＦ５５１Ｓからの信号ＳＣＡを受ける。そして、加算部５５３Ｌは、信号ＭＣＡとして供給された主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）と、信号ＳＣＡとして供給されたベースバンド副チャンネル信号（Ｌ―Ｒ）との和を算出することによりＬチャンネルのみに関連する信号を生成する。かかる生成結果が、信号ＬＤＡとしてオーディオ処理部５６０へ向けて出力される。

減算部５５３Ｒは、ＬＰＦ５５１Ｍからの信号ＭＣＡ及びＬＰＦ５５１Ｓからの信号ＳＣＡを受ける。そして、減算部５５３Ｒは、信号ＭＣＡとして供給された主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）と、信号ＳＣＡとして供給されたベースバンド副チャンネル信号（Ｌ―Ｒ）との差を算出することによりＲチャンネルのみに関連する信号を生成する。かかる生成結果が、信号ＲＤＡとしてオーディオ処理部５６０へ向けて出力される。

図１に戻り、オーディオ処理部５６０は、Ｌチャンネル用に用意されたデジタルアナログ変換器、電子ボリューム、パワーアンプ等（いずれも不図示）を備えている。また、オーディオ処理部５６０は、Ｒチャンネル用に用意されたデジタルアナログ変換器、電子ボリューム、パワーアンプ等（いずれも不図示）を備えている。

オーディオ処理部５６０は、ステレオ復調部５５０Ａから受けた信号ＬＤＡ，ＲＤＡのそれぞれについて、アナログ信号に変換する。そして、制御部５２０Ａからのオーディオ処理指令ＶＬＣに従って、音量等を調整する。こうして得られた結果がＬチャンネル用の音声信号ＬＳＡ及びＲチャンネル用の音声信号ＲＳＡとして、Ｌチャンネル用のスピーカ５８０Ｌ及びＲチャンネル用のスピーカ５８０Ｒへ向けて出力される。

操作入力部５７０は、ＦＭ受信装置５００Ａの本体部に設けられたキー部、及び／又はキー部を備えるリモート入力装置等により構成される。ここで、本体部に設けられたキー部としては、表示部に設けられたタッチパネルを用いることができる。また、キー部を有する構成に代えて、又は併用して音声認識技術を利用して音声にて入力する構成を採用することもできる。操作入力部５７０への操作入力結果は、操作入力データＩＰＤとして制御部５２０Ａへ送られる。

スピーカ５８０Ｌは、オーディオ処理部５６０からのＬチャンネル用の音声信号ＬＳＡに従って、Ｌチャンネル音声を再生出力する。また、スピーカ５８０Ｒは、オーディオ処理部５６０からのＲチャンネル用の音声信号ＲＳＡに従って、Ｒチャンネル音声を再生出力する。

制御部５２０Ａは、上述したように、ＦＭ受信装置５００Ａの全体の動作を制御する。この制御部５２０Ａは、操作入力部５７０からの選局指定に従って、受信希望局を選局するための選局指令ＣＳＬを、フロントエンド部５３０へ向けて発行する。また、制御部５２０Ａは、操作入力部５７０からの音量等の指定に従って、当該音量等の指定に対応する音量等とするためのオーディオ処理指令ＶＬＣを、オーディオ処理部５６０へ向けて発行する。

＜動作＞
以上のようにして構成されたＦＭ受信装置５００Ａの動作について、ステレオ復調処理に主に着目して説明する。

前提として、ＦＭ受信装置５００Ａでは、操作入力部５７０からの選局指定に従って、希望局が選局されているものとする。すなわち、制御部５２０Ａは、希望局に対応する選局指令ＣＳＬを生成して、フロントエンド部５３０へ向けて出力しているものとする。

また、ＦＭ受信装置５００Ａでは、操作入力部５７０からの音量等の指定に従って、スピーカ５８０Ｌ，５８０Ｒからの出力音量等の調整がなされているものとする。すなわち、制御部５２０Ａは、当該音量等の指定に対応するオーディオ処理指令ＶＬＣを生成して、オーディオ処理部５６０へ向けて出力しているものとする。

様々な放送局からの放送波がアンテナ５１０で受信されると、アンテナ５１０からは、受信結果が、受信信号ＲＦＳとしてフロントエンド部５３０へ送られる（図１参照）。この受信信号ＲＦＳを受けたフロントエンド部５３０は、受信信号ＲＦＳから希望局に対応する信号を抽出し、抽出結果を中間周波数の中間周波信号ＩＦＤとして検波部５４０へ送る（図１参照）。

中間周波信号ＩＦＤを受けた検波部５４０は、中間周波信号ＩＦＤに対して、所定方式でデジタル検波処理を施してコンポジット信号である信号ＤＣＤを生成する。この信号ＤＣＤには、上述したように、本第１実施形態では、主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）、パイロット信号ＰＳ及び副チャンネル信号（Ｌ_M−Ｒ_M）が含まれている（図２参照）。こうして生成された信号ＤＣＤは、ステレオ復調部５５０Ａへ向けて出力される。

信号ＤＣＤを受けたステレオ復調部５５０Ａでは、信号ＤＣＤが、ＬＰＦ５５１Ｍ及びサブチャンネル処理部５５２Ａへ供給される（図３参照）。信号ＤＣＤを受けたＬＰＦ５５１Ｍは、角周波数０〜ω_cの成分である主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）を選択的に通過させ、信号ＭＣＡとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ送る。

一方、サブチャンネル処理部５５２Ａでは、直交信号生成部１１０Ａが、信号ＤＣＤを受ける（図４参照）。信号ＤＣＤの供給を受けた直交信号生成部１１０Ａでは、まず、直交化部１１２Ａが、信号ＤＣＤに含まれる角周波数ω_Cの成分が互いに直交する２つの信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を生成し、ＦＩＬ１１３Ａ₁，１１３Ａ₂へ送るとともに、信号加工部１４０へも送る（図５参照）。

引き続き、信号ＯＳＡ₁を受けたＦＩＬ１１３Ａ₁が、信号ＯＳＡ₁における角周波数ω_Cの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ₁として位相算出部１２０Ａへ向けて出力する。また、信号ＯＳＡ₂を受けたＦＩＬ１１３Ａ₂が、信号ＯＳＡ₂における角周波数ω_Cの成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＡ₂として位相算出部１２０Ａへ向けて出力する（図５参照）。

ここで、信号ＰＳＡ₁は、上述した（２）式で表される波形となる。一方、信号ＰＳＡ₂は、上述した（３）式で表される波形となる。

信号ＰＳＡ₁,ＰＳＡ₂を受けた位相算出部１２０Ａは、上述したように動作して、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＡとして基準信号生成部１３０Ａへ送られる（図４参照）。

信号ＰＨＡを受けた基準信号生成部１３０Ａは、信号ＰＨＡに基づいて、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂を生成する。かかる基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂の生成に際して、基準信号生成部１３０Ａでは、まず、位相加工部１３１Ａが、上述した（４）式により、角周波数２ω_Cで変化する位相θ_M（ｔ）を算出し、信号発生部１３２₁，１３２₂へ送る（図７参照）。位相θ_M（ｔ）を受けた信号発生部１３２₁，１３２₂は、位相θ_M（ｔ）に基づいて内部のテーブルを参照して、上述した（５），（６）式で表される信号である基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂を生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂は、信号加工部１４０へ送られる（図７参照）。

基準信号生成部１３０Ａからの基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂、及び、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を受けた信号加工部１４０は、基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂を利用して信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を加工し、角周波数０〜ω_cの周波数帯域のベースバンド副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）を生成する。かかるベースバンド副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）の生成に際して、信号加工部１４０では、まず、加工部１４１₁が、信号ＯＳＡ₁と信号ＢＳＡ₁の積を算出して、信号ＭＳＡ₁を生成するとともに、加工部１４１₂が、信号ＯＳＡ₂と信号ＢＳＡ₂の積を算出して、信号ＭＳＡ₂を生成する。そして、加算部１４２が、信号ＭＳＡ₁と信号ＭＳＡ₂との和を算出して、信号ＳＣＰを生成する。こうして生成された信号ＳＣＰは、ＬＰＦ５５１Ｓへ送られる。

サブチャンネル処理部５５２Ａからの信号ＳＣＰを受けたＬＰＦ５５１Ｓは、角周波数０〜ω_cの成分を選択的に通過させる。この結果、副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）がＬＰＦ５５１Ｓを選択的に通過する。こうしてＬＰＦ５５１Ｓを通過した副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）が、信号ＳＣＡとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ向けて出力される。

