JP6150211B2 - 交流電動機のデジタル式回転子位相速度推定装置 - Google Patents

Description

本発明は、駆動基本周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機（例えば、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期電動機、巻線形同期電動機、同期リラクタンス電動機、回転子に永久磁石と界磁巻線をもつハイブリッド界磁形同期電動機、誘導電動機など）のための駆動制御装置に使用される回転子の位相（位置と同義）、速度を位置速度センサを利用することなく、すなわちセンサレスで推定するためのデジタル式回転子位相速度推定装置に関する。特に、印加高周波電圧の形状は矩形状とし、印加高周波電圧の周波数は、電力変換器のスイッチング周波数（ＰＷＭによる場合には搬送波周波数）と同程度（すなわち、同一またはその数分の一程度）という限界的に高い周波数とするデジタル式回転子位相速度推定装置に関する。

交流電動機の高性能な制御は、いわゆるベクトル制御法により達成することができる。ベクトル制御法には、回転子の位相あるいはこの微分値である速度の情報が必要であり、従前よりエンコーダ等の位置速度センサが利用されてきた。しかし、この種の位置速度センサの利用は、信頼性、軸方向の容積、センサケーブルの引回し、コスト等の観点において、好ましいものではなく、位置速度センサを必要としない、いわゆるセンサレスベクトル制御法の研究開発が長年行なわれてきた。

有力なセンサレスベクトル制御法として、駆動基本周波数より高い周波数の高周波電圧を電動機に強制印加し、これに対応した高周波電流（応答高周波電流）を処理して回転子位相を推定する方法（いわゆる高周波電圧印加法）が、これまで、種々、開発・報告されてきた。なお、本明細書では、固定子電圧、固定子電流の構成成分を、駆動用基本波成分と高周波成分とに２分して捕えている。駆動用基本波成分は、電動機の回転速度と直接的に関係した成分（すなわち、回転子の速度（電気速度）と同程度の周波数成分）であり、高周波成分は、駆動用基本波成分よりはるかに高い周波数（周波数の値は既知）の成分である。特に、本発明においては、高周波成分は、電力変換器のスイッチング周波数（ＰＷＭによる場合には搬送波周波数）と同程度（すなわち、同一またはその数分の一程度）という限界的に高い周波数の成分を意味する。

推定すべき回転子位相は回転子の任意の位置に定めてよいが、回転子の負突極位相または正突極位相の何れかを回転子位相に選定するのが一般的である。当業者には周知のように、負突極位相と正突極位相の間には、電気的に±π／２（ｒａｄ）の位相偏差があるに過ぎず、何れかの位相が判明すれば、他の位相は自ずと判明する。以上を考慮の上、以降では、特に断らない限り、回転子の負突極位相を回転子位相とする。また、回転子位相と位相偏差なく同期したｄ軸、ｄ軸と直交したｑ軸から構成される２軸直交座標系をｄｑ同期座標系と呼ぶ（図１参照）。

高周波電圧印加法の技術的な分類は幾つか考えられるが、第１の分類方法は、印加高周波電圧の形状に基づく分類方法である。高周波電圧印加法は、印加高周波電圧の形状を正弦形状とするものと、矩形状とするものとに大別される。本発明が対象とする印加高周波電圧の形状は、矩形状である。

矩形状の高周波電圧を印加する高周波電圧印加法は、高周波電圧を印加する座標系の観点から、更に細分される。具体的には、αβ固定座標系上で高周波電圧を印加する方法と、ｄｑ同期座標系へ位相差ゼロでの収斂を目指したγδ準同期座標系（回転座標系の１種）上で高周波電圧を印加する方法とに細分される（図１参照）。本発明が対象とする高周波電圧印加法は、γδ準同期座標系上で矩形状の高周波電圧印加を行うものである。さらには、γ軸上でのみ矩形状の高周波電圧を印加するものである。すなわち、δ軸上での高周波電圧印加は一切行なわない。

矩形状の高周波電圧を印加する高周波電圧印加法は、応答高周波電流の処理に際し、応答高周波電流に該当する高周波成分を固定子電流からフィルタ等で分離抽出を必要とするものとそうでないものとに２分される。本発明の方法は、後者に属し、固定子電流から高周波成分をフィルタ等で分離抽出を必要としない。

