JP6201972B2 - 放電ランプ点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、放電ランプ、特に高圧水銀ランプ、メタルハライドランプ、キセノンランプ等の高輝度放電ランプを点灯するための放電ランプ点灯装置に関する。

一般に、放電ランプは「ブレークダウンフェーズ」→「グロー放電フェーズ」→「アーク放電フェーズ」を経て定常状態（安定点灯）に至る。このような放電ランプの点灯制御を行う装置として、例えば特許文献１が示されている。

特許文献１には、放電ランプの始動時の「アーク放電フェーズ」において、非対称放電の状態の解消を促進させて、確実な点灯性を確保するため、下記始動シーケンスが有効とされている。

（１）先ず、放電ランプの始動開始時に、インバータを共振回路の基本共振周波数の３次低調波周波数（fo/3）で駆動することで、給電回路が無負荷開放電圧を出力する。

（２）放電ランプが絶縁破壊して放電を開始すれば、インバータの駆動周波数を共振回路の３次低調波周波数（fo/3）から所定の限界周波数に達するまで徐々に低下させる。

（３）限界周波数に達した後、インバータの駆動周波数を安定点灯周波数に移行させる。

特開２０１１−２９０１２号公報

上述の放電ランプ点灯装置においては、インバータの駆動周波数を（fo/3）から第１限界周波数までに低下させる間に、fo/5（５次低調波）やfo/7（７次低調波）などの奇数次の低調波を含む可能性がある。インバータ回路に接続される共振回路はこのような奇数次の低調波周波数で高電圧を発生するので、インバータ回路の駆動周波数を（fo/3）から第１限界周波数までに低下させる間に、放電ランプの状態が変動する。例えば、アーク放電状態に移行した直後は、ランプに封入された放電物質が全て気化するまでは、放電物質の状態に依っては放電状態が安定しない。アーク放電が維持できなくなるとグロー放電に戻ろうとするが、グロー放電を維持するに足る電圧が放電ランプに直ちに供給できない場合は、無負荷状態に移行し、いわゆる「立ち消え」が発生する。このような「立ち消え」が生じると、無制御状態になって、共振回路に過電圧が発生するおそれがある。そのため、出力段の共振回路の耐圧不良、インバータ回路のスイッチング素子の発熱による特性劣化、放電ランプのダメージによる寿命低下のおそれがある。

本発明の目的は、放電ランプの始動開始後に、無負荷状態となっても、共振回路、インバータ回路および放電ランプの劣化を防止した放電ランプ点灯装置を提供することにある。

本発明の放電ランプの点灯装置は次のように構成される。

（１）放電ランプの点灯装置であって、
ハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を有し、前記放電ランプへ供給する交流電圧を発生するインバータ回路と、
前記インバータ回路を駆動制御するインバータ制御回路と、
前記インバータ回路の後段に設置され、前記放電ランプの始動時に、共振現象に伴う昇圧作用によって前記放電ランプへの供給電圧を高める、共振インダクタおよび共振コンデンサで構成される共振回路と、を有し、
前記インバータ制御回路は、
前記放電ランプの始動開始後のブレークダウンおよびグロー放電が生じる期間である第１期間に、前記インバータ回路を前記共振回路の共振周波数（fo/3）を含む第１周波数範囲で駆動し、前記放電ランプのアーク放電が生じる期間である第２期間で、前記インバータ回路の駆動周波数を前記第１周波数範囲より周波数が低い、前記共振回路の共振周波数（fo/5など）を含む第２周波数範囲で駆動し、前記第２期間に続く第３期間で、前記インバータ回路の駆動周波数を前記第２周波数範囲より周波数が低い第３周波数で前記インバータ回路を駆動する駆動周波数制御手段と、
前記インバータ回路の前記ハイサイドスイッチング素子および前記ローサイドスイッチング素子が共にオフするデッドタイムを、前記第１期間および前記第３期間に比べて前記第２期間で長く設定する、デッドタイム制御手段と、
を備えることを特徴とする。