ＬＰＦ５５１Ｍからの信号ＭＣＡ及びＬＰＦ５５１Ｓからの信号ＳＣＡを受けた加算部５５３Ｌは、信号ＭＣＡとして供給された主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）と、信号ＳＣＡとして供給されたベースバンド副チャンネル信号（Ｌ―Ｒ）との和を算出することによりＬチャンネルのみに関連する信号を生成する。かかる生成結果が、信号ＬＤＡとしてオーディオ処理部５６０へ送られる（図３参照）。

ＬＰＦ５５１Ｍからの信号ＭＣＡ及びＬＰＦ５５１Ｓからの信号ＳＣＡを受けた減算部５５３Ｒは、信号ＭＣＡとして供給された主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）と、信号ＳＣＡとして供給されたベースバンド副チャンネル信号（Ｌ―Ｒ）との差を算出することによりＲチャンネルのみに関連する信号を生成する。かかる生成結果が、信号ＲＤＡとしてオーディオ処理部５６０へ送られる（図３参照）。

ステレオ復調部５５０Ａからの信号ＬＤＡ，ＲＤＡを受けたオーディオ処理部５６０は、信号ＬＤＡ，ＲＤＡのそれぞれについて、アナログ信号に変換する。そして、オーディオ処理部５６０は、制御部５２０Ａからのオーディオ処理指令ＶＬＣに従って、音量等を調整する。こうして得られた結果がＬチャンネル用の音声信号ＬＳＡ及びＲチャンネル用の音声信号ＲＳＡとして、Ｌチャンネル用のスピーカ５８０Ｌ及びＲチャンネル用のスピーカ５８０Ｒへ向けて出力される（図１参照）。

オーディオ処理部５６０からの音声信号ＬＳＡを受けたスピーカ５８０Ｌは、音声信号ＬＳＡに従って、Ｌチャンネル音声を再生出力する。また、オーディオ処理部５６０からの音声信号ＲＳＡを受けたスピーカ５８０Ｒは、音声信号ＲＳＡに従って、Ｒチャンネル音声を再生出力する。

以上説明したように、本第１実施形態では、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む検波信号ＤＣＤから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られたベースバンド副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）を生成するための基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂を生成することができるので、ＦＭ放送波に含まれた音声を忠実に再生できる。この結果、ＦＭ放送波に含まれた音声の良質な再生を行うことができる。

また、本第１実施形態では、ＦＩＬ１１３Ａ₁，１１３Ａ₂における位相ずれΔθを考慮して、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）の算出を行うので、精度良く位相θ_C（ｔ）を算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＡ₁，ＢＳＡ₂を生成することができる。

なお、本第１実施形態では、基準信号ＢＳＡ₁の生成に際して正弦値テーブルを利用し、基準信号ＢＳＡ₂の生成に際して余弦値テーブルを利用するようにしたが、一方のテーブルのみを用意するようにし、他方については、π／２分ずらして参照するようにしてもよい。

また、本第１実施形態では、ＬＰＦ５５１Ｍ，５５１Ｓを、加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒの前段に配置するようにしたが、加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒの後段に配置するようにしてもよい。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態を、図１１〜図１４を主に参照しつつ説明する。

図１１には、本第２実施形態に係るＦＭ受信装置５００Ｂの概略的な構成がブロック図にて示されている。この図１１に示されるように、ＦＭ受信装置５００Ｂは、上記の第１実施形態のＦＭ受信装置５００Ａと比べて、制御部５２０Ａに代えて制御部５２０Ｂを備える点、及び、ステレオ復調部５５０Ａに代えてステレオ復調部５５０Ｂを備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。

制御部５２０Ｂは、上述した制御部５２０Ａの機能に加えて、ステレオ復調部５５０Ｂに対して、オフセット位相Δφの指定を行う機能を有している。かかるオフセット位相指定機能を実現するために、制御部５２０Ｂは、フロントエンド部５３０からの中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、制御部５２０Ｂは、信号ＩＦＤの信号レベルや、隣接妨害局の信号成分のレベル等に基づいて、予め定められたアルゴリズムに従って、オフセット位相Δφを算出する。こうして算出されたオフセット位相Δφは、オフセット位相信号ＰＯＳとしてステレオ復調部５５０Ｂへ向けて出力される。

ステレオ復調部５５０Ｂは、上述したステレオ復調部５５０Ａと比べて、サブチャンネル処理部５５２Ａに代えてサブチャンネル処理部５５２Ｂを備える点のみが異なっている。このサブチャンネル処理部５５２Ｂは、図１２に示されるように、上述のサブチャンネル処理部５５２Ａと比べて、基準信号生成部１３０Ａに代えて基準信号生成部１３０Ｂを備える点のみが異なっている。

基準信号生成部１３０Ｂは、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＡに基づいて、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂を生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１３０Ｂは、図１３に示されるように、上述した基準信号生成部１３０Ａと比べて、位相加工部１３１Ａと信号発生部１３２₁，１３２₂との間に配置された加算器１３５を更に備えている点が異なっている。

加算部１３５は、位相加工部１３１Ａからの位相加工信号ＭＰＡと、制御部５２０Ｂからのオフセット位相信号ＰＯＳを受ける。そして、加算部１３５は、位相加工信号ＭＰＡにより報告された位相θ_M（ｔ）と、オフセット位相信号ＰＯＳにより指定されたオフセット位相Δφとの加算を行い、位相θ_P（ｔ）の算出を行う。

ここで、位相θ_P（ｔ）は、次の（７）式で表される。
θ_P（ｔ）＝θ_M（ｔ）＋Δφ＝２θ_C（ｔ）＋Δφ
＝２（ω_Cｔ＋φ₀）＋Δφ …（７）

こうして算出された位相θ_P（ｔ）は、位相加工信号ＭＰＢとして信号発生部１３２₁，１３２₂へ向けて出力される。この結果、信号発生部１３２₁，１３２₂により、次の（８）及び（９）式で表される基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂が生成される。
ＢＳＢ₁（ｔ）＝Ｃ₀・ｓｉｎ［θ_P（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｓｉｎ［２θ_C（ｔ）＋Δφ］
＝Ｃ₀・ｓｉｎ［２（ω_Cｔ＋φ₀）＋Δφ］ …（８）
ＢＳＢ₂（ｔ）＝Ｃ₀・ｃｏｓ［θ_P（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｃｏｓ［２θ_C（ｔ）＋Δφ］
＝Ｃ₀・ｃｏｓ［２（ω_Cｔ＋φ₀）＋Δφ］ …（９）

こうして生成された基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂は、基準信号生成部１３０Ｂから信号加工部１４０へ向けて出力される。

＜動作＞
次に、上記のように構成されたＦＭ受信装置５００Ｂの動作について、ステレオ復調処理に主に着目して説明する。

前提として、上述した第１実施形態の場合と同様に、ＦＭ受信装置５００Ｂでは、操作入力部５７０からの選局指定に従って、当該選局指定に対応する受信希望局が選局されているものとする。また、ＦＭ受信装置５００Ｂでは、操作入力部５７０からの音量等の指定に従って、スピーカ５８０Ｌ，５８０Ｒからの出力音量等のオーディオ処理の調整がなされているものとする。

様々な放送局からの放送波がアンテナ５１０で受信されると、受信結果が、受信信号ＲＦＳとしてフロントエンド部５３０へ送られる。この受信信号ＲＦＳを受けたフロントエンド部５３０は、受信信号ＲＦＳから希望局に対応する信号を抽出し、中間周波数の中間周波信号ＩＦＤとして制御部５２０Ｂ及び検波部５４０へ送る（図１１参照）。

中間周波信号ＩＦＤを受けた制御部５２０Ｂは、上述したように、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルや妨害信号レベルに基づいてオフセット位相Δφを算出し、オフセット位相信号ＰＯＳとして、ステレオ復調部５５０Ｂ（より詳しくは、基準信号生成部１３０Ｂ）へ送る（図１１参照）。

中間周波信号ＩＦＤを受けた検波部５４０は、第１実施形態の場合と同様にして、中間周波信号ＩＦＤに対して、所定方式でデジタル検波処理を施してコンポジット信号である信号ＤＣＤを生成する。こうして生成された信号ＤＣＤは、ステレオ復調部５５０Ｂへ送られる。

信号ＤＣＤを受けたステレオ復調部５５０Ｂでは、信号ＤＣＤが、ＬＰＦ５５１Ｍ及びサブチャンネル処理部５５２Ｂへ供給される。信号ＤＣＤを受けたＬＰＦ５５１Ｍは、第１実施形態の場合と同様にして、角周波数０〜ω_cの成分である主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）を選択的に通過させ、信号ＭＣＡとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ送る。