本明細書では、▲１▼矩形状の高周波電圧を印加する高周波電圧印加法であって、▲２▼γδ準同期座標系のγ軸上でのみ矩形状の高周波電圧を印加し、▲３▼印加高周波電圧の周波数は、電力変換器のスイッチング周波数（ＰＷＭによる場合には搬送波周波数）と同程度（すなわち、同一またはその数分の一程度）の高い周波数であり、かつ、▲４▼フィルタ等で固定子電流から高周波成分（応答高周波電流）の分離抽出を必要としない、と言う４条件を満たした高周波電圧印加法を、簡単に、「矩形限界高周波電圧印加法」と呼称する。本発明が属する矩形限界高周波電圧印加法の先行発明としては、先行技術文献欄に列挙した特許文献１、非特許文献１〜４がある。

本発明が属する矩形限界高周波電圧印加法では、回転子位相情報の抽出と回転子位相推定値の生成とに関し、高周波成分を含む固定子電流の処理を遂行する座標系に応じて異なった技術が必要という特性がある。本特性に立脚して、矩形限界高周波電圧印加法は、高周波成分を含む固定子電流の処理を遂行する座標系に基づき、さらに技術分類することもできる。固定子電流を処理する座標系としては、αβ固定座標系とこれ以外の座標系に分類される。固定子電流処理座標系に基づく先行発明の技術分類は、下の表１のように整理される。なお、同表の第３コラムには、固定子電流の駆動用基本波成分を制御するための制御周期をＴｓとした場合、回転子位相推定値生成に必要とされる電流検出周期も示した。回転子位相推定値生成に必要とされる電流検出周期は、固定子電流処理座標系と同様に、回転子位相情報の抽出と回転子位相推定値の生成とに関する技術に深く関係している。

本発明は、高周波成分を含む固定子電流の処理をγδ準同期座標系上で遂行するものである。本発明と同様に、高周波成分を含む固定子電流を処理をγδ準同期座標系上で遂行する先行発明としては、すなわち本発明と同一技術分野に属する先行発明としては、特許文献１がある。以下、図面を用いて、特許文献１の技術を概説する。

図５は、永久磁石同期電動機に対する駆動制御システムに関し、矩形限界高周波電圧印加法に基づくデジタル式回転子位相速度推定装置（位相速度推定器１０）を備えたデジタル式駆動制御装置の代表的構成例である。１は交流電動機（同期電動機）を、２は電力変換器（インバータ）を、３は電流検出器を、４ａ、４ｂは夫々３相２相変換器、２相３相変換器を、５ａ、５ｂは共にベクトル回転器を、６は電流制御器を、７は指令変換器を、８は速度制御器を、９はローパスフィルタを、１０は位相速度推定器を、１１は係数器を、１２は余弦正弦信号発生器を、各々示している。図５では、１の電動機を除く、２から１２までの諸機器が駆動制御装置を構成している。本図では、簡明性を確保すべく、２ｘ１のべクトル信号を１本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。

電流検出器３で検出された３相の固定子電流は、３相２相変換器４ａでαβ固定座標系上の２相電流に変換された後、ベクトル回転器５ａで回転子位相（ｄｑ同期座標系の位相と同一）ヘゼロ位相偏差で位相同期を目指したγδ準同期座標系の２相電流に変換される。変換電流からローパスフィルタ９を介して駆動用電流（固定子電流の駆動基本周波数成分）を抽出し、これを電流制御器６へ送る。電流制御器６は、γδ準同期座標系上の駆動用２相電流が、各相の電流指令値に追随すべくγδ準同期座標系上の駆動用２相電圧指令値を生成する。ここで、位相速度推定器１０から受けた矩形状の単相高周波電圧指令値（γ軸高周波電圧指令値）を、駆動用２相電圧指令値のγ軸要素に重畳させ、重畳合成した２相電圧指令値（δ軸電圧指令値は駆動用電圧指令値のままで、変更なし）を、ベクトル回転器５ｂへ送る。５ｂでは、γδ準同期座標系上の重畳合成の電圧指令値をαβ固定座標系の２相電圧指令値に変換し、２相３相変換器４ｂへ送る。４ｂでは、２相電圧指令値を３相電圧指令値に変換し、電力変換器２への最終指令値として出力する。電力変換器２は、指令値に応じた電力を発生し、同期電動機１へ印加しこれを駆動する。

位相速度推定器１０は、ベクトル回転器５ａの出力信号である固定子電流を入カとして受けて、回転子位相推定値、回転子（電気）速度推定値、及び矩形状の単相高周波電圧指令値を出力している。回転子位相推定値は、余弦正弦信号発生器１２で余弦・正弦信号に変換された後、γδ準同期座標系を決定づけるベクトル回転器５ａ、５ｂへ渡される。これは、回転子位相推定値をγδ準同期座標系の位相（γ軸の位相と等価）とすることを意味する。