上記構成により、第２期間で必要なアーク電流を確保しつつ、アーク放電状態が持続できずにグロー放電状態または無負荷状態に移行（「立ち消え」）して無制御状態になっても、共振回路の共振電圧が過電圧になるのを抑制できる。

（２）前記駆動周波数制御手段は、前記第２期間の開始から前記駆動周波数を徐々に低下させる制御を行い、前記デッドタイム制御手段は、前記第２期間での前記駆動周波数の低下に応じて前記デッドタイムを大きくする制御を行うものであることが好ましい。

上記構成により、アーク放電開始直後はデッドタイムが短いので、必要なアーク電流を確保される。そのため、第１期間から第２期間へ移行した直後の「立ち消え」が防止できる。また、駆動周波数の低い領域あるいはランプ電流が正負非対称の領域において、デッドタイムの最適化によりアーク電流のピーク値が制御できるため、共振インダクタの飽和現象を抑制できる。

（３）前記インバータ制御回路は、前記放電ランプのアーク放電の開始を検出する手段を備え、前記駆動周波数制御手段は、前記アーク放電の開始を検出するまで前記第１期間の制御を行い、前記アーク放電を検出してから前記第２期間の制御へ切り替える制御を行うことが好ましい。

上記構成により、放電ランプがアーク放電を実際に開始してから第２期間に切り替わるので、第１期間から第２期間への移行が早くでき、また、第２期間での「立ち消え」の発生が少なくなる。

本発明によれば、第２期間で必要なアーク電流を確保しつつ、アーク放電状態が持続できずにグロー放電状態または無負荷状態に移行して無制御状態になっても、共振回路の共振電圧が過電圧になるのを抑制できる。そのため、出力段の共振回路の耐圧不良（絶縁破壊）、インバータ回路のスイッチング素子の発熱による特性劣化、放電ランプへのダメージ等を防止できる。

図１は第１の実施形態に係る放電ランプ点灯装置１０１の回路図である。 図２は共振回路１４へ印加される交流電圧の周波数と出力電圧（共振コンデンサＣｒ両端の共振電圧）Voutとの関係を示す図である。 図３は共振回路１４の周波数と無負荷時の昇圧比との関係を示す図である。 図４は、図１に示した放電ランプ点灯装置１０１の各部の波形図である。 図５は、第２期間Ｓ２で「立ち消え」が発生したときの、放電ランプ点灯装置１０１の各部の波形図である。 図６はデッドタイムDTに対する出力電圧および出力電流の関係を示す図である。 図７は、デッドタイムDTが比較的狭い場合の、インバータ回路１１および共振回路１４の各部の波形図である。 図８は、デッドタイムDTが比較的広い場合の、インバータ回路１１および共振回路１４の各部の波形図である。 図９は、デッドタイムDTが比較的広く、且つ出力電流（ランプ電流）Ioutが正負非対称であるときの、インバータ回路１１および共振回路１４の各部の波形図である。 図１０は、第２の実施形態に係る放電ランプ点灯装置の各部の波形図である。 図１１は、第２の実施形態に係る別の放電ランプ点灯装置の各部の波形図である。 図１２は、比較例としての放電ランプ点灯装置の各部の波形図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付す。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点について説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
本実施形態では、例えばプロジェクタの光源として用いられる放電ランプの点灯装置について示す。

図１は第１の実施形態に係る放電ランプ点灯装置１０１の回路図である。放電ランプ１０は一対の主放電電極を備える、例えば高圧水銀ランプ等の放電ランプである。放電ランプ点灯装置１０１は、インバータ回路１１、コンバータ回路１２、共振回路１４、およびレギュレータ回路２１を備える。

インバータ回路１１は、ドライバー回路２３、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３およびローサイドスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を有し、共振回路１４を介して放電ランプ１０に交流電圧を印加する。

