JP2006324035A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 放電灯の高周波点灯において音響共鳴の抑制に有効な対策を講じる。
【解決手段】 直流−交流変換回路３、起動回路４、電力制御のための制御手段１５を備えた放電灯点灯回路１において、制御手段１５によって駆動される複数のスイッチング素子５Ｈ、５Ｌと、直列ＬＣ共振回路（７ｐ、８、９）を有する。スイッチング素子の駆動周波数に係る周波数変調により音響共鳴を抑制するために周波数変調回路を設ける。駆動周波数に係る基本周波数が１メガヘルツ以上である場合に、変調幅を２０キロヘルツ以上に設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯の高周波点灯回路における音響共鳴対策の技術に関する。

自動車用照明光源に用いられる、メタルハライドランプ等の放電灯の点灯回路には、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成をもった直流電源回路と、直流−交流変換回路、起動回路を備えた構成が知られている。例えば、バッテリーからの直流入力電圧を直流電源回路において所望の電圧に変換した上で、後段の直流−交流変換回路にて交流出力に変換し、これに起動用信号を重畳して放電灯に供給する（例えば、特許文献１参照。）。

放電灯の点灯制御においては、放電灯が点灯する前（消灯時）の無負荷時出力電圧（以下、「ＯＣＶ」という。）を制御して、放電灯に起動用信号を印加することで該放電灯を点灯させた後、過渡投入電力を低減しながら定常点灯状態へと移行させる。

直流電源回路には、例えば、トランスを用いたスイッチングレギュレータが用いられ、また、直流−交流変換回路には、例えば、複数対のスイッチング素子を用いたフルブリッジ型構成等が挙げられる。

直流電圧変換と直流−交流変換という２段階の変換を行う構成形態では、回路規模が大きくなってしまい、小型化に適さなくなるため、その対策として、直流−交流変換回路における１段階の電圧変換によって昇圧された出力を放電灯に供給するようにした構成が知られている。

例えば、コンデンサとインダクタンス素子を用いた直列共振回路を備え、共振電圧をトランスで昇圧した上で放電灯への電力供給を行う構成形態が挙げられる。コンデンサやインダクタンス素子による直列共振では、共振周波数を中心としてほぼ対称的な周波数特性をもち、直流−交流変換回路を構成する半導体スイッチング素子の駆動周波数を変えることで出力電圧や電力を制御することができ、共振周波数よりも高い周波数領域（誘導性領域あるいは遅相領域）では、周波数の増加に対して出力電圧が低下し、また、共振周波数よりも低い周波数領域（容量性領域あるいは進相領域）では、周波数の減少に対して出力電圧が低下する傾向を示す。

電源投入後の消灯時（点灯前）におけるＯＣＶ制御では、直列共振周波数（これを「Ｆoff」と記す。）よりも高い周波数領域において、半導体スイッチング素子の駆動周波数を下げることでＯＣＶ値を高め、それが目標値に到達した時点で、起動用の高圧パルスを発生させて放電灯に印加する。そして、放電灯が点灯した場合に、直列共振周波数（これを「Ｆon」と記す。「Ｆon＞Ｆoff」である。）よりも高い周波数領域へと移行させて放電灯の電力制御を開始させる。

特開平７−１４２１８２号公報

ところで、放電灯に矩形波状電圧等を供給して点灯させる回路装置を小型化するために、高周波化により点灯周波数を高める場合に、所定の周波数以上では放電管内のガス振動（音波）と放電アークとの共振（共鳴）が問題となる。所謂「音響共鳴」という現象によりアーク形状の乱れが引き起こされ、この現象が発生する周波数は放電管の形状と放電管内のガス圧で決まる。

１ＭＨｚ以上の点灯周波数では、音響共鳴が発生する周波数が連続的ではなく離散的な値をとるため、音響共鳴が発生しない周波数を選んで点灯周波数を設定すれば安定したアークが得られることになるが、放電管形状の個体差によって個々の設定が異なり、量産化において放電管毎に点灯周波数を個別に設定する方法は現実的でない。

本発明は、放電灯の高周波点灯において音響共鳴の抑制に有効な対策を講じることを課題とする。

本発明は、直流入力電圧を受けて交流変換を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路と、直流−交流変換回路の出力する電力を制御するための制御手段を備えた放電灯点灯回路において、下記に示す構成を有するものである。

・直流−交流変換回路が、制御手段によって駆動される複数のスイッチング素子と、インダクタンス素子若しくはトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有していること。

・スイッチング素子の駆動周波数に係る周波数変調により音響共鳴を抑制するために周波数変調回路が設けられていること。

本発明では、周波数変調により、放電管の管壁に向かう進行波と管壁での反射波とで波長が異なる結果、音響共鳴周波数にて放電管内で定在波を生じさせないようにする作用が齎される。

本発明によれば、音響共鳴現象による放電アークの乱れを防止することで放電の安定性を保証することができる。そして、放電管形状の個体差を考慮して個々の周波数設定を変更する必要がなく、個体差には無関係に変調周波数を一律に規定すれば良い。

周波数変調に伴う周波数の増加時に放電灯への投入電力が低くなり過ぎないようにするためには、放電灯の点灯状態を維持し得る上限周波数を「Ｆmax」と記すとき、スイッチング素子の駆動周波数がＦmaxを超えないようにするためにリミッタ回路を設けることが放電灯の立ち消え防止に有効である。

また、点灯時の上記共振周波数Ｆon未満の領域でもランプ電圧やランプ電流を安定に検出できるようにするには、スイッチング素子の駆動周波数が予め決められた周波数下限値未満とならないようにするためのリミッタ回路を設けることが好ましい。

