JP6034143B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電力を負荷装置に安定に供給する電力変換装置に関する。

電力変換装置が適用される一つの例として、無停電電源装置が知られている（たとえば、特許文献１参照）。無停電電源装置は、常時商用電源給電方式の無停電電源装置と、常時インバータ給電方式の無停電電源装置に大別される。常時商用電源給電方式の無停電電源装置の電力変換効率は、常時インバータ給電方式の無停電電源装置の電力変換効率よりも高い。

常時商用電源給電方式の無停電電源装置では、交流電源と負荷装置との間に交流スイッチが設けられている。また、交流電源に対して交流スイッチと並列に、交流電力と直流電力とを相互に変換する交流／直流変換器および直流電力の充放電が可能な電力貯蔵装置が接続されている。

交流電源が正常である場合は、交流スイッチがオンされ、交流電源から交流スイッチを介して負荷装置に交流電力が供給される。また、交流／直流変換器によって交流電力が直流電力に変換されて電力貯蔵装置に蓄えられる。

交流電源に停電のような異常が発生した場合は、交流スイッチがオフされ、交流電源と負荷装置が切り離される。また、交流／直流変換器によって電力貯蔵装置の直流電力が交流電力に変換されて負荷装置に供給される。したがって、交流電源に異常が発生した場合でも、電力貯蔵装置に直流電力が蓄えられている期間は、負荷装置の運転を継続することができる。

特開２００６−１８７０８９号公報

しかしながら、従来の無停電電源装置では、負荷装置への交流電力の供給を交流電源から交流／直流変換器に切換える際、一瞬、交流電圧が低下する、いわゆる瞬低が発生するという問題があった。

それゆえに、本発明の主たる目的は、交流電源に異常が発生しても、交流電力を負荷装置に安定に供給することが可能な電力変換装置を提供することである。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源からの第１の交流電圧を受ける複数の入力端子と、負荷装置に接続される複数の出力端子と、それらの第１の電極がそれぞれ複数の入力端子に接続され、それぞれ複数のオン／オフ制御信号に応答してオン／オフし、第１の交流電圧をパルス電圧列に変換する複数の半導体スイッチング素子と、それらの一方端子が複数の半導体スイッチング素子の第２の電極に接続された複数のリアクトルと、複数のリアクトルの他方端子の間に接続された少なくとも１つのコンデンサとを含み、パルス電圧列を正弦波状の第２の交流電圧に変換する低域通過フィルタと、１次巻線の複数の端子がそれぞれ複数のリアクトルの他方端子に接続され、２次巻線の複数の端子がそれぞれ複数の出力端子に接続されたトランスと、複数の出力端子に現れる第３の交流電圧が目標電圧になるように複数のオン／オフ制御信号のデューティ比を制御する制御部とを備えたものである。複数のオン／オフ制御信号の波形は同じであり、複数の半導体スイッチング素子は一定のスイッチング周期で同時にオン／オフされる。デューティ比は複数の半導体スイッチング素子のオン時間とスイッチング周期との比である。第２の交流電圧は第１の交流電圧よりも低く、第３の交流電圧は第２の交流電圧よりも高い。交流電源が正常である場合は第１の交流電圧の振幅と第３の交流電圧の振幅とは等しい。

また好ましくは、さらに、複数の出力端子に接続され、第１の交流電圧が第１の下限電圧よりも高い場合は交流電力を直流電力に変換して電力貯蔵装置に貯え、第１の交流電圧が第１の下限電圧よりも低い場合は電力貯蔵装置の直流電力を交流電力に変換して複数の出力端子に出力する交流／直流変換器を備える。制御部は、第３の交流電圧が目標電圧になるように、複数のオン／オフ制御信号のデューティ比を制御するとともに交流／直流変換器を制御する。

また好ましくは、制御部は、第１の交流電圧が第１の下限電圧よりも低い第２の下限電圧よりも低下した場合は、複数の半導体スイッチング素子をオフ状態に固定するとともに、第３の交流電圧が目標電圧になるように交流／直流変換器を制御する。

この発明に係る電力変換装置では、交流電源とトランスの１次巻線の複数の端子との間に複数の半導体スイッチング素子を並列接続し、トランスの２次巻線の複数の端子を負荷装置に接続し、出力電圧が目標電圧になるように複数の半導体スイッチング素子をオン／オフさせる。したがって、交流電源に異常が発生しても、負荷装置に交流電力を安定に供給することができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した電力変換装置で行なわれるＰＷＭ制御方式を示すタイムチャートである。 図１に示したＰＷＭ制御信号の波形を示す図である。 図１に示したＰＷＭ制御信号のデューティ比と交流電圧Ｖ２との関係を示すタイムチャートである。 図１に示した電力変換装置の効果を示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 図６に示した制御部の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した電力変換装置の効果を示す他のタイムチャートである。 実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図である。 実施の形態３に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態４に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。