コンバータ回路１２は、入力電源端子Ｐ１，Ｐ２から入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換してインバータ回路１１へ供給する。

共振回路１４は、共振インダクタＬｒおよび共振コンデンサＣｒの直列共振回路であり、インバータ回路１１の後段に接続され、放電ランプ１０の始動時に、共振現象に伴う昇圧作用によって放電ランプ１０への供給電圧を高める。

レギュレータ回路２１は、入力電源端子Ｐ１，Ｐ２に接続され、コンバータ回路１２のドライバー回路２２、インバータ回路１１のドライバー回路２３、およびスイッチング制御回路２４へそれぞれ所定の電源電圧を供給する。

コンバータ回路１２は、スイッチング素子Ｑ５、ダイオードＤ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ１で構成される降圧チョッパー方式の非絶縁コンバータ回路である。コンバータ回路１２は抵抗Ｒ１，Ｒ２、Ｒ３による出力電圧／電流検出回路を備える。

スイッチング制御回路２４は例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成される。このスイッチング制御回路２４は、本発明に係る「インバータ制御回路」の例である。スイッチング制御回路２４は、コンバータ回路１２を定電圧制御する場合、出力電圧検出回路の検出電圧と内部の基準電圧とを比較し、コンバータ回路１２の出力電圧が所定電圧に保たれるように、スイッチング素子Ｑ５のオンデューティを制御する。また、スイッチング制御回路２４は、コンバータ回路１２を定電流制御する場合、出力電流に比例した検出電圧と内部の基準電圧とを比較し、インバータ回路１１への入力電流が所定値に保たれるように、スイッチング素子Ｑ５のオンデューティを制御する。

スイッチング制御回路２４は、インバータ回路１１のハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３およびローサイドスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をスイッチング制御することで、インバータ回路１１から所定周波数の交流電圧を発生させる。

インバータ回路１１のドライバー回路２３は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動するハイサイド駆動回路と、ローサイドスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を駆動するローサイド駆動回路とを備える。このドライバー回路２３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン／オフと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオフ／オンを相補的に行う。

スイッチング制御回路２４は、駆動周波数制御手段およびデッドタイム制御手段を備える。スイッチング制御回路２４はインバータ回路１１のドライバー回路２３に、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３およびローサイドスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４用の制御信号を発生する。ドライバー回路２３はスイッチング制御回路２４から発生される上記制御信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を駆動する。

放電ランプ１０の電流経路にはランプ電流を検出する電流検出回路２５が設けられている。スイッチング制御回路２４は電流検出回路２５の検出結果に応じた制御を行う。ランプ電流に応じた制御の例については後述する。

図２は共振回路１４へ印加される交流電圧の周波数と出力電圧（共振コンデンサＣｒ両端の共振電圧）Voutとの関係を示す図である。インバータ回路１１から出力される交流電圧波形（矩形波）は、一般的に次式で表すように、フーリエ級数に展開でき、奇数次の低調波成分（基本波の奇数倍の成分）を含む。

矩形波＝「インバータの入力電圧」×４／π×（sinωt + 1/3 sin3ωt + 1/5 sin5ωｔ+・・・・） ここで、duty=50%、ω=2πf である。

例えば、インバータ回路１１を、共振回路１４の共振周波数foの1/3の周波数で駆動すると、共振回路１４は上式の3次低調波成分で共振するので、無負荷状態での出力電圧は、
「共振回路１４の共振の鋭さＱ」×「インバータ回路１１の入力電圧」×(4/3)π
の電圧を得ることになる。このようにＬＣ共振回路に印加される矩形波電圧の周波数に応じて出力電圧Voutは変化する。図２に示すように、共振回路１４の基本共振周波数foの矩形波が印加されたとき、出力電圧Voutは最も高くなる。基本共振周波数foより低い周波数においては、奇数次の低調波（fo/(2n+1)[n:1以上の整数]）で共振する。そして、周波数の低い奇数次の低調波である程、出力電圧（共振電圧）Voutは低くなる。図２に示す例では、fo，fo/3，fo/5の共振周波数で、共振電圧Voutは共振回路１４の耐圧上限電圧Vwを超える。後述するとおり、インバータ回路１１の駆動周波数をスイープあるいは切替えることで、耐圧上限電圧Vwを超えない制御を行い、放電ランプ１０を安定点灯させる。そのことで共振回路１４の耐圧不良を回避する。