周波数変調回路の出力波形として三角波を用いる形態では、正弦波等に比して放電アークが途切れ難いという効果が得られる。

そして、起動用信号によって放電灯が起動した直後にいきなり周波数変調を開始させることは放電灯の始動性に悪影響を及ぼすため、放電灯が起動してから予め決められた時間が経過した後で周波数変調を開始させることが好ましい。

上記制御手段が、入力電圧に応じて変化する周波数の信号を出力する電圧−周波数変換部を備えた構成では、周波数変調回路の出力信号によって周波数変調を受けた電圧−周波数変換部の出力信号に基づいて生成される駆動信号をスイッチング素子に供給する形態と、周波数変調回路の出力信号によって変調された上記入力電圧を電圧−周波数変換部に供給し、その出力信号に基づいて生成される駆動信号をスイッチング素子に供給する形態が挙げられる。いずれの形態でも回路構成の簡素化に有用であって、前者の形態では放電灯への投入電力に応じて決まる周波数を操作し、後者の形態では、目標とする投入電力を変化させることで周波数変調を実現することができる。

周波数変調に関する許容幅については、スイッチング素子の駆動制御に係る基本周波数を「Ｆｃ」と記し、「Δmax＝２×（Ｆmax−Ｆｃ）」と記すとき、Ｆｃが１メガヘルツ以上であって、変調許容幅が２０キロヘルツ以上かつΔmax以下であることが実用上好ましい。つまり、音響共鳴の発生確率及び放電灯の点灯維持可能性を考慮して変調周波数を設定する。これにより、例えば、車両用灯具への適用において信頼性や走行安全性を高めることができる。

図１は本発明に係る基本構成例を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２から電源供給を受ける直流−交流変換回路３と起動回路４を備えている。

直流−交流変換回路３は、直流電源２から直流入力電圧（図の「＋Ｂ」参照）を受けて交流変換及び昇圧を行うために設けられている。本例では、２つのスイッチング素子５Ｈ、５Ｌと、それらの駆動するための駆動回路６を備えている。つまり、高段側のスイッチング素子５Ｈの一端が電源端子に接続され、該スイッチング素子の他端が低段側のスイッチング素子５Ｌを介して接地されており、駆動回路６からの信号によって各素子５Ｈ、５Ｌが交互にオン／オフされる。尚、図では簡単化のために素子５Ｈ、５Ｌをスイッチの記号で示しているが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やバイポーラトランジスタ等の半導体スイッチング素子が用いられる。

直流−交流変換回路３は電力伝送及び昇圧用のトランス７を有しており、本例では、その一次側において共振用コンデンサ８と、インダクタ又はインダクタンス成分との共振現象を利用した回路構成が用いられている。つまり、構成形態としては、例えば、下記の３通りが挙げられる。

（Ｉ）共振用コンデンサ８とインダクタンス素子との共振を利用した形態
（ＩＩ）共振用コンデンサ８とトランス７のリーケージ（漏れ）インダクタンスとの共振を利用した形態
（ＩＩＩ）共振用コンデンサ８と、インダクタンス素子及びトランス７のリーケージインダクタンスとの共振を利用した形態

先ず、上記（Ｉ）では、共振用コイル等のインダクタンス素子９を付設し、例えば、該素子の一端を共振用コンデンサ８に接続して、該コンデンサ８をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続する。そして、インダクタンス素子９の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続した構成が挙げられる。

また、上記（ＩＩ）では、トランス７のインダクタンス成分を利用することで、共振用コイル等の追加が不要である。つまり、共振用コンデンサ８の一端をスイッチング素子５Ｈと５Ｌとの接続点に接続し、該コンデンサ８の他端をトランス７の一次巻線７ｐに接続すれば良い。

上記（ＩＩＩ）では、インダクタンス素子９とリーケージインダクタンスとの直列合成リアクタンスを用いることができる。

いずれの形態でも、共振用コンデンサ８と誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタンス素子）との直列共振を利用し、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数を直列共振周波数以上の値に規定して該スイッチング素子を交互にオン／オフさせ、トランス７の二次巻線７ｓに接続された放電灯１０（車両用灯具に用いられるメタルハライドランプ等）を点灯させる。尚、各スイッチング素子の駆動制御において、スイッチング素子がともにオン状態とならないように相反的にそれぞれの素子を駆動する必要がある（オンデューティーの制御等に依る。）。また、直列共振周波数については、電源投入後の点灯前の共振周波数を「Ｆoff」、点灯状態での共振周波数を「Ｆon」と記し、共振用コンデンサ８の静電容量を「Ｃｒ」、インダクタンス素子９のインダクタンスを「Ｌｒ」、トランス７の一次側インダクタンスを「Ｌｐ」と記すとき、例えば、上記形態（ＩＩＩ）において、電源投入後の放電灯の点灯前では、「Ｆoff＝１／（２・π・√（Ｃｒ・（Ｌｒ＋Ｌｐ））」となる。例えば、駆動周波数がＦoffよりも低いとスイッチング素子の損失が大きくなり効率が悪化するので、Ｆoffよりも高い周波数領域でのスイッチング動作が行われる。また、放電灯の点灯後には、「Ｆon≒１／（２・π・√（Ｃｒ・Ｌｒ））」となる（Ｆoff＜Ｆon）。この場合に、Ｆonよりも高い周波数領域でスイッチング動作が行われる。