一方、サブチャンネル処理部５５２Ｂでは、直交信号生成部１１０Ａが、信号ＤＣＤを受ける（図１２参照）。信号ＤＣＤの供給を受けた直交信号生成部１１０Ａでは、第１実施形態の場合と同様にして、直交化部１１２Ａ及びＦＩＬ１１３Ａ₁，１１３Ａ₂を使用して、信号ＰＳＡ₁，ＰＳＡ₂が生成される。こうして生成された信号ＰＳＡ₁，ＰＳＡ₂は、位相算出部１２０Ａへ送られる。

信号ＰＳＡ₁,ＰＳＡ₂を受けた位相算出部１２０Ａは、第１実施形態の場合と同様にして、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＡとして基準信号生成部１３０Ｂへ送られる（図１２参照）。

信号ＰＨＡを受けた基準信号生成部１３０Ｂは、位相算出部１２０Ａからの信号ＰＨＡ及び制御部５２０Ｂからのオフセット位相信号ＰＯＳに基づいて、角周波数２ω_Cの基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂を生成する。かかる基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂の生成に際して、基準信号生成部１３０Ｂでは、上述した基準信号生成部１３０Ａの場合と同様にして、位相加工部１３１Ａが、上述した（４）式により、角周波数２ω_Cを有する位相θ_M（ｔ）を算出し、位相加工信号ＭＰＡとして加算部１３５へ送る（図１３参照）。

位相加工信号ＭＰＡを受けた加算部１３５は、上述した（７）式に従って、オフセット位相信号ＰＯＳにより指定されているオフセット位相Δφを位相θ_M（ｔ）に加算し、位相θ_P（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_P（ｔ）は、信号発生部１３２₁，１３２₂へ送られる（図１３参照）。

位相θ_P（ｔ）を受けた信号発生部１３２₁，１３２₂は、位相θ_P（ｔ）に基づいて内部のテーブルを参照して、上述した（８）及び（９）式で表される信号である基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂を生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂は、信号加工部１４０へ送られる（図１３参照）。

基準信号生成部１３０Ｂからの基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂、及び、直交信号生成部１１０Ａからの信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を受けた信号加工部１４０は、基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂を利用して信号ＯＳＡ₁，ＯＳＡ₂を加工し、角周波数０〜ω_cの周波数帯域のベースバンド副チャンネル信号（α（Ｌ−Ｒ））に対応する信号ＳＣＰを生成する。ここで、値αは、オフセット位相Δφの値によって変化する。

こうして生成された信号ＳＣＰは、次の（１０）式で表されるように、ｃｏｓ（Δφ）の値に比例する。
ＳＣＰ（ｔ）∝ｃｏｓ（Δφ） …（１０）

このため、信号ＳＣＰは、図１４に示されるように、角周波数０〜ω_cの周波数帯域の信号成分を有するとともに、オフセット位相Δφの設定値を変化させることにより、振幅値が変化する信号となっている。こうして生成された信号ＳＣＰは、ＬＰＦ５５１Ｓへ送られる。

サブチャンネル処理部５５２Ｂからの信号ＳＣＰを受けたＬＰＦ５５１Ｓは、角周波数０〜ω_cの成分を選択的に通過させる。この結果、副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）がＬＰＦ５５１Ｓを選択的に通過する。こうしてＬＰＦ５５１Ｓを通過した副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）が、信号ＳＣＢとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ向けて出力される。

ＬＰＦ５５１Ｍからの信号ＭＣＡ及びＬＰＦ５５１Ｓからの信号ＳＣＢを受けた加算部５５３Ｌは、信号ＭＣＡとして供給された主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）と、信号ＳＣＢとして供給されたベースバンド副チャンネル信号（α（Ｌ―Ｒ））との和を算出することにより主にＬチャンネルに関連する信号を生成する。かかる生成結果が、信号ＬＤＢとしてオーディオ処理部５６０へ送られる（図１１参照）。

ＬＰＦ５５１Ｍからの信号ＭＣＡ及びＬＰＦ５５１Ｓからの信号ＳＣＢを受けた減算部５５３Ｒは、信号ＭＣＡとして供給された主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）と、信号ＳＣＢとして供給されたベースバンド副チャンネル信号（α（Ｌ―Ｒ））との差を算出することにより主にＲチャンネルに関連する信号を生成する。かかる生成結果が、信号ＲＤＢとしてオーディオ処理部５６０へ送られる（図１１参照）。

ステレオ復調部５５０Ｂからの信号ＬＤＢ，ＲＤＢを受けたオーディオ処理部５６０は、第１実施形態の場合と同様にして、信号ＬＤＢ，ＲＤＢのそれぞれについて、アナログ信号に変換した後、制御部５２０Ｂからのオーディオ処理指令ＶＬＣに従って、音量等を調整する。こうして得られた結果がＬチャンネル用の音声信号ＬＳＢ及びＲチャンネル用の音声信号ＲＳＢとして、Ｌチャンネル用のスピーカ５８０Ｌ及びＲチャンネル用のスピーカ５８０Ｒへ向けて出力される（図１１参照）。

オーディオ処理部５６０からの音声信号ＬＳＢを受けたスピーカ５８０Ｌは、音声信号ＬＳＢに従って、Ｌチャンネル音声を再生出力する。また、オーディオ処理部５６０からの音声信号ＲＳＢを受けたスピーカ５８０Ｒは、音声信号ＲＳＢに従って、Ｒチャンネル音声を再生出力する。

以上説明したように、本第２実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む検波信号ＤＣＤから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られたベースバンド副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）を生成するための基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂を生成することができるので、ＦＭ放送波に含まれた音声を再生できる。この結果、ＦＭ放送波に含まれた音声の良質な再生を行うことができる。

また、本第２実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、ＦＩＬ１１３Ａ₁，１１３Ａ₂における位相ずれΔθを考慮して、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）の算出を行うので、精度良く位相θ_C（ｔ）を算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂を生成することができる。

また、本第２実施形態では、フロントエンド部５３０からの中間周波信号ＩＦＤの信号レベルや妨害信号レベルに対応したオフセット位相Δφを設定し、オフセット位相Δφを反映した基準信号ＢＳＢ₁，ＢＳＢ₂を生成するので、ベースバンド副チャンネル信号の振幅を信号ＤＣＤの信号レベルや妨害信号レベルに対応して変化させることができる。この結果、Ｌチャンネル音声とＲチャンネル音声との分離度を、受信信号における希望局信号の信号レベルや妨害信号レベルに対応して簡易に制御することができる。

なお、本第２実施形態では、図１３に示されるように、オフセット位相信号ＰＯＳを位相加工部１３１Ａの出力信号である位相加工信号ＭＰＡに加算するようにした。これに対し、オフセット位相信号ＰＯＳを位相加工部に入力させ、位相加工信号ＭＰＡにオフセット位相信号ＰＯＳを加算した後に所定倍するようにすることもできる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態を、図１５〜図２３を主に参照しつつ説明する。

図１５には、本第３実施形態に係るＦＭ受信装置５００Ｃの概略的な構成がブロック図にて示されている。この図１５に示されるように、ＦＭ受信装置５００Ｃは、上記の第１実施形態のＦＭ受信装置５００Ａと比べて、ステレオ復調部５５０Ａに代えてステレオ復調部５５０Ｃを備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。

ステレオ復調部５５０Ｃは、上述したステレオ復調部５５０Ａと比べて、サブチャンネル処理部５５２Ａに代えてサブチャンネル処理部５５２Ｃを備える点のみが異なっている。このサブチャンネル処理部５５２Ｃは、図１６に示されるように、上述のサブチャンネル処理部５５２Ａと比べて、直交信号生成部１１０Ａに代えて直交信号生成部１１０Ｃを備える点、位相算出部１２０Ａに代えて位相算出部１２０Ｃを備える点、及び、基準信号生成部１３０Ａに代えて基準信号生成部１３０Ｃを備える点が異なっている。

直交信号生成部１１０Ｃは、検波部５４０から受信した信号ＤＣＤから、パイロット信号ＰＳに対応する成分が互いに直交する２つの信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂を生成した後、信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂からパイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を反映した２つの信号ＰＳＣ₁，ＰＳＣ₂を抽出する。かかる機能を有する直交信号生成部１１０Ｃは、図１７に示されるように、コンポジット帯域制限手段としての帯域制限フィルタ１１１と、直交化手段としての直交化部１１２Ｃと、フィルタ手段としてのフィルタ（ＦＩＬ）１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂とを備えている。

制限フィルタ１１１は、本第３実施形態では、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）等のデジタルフィルタとし、必要とされる帯域において位相ずれは無いものとする。帯域制限フィルタ１１１は、信号ＤＣＤにおける角周波数ω_C〜３ω_Cを含む所定の周波数帯域の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＩとして直交化部１１２Ｃへ向けて出力する。