また、電圧Vxは、アーク放電状態が持続できずにグロー放電状態または無負荷状態に移行して無制御状態になり、共振回路の共振電圧が無制御状態となっても、インバータ回路のスイッチング素子の発熱による特性劣化、放電ランプのダメージによる寿命低下に影響を与えない閾値を表す。

図３は共振回路１４の周波数と無負荷時の昇圧比との関係を示す図である。共振回路１４の周波数対共振電圧の関係は図２に示した特性であるので、インバータ回路１１の駆動周波数を（fo/3）および（fo/5）を含む周波数範囲でスイープすれば、駆動周波数が（fo/3）または（fo/5）であるとき、無負荷時の昇圧比が高くなる。図３において周波数F1〜F7は、インバータ回路１１の７段階の駆動周波数である。周波数F2は（fo/3）に対応し、周波数F5は（fo/5）に対応する。周波数F2' はfo/3より少し低い周波数に対応し、例えば数１００kHzであり、F7は数１００Hzである。

図４は、図１に示した放電ランプ点灯装置１０１の各部の波形図である。ここでは放電ランプ１０に流れる出力電流Ioutの波形、出力電圧Voutの波形、インバータ回路１１の駆動周波数の変位を示す波形、インバータ回路１１のハイサイドスイッチング素子および前記ローサイドスイッチング素子が共にオフするデッドタイムDTの変位を示す波形、をそれぞれ表す。図４において出力電圧Voutは包絡線で表している。

先ず、時刻t0で放電ランプ１０の始動が開始される。第１期間Ｓ１で放電ランプ１０はブレークダウンし、グロー放電を開始する。第２期間Ｓ２で放電ランプ１０はアーク放電を開始し、第３期間Ｓ３で安定点灯する。

放電ランプ１０の始動開始後の挙動は次のとおりである。

（１）始動
グロー放電電圧以上の電圧が放電ランプ１０に印加されることで、放電電極間が絶縁破壊し、ブレークダウンする。

（２）グロー放電
放電ガス中の陽イオン（Ar+、Hg+など）が、電極間の高い電圧による電界により加速され、陰極に衝突して電子をたたき出すことにより電子放出が維持される。この陽イオンの衝突エネルギーにより、陰極が加熱され、放電電極の温度が上昇し、熱電子が放出され、アーク放電に移行する。

（３）アーク放電
陰極からの電子放出は、陰極温度が十分高い状態において維持される。そのため、比較的低い電圧で維持できる。水銀ランプなどの希ガス放電ランプでは、アーク放電開始とともに瞬時に強い光放射が開始される。

始動開始から安定点灯までの詳細なシーケンスは次のとおりである。

［時刻t0-t1］
時刻t0で、コンバータ回路１２の出力電圧が、例えば数ｋＶの一定電圧となるように定電圧制御されるとともに、インバータ回路１１の駆動周波数を、周波数F2' を中心する所定周波数範囲で細かく変動させる。これにより、f0/3に近い周波数での、共振回路１４の高い昇圧比に応じた高電圧が放電ランプ１０に印加される。但し、出力電圧Voutは共振回路１４の耐圧上限電圧Vwを超えない。