[実施の形態１]
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１は、図１に示すように、入力端子ＴＩ１，ＴＩ２、出力端子ＴＯ１，ＴＯ２、スイッチング部２、低域通過フィルタ３、トランス４、および制御部５を備える。スイッチング部２は、ＩＧＢＴ（Insulateｄ Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）Ｑ１，Ｑ２およびダイオードＤ１，Ｄ２を含む。低域通過フィルタ３は、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１を含む。トランス４は、１次巻線４ａと２次巻線４ｂを含む。

入力端子ＴＩ１，ＴＩ２は、単相二線式の交流電源６の出力端子２ａ，２ｂにそれぞれ接続される。出力端子ＴＯ１，ＴＯ２は、単相二線式の負荷装置７の入力端子７ａ，７ｂにそれぞれ接続される。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のコレクタはそれぞれ入力端子ＴＩ１，ＴＩ２に接続される。ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に逆並列に接続される。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２は、それぞれ制御部５からのＰＷＭ（pulse width modulation：パルス幅変調）制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、交流電源６からの交流電圧Ｖ１の周期よりも十分に短い周期でオン／オフする。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオン／オフすると、交流電源６からの交流電圧Ｖ１はパルス電圧列Ｖｐに変換される。

リアクトルＬ１，Ｌ２の一方端子はそれぞれＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のエミッタに接続され、それらの他方端子はそれぞれトランス４の１次巻線４ａの両端の２つの端子に接続される。コンデンサＣ１は、リアクトルＬ１，Ｌ２の他方端子間に接続される。低域通過フィルタ３は、スイッチング部２で生成されたパルス電圧列Ｖｐを交流電圧Ｖ２に変換する。交流電圧Ｖ２の振幅は、交流電源６から出力される交流電圧Ｖ１の振幅よりも小さくなっている。また、交流電圧Ｖ２の振幅は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を調整することによって調整可能となっている。

トランス４の２次巻線４ｂの２つの端子は、それぞれ出力端子ＴＯ１，ＴＯ２に接続される。２次巻線４ｂの巻数は１次巻線４ａの巻数よりも多く設定されており、１次巻線４ａの２つの端子間に与えられる交流電圧Ｖ２の振幅よりも、２次巻線４ｂの２つの端子間に現れる交流電圧Ｖ３の振幅の方が大きい。トランス４は、低域通過フィルタ３を通過した交流電圧Ｖ２を昇圧して出力端子ＴＯ１，ＴＯ２に出力する。通常時は、交流電源６からの交流電圧Ｖ１の振幅とトランス４から出力される交流電圧Ｖ３の振幅とは等しい。

制御部５は、入力端子ＴＩ１，ＴＩ２間の交流電圧Ｖ１と出力端子ＴＯ１，ＴＯ２間の交流電圧Ｖ３とに基づいてＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２の波形は同じである。制御部５は、入力電圧Ｖ１に同期して動作し、出力電圧Ｖ３の振幅が目標電圧Ｖｔになるように、ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を調整する。目標電圧Ｖｔは、交流電源６が正常である場合の交流電圧Ｖ１の振幅と等しい。

交流電源６が正常である場合は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比は所定値に維持され、交流電源６からの交流電圧Ｖ１の振幅と目標電圧Ｖｔと電力変換装置１から出力される交流電圧Ｖ３の振幅とは等しい。交流電源６に異常が発生して交流電圧Ｖ１の振幅が定格値よりも低下した場合は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比が所定値よりも大きくなり、電力変換装置１から出力される交流電圧Ｖ３の振幅は目標電圧Ｖｔに維持される。

図２（ａ）（ｂ）は、ＰＷＭ制御方式を示すタイムチャートである。図２（ａ）に示すように、交流電源６からの交流電圧Ｖ１は正弦波状に変化する。また、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２は、所定の周期でオン／オフする。正弦波状の交流電圧Ｖ１は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオンしたときのみスイッチング部２を通過し、パルス電圧列Ｖｐとなる。

ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を小さくするとパルス電圧列Ｖｐのパルス幅が狭くなり、図２（ｂ）において一点鎖線で示すように、交流電圧Ｖ２の振幅は小さくなる。ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を大きくするとパルス電圧列Ｖｐのパルス幅が広くなり、図２（ｂ）において実線で示すように、交流電圧Ｖ２の振幅は大きくなる。したがって、ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２のデューティ比を調整することにより、交流電圧Ｖ２の振幅を調整することができる。

図３は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２の波形を示すタイムチャートである。図３において、ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２が「Ｈ」レベルである場合はＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオンし、ＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２が「Ｌ」レベルである場合はＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がオフする。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のオン時間Ａとオフ時間Ｂの和は、スイッチング周期λである。スイッチング周期λは、一定に維持される。オン時間Ａとスイッチング周期λの比Ａ／λは、デューティ比ＤＲである。オン時間Ａを所定値Ａ１から短くしていくと、パルス電圧列Ｖｐのパルス幅が狭くなり、交流電圧Ｖ２が低下する。逆に、オン時間Ａを長くしていくと、パルス電圧列Ｖｐのパルス幅が広くなり、交流電圧Ｖ２が上昇する。

交流電源６が正常である場合、オン時間Ａとオフ時間Ｂの比は、トランス４の１次巻線４ａと２次巻線４ｂとの巻線比により決定される。たとえば、トランス４の１次巻線４ａと２次巻線４ｂとの巻線比が１：２の場合、オン時間Ａ１とオフ時間Ｂとの比は１：１となり、デューティ比ＤＲは１／２となる。また、トランス４の１次巻線４ａと２次巻線４ｂとの巻線比が２：３の場合、オン時間Ａ１とオフ時間Ｂとの比は２：１となり、デューティ比ＤＲは２／３となる。交流電源６が異常になって交流電圧Ｖ１が低下した場合は、交流電圧Ｖ２が目標電圧Ｖｔになるように、デューティ比ＤＲは増大される。

図４は、トランス４の１次巻線４ａ側の交流電圧Ｖ２とデューティ比ＤＲとの関係を示す波形図である。入力電圧Ｖ１の振幅が一定の場合、デューティ比ＤＲを０．２から０．８まで変えることにより、交流電圧Ｖ２の振幅を最大値の１５．６％から７５．７％まで変えることができた。このように、入力電圧Ｖ１の振幅が一定の場合、デューティ比ＤＲを調整することにより、交流電圧Ｖ２の振幅を調整することができる。また、入力電圧Ｖ１の振幅が減少した場合、デューティ比ＤＲを調整することにより、交流電圧Ｖ２の振幅を目標電圧Ｖｔに維持することができる。

図５は、瞬低発生時における交流電圧Ｖ１，Ｖ３の波形を示す図である。図５の期間Ｔｄにおいて、交流電源６からの交流電圧Ｖ１が瞬間的に低下しているが、電力変換装置１から出力される交流電圧Ｖ３には瞬間的な電圧低下は発生しなかった。

この実施の形態１では、交流電源６とトランス４の１次巻線４ａの間にスイッチング部２および低域通過フィルタ３を設け、トランス４の２次巻線４ｂを負荷装置７に接続し、出力電圧Ｖ３が目標電圧Ｖｔになるように、スイッチング部２のＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオン／オフさせる。したがって、交流電源６に異常が発生しても、負荷装置７に交流電力を安定に供給することができる。

［実施の形態２］
図６は、本発明の実施の形態２となる無停電電源装置１０の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図６を参照して、この無停電電源装置１０は、図１の電力変換装置１に、蓄電池Ｂ１、交流／直流変換器１１、および低域通過フィルタ１２を追加したものである。

交流／直流変換器１１は、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４を含む。ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２は、蓄電池Ｂ１の正極と負極との間に直列接続されている。ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１４は、蓄電池Ｂ１の正極と負極との間に直列接続されている。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、それぞれＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４に逆並列に接続されている。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４は、それぞれ制御部５からのＰＷＭ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に応答して、交流電源６からの交流電圧Ｖ１の周期よりも十分に短い周期でオン／オフする。たとえば、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４をオンさせるとともにＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１３をオフさせることにより、負荷装置７に正電圧を印加することができる。また、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１３をオンさせるとともにＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４をオフさせるころにより、負荷装置７に負電圧を印加することができる。

交流／直流変換器１１は、制御部５によって制御され、充電モード時は、トランス４からの交流電力を直流電力に変換して蓄電池Ｂ１に蓄え、放電モード時は、蓄電池Ｂ１の直流電力を交流電力に変換して負荷装置７に供給する。