本第３実施形態では、帯域制限フィルタ１１１は、例えば、図１８に示されるフィルタリング特性を有している。すなわち、帯域制限フィルタ１１１は、角周波数０〜３ω_Cの信号成分に対してはほぼ減衰させずに通過させるとともに、角周波数が３ω_Cを大きく超える信号成分を遮断するローパスフィルタとして構成されている。

図１７に戻り、直交化部１１２Ｃは、帯域制限信号ＬＳＩに基づいて、互いに直交するとともに、パイロット信号ＰＳに対応する成分が互いに直交する２つの信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂を生成する。かかる機能を有する直交化部１１２Ｃは、図１９に示されるように、発振部２１０Ｃと、乗算部２２０₁，２２０₂とを備えている。

発振部２１０Ｃは、乗算部２２０₁へ供給すべき信号ＯＴＳ₁、及び、乗算部２２０₂へ供給すべき信号ＯＴＳ₂を発生する。本第３実施形態では、信号ＯＴＳ₁及び信号ＯＴＳ₂は、次の（１１）及び（１２）式で表されるようになっている。
ＯＴＳ₁（ｔ）＝Ｂ₀・ｃｏｓ（ω_SH・ｔ） …（１１）
ＯＴＳ₂（ｔ）＝Ｂ₀・ｓｉｎ（ω_SH・ｔ） …（１２）

本第３実施形態では、角周波数ω_SHは、３ω_Cよりも大きな所定値に設定されている。かかる角周波数ω_SHの値は、パイロット信号ＰＳの周波数シフト結果へのノイズ成分の混入の防止という観点から、上述した帯域制限フィルタ１１１による帯域制限の仕様と併せた総合的な見地から定められる。

乗算部２２０₁は、帯域制限信号ＬＳＩをＡ端子で受け、発振部２１０Ｃからの信号ＯＴＳ₁をＢ端子で受ける。そして、Ａ端子における受信結果と、Ｂ端子における受信結果との乗算結果が、Ｃ端子から信号ＯＳＣ₁としてＦＩＬ１１３Ｃ₁へ向けて出力される。ここで、信号ＤＣＤにおけるパイロット信号ＰＳは、角周波数ω_Cを有し、信号ＯＴＳ₁は角周波数ω_SHの成分のみを有している。このため、信号ＯＳＣ₁におけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分は、角周波数（ω_SH−ω_C）及び角周波数（ω_SH＋ω_C）の２成分に周波数変換される。

乗算部２２０₂は、帯域制限信号ＬＳＩをＡ端子で受け、発振部２１０Ｃからの信号ＯＴＳ₂をＢ端子で受ける。そして、Ａ端子における受信結果と、Ｂ端子における受信結果との乗算結果が、Ｃ端子から信号ＯＳＣ₂としてＦＩＬ１１３Ｃ₂へ向けて出力される。ここで、信号ＤＣＤにおけるパイロット信号ＰＳは、角周波数ω_Cを有し、信号ＯＴＳ₂は角周波数ω_SHの成分のみを有している。このため、信号ＯＳＣ₂におけるパイロット信号ＰＳに対応する信号成分は、信号ＯＳＣ₁との場合と同様に、角周波数（ω_SH−ω_C）及び角周波数（ω_SH＋ω_C）の２成分に周波数変換される。

図１７に戻り、ＦＩＬ１１３Ｃ₁は、無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲ）等のデジタルフィルタとして構成されている。このＦＩＬ１１３Ｃ₁は、直交化部１１２Ｃからの信号ＯＳＣ₁を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｃ₁は、信号ＯＳＣ₁における角周波数（ω_SH−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分の一方を選択的に通過させ、信号ＰＳＣ₁として位相算出部１２０Ｃへ向けて出力する。

なお、ＦＩＬ１１３Ｃ₁を介することにより、フィルタ遅延に伴う固定的な位相シフトΔθが発生する場合がある。本第３実施形態では、かかる位相シフトΔθが発生するものとする。この位相シフトΔθは、ＦＩＬ１１３Ｃ₁の構成にて定まるものであり、ＦＩＬ１１３Ｃ₁の設計段階で定まる。

かかるＦＩＬ１１３Ｃ₁から出力される信号ＰＳＣ₁は、次の（１３）式のように表される。
ＰＳＣ₁（ｔ）＝−Ａ（ｔ）・ｓｉｎ[θ_S（ｔ）］
＝−Ａ（ｔ）・ｓｉｎ[ω_SHｔ−θ_C（ｔ）−Δθ］
＝−Ａ（ｔ）・ｓｉｎ[ω_SHｔ−（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ］ …（１３）
ここで、Ａ（ｔ）は、パイロット信号ＰＳの振幅値を表す。

ＦＩＬ１１３Ｃ₂は、ＦＩＬ１１３Ｃ₁と同様に構成されている。このＦＩＬ１１３Ｃ₂は、直交化部１１２Ｃからの信号ＯＳＣ₂を受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｃ₂は、信号ＯＳＣ₂における角周波数（ω_SH−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分の一方を選択的に通過させ、信号ＰＳＣ₂を出力する。

かかるＦＩＬ１１３Ｃ₂から出力される信号ＰＳＣ₂は、次の（１４）式のように表される。
ＰＳＣ₂（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［θ_S（ｔ）］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［ω_SHｔ−θ_C（ｔ）−Δθ］
＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［ω_SHｔ−（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ］ …（１４）

図１６に戻り、位相算出部１２０Ｃは、直交信号生成部１１０Ｃからの信号ＰＳＣ₁及び信号ＰＳＣ₂に基づいて、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ｃは、例えば、信号ＰＳＣ₁及び信号ＰＳＣ₂についてａｒｃｔａｎ等の演算を行ったうえで、角周波数ω_SH及び位相シフトΔθを考慮して、パイロット信号ＰＳを反映した位相を算出する。

こうして算出された位相は、信号ＰＨＡとして、位相算出部１２０Ｃから基準信号生成部１３０Ｃへ向けて出力される。

基準信号生成部１３０Ｃは、位相算出部１２０Ｃからの信号ＰＨＡに基づいて、角周波数（ω_SH−２ω_C）の基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂を生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１３０Ｃは、図２０に示されるように、位相加工部１３１Ｃと、信号発生部１３２₁，１３２₂とを備えている。

位相加工部１３１Ｃは、位相算出部１２０Ｃからの信号ＰＨＡを受けて、信号ＰＨＡが示す位相θ_C（ｔ）を加工する。本第３実施形態においては、位相加工部１３１Ｃは、次の（１５）式により、位相θ_M（ｔ）を算出する。
θ_M（ｔ）＝ω_SHｔ−２θ_C（ｔ）＝ω_SHｔ−２（ω_Cｔ＋φ₀） …（１５）

すなわち、本第３実施形態では、位相加工部１３１Ｃは、角周波数（ω_SH−２ω_C）で変化する位相θ_M（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_M（ｔ）は、位相加工信号ＭＰＣとして信号発生部１３２₁，１３２₂へ向けて出力される。

この結果、本第３実施形態では、信号発生部１３２₁，１３２₂が、位相加工部１３１Ｃからの位相加工信号ＭＰＣに基づいて、次の（１６）及び（１７）式により基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂を生成する。
ＢＳＣ₁（ｔ）＝−Ｃ₀・ｓｉｎ［θ_M（ｔ）］
＝−Ｃ₀・ｓｉｎ［ω_SHｔ−２θ_C（ｔ）］
＝−Ｃ₀・ｓｉｎ［ω_SHｔ−２（ω_Cｔ＋φ₀）］ …（１６）
ＢＳＣ₂（ｔ）＝Ｃ₀・ｃｏｓ［θ_M（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｃｏｓ［ω_SHｔ−２θ_C（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｃｏｓ［ω_SHｔ−２（ω_Cｔ＋φ₀）］ …（１７）

こうして生成された基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂は、信号加工部１４０へ向けて出力される。このため、信号加工部１４０では、信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂を利用して信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂が加工されて、第１実施形態の場合と同様の信号ＳＣＡが生成される。この結果、図１５に示されるように、ステレオ復調部５５０Ｃからは、第１実施形態のステレオ復調部５５０Ａの場合と同様の信号ＬＤＡ，ＲＤＡが出力される。

＜動作＞
次に、上記のように構成されたＦＭ受信装置５００Ｃの動作について、ステレオ復調処理に主に着目して説明する。

前提として、上述した第１実施形態の場合と同様に、ＦＭ受信装置５００Ｃでは、操作入力部５７０からの選局指定に従って、当該選局指定に対応する受信希望局が選局されているものとする。また、ＦＭ受信装置５００Ｃでは、操作入力部５７０からの音量等の指定に従って、スピーカ５８０Ｌ，５８０Ｒからの出力音量等の調整がなされているものとする。