上記周波数F2' を中心とする所定周波数範囲は、本発明に係る「第１周波数範囲」の例である。

［時刻t1-t2］
放電ランプ１０がブレークダウンすると、グロー放電が開始することで出力電流Ioutが流れ始める。その後、アーク放電に移行するまでに要する時間、この状態を維持する。

［時刻t2-t5］
時刻t2からは第２期間Ｓ２に移行する。時刻t2では、コンバータ回路１２の出力電圧が、例えば数１００Ｖの一定電圧となるように定電圧制御されるとともに、インバータ回路１１の駆動周波数はF3に切り替えられる。図４に示す例では時刻t2でグロー放電からアーク放電へ移行している。

時刻t3で、インバータ回路１１の駆動周波数はF4に切り替えられる。駆動周波数の低下に伴い、共振回路１４に含まれるインダクタのインピーダンスが低下し、そのことでランプ電流が増加する。

時刻t4で、インバータ回路１１の駆動周波数はF6に切り替えられる。駆動周波数の低下に伴い、共振回路１４に含まれるインダクタのインピーダンスが低下し、そのことでランプ電流がさらに増加する。

この第２期間Ｓ２で、インバータ回路１１のデッドタイム（ハイサイドスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３およびローサイドスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が共にオフする期間）DTは、T0からT2に拡げられる。そのため、後述するように、この第２期間Ｓ２でアーク放電が中断「立ち消え」しても、共振回路１４の出力電圧が過大になることはない。

本来、デッドタイムDTは、ハイサイドスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ３）からローサイドスイッチング素子（Ｑ２，Ｑ４）への過大な貫通電流を防ぐことを目的として設定されるが、本発明においては、貫通電流を防ぐだけでなく、上述のとおり、無負荷時に発生される電圧を抑制するために設定する。

上記周波数範囲F3〜F6は、本発明に係る「第２周波数範囲」の例である。

［時刻t5以降］
時刻t5からは第３期間Ｓ３に移行する。時刻t5以降では、コンバータ回路１２の出力電流が、所定の安定したアーク放電電流に相当する一定電流となるように定電流制御されるとともに、インバータ回路１１の駆動周波数はF7に切り替えられる。このときの出力電圧Voutは１０Ｖ〜数１０Ｖの範囲である。

また、放電ランプ１０の放電状態が安定化するに伴い、上記定電流制御の目標電流値を次第に上昇させる。この目標電流値が最終値に達した時点で、放電ランプ１０は「安定点灯」に達する。

上記周波数F7は、本発明に係る「第３周波数」の例である。

次に、第２期間Ｓ２内で「立ち消え」が発生したときの、放電ランプ点灯装置１０１の動作について、図５および図１２を参照して説明する。図５は本実施形態の放電ランプ点灯装置の各部の波形図、図１２は比較例としての放電ランプ点灯装置の各部の波形図である。この比較例の放電ランプ点灯装置はデッドタイムDTの制御を行わない。

短期間であっても放電ランプへの供給電流がアーク放電保持電流を下回ると、アーク放電を保持できなくなり、放電ランプは「立ち消え」に至る。第２期間Ｓ２で、インバータ回路の駆動周波数が数段階に切り替えられるが、「立ち消え」になったとき、無負荷状態となる。そのときの駆動周波数が共振回路の基本共振周波数、またはそれに近い周波数であれば、出力電圧Voutは過大になる。

デッドタイムDTの制御を行わない場合、図１２において、駆動周波数がF5（f0/5）付近となる時刻ta-tbで「立ち消え」が生じると、駆動周波数がF5（f0/5）付近での共振回路１４の昇圧比は高いので、出力電圧Voutが過大になる。図１２に示す例のように、出力電圧Voutが共振回路１４の耐圧上限電圧Vwを超えると、特に共振コンデンサＣｒの耐圧劣化が生じるおそれや、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の発熱による特性劣化が生じるおそれがある。