点灯回路の電源投入後には、放電灯の消灯状態（無負荷状態）においてＦoff付近の周波数値をもってＯＣＶを制御し、起動用信号の発生及び該信号による放電灯の起動後に点灯状態に移行した場合には、Ｆonよりも高い周波数領域での点灯制御を行うことが好ましい。

起動回路４は、放電灯１０に起動用信号を供給するために設けられており、起動時における起動回路４の出力電圧がトランス７にて昇圧されて放電灯１０に印加される（交流変換された出力に対して起動用信号が重畳されて放電灯１０に供給される。）。本例では、起動回路４の出力端子の一方をトランス７の一次巻線７ｐの途中に接続し、他方の出力端子を一次巻線７ｐの一端（グランド側端子）に接続した形態を示している。起動回路４への入力については、例えば、トランス７の二次側又は始動用補助巻線から起動回路への入力電圧を得る形態や、インダクタンス素子９とともにトランスを構成する補助巻線を設けて該巻線から起動回路への入力電圧を得る形態等が挙げられる。

図１のように、直流−交流変換回路３で直流入力から交流への変換及び昇圧を行って、放電灯の電力制御を行う回路形態において、放電灯１０にかかる電圧を検出する場合には、例えば、トランス７の出力電圧を分圧する方法又はトランス７に検出用巻線や検出用端子を追加して検出する方法が挙げられる。

また、放電灯１０に流れる電流を検出する場合には、例えば、トランス７の二次側に電流検出用抵抗１１を設けて電圧変換する方法が挙げられるが、これに限らず、例えば、インダクタンス素子９とともにトランスを形成する補助巻線を設け、放電灯１０に流れる電流の相当電流を検出する方法等でも構わない。

放電灯１０に係る電圧や電流の検出信号は投入電力演算部１２に送出され、ここでは放電灯１０に投入すべき電力が算出され、演算結果に基づく制御信号がエラーアンプ１３を介して電圧−周波数変換部（以下、「Ｖ−Ｆ変換部」と記す。）１４に送出される。

Ｖ−Ｆ変換部１４は、その入力電圧に応じて変化する周波数をもった信号（パルス周波数変調信号）を生成し、該信号を駆動回路６に送出する。これにより駆動回路６からスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの制御端子に印加される信号の駆動周波数が制御される。

尚、本例では、投入電力演算部１２、エラーアンプ１３、Ｖ−Ｆ変換部１４、駆動回路６が制御手段１５を構成している。

周波数変調回路１６は、スイッチング素子５Ｈ、５Ｌの駆動周波数に係る周波数変調を行うことにより音響共鳴を抑制するために設けられている。周波数変調回路１６の出力信号はＶ−Ｆ変換部１４に送出されるか又はエラーアンプ１３の入力として送出される。つまり、実施形態としては、下記に示す構成が挙げられる。

（Ａ）投入電力の演算結果に相当する周波数を操作して周波数を変調する構成
（Ｂ）制御目標となる投入電力自体を変動させる構成

いずれの形態でも周波数変調の結果としてスイッチング素子の駆動周波数が所定の変動幅をもって変化する。即ち、交流波の１波毎に周波数が異なるため、放電管の管壁に向かう進行波の波長と管壁で反射する反射波との波長とが異なり、よって、音響共鳴周波数又はその近辺で放電灯を点灯させる場合に放電管内に定在波が生じないので音響共鳴現象が抑制されるか又はその発生が皆無となる。

図２は、ＬＣ直列共振を利用した場合の周波数特性について説明するための概略的なグラフ図であり、横軸に周波数「ｆ」をとり、縦軸には点灯回路の出力電圧「Ｖo」又は出力電力「ＯＰ」をとって、放電灯の消灯時の共振曲線「ｇ１」及び点灯時の共振曲線「ｇ２」を示している。

尚、共振曲線「ｇ１」については、縦軸が出力電圧「Ｖo」を示し、共振曲線「ｇ２」については、縦軸が出力電力「ＯＰ」を示す。

放電灯の消灯時にはトランス７の二次側が高インピーダンスであり、該トランスの一次側のインダクタンス値が高く、共振周波数Ｆoffの共振曲線ｇ１が得られる。また、放電灯の点灯時には、トランス７の二次側のインピーダンスが低く（数Ω乃至数百Ω程度）、一次側のインダクタンス値が低くなり、共振周波数Ｆonの共振曲線ｇ２が得られる（点灯時には電圧の変化量が比較的小さく、主として電流が大きく変化する。）。

図中に示す各記号の意味は下記の通りである。

・「ｆａ１」＝「ｆ＜Ｆoff」の周波数領域（「ｆ＝Ｆoff」の左側に位置する容量性領域あるいは進相領域）
・「ｆａ２」＝「ｆ＞Ｆoff」の周波数領域（「ｆ＝Ｆoff」の右側に位置する誘導性領域あるいは遅相領域）
・「ｆｂ」＝「ｆ＞Ｆon」に位置する周波数領域（点灯時の周波数領域であり、「ｆ＝Ｆon」の右側の誘導性領域内である。）
・「ｆocv」＝点灯前（消灯時）における出力電圧の制御範囲（以下、これを「ＯＣＶ制御範囲」という。これはｆａ２内においてＦoffの近傍域に位置する。）
・「Ｌmin」＝放電灯の点灯維持が可能な出力レベル
・「Ｐ１」＝電源投入前の動作点
・「Ｐ２」＝電源投入直後の初期動作点（領域ｆｂ内）
・「Ｐ３」＝消灯時にＯＣＶの目標値への到達時点を示す動作点（ｆocv内）
・「Ｐ４」＝点灯後の動作点（領域ｆｂ内）
・「ｆ１」＝放電灯の点灯開始直前におけるスイッチング素子の駆動周波数（例えば、動作点Ｐ３での駆動周波数）
・「ｆ２」＝放電灯の点灯時におけるスイッチング素子の駆動周波数（例えば、動作点Ｐ４での駆動周波数）
・「Ｆmax」＝ｇ２とＬminとの交点における周波数(許容上限周波数)