様々な放送局からの放送波がアンテナ５１０で受信されると、第１実施形態の場合と同様に、受信結果がフロントエンド部５３０及び検波部５４０により順次処理される。そして、検波信号ＤＣＤが、ステレオ復調部５５０Ｃへ送られる。

信号ＤＣＤを受けたステレオ復調部５５０Ｃでは、信号ＤＣＤが、ＬＰＦ５５１Ｍ及びサブチャンネル処理部５５２Ｃへ供給される。信号ＤＣＤを受けたＬＰＦ５５１Ｍは、第１実施形態の場合と同様にして、角周波数０〜ω_cの成分である主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）を選択的に通過させ、信号ＭＣＡとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ送る。

一方、サブチャンネル処理部５５２Ｃでは、直交信号生成部１１０Ｃが、信号ＤＣＤを受ける（図１６参照）。信号ＤＣＤの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｃでは、まず、帯域制限フィルタ１１１が、信号ＤＣＤにおける角周波数ω_C〜３ω_Cを含む所定の周波数帯域の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＩとして直交化部１１２Ｃへ送る（図１７参照）。この結果、図２１において二点鎖線で示されるように、信号ＤＣＤが角周波数３ω_Cよりも大きな角周波数領域に広く信号成分を有する場合であっても、図２２に示されるように、信号成分の周波数帯域が制限される。

帯域制限信号ＬＳＩを受けた直交化部１１２Ｃは、帯域制限信号ＬＳＩに基づいて、互いに直交する２つの信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂を生成し、ＦＩＬ１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂へ送るとともに、信号加工部１４０へ送る（図１７参照）。ここで、信号ＯＳＣ_j（ｊ＝１，２）のそれぞれは、図２３に示されるように、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分として、角周波数（ω_SH−ω_C）の信号成分ＰＳＭ_j及び角周波数（ω_SH＋ω_C）の信号成分ＰＳＰ_jの２つの信号成分を含んでいる。

なお、本第３実施形態では、直交化部１１２Ｃが帯域制限信号ＬＳＩの周波数変換を行うことにしている。このため、上述した図２１において二点鎖線で示される角周波数３ω_Cよりも大きな角周波数領域に広く信号成分を有する信号ＤＣＤの周波数変換を行った場合に生じ得る信号成分ＰＳＭ_j及び信号成分ＰＳＰ_jへのノイズの混入（図２３における一点鎖線を参照）を防止することができるようになっている。

引き続き、信号ＯＳＣ₁を受けたＦＩＬ１１３Ｃ₁が、信号ＯＳＣ₁における角周波数（ω_SH−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＣ₁として位相算出部１２０Ｃへ向けて出力する。また、信号ＯＳＣ₂を受けたＦＩＬ１１３Ｃ₂が、信号ＯＳＣ₂における角周波数（ω_SH−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＣ₂として位相算出部１２０Ｃへ向けて出力する（図１７参照）。

ここで、信号ＰＳＣ₁は、上述した（１３）式で表される波形となる。一方、信号ＰＳＣ₂は、上述した（１４）式で表される波形となる。

信号ＰＳＣ₁,ＰＳＣ₂を受けた位相算出部１２０Ｃは、上述したように動作して、パイロット信号ＰＳを反映した位相を算出する。こうして算出された位相は、信号ＰＨＡとして基準信号生成部１３０Ｃへ送られる（図１６参照）。

信号ＰＨＡを受けた基準信号生成部１３０Ｃは、信号ＰＨＡに基づいて、基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂を生成する。かかる基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂の生成に際して、基準信号生成部１３０Ｃでは、まず、位相加工部１３１Ｃが、上述した（１５）式により、位相θ_M（ｔ）を算出し、信号発生部１３２₁，１３２₂へ送る（図２０参照）。位相θ_M（ｔ）を受けた信号発生部１３２₁，１３２₂は、位相θ_M（ｔ）に基づいて内部のテーブルを参照して、上述した（１６），（１７）式で表される信号である基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂を生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂は、信号加工部１４０へ送られる（図２０参照）。

基準信号生成部１３０Ｃからの基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂、及び、直交信号生成部１１０Ｃからの信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂を受けた信号加工部１４０は、基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂を利用して信号ＯＳＣ₁，ＯＳＣ₂を加工し、信号ＳＣＰを生成する。こうして生成された信号ＳＣＰは、ＬＰＦ５５１Ｓへ送られる。

サブチャンネル処理部５５２Ｃからの信号ＳＣＰを受けたＬＰＦ５５１Ｓは、角周波数０〜ω_cの成分を選択的に通過させる。この結果、副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）がＬＰＦ５５１Ｓを選択的に通過する。こうしてＬＰＦ５５１Ｓを通過した副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）が、信号ＳＣＢとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ向けて出力される。

以後、第１実施形態の場合と同様に、加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒにより、Ｌチャンネルのみに関連する信号ＬＤＡ及びＲチャンネルのみに関連する信号ＲＤＡが生成されて、オーディオ処理部５６０へ送られる（図１５参照）。

ステレオ復調部５５０Ｃからの信号ＬＤＡ，ＲＤＡを受けたオーディオ処理部５６０は、第１実施形態の場合と同様にして、信号ＬＤＡ，ＲＤＡのそれぞれについて、アナログ信号に変換した後、制御部５２０Ａからのオーディオ処理指令ＶＬＣに従って、音量等を調整する。こうして得られた結果がＬチャンネル用の音声信号ＬＳＡ及びＲチャンネル用の音声信号ＲＳＡとして、Ｌチャンネル用のスピーカ５８０Ｌ及びＲチャンネル用のスピーカ５８０Ｒへ向けて出力される（図１５参照）。

オーディオ処理部５６０からの音声信号ＬＳＡを受けたスピーカ５８０Ｌは、音声信号ＬＳＡに従って、Ｌチャンネル音声を再生出力する。また、オーディオ処理部５６０からの音声信号ＲＳＡを受けたスピーカ５８０Ｒは、音声信号ＲＳＡに従って、Ｒチャンネル音声を再生出力する。

以上説明したように、本第３実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む検波信号ＤＣＤから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳを反映した位相を導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られたベースバンド副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）を生成するための基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂を生成することができるので、ＦＭ放送波に含まれた音声を忠実に再生できる。この結果、ＦＭ放送波に含まれた音声の良質な再生を行うことができる。

また、本第３実施形態では、ＦＩＬ１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂における位相ずれΔθを考慮して、パイロット信号ＰＳを反映した位相θの算出を行うので、精度良く位相を算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＣ₁，ＢＳＣ₂を生成することができる。

また、本第３実施形態では、直交化部１１２Ｃにおいて周波数変換を行いつつ直交化を行うので、ヒルベルト変換等を用いて直交化する場合と比べて演算量を削減することができる。

また、本第３実施形態では、帯域制限フィルタ１１１により信号ＤＣＤを帯域制限した帯域制限信号ＬＳＩを、周波数変換を行いつつ直交化するので、パイロット信号ＰＳの周波数変換結果へのノイズの混入を低減させることができる。

［第４実施形態］
次いで、本発明の第４実施形態を、図２４〜図３０を主に参照しつつ説明する。

図２４には、本第４実施形態に係るＦＭ受信装置５００Ｄの概略的な構成がブロック図にて示されている。この図２４に示されるように、ＦＭ受信装置５００Ｄは、上記の第３実施形態のＦＭ受信装置５００Ｃと比べて、制御部５２０Ａに代えて制御部５２０Ｄを備える点、及び、ステレオ復調部５５０Ｃに代えてステレオ復調部５５０Ｄを備える点のみが異なっている。以下、これらの相違点に主に着目して説明する。

制御部５２０Ｄは、上述した制御部５２０Ａの機能に加えて、ステレオ復調部５５０Ｄに対して、シフト角周波数ω_SHMの指定を行う機能を有している。かかるシフト角周波数指定機能を実現するために、制御部５２０Ｄは、フロントエンド部５３０からの中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、制御部５２０Ｄは、信号ＩＦＤの信号レベルや、ＦＭ検波出力である信号ＤＣＤにおける所定のノイズ成分のレベルに基づいて、予め定められたアルゴリズムに従って、シフト角周波数ω_SHMを算出する。こうして算出されたシフト角周波数ω_SHMは、周波数変換制御信号ＦＴＣとしてステレオ復調部５５０Ｄへ向けて出力される。