γδ準同期座標系上の２相電流指令値は、当業者には周知のように、トルク指令値を指令変換器７に通じ変換することにより得ている。速度制御器８には、位相速度推定器１０からの出力信号の１つである回転子速度推定値（回転子電気速度推定値）が、一定値である極対数Ｎｐの逆数を係数器１１を介して乗じられ機械速度推定値に変換された後、送られている。図５の例では、速度制御システムを構成した例を示しているので、速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的がトルク制御にあり速度制御システムを構成しない場合には、速度制御器８は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。

図９は、図５における位相速度推定器１０の内部構造の１例を、特許文献１を参考に、示したものである。同図の上段に示されているように、本位相速度推定器１０は、基本的に、磁極位置推定手段と脈動電圧印加手段から構成されている。脈動電圧印加手段は、矩形状の単相高周波電圧指令値ｖγ＊（原図では、ｖｈｄ＊と表記）を生成している。図９の下段は、上段の位相速度推定器１０に利用された磁極位置推定手段の細部構成を示したものである。磁極位置推定手段の入力信号は、γ軸電流（すなわち、固定子電流のγ軸要素、原図ではＩｄｃと表記）と矩形状の単相高周波電圧指令値ｖγ＊（原図では、ｖｈｄ＊と

相偏差θγと同一。位相偏差はγ軸からみたｄ軸の位相でもある。図１参照）。

図１０は、磁極位置推定手段において処理された信号とその時間的タイミングの様子を示したものである。同図の波形図（ｂ）は、ＰＷＭ搬送波の２倍周期を１周期とする矩形状の単相高周波電圧指令値の様子が示されている。また、波形図（ｆ）には、矩形状の単相高周波電圧指令値の半周期ごとに４回（１周期では８回）にわたりγ軸電流（原図では、ｄｃ軸電流）の離散時間検出する様子が示されている。また、波形図（ｈ）には、γ軸電流（原図ではＩｄｃと表記）の極性を示す電流極性信号Ｓｐ（電圧極性信号ではない）が示されている。波形図（ｉ）には、電流極性信号Ｓｐ（電圧極性信号ではない）を利用して生成された軸誤差生成上最も重要な信号が示されている。

波形図（ｆ）が明瞭に示しているように、特許文献１の方法は、矩形状の高周波電圧の半周期に、基本的に４回の離散時間電流検出（電流サンプル値）を必要とする。これは、固定子電流の制御周期をＴｓとする場合、１制御周期の間に２回の電流検出を必要とすることを意味する。換言するならば、推定のための固定子電流のサンプリング周期は、０．５Ｔｓであることを意味する（表１の第３コラムを参照）。矩形限界高周波電圧印加法の特長は、印加高周波電圧の周波数を限界的に高めた上で、高い速応性を有する回転子位相推定値を得ることにある。印加高周波電圧の周波数の上限は、応答高周波電流を含む固定子電流の検出周波数によっても制限を受けるので、高い速応性を有する回転子位相推定値を得るには、可能な限り少ない電流サンプル値で回転子位相推定を遂行する必要がある。しかしながら、従前の特許文献１の方法では、電流制御周期の半周期に２回の電流検出を必要とし、必ずしも十分に高い速応性を備えた回転子位相推定値を得ることができない（この点は、従前の非特許文献１〜３も同様である、表１の第３コラムを参照）。また、図９の下段図に示した磁極位置推定手段の内部構成より理解されるように、特許文献１の方法は、所期の位相推定値生成に、複雑な演算を必要とする。

金子大吾・岩路善尚・坂本潔・遠藤常博：「交流電動機の制御装置及び交流電動機システム」、特開第２００５−２０９１８号（２００３−６−２７）、同補正（２００６−６−１５）

正木良三・金子悟・櫻井芳美・本部光幸：「搬送波に同期した電圧重畳に基づくＩＰＭモータの位置センサレス制御システム」、電気学会論文誌Ｄ、１２２巻、１号、ｐｐ．３７−４３（２００２−２） Ｙ．Ｄ．Ｙｏｏｎ，Ｓ．Ｋ．Ｓｕｌ，Ｓ．Ｍｏｒｉｍｏｔｏ，ａｎｄ Ｋ．Ｉｄｅ："Ｈｉｇｈ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ＡＣ Ｍａｃｈｉｎｅｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｑｕａｒｅ−Ｗａｖｅ−Ｔｙｐｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ Ｉｎｄ．Ａｐｐｌ．，Ｖｏｌ．４７，Ｎｏ．３，ｐｐ．１３６１−１３７０（２０１１−５／６） Ｓ．Ｋｉｍ，Ｊ．Ｉ．Ｈａ，ａｎｄ Ｓ．Ｋ．Ｓｕｌ："ＰＷＭ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｉｇｎａｌ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ Ｍｅｔｈｏｄ ｉｎ ＩＰＭＳＭ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ Ｉｎｄ．Ａｐｐｌ．，Ｖｏｌ．４８，Ｎｏ．５，ｐｐ．１５７６−１５８７（２０１２−９／１０）．