これに対し、本実施形態では、図５に示すように、時刻ta-tbでアーク放電が途切れ、「立ち消え」が発生し、無負荷状態となっても、この第２期間Ｓ２ではデッドタイムDTが大きいので、出力電圧Voutが過大にならない。そのため、共振回路１４の耐圧上限値を超えないことで、特に共振コンデンサＣｒの耐圧劣化またはインバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の発熱による特性劣化が防止される。また、放電ランプ１０に対する過電圧の印加が抑制され、放電ランプ１０へのダメージ／寿命劣化は防止される。

なお、図４において、デッドタイムDTの波形で、破線で示すように、時刻t2からt5までの駆動周波数の段階的な下降に伴って、デッドタイムDTを段階的に増大させてもよい。この駆動周波数の段階的な切り替えは、本発明に係る「駆動周波数を徐々に低下させる制御」の一例である。

このことにより、必要なアーク電流が確保される。そのため、アーク放電状態が持続できずにグロー放電状態または無負荷状態に移行してしまう「立ち消え」が防止できる。また、共振回路の共振電圧を低くできるので、アーク電流に正または負の偏りがあっても、無負荷時の過大電圧を制限しつつ、共振インダクタの飽和現象を抑制しやすくなる。アーク電流の正負の偏りについては後述する。

図６はデッドタイムDTに対する出力電圧および出力電流の関係を示す図である。デッドタイムを拡げることは、矩形波のdutyを50%以下にすることと等価である。矩形波の各高調波成分はDutyに比例して低減する。よって、デッドタイムDTを拡げるほど（dutyを低下させる程）、無負荷状態での出力電圧は低下することになる。図６に表れているように、インバータ回路の駆動周波数fo/3，fo/5，fo/7のいずれについても、デッドタイムDTを広くする程、出力電圧Voutは低下する。

一方、図６に表れているように、デッドタイムDTはある程度広げてもアーク放電電流Iaの値に影響を与えない。これは、デッドタイムDTを拡げても、アーク放電電流波形の正負対称性が維持されることに起因している。この作用については後に詳述する。

図６に示す例では、デッドタイムDTをT13以上にすると、駆動周波数がfo/3であっても出力電圧Voutは共振回路の耐圧上限電圧Vwを下回る。また、デッドタイムDTをT11以下にすると、駆動周波数がfo/3であっても出力電圧Voutは、閾値Vxを下回る。この閾値Vxは、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の発熱による特性劣化、放電ランプのダメージによる寿命低下に影響を与える電圧の閾値である。また、デッドタイムDTがT12以下であればアーク放電電流Iaが流れる、すなわち所定のアーク放電を維持できる。したがって、デッドタイムDTをT11以上T12以下の範囲O(DT)にすれば、アーク放電を維持でき、「立ち消え」になっても、共振回路の耐圧上限電圧Vwを下回り、且つ、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の発熱による特性劣化、放電ランプ１０のダメージによる寿命低下に影響を与える上限電圧Vxを下回ることになる。上記閾値Vxは放電ランプの特性やインバータ回路の部品選定にも依存するが、実験的に解を出すことはできる。図４に示したデッドタイムDTの時間T2は、図６におけるデッドタイムDTの時間T11以上T12以下の範囲内の値である。

図７、図８、図９は、上記デッドタイムDTを変化させたときの、インバータ回路１１および共振回路１４の各部の波形図である。

図７、図８では、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の状態、インバータ回路１１の出力電圧Vo、無負荷状態での出力電圧Vout、およびアーク放電電流Ia（アーク放電状態での出力電流）をそれぞれ表している。図９では、出力電圧Voおよびアーク放電電流Iaのみを表している。