ステレオ復調部５５０Ｄは、上述したステレオ復調部５５０Ｃと比べて、サブチャンネル処理部５５２Ｃに代えてサブチャンネル処理部５５２Ｄを備える点のみが異なっている。このサブチャンネル処理部５５２Ｄは、図２５に示されるように、上述のサブチャンネル処理部５５２Ｃと比べて、直交信号生成部１１０Ｃに代えて直交信号生成部１１０Ｄを備える点、位相算出部１２０Ｃに代えて位相算出部１２０Ｄを備える点、及び、基準信号生成部１３０Ｃに代えて基準信号生成部１３０Ｄを備える点が異なっている。また、サブチャンネル処理部５５２Ｄは、サブチャンネル処理部５５２Ｃと比べて、直交化帯域制限手段としてのハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１１５₁，１１５₂を更に備える点が異なっている。

直交信号生成部１１０Ｄは、図２６に示されるように、直交信号生成部１１０Ｃと比べて、直交化部１１２Ｃに代えて直交化部１１２Ｄを備えている点、及び，ＦＩＬ１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂に代えてＦＩＬ１１３Ｄ₁，１１３Ｄ₂を備える点が異なっている。

直交化部１１２Ｄは、図２７に示されるように、直交化部１１２Ｃと比べて、発振部２１０Ｃに代えて発振部２１０Ｄを備える点のみが異なっている。

発振部２１０Ｄは、制御部５２０Ｄからの信号ＦＴＣで指定された角周波数ω_SHMの信号を生成することにより、乗算部２２０₁へ供給すべき信号ＯＴＶ₁、及び、乗算部２２０₂へ供給すべき信号ＯＴＶ₂を発生する。本第４実施形態では、信号ＯＴＶ₁及び信号ＯＴＶ₂は、次の（１８）及び（１９）式で表されるようになっている。
ＯＴＶ₁（ｔ）＝Ｂ₀・ｃｏｓ（ω_SHM・ｔ） …（１８）
ＯＴＶ₂（ｔ）＝Ｂ₀・ｓｉｎ（ω_SHM・ｔ） …（１９）
ここで、Ｂ₀は定数である。

図２６に戻り、ＦＩＬ１１３Ｄ_j（ｊ＝１，２）のそれぞれは、無限インパルス応答フィルタ（ＩＩＲ）等のデジタルフィルタとして構成されている。このＦＩＬ１１３Ｄ_jは、直交化部１１２Ｄからの信号ＯＳＤ_j及び制御部５２０Ｄからの信号ＦＴＣを受ける。そして、ＦＩＬ１１３Ｄ_jは、信号ＯＳＤ_jにおける角周波数（ω_SHM−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分の一方を選択的に通過させ、信号ＰＳＤ_jとして位相算出部１２０Ｄへ向けて出力する。

なお、ＦＩＬ１１３Ｄ_jを介することにより、フィルタ遅延に伴う固定的な位相シフトΔθが発生する場合がある。本第４実施形態では、かかる位相シフトΔθが発生するものとする。この位相シフトΔθは、ＦＩＬ１１３Ｄ_jの構成にて定まるものであり、ＦＩＬ１１３Ｄ_jの設計段階で定まる。

この結果、直交信号生成部１１０Ｄから出力される信号ＰＳＤ₁，ＰＳＤ₂は、次の（２０）及び（２１）式で表される。
ＰＳＤ₁（ｔ）＝−Ａ（ｔ）・ｓｉｎ［ω_SHMｔ−（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ］ …（２０）
ＰＳＤ₂（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｃｏｓ［ω_SHMｔ−（ω_Cｔ＋φ₀）−Δθ］ …（２１）

図２５に戻り、位相算出部１２０Ｄは、直交信号生成部１１０Ｄからの信号ＰＳＤ₁及び信号ＰＳＤ₂、並びに制御部５２０Ｄからの信号ＦＴＣで指定された角周波数ω_SHMに基づいて、パイロット信号ＰＳを反映した位相を算出する。かかる算出に際して、位相算出部１２０Ｄは、例えば、信号ＰＳＤ₁及び信号ＰＳＤ₂についてａｒｃｔａｎ等の演算を行ったうえで、角周波数ω_SH及び位相シフトΔθを考慮して、パイロット信号ＰＳを反映した位相θ_C（ｔ）を算出する。

こうして算出された位相は、信号ＰＨＡとして、位相算出部１２０Ｄから基準信号生成部１３０Ｄへ向けて出力される。

基準信号生成部１３０Ｄは、位相算出部１２０Ｄからの信号ＰＨＡ及び制御部５２０Ｄからの信号ＦＴＣに基づいて、角周波数（ω_SHM−２ω_C）の基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂を生成する。かかる機能を有する基準信号生成部１３０Ｄは、図２８に示されるように、上述の基準信号生成部１３０Ｃと比べて、位相加工部１３１Ｃに代えて位相加工部１３１Ｄを備える点のみが異なっている。

位相加工部１３１Ｄは、位相算出部１２０Ｄからの信号ＰＨＡが示す位相θ_C（ｔ）及び制御部５２０Ｄからの信号ＦＴＣを受ける。そして、位相加工部１３１Ｄは、次の（２２）式により、位相θ_M（ｔ）を算出する。
θ_M（ｔ）＝ω_SHMｔ−２θ_C（ｔ）＝ω_SHMｔ−２（ω_Cｔ＋φ₀） …（２２）

すなわち、本第４実施形態では、位相加工部１３１Ｄは、角周波数（ω_SHM−２ω_C）で変化する位相θ_M（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_M（ｔ）は、位相加工信号ＭＰＤとして信号発生部１３２₁，１３２₂へ向けて出力される。

この結果、本第４実施形態では、信号発生部１３２₁，１３２₂が、位相加工部１３１Ｄからの位相加工信号ＭＰＤに基づいて、次の（２３）及び（２４）式により基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂を生成する。
ＢＳＤ₁（ｔ）＝−Ｃ₀・ｓｉｎ［θ_M（ｔ）］
＝−Ｃ₀・ｓｉｎ［ω_SHMｔ−２θ_C（ｔ）］
＝−Ｃ₀・ｓｉｎ［ω_SHMｔ−２（ω_Cｔ＋φ₀）］ …（２３）
ＢＳＤ₂（ｔ）＝Ｃ₀・ｃｏｓ［θ_M（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｃｏｓ［ω_SHMｔ−２θ_C（ｔ）］
＝Ｃ₀・ｃｏｓ［ω_SHMｔ−２（ω_Cｔ＋φ₀）］ …（２４）

こうして生成された基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂は、信号加工部１４０へ向けて出力される。

図２５に戻り、ＨＰＦ１１５_j（ｊ＝１，２）のそれぞれは、位相シフト（位相遅れ）が無い又は非常に小さい有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲ）等のデジタルフィルタとして構成されている。ＨＰＦ１１５_jのそれぞれは、図２９において一点鎖線で示されるようなフィルタリング特性を有し、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルが十分であり、かつ、妨害信号レベルも小さい場合に制御部５２０Ｄによって採用されるシフト角周波数ω_SH1が直交化部１１２Ｄに対して指定された場合に、信号ＯＳＤ_jに含まれる放送音声に関連する周波数帯域の信号成分をほぼそのままで通過させるようになっている。

一方、ＨＰＦ１１５_jのそれぞれは、図３０に示されるように、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルが十分でない、又は、妨害信号レベルも大きい場合に制御部５２０Ｄによって採用されるシフト角周波数ω_SH2（＜ω_SH1）が直交化部１１２Ｄに対して指定された場合に、副チャンネル信号（Ｌ_M−Ｒ_M）に対応する低周波側の信号成分ＳＧ２Ｍ_jの一部を遮断するようになっている。ここで、信号成分ＳＧ２Ｍ_jのうちでＨＰＦ１１５_jにより遮断される成分は、再生時においては高音域の部分であるように、ＨＰＦ１１５_jのフィルタリング特性が定められている。

この結果、制御部５２０が定めるシフト周波数ω_SHMが変化すると、ＦＭ音声再生時のハイカット特性が変化するようＤになっている。なお、ＨＰＦ１１５_jのそれぞれのフィルタリング特性は、図２９及び図３０において一点鎖線で示されるようになっているので、検波信号ＤＣＤのサンプルレートが高い場合であっても、フィルタリング演算量を適正化できるようになっている。

以上のように構成されたＨＰＦ１１５₁，１１５₂を介した信号が、信号ＨＣＣ₁，ＨＣＣ₂として信号加工部１４０へ向けて出力される。このため、信号加工部１４０では、信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂を利用して信号ＨＣＣ₁，ＨＣＣ₂が加工されて、信号ＳＣＰが生成される。この結果、図２４に示されるように、ステレオ復調部５５０Ｄからは、信号ＬＤＤ，ＲＤＤが出力される。

＜動作＞
次に、上記のように構成されたＦＭ受信装置５００Ｄの動作について、ステレオ復調処理に主に着目して説明する。

前提として、上述した第３実施形態の場合と同様に、ＦＭ受信装置５００Ｄでは、操作入力部５７０からの選局指定に従って、受信希望局が選局されているものとする。また、ＦＭ受信装置５００Ｄでは、操作入力部５７０からの音量等の指定に従って、スピーカ５８０Ｌ，５８０Ｒからの出力音量等の調整がなされているものとする。