本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、矩形限界高周波電圧印加法の特長を最大限活かし、最少の電流サンプル値（推定用電流の離散時間検出は、電流制御用電流の離散時間検出と同一）で位相推定を遂行し、ひいてはより高い高周波の電圧印加を可能とし、高い速応性を有する位相推定値を生成し得る、加えて、より少ない演算でかつ精度よく推定値を生成できるデジタル式回転子位相速度推定装置（位相速度推定器）を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１の発明は、駆動基本周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機のための、電力変換器と固定子電流検出器とを用いた周期Ｔｓの固定子電流デジタル制御機能を備えたデジタル式駆動制御装置に使用されるデジタル式回転子位相速度推定装置であって、回転子位相に位相偏差ゼロで同期を目指したγ軸とこれに直交したδ軸とで構成されるγδ準同期座標系のγ軸上で、Ｎｈを正偶数とするとき周期Ｔｈ＝Ｎｈ＊Ｔｓの矩形状高周波電圧を、固定子電流の離散時間検出時刻と同期した形で印加するようにした高周波電圧印加手段と、周期Ｔｓで該固定子電流検出器を用いて離散時間検出された、駆動基本周波数成分と高周波成分とを含む固定子電流を、該γδ準同期座標系上で周期Ｔｓごとに時間差分し、時間差分固定子電流に、時間差分期間Ｔｓに対応した矩形状高周波電圧の極性を乗じてγ軸要素信号ｃγ、δ軸要素信号ｓδの少なくとも一つを生成し、生成した軸要素信号を用いて、回転子位相とγ軸位相の位相偏差に対し正相関をもつ正相関信号ｐｃを周期Ｔｓごとに生成する正相関信号生成手段と、該正相関信号ｐｃがゼロとなるように該正相関信号ｐｃを信号処理して、γ軸位相と、回転子位相の推定値あるいは回転子位相と基本的に微積分関係にある回転子速度の推定値の少なくとも何れかの推定値を、周期Ｔｓごとに生成する回転子位相速度生成手段と、を備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置であって、該正偶数Ｎｈを２とすることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置であって、該交流電動機を同期電動機とすることを特徴とする。

以下に示す本発明の効果等に関する説明は、駆動基本周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機であれば、回転子に永久磁石を有する永久磁石同期電動機、巻線形同期電動機、同期リラクタンス電動機、ハイブリッド界磁形同期電動機、誘導電動機などの何れの交流電動機にも適用される。埋込磁石形永久磁石同期電動機、同期リラクタンス電動機等は、駆動用電圧・電流に対して突極特性を示す。これらの電動機は、高周波電圧の印加に対しても同様に突極特性を示す。一方、駆動用電圧・電流に対しては突極特性を示さない表面磁石形永久磁石同期電動機、誘導電動機は、高周波電圧の印加に対しては突極特性を示す。ハイブリッド界磁形同期電動機は、永久磁石形と巻線形の両同期電動機の特性を有しており、高周波電圧印加に対して突極特性を示し得る。特に、自励式ハイブリッド界磁同期電動機は、突極性が強い。

図１に示したように、制御設計者が指定した座標系速度ωγで回転するγδ準同期座標系を考える。座標系速度ωγは、回転子の速度推定値の１つとなりえる。主軸（γ軸）から副軸（δ軸）への回転を正方向とする。以下に扱う交流電動機の物理量を表現した２ｘ１ベクトル信号は、特に断らない限り、すべて本座標系上で定義されているものとする。

先ず、請求項１の発明の効果を説明する。電動機駆動用の電圧に、位相推定用の高周波電圧を重畳印加することを考える。この場合には、次のように、固定子の電圧ｖ１、電流ｉ１、鎖交磁束φ１は、大きくは２成分の合成ベクトルとして表現することができる。

（１）式右辺の信号の脚符ｆ、ｈは、それぞれ駆動基本周波数、高周波の成分であることを示している。特に、（１）式各３式の第２項であるｖ１ｈ、ｉ１ｈ、φ１ｈの３信号が、本発明と深く関係する、印加された高周波電圧、この応答としての高周波電流、印加高周波電圧に起因した高周波磁束、を各々示している。なお、位相推定用に重畳印加した高周波電圧の周波数ωｈは、次の（２）式の関係が成立する十分に高いものとする（周波数相対比は、実際的には０．０１以下）。