放電灯に係る点灯移行制御の流れを箇条書きで示すと、例えば、以下のようになる。

（１）回路電源を投入する（Ｐ１→Ｐ２）
（２）ＯＣＶ制御範囲ｆocvにて電力を投入する（Ｐ２→Ｐ３）
（３）起動パルスを発生させて放電灯に印加する（Ｐ３）
（４）放電灯が点灯を開始した後に点灯周波数（スイッチング素子の駆動周波数）の値を一定期間（以下、「周波数固定期間」という。）に亘って固定する（Ｐ３）
（５）ｆｂ内での電力制御へと移行させる（Ｐ３→Ｐ４）。

電源投入直後や、放電灯が一旦点灯してから消灯した直後において、一時的に駆動周波数を高くしてから（Ｐ１→Ｐ２）、徐々に周波数を下げてｆ１に近づけていく（Ｐ２→Ｐ３）。

ｆocv内でＯＣＶの制御を行い、放電灯への起動用信号を発生させ、該信号の印加により放電灯を点灯させる。例えば、ＯＣＶの制御において、周波数を下げて共振周波数Ｆoffへと高周波側から近づけていくと、出力電圧Ｖoが次第に大きくなっていき、動作点Ｐ３で目標値に到達する。尚、放電灯が点灯する前の消灯時に領域ｆａ１でＯＣＶの制御を行う方法では、スイッチング損失がかなり大きくなって回路効率が悪化する。また、領域ｆａ２においてＯＣＶの制御を行う方法において、無負荷時に回路を連続して動作させる期間が必要以上に長くならないように注意を要する。

動作点Ｐ３において、起動回路４によって放電灯が起動すると、周波数固定期間中に駆動周波数が一定値とされた後、領域ｆｂへと移行する（図の「ΔＦ」参照）。尚、ＯＣＶ制御範囲ｆocvから領域ｆｂへの周波数移行においては、放電灯が点灯を開始した後にｆ１からｆ２へと周波数を連続的に変化させることが好ましい。

上記のように、放電灯の消灯時には、共振周波数Ｆoffよりも高周波側の領域ｆａ２での出力電圧制御が行われ、放電灯の点灯時には、共振周波数Ｆonよりも高周波側の領域ｆｂで電力制御が行われる構成（誘導性領域では、電流変動に対する抑制作用により、電力が安定し易い。）において、出力を上げる場合には、スイッチング素子の駆動周波数を低くする制御が行われる。

図３は、上記構成形態（Ａ）に係る回路構成の一例についてその要部を示したものである。

エラーアンプ１３において、その負側入力端子には投入電力演算部１２からの制御電圧（以下、これを「Ｖ１２」と記す。）が供給され、また、その正側入力端子には、図に定電圧源の記号で示す基準電圧「Ｅref」が供給される。そして、エラーアンプ１３の出力信号が後段のＶ−Ｆ変換部１４に送出される。

尚、投入電力演算部１２は放電灯が点灯を開始した後の過渡的な投入電力の制御や安定な定常状態での電力制御等を行うための回路構成を有するが、本発明の適用において、投入電力演算部１２に係る構成の如何は問わない。

Ｖ−Ｆ変換部１４は、カレントミラーを用いた電流源１７とランプ波発生部１８を備えている。

カレントミラーを構成するＰＮＰトランジスタ１９、２０は、それらのエミッタが電源端子２１に接続されており、ベース同士が接続されている。そして、トランジスタ１９のコレクタが該トランジスタのベースに接続されるとともに抵抗２２を介してエラーアンプ１３の出力端子に接続されている。

トランジスタ２０は、そのコレクタがダイオード２３のアノードに接続され、該ダイオードのカソードが抵抗２４とコンデンサ２５との接続点に接続されている。

抵抗２４はその一端が電源端子２１に接続され、他端がコンデンサ２５に接続されており、該コンデンサ２５が接地されている。

コンデンサ２５の端子電圧はヒステリシスコンパレータ２６を介してＤフリップフロップ２７のクロック信号入力端子（ＣＫ）及びトランジスタ２８のベースに供給される。

Ｄフリップフロップ２７は、そのＤ端子がＱバー端子に接続されることでＴ（トグル）型構成とされており、Ｑ出力信号が上記駆動回路６に送出される。

トランジスタ２８は、そのベースが抵抗２９を介してヒステリシスコンパレータ２６の出力端子に接続されており、そのコレクタが抵抗３０を介してコンデンサ２５の一端（非接地側端子）に接続されている。そして、トランジスタ２８のエミッタが接地されている。

本例では、エラーアンプ１３の出力に応じた電流がトランジスタ１９、２０を介して折り返され、該出力に応じた電位傾度（変化率）をもってコンデンサ２５が充電される動作と、ヒステリシスコンパレータ２６の出力がＨ（ハイ）レベルを示す場合にトランジスタ２８がオン状態となってコンデンサ２５を放電させる動作とが繰り返される。これにより、抵抗２４とコンデンサ２５との接続点には、エラーアンプ１３の出力に応じたランプ波（ＰＦＭランプ波）が得られる。そして、これがヒステリシスコンパレータ２６からＤフリップフロップ２７を経てデューティーサイクル５０％の矩形波状信号となる。