様々な放送局からの放送波がアンテナ５１０で受信されると、受信結果が、受信信号ＲＦＳとしてフロントエンド部５３０へ送られる。この受信信号ＲＦＳを受けたフロントエンド部５３０は、受信信号ＲＦＳから希望局に対応する信号を抽出し、中間周波数の中間周波信号ＩＦＤとして制御部５２０Ｄ及び検波部５４０へ送る（図２４参照）。

中間周波信号ＩＦＤを受けた制御部５２０Ｄは、上述したように、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルや妨害信号レベルに基づいてシフト周波数ω_SHMを算出し、信号ＦＴＣとして、ステレオ復調部５５０Ｄ（より詳しくは、直交信号生成部１１０Ｄ、位相算出部１２０Ｄ、基準信号生成部１３０Ｄ）へ送る（図２４参照）。

中間周波信号ＩＦＤを受けた検波部５４０は、第３実施形態の場合と同様にして、中間周波信号ＩＦＤに対して、所定方式でデジタル検波処理を施してコンポジット信号である信号ＤＣＤを生成する。こうして生成された信号ＤＣＤは、ステレオ復調部５５０Ｄへ送られる。

信号ＤＣＤを受けたステレオ復調部５５０Ｄでは、信号ＤＣＤが、ＬＰＦ５５１Ｍ及びサブチャンネル処理部５５２Ｄへ供給される。信号ＤＣＤを受けたＬＰＦ５５１Ｍは、第３実施形態の場合と同様にして、角周波数０〜ω_cの成分である主チャンネル信号（Ｌ＋Ｒ）を選択的に通過させ、信号ＭＣＡとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ送る。

一方、サブチャンネル処理部５５２Ｄでは、直交信号生成部１１０Ｄが、信号ＤＣＤを受ける（図２５参照）。信号ＤＣＤの供給を受けた直交信号生成部１１０Ｄでは、まず、第３実施形態の場合と同様に、帯域制限フィルタ１１１が、信号ＤＣＤにおける角周波数ω_C〜３ω_Cを含む所定の周波数帯域の信号成分を選択的に通過させ、周波数帯域が制限された帯域制限信号ＬＳＩとして直交化部１１２Ｄへ送る（図２６参照）。

帯域制限信号ＬＳＩを受けた直交化部１１２Ｄは、制御部５２０Ｄから受けた信号ＦＴＣ及び帯域制限信号ＬＳＩに基づいて、互いに直交する２つの信号ＯＳＤ₁，ＯＳＤ₂を生成し、ＦＩＬ１１３Ｄ₁，１１３Ｄ₂へ送るとともに、ＨＰＦ１１５₁，１１５₂へ送る（図２６参照）。信号ＯＳＤ₁，ＯＳＤ₂を受けたＨＰＦ１１５₁，１１５₂は、上述のように定められているフィルタリング特性に従って、所定周波数帯域の信号成分を通過させ、信号ＨＣＣ₁，ＨＣＣ₂として信号加工部１４０へ送る（図２５参照）。

引き続き、信号ＯＳＤ₁を受けたＦＩＬ１１３Ｄ₁が、信号ＯＳＤ₁における角周波数（ω_SHM−ω_C）の成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＤ₁として位相算出部１２０Ｄへ向けて出力する。また、信号ＯＳＤ₂を受けたＦＩＬ１１３Ｄ₂が、信号ＯＳＤ₂における角周波数（ω_SHM−ω_C）の成分、すなわち、パイロット信号ＰＳに対応する信号成分を選択的に通過させ、信号ＰＳＤ₂として位相算出部１２０Ｄへ向けて出力する（図２６参照）。

ここで、信号ＰＳＤ₁は、上述した（２０）式で表される波形となる。一方、信号ＰＳＤ₂は、上述した（２２）式で表される波形となる。

信号ＰＳＤ₁,ＰＳＤ₂を受けた位相算出部１２０Ｄは、上述したように動作して、パイロット信号ＰＳの位相θ_C（ｔ）を算出する。こうして算出された位相θ_C（ｔ）は、信号ＰＨＡとして基準信号生成部１３０Ｄへ送られる（図２５参照）。

信号ＰＨＡを受けた基準信号生成部１３０Ｄは、信号ＰＨＡに基づいて、基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂を生成する。かかる基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂の生成に際して、基準信号生成部１３０Ｄでは、まず、位相加工部１３１Ｄが、上述した（２２）式により、位相θ_M（ｔ）を算出し、信号発生部１３２₁，１３２₂へ送る（図２８参照）。位相θ_M（ｔ）を受けた信号発生部１３２₁，１３２₂は、位相θ_M（ｔ）に基づいて内部のテーブルを参照して、上述した（２３），（２４）式で表される信号である基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂を生成する。こうして生成された基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂は、信号加工部１４０へ送られる（図２８参照）。

基準信号生成部１３０Ｄからの基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂、及び、ＨＰＦ１１５₁，１１５₂からの信号ＨＣＣ₁，ＨＣＣ₂を受けた信号加工部１４０は、基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂を利用して信号ＨＣＣ₁，ＨＣＣ₂を加工し、信号ＳＣＰを生成する。こうして生成された信号ＳＣＰは、ＬＰＦ５５１Ｓへ送られる。

サブチャンネル処理部５５２Ｄからの信号ＳＣＰを受けたＬＰＦ５５１Ｓは、角周波数０〜ω_cの成分を選択的に通過させる。この結果、副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）がＬＰＦ５５１Ｓを選択的に通過する。こうしてＬＰＦ５５１Ｓを通過した副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）が、信号ＳＣＤとして加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒへ向けて出力される。

以後、第３実施形態の場合と同様に、加算部５５３Ｌ及び減算部５５３Ｒにより、Ｌチャンネルのみに関連する信号をＬＤＤ及びＲチャンネルのみに関連する信号ＲＤＤが生成されて、オーディオ処理部５６０へ送られる（図２４参照）。

ステレオ復調部５５０Ｄからの信号ＬＤＤ，ＲＤＤを受けたオーディオ処理部５６０は、第１実施形態の場合と同様にして、信号ＬＤＤ，ＲＤＤのそれぞれについて、アナログ信号に変換した後、制御部５２０Ｄからのオーディオ処理指令ＶＬＣに従って、音量等を調整する。こうして得られた結果がＬチャンネル用の音声信号ＬＳＤ及びＲチャンネル用の音声信号ＲＳＤとして、Ｌチャンネル用のスピーカ５８０Ｌ及びＲチャンネル用のスピーカ５８０Ｒへ向けて出力される（図２４参照）。

オーディオ処理部５６０からの音声信号ＬＳＤを受けたスピーカ５８０Ｌは、音声信号ＬＳＤに従って、Ｌチャンネル音声を再生出力する。また、オーディオ処理部５６０からの音声信号ＲＳＤを受けたスピーカ５８０Ｒは、音声信号ＲＳＤに従って、Ｒチャンネル音声を再生出力する。

以上説明したように、本第４実施形態では、第３実施形態の場合と同様に、角周波数ω_Cのパイロット信号ＰＳを含む検波信号ＤＣＤから、ＰＬＬ方式におけるフィードバックループや、位相計測の基準となるベース信号を用いることなく、パイロット信号ＰＳを反映した位相を導出する。このため、簡易にかつ迅速にパイロット信号ＰＳとの同期が図られたベースバンド副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）を生成するための基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂を生成することができるので、ＦＭ放送波に含まれた音声を忠実に再生できる。この結果、ＦＭ放送波に含まれた音声の良質な再生を行うことができる。

また、本第４実施形態では、ＦＩＬ１１３Ｄ₁，１１３Ｄ₂における位相ずれΔθを考して、パイロット信号ＰＳを反映した位相の算出を行うので、精度良く位相を算出することができる。このため、パイロット信号ＰＳに精度良く同期した基準信号ＢＳＤ₁，ＢＳＤ₂を生成することができる。

また、本第４実施形態では、直交化部１１２Ｄにおいて周波数変換を行いつつ直交化を行うので、ヒルベルト変換等を用いて直交化する場合と比べて演算量を削減することができる。

また、本第４実施形態では、帯域制限フィルタ１１１により信号ＤＣＤを帯域制限した帯域制限信号ＬＳＩを、周波数変換を行いつつ直交化するので、パイロット信号ＰＳの周波数変換結果へのノイズの混入を低減させることができる。