以降では、記号ｓは微分演算子ｄ／ｄｔを、Ｉは２ｘ２単位行列を、Ｊは次式で定義された２ｘ２交代行列を意味するものとする。

（２）式が成立する場合には、高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機における固定子の高周波成分に関しては、次の（４）〜（６）式の関係が成立する。

ここに、Ｌｉ、Ｌｍは固定子の同相インダクタンス、鏡相インダクタンスであり、ｄ軸、ｑ軸インダクタンスとは次の関係を有する。

なお、鏡相インダクタンスＬｍは、回転子位相として負突極位相を選定する場合には負となる。

以上の準備の下で、請求項１の発明の第１手段である高周波電圧印加手段を説明する。
（２）式の関係が成立している状況下で、γ軸上でのみに高周波電圧ｖγｈを印加する場合、次式が成立する。

γ軸上で印加する高周波電圧ｖ_γｈを振幅Ｖ_ｈの矩形状とする場合には、本電圧は次のようにシグナム関数を用い表現することができる。

（９）式の矩形状高周波電圧の周期Ｔｈは、請求項１の発明に従い、固定子電流制御周期である周期Ｔｓに対して次式を満足するように選定するものとする。

矩形状高周波電圧の周期Ｔｈの上限は、電動機の電気的時定数の１／２０程度である。周期Ｔｈの上限より、（１０）式における正偶数Ｎｈの最大値は、おのずと定まることになる。

したがって、請求項１の発明の第１手段である高周波電圧印加手段によって発生した高周波電流は、次式で表現されるものとなる。

つづいて、請求項１の発明の第２手段である正相関生成手段を説明する。請求項１の発明に従い、矩形状高周波電圧の印加を固定子電流の離散時間検出時刻（サンプリング時刻）と同期した形で行なうものとする。すなわち、矩形高周波電圧の波形切換わり時刻を離散時間検出時刻の１つに一致させるものとする。この場合、離散時間検出時刻間の高周波電流は直線的に変化することになる。したがって、この場合には、高周波電流の微分値は、正確にサンプル値の時間差分に置換される。すなわち、（１０）、（１１）式より、次式を得る。

ここに、電流の脚符ｋはｔ＝ｋＴｓでの離散時間検出時刻を意味し、電圧の脚符ｋ−１は時間ｔ＝（ｋ−１）Ｔｓ〜ｋＴｓの間に印加された電圧を意味する。

図２に、矩形状高周波電圧の波形切換わり時刻と電流の離散時間検出時刻（サンプリング時刻）の１例として、Ｎｈ＝２の場合を示した。同図の（ａ）は、固定子電流の周期Ｔｓの離散時間検出時刻（サンプリング時刻）を、（ｂ）は周期Ｔｈ＝２Ｔｓの矩形状の高周波電圧を、（ｃ）は印加高周波電圧に対応した高周波電流と同離散時間検出値（○印で明示）を意味する。なお、（ｄ）、（ｅ）は、高周波電圧印加に際し利用される電力変換器のためのＰＷＭ搬送波の２例である。ＰＷＭ搬送波利用の電力変換器を用いた駆動制御装置において、精度よく固定子電流を離散時間検出するには、検出時刻はＰＷＭ搬送波の山あるいは谷あるいは両者の時刻とする必要がある。２例が示しているように、電流の離散時間検出時刻は、ＰＷＭ搬送波とも同期している。図３は、矩形状高周波電圧の波形切換わり時刻と電流の離散時間検出時刻（サンプリング時刻）の１例として、Ｎｈ＝４の場合を示した。波形図（ａ）〜（ｅ）の意味は、図２の場合と同様である。

請求項１の発明では、周期Ｔｓで離散時間検出された、駆動基本周波数成分と高周波成分とを含む固定子電流を、γδ準同期座標系上で周期Ｔｓごとに時間差分し、時間差分固定子電流に、時間差分期間Ｔｓに対応した矩形状高周波電圧の極性（高周波電流の極性でない）を乗じてγ軸要素信号ｃγ、δ軸要素信号ｓδを生成する。これは、数式を用いて次式のように表現される。

上式における頭符＊は、高周波電圧の指令値を意味する。本明細書では、同様に、関連信号の指令値は、関連信号に頭符＊を付して表現している。

離散時間検出周期は、駆動用基本周波成分の周期に比較して十分に小さく、さらには電動機の電気的時定数に比較しても十分に小さいので（（１０）式直後の説明を参照）、離散時間検出周期の間における固定子電流の駆動用基本周波成分の値は実質一定と見なせる。したがって、（１３）式に従って生成されたγ軸要素信号ｃγ、δ軸要素信号ｓδの特性は、（１２）、（１３）式より、次式のように解析される。