Ｖ−Ｆ変換部１４は、その入力電圧が高い程ランプ波の周波数が低くなる制御特性を有しており、Ｄフリップフロップ２７のＱ出力が後段の駆動回路６に送られると、駆動回路６の出力信号がスイッチング素子５Ｈ、５Ｌの制御端子にそれぞれ送出されて、各素子が所定のデッドタイムをもって交互にオン／オフ制御される。例えば、放電灯が点灯した後の共振周波数Ｆonよりも高い周波数領域において、Ｖ−Ｆ変換部１４への入力電圧値が大きいほど周波数値が低くなり、その結果、出力電力が増大する方向に制御が行われる。

周波数変調回路１６は、コンパレータを構成する演算増幅器３１と、複数の抵抗及び１個のコンデンサを用いて構成されている。

演算増幅器３１の非反転入力端子は、分圧抵抗３２と３２′との接続点に接続されており、抵抗３２の一端が電源端子２１に接続されている。そして、抵抗３２の他端が抵抗３２′を介して接地されている。

演算増幅器３１の非反転入力端子と出力端子との間には抵抗３３が介挿されており、また、演算増幅器３１の反転入力端子と出力端子との間に抵抗３４が介挿されている。

コンデンサ３５は、その一端が演算増幅器３１の反転入力端子に接続されるとともに、抵抗３６を介して前記コンデンサ２５の一端（非接地側端子）に接続されており、コンデンサ３５の他端が接地されている。

本回路において、演算増幅器３１の出力信号がＨレベルを示す場合に、コンデンサ３５が充電されてその端子電位が上昇する。その後、これが上限閾値電位に到達すると演算増幅器３１の出力信号がＬ（ロー）レベルを示し、その間にコンデンサ３５の端子電位が下降する。そして、これが下限閾値電位に到達すると演算増幅器３１の出力信号がＨレベルを示すというサイクルが繰り返される。

図４は、回路各部の波形を例示した図であり、各記号の意味は下記の通りである。

・「Ｓ31」＝演算増幅器３１の出力信号（Ｈレベル又はＬレベルを示す。）
・「Ｓ35」＝コンデンサ３５の端子電位
・「Ｓrmp」＝抵抗２４とコンデンサ２５の接続点での電位（ＰＦＭランプ波）
・「Ｓ27」＝Ｄフリップフロップ２７のＱ出力信号（矩形状パルス信号）

図中の期間「Ｔ」の長さが変調周波数に対応する周期を示しており、Ｓ31がＨレベルを示す期間においてＳ35が正の傾きをもって上昇し、Ｓ31がＬレベルを示す期間においてＳ35が負の傾きをもって下降する。つまり、Ｓ35は所定の周波数で変化する三角波である。

尚、周波数変調回路１６の出力波形としては三角波状又はほぼ三角波状とすることが放電アークの安定性の面で好ましい。つまり、正弦波や台形波のようにそのピーク位置付近やボトム位置付近での滞在時間が長い波形では放電アークが途切れる等の不具合が起こり易いため、ピーク位置付近やボトム位置付近での滞在時間が短い三角波又はこれに近い波形を採用した方が放電アークが安定し易い。

Ｓrmpは、Ｓ35のレベルに応じた周波数変調を受ける。即ち、Ｓ35のレベルが高い程ランプ波の傾きが大きくなるため、Ｓ35のレベルがその中心値を基準としてそれよりも相対的に低い場合にはＳrmpの周波数が低いが、Ｓ35のレベルがその中心値を基準としてそれよりも相対的に高い場合にはＳrmpの周波数が高くなる。このように、ランプ波に対する周波数変調の結果、Ｓ27についても同様にＳ35のレベルがその中心値を基準としてそれよりも相対的に低い（高い）場合には周波数が低く（高く）なる。

エラーアンプ１３の出力に応じてコンデンサ２５の充電電流が変化してランプ波Ｓrmpの傾斜が変わって周波数が変化するが、ランプ波の変調周波数に対してエラーアンプ１３の反応時間が遅くなるように設定すれば、ランプ波の周波数を決める充電電流を直接的操作して周波数変調を実現することができる。

図５は、上記構成形態（Ｂ）に係る回路構成の一例についてその要部を示したものである。

図３に示す構成との相違点は、周波数変調回路１６Ａの出力信号がエラーアンプ１３の負側入力端子に供給されていることである。

前記したように、放電灯の点灯状態において、スイッチング素子の駆動周波数に応じて放電灯への投入電力が決まることを利用し、目標とする投入電力を上下に変化させることでランプ波に係る周波数変調を実現することができる。

本例では、周波数変調回路１６Ａが、コンパレータを構成する演算増幅器及び電圧バッファを構成する演算増幅器と、複数の抵抗及び１個のコンデンサと、２個のＮＰＮトランジスタを用いて構成されている。

演算増幅器３７の非反転入力端子には、所定の基準電圧「Ｖref」を抵抗３８及び３８′で分圧した電圧が供給され、演算増幅器３７の反転入力端子がコンデンサ３９を介して接地されている。

演算増幅器３７の出力端子は、抵抗４０を介してＮＰＮトランジスタ４１のベースに接続され、該トランジスタのコレクタが抵抗４２を介して電源端子２１に接続されている。尚、トランジスタ４１はエミッタ接地とされ、ベース−エミッタ間に抵抗４３が介挿されている。