低域通過フィルタ１２は、リアクトルＬ１１およびコンデンサＣ１１を含む。リアクトルＬ１１は、ＩＧＢＴＱ１１のエミッタと出力端子ＴＯ１との間に接続されている。ＩＧＢＴＱ１３のエミッタは、出力端子ＴＯ２に接続されている。コンデンサＣ１１は、出力端子ＴＯ１，ＴＯ２間に接続されている。低域通過フィルタ１２は、トランス４からの交流電圧Ｖ３を交流／直流変換器１１に通過させ、交流／直流変換器１１で発生したスイッチング周波数のノイズを遮断する。

制御部５は、第１の下限電圧ＶＬ１と、第１の下限電圧ＶＬ１よりも低い第２の下限電圧ＶＬ２とを有する。第１の下限電圧ＶＬ１はたとえば定格電圧の８５％に設定され、第１の下限電圧ＶＬ２はたとえば定格電圧の６０％に設定される。制御部５は、交流電源６からの交流電圧Ｖ１が第１の下限電圧ＶＬ１よりも高い第１の場合（Ｖ１＞ＶＬ１）と、交流電圧Ｖ１が第１および第２の下限電圧ＶＬ１，ＶＬ２の間にある第２の場合（ＶＬ１＞Ｖ１＞ＶＬ２）と、交流電圧Ｖ１が第２の下限電圧ＶＬ２よりも低い第３の場合（ＶＬ２＞Ｖ１）とに分けてスイッチング部２および交流／直流変換器１１を制御する。

第１の場合（Ｖ１＞ＶＬ１）は、制御部５は、出力交流電圧Ｖ３が目標電圧Ｖｔに一致するようにスイッチング部２のＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオン／オフ制御するとともに、交流／直流変換器１１を充電モードに設定する。このとき、交流／直流変換器１１は、交流電力を直流電力に変換して蓄電池Ｂ１に蓄える。

第２の場合（ＶＬ１＞Ｖ１＞ＶＬ２）は、制御部５は、出力交流電圧Ｖ３が目標電圧Ｖｔに一致するようにスイッチング部２のＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオン／オフ制御するとともに、交流／直流変換器１１を放電モードに設定する。このとき、交流／直流変換器１１は、蓄電池Ｂ１の直流電力を交流電力に変換して出力端子ＴＯ１，ＴＯ２に供給する。

第３の場合（ＶＬ２＞Ｖ１）は、制御部５は、スイッチング部２のＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオフ状態に固定するとともに、交流／直流変換器１１を放電モードに設定する。このとき、交流／直流変換器１１は、蓄電池Ｂ１の直流電力を交流電力に変換して出力端子ＴＯ１，ＴＯ２に供給する。

第１および第２の場合は、瞬低であり、交流電源６が正常状態に復帰する可能性があると判断してＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオン／オフ制御する。第３の場合は、停電状態であり、交流電源６が正常状態に復帰する見込みがないと判断してＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオフ状態に固定する。

図７は、図６に示した制御部５の構成を説明する回路ブロック図である。図７において、制御部５は、正弦波基準部１５、減算器１６，１８，２０、電圧制御器１７、リミッタ１９、電流制御器２１、ＰＷＭ制御回路２２、および調整制御器２３を含む。また、無停電電源装置１０は、電流センサ２４，２５も備えている。電流センサ２４は、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流を検出する。電流センサ２５は、負荷電流を検出する。

正弦波基準部１５は、交流電源６からの交流電圧Ｖ１に基づいて電圧指令値を生成する。この電圧指令値は、交流電圧Ｖ１と同じ位相で正弦波状に変化する。減算器１６は、正弦波基準部１５で生成された電圧指令値と交流電圧Ｖ３との偏差を求める。電圧制御器１７は、減算器１６で生成された偏差に基づいて電流指令値を生成する。減算器１８は、電圧制御器１７で生成された電流指令値と、電流センサ２４によって検出された負荷電流との偏差を求める。リミッタ１９は、減算器１８で生成された偏差に基づいて、上限値以下の電流を流す電流制御基準信号値を生成する。

減算器２０は、リミッタ１９で生成された電流制御基準信号値と、電流センサ２４によって検出された電流との偏差を求める。電流制御器２１は、減算器２０で生成された偏差に基づいて、電圧指令値を生成する。ＰＷＭ制御回路２２は、交流電圧Ｖ１と電流制御器２１からの電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、調整制御器２３は、交流電圧Ｖ１，Ｖ３と電流センサ２５の検出結果とに基づいてＰＷＭ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４を生成する。