請求項１の発明による正相関信号生成手段では、γ軸要素信号ｃγ、δ軸要素信号ｓδの少なくとも１つを用いて回転子（ｄ軸）とγ軸の位相偏差θγに対し正相関をもつ正相関信号ｐｃを周期Ｔｓごとに生成する。本発明による正相関信号ｐｃの生成は、一般に、次式で表現される。

本発明による代表的正相関信号の生成の１つは次式で表現される。

（１６）式の正相関信号ｐ_ｃの正相関特性は、（１４）式より、次のように解析される。

図４に、（１７）式を用いて種々の突極比ｒｓに対する正相関特性を示した。図より、大きい突極比ｒｓ＝０．５の場合には位相偏差θγが１．１［ｒａｄ］以内の領域で正相関が確保され、小さい突極比ｒｓ＝０．１の場合にも位相偏差θγが約０．８［ｒａｄ］以内の領域で正相関が確保されることがわかる。図より理解されるように、位相偏差θγが０．５［ｒａｄ］以内の領域では、次の関係が成立している。

図４の正相関特性から理解されるように、正相関領域での正相関信号は、実効的な位相偏差θγであり、位相偏差相当値と呼ぶべきものである（図１参照）。当然のことながら、正相関信号の単位は、位相偏差の単位と同一のｒａｄである。

つづいて、請求項１の発明の第３手段である回転子位相速度生成手段を説明する。請求項１の発明では、正相関信号ｐｃがゼロとなるように正相関信号ｐｃを信号処理して、γδ準同期座標系の位相の推定値を生成する。図４の例から理解されるように、正相関領域における正相関信号をゼロに追い込むことは、位相偏差θγをゼロに追い込むこと、ひいては、γδ準同期座標系がｄｑ同期座標系へ収斂させることを意味する（図１参照）。γδ準同期座標系（γ軸）の位相と同微分相当値は、交流電動機においては、回転子の位相あるいは速度の少なくとも何れかの推定値に該当するので、γδ準同期座標系の位相（γ軸の位相）より、回転子位相推定値、回転子速度推定値を得ることができる。

以上の説明より既に明白なように、フィルタ等で固定子電流から高周波成分（応答高周波電流）の分離抽出を必要としない等の特徴を備えた「矩形限界高周波電圧印加法」を扱った請求項１の発明によれば、γδ準同期座標系の位相（γ軸位相）と、回転子位相の推定値あるいは回転子位相と基本的に微積分関係にある回転子速度の推定値の少なくとも何れかの推定値を得ることができるという効果が得られる。この際、図２、図３の例から理解されるように、これらの値は、最少の電流サンプル値（推定用電流の離散時間検出は、電流制御用電流の離散時間検出と同一）で得ることができるという効果も得られる。この効果は、従前の「矩形限界高周波電圧印加法」では得れらない効果である（表１の第３コラム参照）。さらには、（１３）式、（１５）式、（１６）式が示しているように、非常に少ない演算量でこれらの値を得ることができるという効果も得られる。請求項１の発明では、従前の非特許文献１〜３と異なり、高周波電圧印加と高周波電流の処理を同一のγδ準同期座標系上で遂行するため（表１の第２コラムを参照）、整合性のとれた形でひいては精度よく、所期のγδ準同期座標系の位相等を生成できるという効果も得られる。

続いて、請求項２の発明による効果について説明する。図２、図３を用いて示したように、電流制御周期Ｔｓを基準とする場合、矩形状高周波電圧の周期Ｔｈの最小値はＴｈ＝２Ｔｓである。請求項２の発明は、この最小値を選択するものである。換言するならば、最も高い高周波数を選択するものである。この結果、同一の電流制御周期の下では、推定に関し最も高い速応性を得ることができると言う効果をえられる。ひいては、請求項１の効果を高めることができるという効果が得られる。

続いて、請求項３の発明の効果を説明する。本発明の対象とする交流電動機は、大きくは、同期電動機と誘導電動機とに分類することができる。位置速度センサを利用しないいわゆるセンサレス駆動において、より困難を伴う電動機は同期電動機である。従って、交流電動機を同期電動機とする請求項３の発明によれば、請求項１に示した本発明の効果さらには有用性を一段と際立たせることができると言う効果が得られる。