また、本第４実施形態では、信号ＤＣＤを帯域制限した帯域制限信号ＬＳＩに対して周波数変換を行った信号に対して、ＨＰＦ１１５₁，１１５₂を利用してハイカットのための処理を行うので、ＦＩＬ１１３Ｄ₁，１１３Ｄ₂を設計する場合における容易化を図ることができる。

［実施形態の変形］
本発明は、上記の第１〜第４実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。

例えば、上記の第１〜第４実施形態では、副チャンネル信号（Ｌ_M−Ｒ_M）について加工を行って、ベースバンド副チャンネル信号（Ｌ−Ｒ）を得る場合を例示して説明した。これに対し、放送波にＲＤＳ（Radio Data System）信号等が更に含まれる場合には、副チャンネル信号（Ｌ_M−Ｒ_M）の場合と同様の加工を行って、ＲＤＳ信号をベースバンド帯域の信号とすることもできる。

また、上記の第３及び第４の実施形態では、周波数変換後のパイロット信号ＰＳに対応する信号のうち、角周波数（ω_SH−ω_C），（ω_SHM−ω_C）の信号を抽出して利用するようにしたが、角周波数（ω_SH＋ω_C），（ω_SHM＋ω_C）の信号を抽出して利用するようにしてもよい。

また、上記の第４の実施形態では、副チャンネル信号に対する周波数変換を行うシフト周波数を変更することにより、ハイカットを行う帯域を調整するようにした。これに対し、ＦＩＬ１１５₁，１１５₂の通過帯域を可変とすることにより、ハイカットを行う帯域を調整するようにしてもよい。

また、第１実施形態に対する第２実施形態への変形を、第３又は第４実施形態に適用することもできる。

なお、第１〜第４実施形態のＦＭ受信装置における制御部、検波部、ステレオ復調部を、ＣＰＵ（Central Processing Unit）及びＤＳＰ（Digital Signal Processor）を備える計算機により構成し、当該計算機におけるプログラムの実行によって、第１〜第４実施形態のＦＭ受信装置の機能を実現することができる。これらのプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配送の形態で取得されるようにしてもよい。

本発明の第１実施形態に係るＦＭ受信装置の概略的な構成を示すブロック図である。 第１実施形態において想定する検波信号の周波数分布を説明するための図である。 図１の装置におけるステレオ復調部の構成を示すブロック図である。 図３におけるサブチャンネル処理部の構成を示すブロック図である。 図４における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。 図５における直交化部の構成を示すブロック図である。 図４における基準信号生成部の構成を示すブロック図である。 図４の装置における信号加工部の構成を示すブロック図である。 図８の加工部の構成を示すブロック図である。 第１実施形態における信号加工部による加工結果信号の周波数分布を説明するための図である。 本発明の第２実施形態に係るＦＭ受信装置の概略的な構成を示すブロック図である。 図１１の装置におけるサブチャンネル処理部の構成を示すブロック図である。 図１２における基準信号生成部の構成を示すブロック図である。 第２実施形態における信号加工部による加工結果信号の周波数分布を説明するための図である。 本発明の第３実施形態に係るＦＭ受信装置の概略的な構成を示すブロック図である。 図１５の装置におけるサブチャンネル処理部の構成を示すブロック図である。 図１６における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。 帯域制限フィルタの特性を説明するための図である。 図１７における直交化部の構成を示すブロック図である。 図１６における基準信号生成部の構成を示すブロック図である。 第３実施形態において想定する検波信号の周波数分布を説明するための図である。 帯域制限フィルタから出力される帯域制限信号の周波数分布を説明するための図である。 図１９の直交化部による周波数変換結果を示すための図である。 本発明の第４実施形態に係るＦＭ受信装置の概略的な構成を示すブロック図である。 図２４の装置におけるサブチャンネル処理部の構成を示すブロック図である。 図２５における直交信号生成部の構成を示すブロック図である。 図２６における直交化部の構成を示すブロック図である。 図２５における基準信号生成部の構成を示すブロック図である。 図２５におけるＨＰＦの特性及び作用を説明ための図（その１）である。 図２５におけるＨＰＦの特性及び作用を説明ための図（その２）である。

符号の説明

１１０Ａ〜１１０Ｄ … 直交信号生成部（直交信号生成手段）
１１１ … 帯域制限フィルタ（コンポジット帯域制限手段）
１１２Ａ〜１１２Ｄ … 直交化部（直交化手段）
１１３Ａ₁，１１３Ａ₂… フィルタ（フィルタ手段）
１１３Ｃ₁，１１３Ｃ₂… フィルタ（フィルタ手段）
１１３Ｄ₁，１１３Ｄ₂… フィルタ（フィルタ手段）
１１５₁，１１５₂ … ハイパスフィルタ（直交化帯域制限手段）
１２０Ａ〜１２０Ｄ … 位相算出部（位相算出手段）
１３０Ａ〜１３０Ｄ … 基準信号生成部（基準信号生成手段）
１４０ … 信号加工部（ベースバンド変換手段）
５００Ａ〜５００Ｄ … ＦＭ受信装置

Claims (9)

1. ＦＭ放送波をＦＭ検波したコンポジット信号に対して、前記コンポジット信号におけるパイロット信号の位相を反映し、互いの直交化が図られた第１信号及び第２信号を生成する直交信号生成手段と；
   前記第１信号及び前記第２信号に基づいて、前記パイロット信号を反映した位相を算出する位相算出手段と；
   前記位相算出手段による算出結果に基づいて、前記パイロット信号と所定関係にある基準信号を生成する基準信号生成手段と；
   前記コンポジット信号における前記パイロット信号の周波数よりも高い周波数帯域の信号である副チャンネル信号に対応する信号を、前記基準信号を利用して、前記パイロット信号の周波数よりも低い周波数帯域の信号であるベースバンド副チャンネル信号に変換するベースバンド変換手段と；を備え、
   前記直交信号生成手段は、
   前記コンポジット信号の直交化を行い、互いに直交する第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化手段と；
   前記第１直交化信号に含まれる前記第１信号、及び、前記第２直交化信号に含まれる前記第２信号を選択的に通過させるフィルタ手段と；を備え、
   前記直交信号生成手段は、前記直交化に加えて、周波数シフトを行う、
   ことを特徴とするＦＭ受信装置。
2. 前記コンポジット信号における前記パイロット信号の周波数よりも低い周波数帯域の信号である主チャンネル信号と、前記ベースバンド副チャンネル信号とに基づいて、ステレオ復調を行うステレオ復調手段を更に備える、ことを特徴とする、請求項１に記載のＦＭ受信装置。
3. 前記基準信号は、更に所定の固定位相値だけ位相がずらされた信号である、ことを特徴とする請求項１又は２に記載のＦＭ受信装置。
4. 前記位相算出手段は、前記周波数シフトによる周波数シフト量を考慮して、前記パイロット信号の位相を算出する、
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のＦＭ受信装置。
5. 前記コンポジット信号の周波数帯域を制限した帯域制限信号を生成し、前記直交化手段に供給するコンポジット帯域制限手段を更に備える、ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載のＦＭ受信装置。
6. 前記直交信号生成手段は、前記第１直交化信号及び前記第２直交化信号における信号帯域を制限する直交化帯域制限手段を更に備え、
   前記ベースバンド変換手段は、前記直交化帯域制限手段を介した信号を、前記基準信号を利用して、前記パイロット信号の周波数よりも低い周波数帯域の信号に変換する、
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のＦＭ受信装置。
7. ＦＭ放送波をＦＭ検波したコンポジット信号に対して、前記コンポジット信号におけるパイロット信号の位相を反映し、互いの直交化が図られた第１信号及び第２信号を生成する直交信号生成工程と；
   前記第１信号及び前記第２信号に基づいて、前記パイロット信号を反映した位相を算出する位相算出工程と；
   前記位相算出工程における算出結果に基づいて、前記パイロット信号と所定関係にある基準信号を生成する基準信号生成工程と；
   前記コンポジット信号における前記パイロット信号の周波数よりも高い周波数帯域の信号である副チャンネル信号に対応する信号を、前記基準信号を利用して、前記パイロット信号の周波数よりも低い周波数帯域の信号であるベースバンド副チャンネル信号に変換するベースバンド変換工程と；を備え、
   前記直交信号生成工程は、
   前記コンポジット信号の直交化を行い、互いに直交する第１直交化信号及び第２直交化信号を生成する直交化工程と；
   前記第１直交化信号に含まれる前記第１信号、及び、前記第２直交化信号に含まれる前記第２信号を選択的に通過させるフィルタリング工程と；を備え、
   前記直交信号生成工程では、前記直交化に加えて、周波数シフトを行う、
   ことを特徴とするＦＭ受信処理方法。
8. 請求項７に記載のＦＭ受信処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とするＦＭ受信処理プログラム。
9. 請求項８に記載のＦＭ受信処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体。

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