図８に示す例は、図７の例よりデッドタイムDTが広い。図７、図８に示すように、デッドタイムはある程度広げても、出力電流（ランプのアーク電流）Ioutの電流値に影響を与えない。これは、図７に示すように出力電流Ioutが正負対称であるの場合に、一周期の1/4までデッドタイムDTを広げても、共振インダクタＬｒに流れる電流の極性が反転する前にインバータ回路１１のスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ４）または（Ｑ２，Ｑ３）がＯＮすれば、出力電流IoutはデッドタイムDTの影響を受けない。したがって、共振インダクタＬｒに流れる電流の極性が反転する前にスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ４）または（Ｑ２，Ｑ３）がＯＮする範囲で、デッドタイムDTを拡げてもアーク放電は維持できる。

但し、図９に示すように、出力電流Ioutが正負非対称（正または負に偏る）場合は、上記デッドタイムDTが一周期の1/4よりも狭い範囲であっても、出力電流Ioutは断続する（電流０の期間が生じる）場合がある。この状態では所定のアーク放電が維持され難く、「立ち消え」し易くなる。そのため、出力電流Ioutが断続しない範囲でデッドタイムDTを定めることが重要である。

このように、無負荷状態での出力電圧を下げつつ、アーク放電を持続させる範囲での最適なデッドタイムDTが存在することになる。この最適値は、放電ランプの特性にも依存するが、実験的に解を出すことはできる。

なお、図９に示したように出力電流Ioutが正または負に偏ることは、共振インダクタＬｒに直流成分が重畳されることと等価である。共振インダクタＬｒに重畳される直流成分が大きいと、共振インダクタＬｒが磁気飽和するおそれがある。本実施形態のように、アーク放電電流が流れる第２期間Ｓ２で上記デッドタイムDTの制御を行う際、デッドタイムDTを拡げることは、磁気飽和の発生を抑制する効果がある。すなわち、デッドタイムDTの設定によって共振インダクタＬｒの磁気飽和対策を行うこともできる。

《第２の実施形態》
図１０、図１１は、第２の実施形態に係る放電ランプ点灯装置の各部の波形図である。放電ランプ点灯装置の回路は第１の実施形態で図１に示した回路と同じである。第１の実施形態で図４に示した例とは、第２期間Ｓ２での駆動周波数制御の点で異なる。図１０、図１１のいずれにおいても、時刻t2からt5に亘る第２期間Ｓ２の全域で、インバータ回路の駆動周波数をF3からF6まで次第に低下させている。このように、駆動周波数を連続的に低下させてもよい。この駆動周波数の連続的なスイープは、本発明に係る「駆動周波数を徐々に低下させる制御」の一例である。

第１の実施形態と同様に、本実施形態でも、図１０、図１１中、第２期間Ｓ２において、駆動周波数がF5（f0/5）付近になる期間ta〜tbで「立ち消え」が発生しても、共振コンデンサおよび放電ランプへ過大な電圧が印加されることがない。

図１１に示す例では、時刻t2からt5に亘る第２期間Ｓ２の全域で、デッドタイムDTをT1からT2まで次第に拡げている。このように、第２期間Ｓ２での駆動周波数の低下に応じてデッドタイムDTを次第に拡げる制御を行ってもよい。このことで、インバータ回路の駆動周波数が高い領域で、ランプ電流Ioutが断続しない程度にデッドタイムが短めに設定されるので、必要なアーク電流を確保され易い。そのため、第１期間から第２期間へ移行した直後の「立ち消え」が防止できる。また、駆動周波数の広い範囲に亘って、共振回路の共振電圧を低く維持できるので、アーク電流に正または負の偏りがあっても、無負荷時の過大電圧を制限しつつ、共振インダクタの飽和現象を抑制しやすくなる。

《第３の実施形態》
第１・第２の実施形態では、第１期間Ｓ１でインバータ回路１１の駆動周波数を、F2' を中心する所定周波数範囲で細かく変動させることで高電圧を印加し、ブレークダウンさせ、グロー放電を開始させるようにした。そしてグロー放電を経てアーク放電に移行するに要する時間を待ってから第２期間Ｓ２に移行させた。すなわち、この第１期間Ｓ１の処理を終了した時点でアーク放電が開始したものと見なして第２期間Ｓ２の処理を行うようにした。これに対し、第３の実施形態では、ランプ電流の検出結果に基づいて第１期間Ｓ１から第２期間Ｓ２へ移行させる。