「３種の座標系と回転子位相の１関係例を示す図」 「制御周期、離散時間電流検出周期、高周波電圧周期の１関係例を示す図」 「制御周期、離散時間電流検出周期、高周波電圧周期の１関係例を示す図」 「１正相関信号例の正相関特性を示す図」 「１実施例のための駆動制御システムを示すブロック図」 「１実施例における位相速度推定器の基本構成を示すブロック図」 「１実施例における位相速度推定器の基本構成を示すブロック図」 「１実施例における位相速度推定器の基本構成を示すブロック図」 「従前の位相速度生成器の基本構成例を示すブロック図」 「従前の位相速度生成器による諸信号の関係例を示す図」

以下、図面を用いて、本発明の実施例を詳細に説明する。代表的な交流電動機である永久磁石同期電動機に対し、本発明のデジタル式回転子位相速度推定装置を備えたデジタル式駆動制御装置の１例を図５に示す。本駆動制御装置の全般的構成は、従前のそれと同様である。本発明の主眼はデジタル式回転子位相速度推定装置にある。全般的構成の同様性と発明の主眼とを考慮し、駆動制御システム、駆動制御装置の説明は省略する。これらに関しては、「背景技術欄」で既に述べた説明を参照されたい。

本発明の核心は、デジタル式回転子位相速度推定装置と実質同義でる位相速度推定器１０にある。速度制御、トルク制御の何れにおいても、位相速度推定器１０には何らの変更を要しない。また、駆動対象電動機を他の同期電動機、あるいは誘導電動機とする場合にも位相速度推定器１０には何らの変更を要しない。以下では、速度制御、トルク制御等の制御モードに関し一般性を失うことなく、更には、駆動対象の交流電動機に対して一般性を失うことなく、位相速度推定器１０の実施例について説明する。

図６に、本発明を利用した位相速度推定器１０の１実施例を示した。本位相速度推定器１０を構成する基本的機器は、矩形高周波電圧指令器１０−１、相関信号生成器１０−２、位相同期器１０−３の３機器である。同図は、時刻ｔ＝ｋＴｓでの固定子電流入手後から時刻ｔ＝（ｋ＋１）Ｔｓまでの１制御周期における動作の様子を示したものである。なお、図における「ｚの逆数」は、離散時間信号に対して１サンプリング周期Ｔｓの時間遅れを発生させる「遅延器」（演算的には、「遅れ演算子」）を意味する。本明細書では、他所でも、同様の意味で「ｚの逆数」を利用する。

矩形高周波電圧指令器１０−１は、回転子位相推定値を基軸（γ軸）位相とするγδ準同期座標系上で矩形状の単相高周波電圧指令値（γ軸高周波電圧指令値）を生成している。図６に示したように、矩形高周波電圧指令器１０−１は位相速度推定器内の高周波電圧印加手段に該当するものであり、駆動制御装置内の機器５ｂ、４ｂ、２と共に、高周波電圧印加を遂行している。矩形高周波電圧指令器で生成される高周波電圧指令値は、（９）式、（１０）式で示した通りであるが、その周期は請求項２の発明に従い、最小の正偶数Ｎｈ＝２に対応するものがよい。生成された高周波電圧指令値は、時刻ｔ＝（ｋ＋１）Ｔｓがら１制御周期にわたり、電力変換器により電動機に実印加される。高周波電圧指令値は駆動用電圧指令値に重畳されて、電力変換器を介して同期電動機に印加され、ひいては高周波電流が流れる。高周波電流は、固定子電流の高周波成分としてこれに含まれる。

図６には、請求項１の発明に従って構成した正相関信号生成手段を、相関信号生成器１０−２として示している。同図の相関信号生成器は、（１３）式と（１５）式に正確に従って構成している。

図６における位相同期器は、第３手段である回転子位相速度生成手段を実現したものである。位相同期器は、（１９）式に示したデジタル一般化積分形ＰＬＬ法に基づき構成されている。

位相同期器は、相関信号生成器からの正相関信号を入力信号として受け、γδ準同期座標系の位相（本例では、γδ準同期座標系の位相は回転子位相推定値と等価）θα＾とγδ準同期座標系の速度ωγとを出力している。座標系速度は回転子（電気）速度推定値ω２ｎ＾と実効的に同一である。座標系速度そのもののを回転子速度推定値として利用することもあれば（図６では、この様子を示している）、必要に応じローパスフィルタ処理して回転子速度推定値として利用することもある。一般化積分形ＰＬＬ法に基づく位相同期器に関しては、当業者には周知であるので、これ以上の説明は省略する。