エミッタ接地のＮＰＮトランジスタ４４は、そのベースが抵抗４５を介してトランジスタ４１のコレクタに接続され、トランジスタ４４のコレクタが抵抗４６を介して演算増幅器３７の非反転入力端子に接続されている。

出力段に設けられた演算増幅器４７は、その非反転入力端子が抵抗４８を介して演算増幅器３７の出力端子に接続されるとともにコンデンサ３９の一端（非接地側端子）に接続されており、その反転入力端子が演算増幅器４７の出力端子に接続されている。

演算増幅器４７の出力端子は抵抗４９を介してエラーアンプ１３の負側入力端子に接続されている。尚、この負側入力端子には図示しない投入電力演算部１２の出力Ｖ１２が抵抗５０を介して供給されるようになっており、エラーアンプ１３の出力が、スイッチング素子（５Ｈ、５Ｌ）の周波数制御に係る制御電圧（周波数制御電圧）としてＶ−Ｆ変換部１４に送られる。

周波数変調回路１６Ａにおいて、演算増幅器３７の出力信号がＨレベルを示す場合に、コンデンサ３９が充電されてその端子電位が次第に上昇する。尚、この場合に、トランジスタ４１がオン状態で、トランジスタ４４がオフ状態であって、Ｖrefの抵抗分圧値が演算増幅器３７の非反転入力端子に供給される。

コンデンサ３９の端子電位が上昇して上限閾値電位に達すると演算増幅器３７の出力信号がＬレベルに変化する。コンデンサ３９の放電とともにその端子電位が次第に低下していく。この場合に、トランジスタ４１はオフ状態で、トランジスタ４４がオン状態とされ、演算増幅器３７の非反転入力端子にかかる電圧レベルが低くなる。

そして、コンデンサ３９の端子電位が下がって下限閾値電位に達すると演算増幅器３７の出力信号がＨレベルを示すことになり、再びコンデンサ３９の充電が開始される。このようなサイクルが繰り返される結果、コンデンサ３９の端子電位が三角波状に変化する。

図６は、回路各部の波形を例示した図であり、各記号の意味は下記の通りである。

・「Ｓ37」＝演算増幅器３７の出力信号（Ｈレベル又はＬレベルを示す。）
・「Ｓ39」＝コンデンサ３９の端子電位
・「ＰＷ」＝放電灯１０への投入電力

尚、Ｓ27については既述の通りである。

Ｓ37がＨレベルを示す期間においてＳ39が正の傾きをもって上昇し、この期間中はＰＷが低下する。つまり、放電灯の点灯状態において共振周波数Ｆonよりも高周波側の領域（誘導性領域）では、エラーアンプ１３の出力が低下してＶ−Ｆ変換部１４の出力信号周波数が高くなると放電灯への供給電力が低下する。

また、Ｓ37がＬレベルを示す期間においてＳ39が負の傾きをもって下降し、この期間中はＰＷが上昇する。つまり、放電灯の点灯状態において共振周波数Ｆonよりも高周波側の領域（誘導性領域）では、エラーアンプ１３の出力が増加してＶ−Ｆ変換部１４の出力信号周波数が低くなると放電灯への供給電力が増加する。

こうして、ＰＷはその平均値を基準としてＳ39とは逆相関係をもって変化する。

尚、ランプ波Ｓrmpについては、前記と同様にＳ39のレベルが高い程ランプ波の傾きが大きくなるため、Ｓ39のレベルがその中心値を基準としてそれよりも相対的に低い場合にはＳrmpの周波数が低いが、Ｓ39のレベルがその中心値を基準としてそれよりも相対的に高い場合にはＳrmpの周波数が高くなる。その結果、Ｓ27についても同様にＳ39のレベルがその中心値を基準としてそれよりも相対的に低い（高い）場合には周波数が低く（高く）なる。

本例では、ランプ波の変調周波数に対してエラーアンプ１３の反応が速くなるように設定しておき、投入すべき電力の目標値を基準として電力値をその上下に変動させることによって周波数変調を実現することができる。

以上に説明したように、周波数変調によってスイッチング素子の駆動周波数が変動し、例えば、該周波数が高くなるとＦon以上の誘導性領域においては放電灯への投入電力を下げる作用を齎す。従って、周波数変動の幅が大きく、必要以上に駆動周波数が高くなると放電灯への電力供給が充分に行われなくなって立ち消え等の虞が生じる。そこで、放電灯の点灯状態を維持し得る上限周波数を「Ｆmax」と記すとき、スイッチング素子の駆動周波数がＦmaxを超えないようにするための手段を講じることが好ましい。即ち、変調による周波数変動に対して許容上限を規定することにより確実で安定した放電アークを得ることができる。

図７はＶ−Ｆ変換部１４の前段において周波数リミッタ回路５１、５２を付設した構成例の要部（周波数変調回路を除く。）を示している。

本例ではリミッタ回路５１によって周波数上限値が規定され、リミッタ回路５２によって周波数下限値が規定される。

リミッタ回路５１は、演算増幅器５３を用いた吐き出しバッファとして形成され、演算増幅器５３の非反転入力端子には周波数上限を決めるための設定電圧値「Ｖｆmax」が供給される。演算増幅器５３の出力端子はダイオード５４のアノードに接続され、該ダイオードのカソードが演算増幅器５３の反転入力端子に接続されるとともに、Ｖ−Ｆ変換部１４の入力端子に接続されている。

本例では、Ｖ−Ｆ変換部１４の入力電圧が下がる程、その出力信号の周波数が上がる特性を有するので、演算増幅器５３を用いた吐き出し用バッファを設け、Ｖ−Ｆ変換部１４の入力電圧が下限値Ｖｆmax以下とならないように規制している。