ランプ点灯装置の回路構成は図１に示したとおりである。スイッチング制御回路２４は電流検出回路２５が検出したランプ電流の値に応じた電圧信号を入力し、ランプ電流の大きさの変化とランプ電流の安定状態での大きさの区分に応じてグロー放電からアーク放電への移行を検知する。

通常、ブレークダウンによりランプ電流は急激に増大し、グロー放電状態ではランプ電流は不安定であるが、その後、アーク放電に移行すれば、ランプ電流は安定する。このランプ電流の安定を検出して、グロー放電状態からアーク放電の状態になったことを検知する。

したがって、上記第１期間Ｓ１の時間を一定にする必要はなく、上記ランプ電流に基づいてアーク放電へ移行したことを検知すれば、直ちに第２期間Ｓ２の処理を行う。

最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Ｃｒ…共振コンデンサ
Ｌｒ…共振インダクタ
Ｐ１，Ｐ２…入力電源端子
Ｑ１，Ｑ３…ハイサイドスイッチング素子
Ｑ２，Ｑ４…ローサイドスイッチング素子
Ｑ５…スイッチング素子
１０…放電ランプ
１１…インバータ回路
１２…コンバータ回路
１４…共振回路
２１…レギュレータ回路
２２，２３…ドライバー回路
２４…スイッチング制御回路
１０１…放電ランプ点灯装置

Claims (4)

1. ハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子を有し、放電ランプへ供給する交流電圧を発生するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を駆動制御するインバータ制御回路と、
   前記インバータ回路の後段に設置され、前記放電ランプの始動時に、共振現象に伴う昇圧作用によって前記放電ランプへの供給電圧を高める、共振インダクタおよび共振コンデンサで構成される共振回路と、を有し、
   前記インバータ制御回路は、
   前記放電ランプの始動開始後のブレークダウンおよびグロー放電が生じる期間である第１期間に、前記インバータ回路を前記共振回路の共振周波数を含む第１周波数範囲で駆動し、前記放電ランプのアーク放電が生じる期間である第２期間で、前記インバータ回路を前記第１周波数範囲より周波数が低い、前記共振回路の共振周波数を含む第２周波数範囲で駆動し、前記第２期間に続く第３期間で、前記インバータ回路を前記第２周波数範囲より周波数が低い第３周波数で駆動する駆動周波数制御手段と、
   前記インバータ回路の前記ハイサイドスイッチング素子および前記ローサイドスイッチング素子が共にオフするデッドタイムを、前記第１期間および前記第３期間に比べて前記第２期間で長く設定する、デッドタイム制御手段と、
   を備えることを特徴とする放電ランプ点灯装置。
2. 前記第１周波数範囲および前記第２周波数範囲は前記共振回路の基本共振周波数の奇数次低調波周波数を含む周波数範囲であり、前記第３周波数は前記基本共振周波数の奇数次低調波周波数である、請求項１に記載の放電ランプ点灯装置。
3. 前記駆動周波数制御手段は、前記第２期間の開始から前記インバータ回路の駆動周波数を徐々に低下させ、
   前記デッドタイム制御手段は、前記第２期間での前記駆動周波数の低下に応じて前記デッドタイムを大きくする、請求項１または２に記載の放電ランプ点灯装置。
4. 前記インバータ制御回路は、前記放電ランプのアーク放電の開始を検出する手段を備え、
   前記駆動周波数制御手段は、前記アーク放電の開始を検出するまで前記第１期間の制御を行い、前記アーク放電を検出してから前記第２期間の制御へ切り替える、
   請求項１から３のいずれかに記載の放電ランプ点灯装置。

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