図７は、本発明に従って構成した位相速度推定器の第２構成例である。図６の実施例との違いは、相関信号生成器１０−２にある。矩形高周波電圧指令器、位相同期器に関しては、図６の実施例と同一である。相関信号生成器の本構成例は、（１６）式に基づいている。（１６）式の正相関信号は、（１３）式を考慮すると、次式のように評価することもできる。

すなわち、高周波電圧指令値の極性に基づく乗算処理は省略できる。この省略可能を考慮し、図７の実施例では、高周波電圧指令値の極性に基づく乗算処理を破線で示した。

図８は、本発明に従って構成した位相速度推定器の第３構成例である。図６、図７の実施例との違いは、相関信号生成器１０−２にある。矩形高周波電圧指令器、位相同期器に関しては、図６、図７の実施例と同一である。相関信号生成器の本構成例は、次の（２１）式に基づいている。

すなわち、δ軸要素信号ｓδそのものを正相関信号ｐｃとしている。このため、位相速度推定器への入力信号はδ軸電流（固定子電流のδ軸要素）のみとしている。なお、本正相関信号ｐｃは、位相偏差θγと次の正相関をもつ。

以上、本発明によるデジタル式回転子位相速度推定装置（位相速度推定器）に関し、具体的実施例を３例挙げて、これを詳しく説明した。デジタル式回転子位相速度推定装置の具体的説明の都合上、駆動用電動機として同期電動機としこれに関連した駆動制御装置を取り上げたが、本発明によるデジタル式回転子位相速度推定装置は、同期電動機に限定されるものでないことを重ねて指摘しておく。駆動用電動機を他の交流電動機とする駆動制御装置におけるデジタル式回転子位相速度推定装置にも、詳述した具体的実施例のものが実質そのまま利用できる。駆動用電動機を同期リラクタンス電動機、誘導電動機とする駆動制御装置と同装置内での回転子位相速度推定装置の一般的配置に関しては、例えば特許文献（新中新二：「交流電動機のベクトル制御方法及び同装置」、特許第４１２０７７５号（１９０２−３−１８））等に説明されている。このため、この説明は省略する。

本発明は、交流電動機をセンサレス駆動する応用の中で、特に、ゼロ速度を含む速度領域で高い速応性を備えた位相推定性能を必要とする用途に好適である。

１ 交流電動機（同期電動機）
２ 電力変換器
３ 電流検出器
４ａ ３相２相変換器
４ｂ ２相３相変換器
５ａ ベクトル回転器
５ｂ ベクトル回転器
６ 電流制御器
７ 指令変換器
８ 速度制御器
９ ローパスフィルタ
１０ 位相速度推定器
１０−１ 矩形高周波電圧指令器
１０−２ 相関信号生成器
１０−３ 位相同期器
１１ 係数器
１２ 余弦正弦信号発生器

Claims (3)

1. 駆動基本周波数より高い周波数の高周波電圧の印加に対し回転子が突極特性を示す交流電動機のための、電力変換器と固定子電流検出器とを用いた周期Ｔｓの固定子電流デジタル制御機能を備えたデジタル式駆動制御装置に使用されるデジタル式回転子位相速度推定装置であって、
   回転子位相に位相偏差ゼロで同期を目指したγ軸とこれに直交したδ軸とで構成されるγδ準同期座標系のγ軸上で、Ｎｈを正偶数とするとき周期Ｔｈ＝Ｎｈ＊Ｔｓの矩形状高周波電圧を、固定子電流の離散時間検出時刻と同期した形で印加するようにした高周波電圧印加手段と、
   周期Ｔｓで該固定子電流検出器を用いて離散時間検出された、駆動基本周波数成分と高周波成分とを含む固定子電流を、該γδ準同期座標系上で周期Ｔｓごとに時間差分し、時間差分固定子電流に、時間差分期間Ｔｓに対応した矩形状高周波電圧の極性を乗じてγ軸要素信号ｃγ、δ軸要素信号ｓδの少なくとも一つを生成し、生成した軸要素信号を用いて、回転子位相とγ軸位相の位相偏差に対し正相関をもつ正相関信号ｐｃを周期Ｔｓごとに生成する正相関信号生成手段と、
   該正相関信号ｐｃがゼロとなるように該正相関信号ｐｃを信号処理して、γ軸位相と、回転子位相の推定値あるいは回転子位相と基本的に微積分関係にある回転子速度の推定値の少なくとも何れかの推定値を、周期Ｔｓごとに生成する回転子位相速度生成手段と、
   を備えることを特徴とするデジタル式回転子位相速度推定装置。
2. 該正偶数Ｎｈを２とすることを特徴とする請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置。
3. 該交流電動機を同期電動機とすることを特徴とする請求項１記載のデジタル式回転子位相速度推定装置。

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