また、リミッタ回路５２は、演算増幅器５５を用いた吸い込みバッファとして形成され、演算増幅器５５の非反転入力端子には周波数下限を決めるための設定電圧値「Ｖｆmin」が供給される。演算増幅器５５の出力端子はダイオード５６のカソードに接続され、該ダイオードのアノードが演算増幅器５５の反転入力端子に接続されるとともに、Ｖ−Ｆ変換部１４の入力端子に接続されている。

周波数の下限リミッタを設ける理由には、放電管のランプ電圧やランプ電流を安定して検出できるようにすることが挙げられる。例えば、点灯回路への直流入力電圧が低くなった場合や、放電灯の始動直後に光束を速やかに立ち上げる必要性から過渡電力制御時に定格値を超える電力を放電灯に供給している場合には、負荷が重く共振周波数Ｆon付近で駆動制御が行われることがある。その際、周波数変調に伴ってスイッチング素子の駆動周波数が変動するとＦon未満の容量性領域に入った状態と、Ｆonよりも高い誘導性領域に入った状態との間で駆動周波数が行き来することになる。特に、容量性領域に深入りした状態では、ランプ電圧やランプ電流の波形が乱れる結果、フィードバック制御の安定性が阻害される。そこで、容量性領域でもランプ電圧やランプ電流を安定に検出できるようにするために、本例では、演算増幅器５５を用いた吸い込み用バッファを設け、Ｖ−Ｆ変換部１４の入力電圧が上限値Ｖｆminを超えないように規制している。

ところで、放電灯の起動直後には放電灯の状態が安定しないため、点灯回路において許される最大限の電力を放電灯に供給して始動性を高めるための制御が行われる。従って、起動用信号を放電灯に印加して該放電灯が起動し、点灯を開始した直後から上記した周波数変調を直ちに開始したのでは、ランプの始動性に悪影響を及ぼす虞がある。つまり、周波数変調に伴って放電灯への投入電力が低下した場合に放電灯に充分な電力が供給されず、放電アークの不安定化を招く原因となる。

そこで、放電灯が起動してから予め決められた時間（音響共鳴現象が発生しても光束変化に影響を与えない程度の時間であり、例えば、１秒程度）が経過するまでの間は上記周波数変調を行わず、共振周波数Ｆon又はその近辺の周波数でスイッチング素子を駆動し、当該時間の経過後にスイッチング素子の駆動周波数に係る周波数変調を開始させることが始動性の向上にとって好ましい。

図８は、そのための回路構成例を示したものである。

放電灯１０に係る電流検出用抵抗１１によって電圧変換された検出信号は、電流検出用増幅器５７に送出される。

電流検出用増幅器５７は、例えば、演算増幅器５８を用いて構成され、その非反転入力端子が抵抗５９を介して電流検出用抵抗１１の一端（放電灯１０との接続端）に接続されるとともに、抵抗６０を介して接地されている。演算増幅器５８の反転入力端子は抵抗６１を介して電流検出用抵抗１１の他端（接地側端子）に接続されており、演算増幅器５８の出力端子と反転入力端子との間で帰還抵抗６２が介挿されている。

電流検出用増幅器５７の後段には単安定回路６３が設けられており、その入力端子に電流検出用増幅器５７の出力信号が供給される。例えば、該出力信号の立ち上がり時点を起点として所定の時間幅（これを「τ」と記す。）をもった信号が単安定回路６３により出力され、この信号は前記した周波数変調回路の接続状態を切り換えるための制御に利用される。

放電灯１０の起動前には電流検出用増幅器５７の出力がグランドレベルであるが、放電灯１０の起動後に点灯を開始してランプ電流が流れると、電流検出用増幅器５７はその増幅率に応じた検出レベルを出力する。ランプ電流が流れ始めた時点をトリガーとして単安定回路６３からパルス幅τの信号が単発的に生成される。

上記周波数変調回路１６とＶ−Ｆ変換部１４との間、あるいは上記周波数変調回路１６Ａとエラーアンプ１３との間に、例えば、半導体スイッチ素子６４を配置し、単安定回路６３の出力信号により該素子をオン／オフ制御する。つまり、パルス幅τの期間においてスイッチ素子６４をオフ状態にして、周波数変調回路とＶ−Ｆ変換部又はエラーアンプとを切り離し、その後にスイッチ素子６４をオン状態にして周波数変調回路による変調動作を開始させれば良い。

周波数変調の許容幅に関して、その下限値としてはスイッチング素子の駆動に係る基本周波数（定格電力での駆動周波数に相当し、これを「Ｆｃ」と記す。）が１ＭＨｚ以上である場合に、２０ｋＨｚ以上に規定すると、音響共鳴の発生確率が４０％未満となることが実験的に判明しており、３０ｋＨｚ以上とした場合に音響共鳴の発生確率がゼロ又は殆どゼロに近くなることが判明している。

また、上限値については、前記したようにＦonよりも高周波側の誘導性領域において駆動周波数の増加に伴って放電灯への投入電力が低下するため、上限周波数ＦmaxとＦｃとの周波数差の２倍を「Δmax＝２×（Ｆmax−Ｆｃ）」と記すとき（図９参照）、変調幅をΔmax以下に規定することが好ましい（Δmaxを超えると放電灯への投入電力が不足し、立ち消えの発生確率が高まる等の問題が生じる。）。

以上に説明した構成によれば、下記に示す各種の利点が得られる。

・放電灯の高周波点灯において、音響共鳴の発生確率を充分に低減できること。
・スイッチング素子の駆動周波数が上限値を超えないように規制することで、放電アークの不安定化を防止できること。
・スイッチング素子の駆動周波数が下限値を下回らないように規制することで、放電灯の電力制御の安定化に寄与すること。
・三角波状又はほぼ三角波状を用いた周波数変調により、放電アークの安定化に寄与すること。
・放電灯の起動直後に周波数変調を行わずに、放電アークが安定するまでの時間的猶予を考慮し、予め決められた時間が経過した後で周波数変調を開始させることによって、放電灯の始動性を保証できること。

・入力電圧に応じて変化する周波数の信号を出力するＶ−Ｆ変換部１４を備えた形態（Ａ）において、周波数変調回路１６の出力信号によって周波数変調を受けたＶ−Ｆ変換部１４の出力信号に基づいて駆動信号を生成し、これをスイッチング素子（５Ｈ、５Ｌ）に供給することは、回路構成の簡素化に有利であり、また、駆動信号の周波数が共振周波数Ｆon未満にならないための周波数下限を直接的に設定できること。
・入力電圧に応じて変化する周波数の信号を出力するＶ−Ｆ変換部１４を備えた形態（Ｂ）において、周波数変調回路１６Ａの出力信号によって変調された入力電圧をＶ−Ｆ変換部１４に供給するとともに、その出力信号に基づいて駆動信号を生成し、これをスイッチング素子（５Ｈ、５Ｌ）に供給することは、回路構成の簡素化に有利であり、また、放電灯の立ち消え防止等を考慮した電力値の設定を直接的に行えること。
・自動車用灯具の光源に用いるＨＩＤ放電管の高周波点灯を実現し、点灯回路装置の小型化や低コスト化等に有利であること。
・１ＭＨｚ以上の高周波点灯において、周波数変調の許容幅を２０ｋＨｚ以上、好ましくは３０ｋＨｚ以上であって、上記Δmax以下に規定すれば、音響共鳴の発生確率を実用上充分に低減できること。

本発明に係る基本構成例を示す図である。 ＬＣ直列共振に係る周波数特性を説明するための概略的なグラフ図である。 図４とともに、本発明に係る構成形態を例示したものであり、本図は回路構成の要部を示す図である。 回路動作を説明するための波形図である。 図６とともに、本発明に係る別の構成形態を例示したものであり、本図は回路構成の要部を示す図である。 回路動作を説明するための波形図である。 Ｖ−Ｆ変換部の前段に周波数リミッタ回路を付設した構成例を示す図である。 放電灯が起動直後において周波数変調を禁止する場合の回路構成例を示す図である。 周波数変調の許容上限について説明するために点灯時の周波数特性を概略的に示すグラフ図である。

符号の説明

１…放電灯点灯回路、３…直流−交流変換回路、４…起動回路、５Ｈ、５Ｌ…スイッチング素子、７…トランス、８…コンデンサ、９…インダクタンス素子、１０…放電灯、１４…電圧−周波数変換部、１５…制御手段、１６、１６Ａ…周波数変調回路、５１、５２…リミッタ回路

Claims (8)

1. 直流入力電圧を受けて交流変換を行う直流−交流変換回路と、放電灯に起動用信号を供給するための起動回路と、上記直流−交流変換回路の出力する電力を制御するための制御手段を備えた放電灯点灯回路において、
   上記直流−交流変換回路が、上記制御手段によって駆動される複数のスイッチング素子と、インダクタンス素子若しくはトランス及びコンデンサを含む直列共振回路を有しており、
   上記スイッチング素子の駆動周波数に係る周波数変調により音響共鳴を抑制するために周波数変調回路が設けられている
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
   上記放電灯の点灯状態を維持し得る上限周波数を「Ｆmax」と記すとき、上記スイッチング素子の駆動周波数がＦmaxを超えないようにするためのリミッタ回路を設けた
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
   上記スイッチング素子の駆動周波数が予め決められた周波数下限値未満とならないようにするためのリミッタ回路を設けた
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
4. 請求項１又は請求項２又は請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
   上記周波数変調回路の出力が三角波状又はほぼ三角波状をしている
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
5. 請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４に記載した放電灯点灯回路において、
   上記起動用信号によって上記放電灯が起動してから予め決められた時間が経過した後で、上記スイッチング素子の駆動周波数に係る周波数変調が開始される
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
6. 請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４又は請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
   上記制御手段が、入力電圧に応じて変化する周波数の信号を出力する電圧−周波数変換部を備えており、
   上記周波数変調回路の出力信号によって周波数変調を受けた上記電圧−周波数変換部の出力信号に基づいて生成される駆動信号が上記スイッチング素子に供給される
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
7. 請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４又は請求項５に記載した放電灯点灯回路において、
   上記制御手段が、入力電圧に応じて変化する周波数の信号を出力する電圧−周波数変換部を備えており、
   上記周波数変調回路の出力信号によって変調された上記入力電圧が上記電圧−周波数変換部に供給され、該電圧−周波数変換部の出力信号に基づいて生成される駆動信号が上記スイッチング素子に供給される
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。
8. 請求項２に記載した放電灯点灯回路において、
   上記スイッチング素子の駆動制御に係る基本周波数を「Ｆｃ」と記し、「Δmax＝２×（Ｆmax−Ｆｃ）」と記すとき、
   上記Ｆｃが１メガヘルツ以上であって、周波数変調に係る許容幅が２０キロヘルツ以上かつΔmax以下である
   ことを特徴とする放電灯点灯回路。

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