図８は、停電時における交流電圧Ｖ１，Ｖ３の波形を示す図である。図８において、交流電源６からの交流電圧Ｖ１が徐々に低下しているが、電力変換装置１から出力される交流電圧Ｖ３には電圧低下は発生しなかった。

この実施の形態２では、実施の形態１と同じ効果が得られる他、蓄電池Ｂ１、交流／直流変換器１１、および低域通過フィルタ１２を設けたので、停電が発生した場合でも、蓄電池Ｂ１に直流電力が貯蔵されている期間は負荷装置７の運転を継続することができる。

なお、図９に示すように、蓄電池Ｂ１を二重層コンデンサ２６で置換してもよい。二重層コンデンサ２６は、蓄電池Ｂ１に比べて小型化が容易であり、省スペース化を図ることができる。また、二重層コンデンサ２６は充放電の繰返しによる劣化が少ないので、交換等のメンテナンスの手間を減少させて、経済性を良好なものとすることができる。

[実施の形態３]
図１０は、本発明の実施の形態３となる電力変換装置３１の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図１の電力変換装置１は単相式であるのに対し、この電力変換装置３１は三相式である。

すなわち、電力変換装置１０は、入力端子ＴＩ１〜ＴＩ３、出力端子ＴＯ１〜ＴＯ３、スイッチング部３２、低域通過フィルタ３３、トランス３４、および制御部３５を備える。スイッチング部２は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３およびダイオードＤ１〜Ｄ３を含む。低域通過フィルタ３３は、リアクトルＬ１〜Ｌ３およびコンデンサＣ１〜Ｃ３を含む。トランス３４は、１次巻線３４ａと２次巻線３４ｂを含む。

入力端子ＴＩ１〜ＴＩ３は、三相三線式の交流電源３６の３つの出力端子にそれぞれ接続される。出力端子ＴＯ１〜ＴＯ３は、三相三線式の負荷装置３７の３つの入力端子にそれぞれ接続される。

ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタはそれぞれ入力端子ＴＩ１〜ＴＩ３に接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ３は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３に逆並列に接続される。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は、それぞれ制御部５からのＰＷＭ制御信号Ｓ１〜Ｓ３に応答して、交流電源３６からの交流電圧Ｖ１の周期よりも十分に短い周期でオン／オフする。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３がオン／オフすると、交流電源３６からの交流電圧Ｖ１はパルス電圧列Ｖｐに変換される。

リアクトルＬ１〜Ｌ３の一方端子はそれぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のエミッタに接続され、それらの他方端子はそれぞれトランス３４の１次巻線３４ａの３つの端子に接続される。コンデンサＣ１は、リアクトルＬ１，Ｌ２の他方端子間に接続される。コンデンサＣ２は、リアクトルＬ２，Ｌ３の他方端子間に接続される。コンデンサＣ３は、リアクトルＬ３，Ｌ１の他方端子間に接続される。リアクトルＬ１〜Ｌ３およびコンデンサＣ１〜Ｃ３を含む低域通過フィルタ３３は、スイッチング部３２で生成されたパルス電圧列Ｖｐを交流電圧Ｖ２に変換する。交流電圧Ｖ２の振幅は、交流電源３６から出力される交流電圧Ｖ１の振幅よりも小さくなっている。また、交流電圧Ｖ２の振幅は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１〜Ｓ３のデューティ比を調整することによって調整可能となっている。

トランス３４の２次巻線３４ｂの３つの端子は、それぞれ出力端子ＴＯ１〜ＴＯ３に接続される。２次巻線３４ｂの巻数は１次巻線３４ａの巻数よりも多く設定されており、１次巻線３４ａの３つの端子間に与えられた交流電圧Ｖ２の振幅よりも、２次巻線３４ｂの３つの端子間に現れる交流電圧Ｖ３の振幅の方が大きい。トランス３４は、低域通過フィルタ３３を通過した交流電圧Ｖ２を昇圧して出力端子ＴＯ１〜ＴＯ３に出力する。通常時は、交流電源３６からの交流電圧Ｖ１の振幅とトランス３４から出力される交流電圧Ｖ３の振幅とは等しい。

制御部３５は、入力端子ＴＩ１〜ＴＩ３間の交流電圧Ｖ１と出力端子ＴＯ１〜ＴＯ３間の交流電圧Ｖ３とに基づいてＰＷＭ制御信号Ｓ１〜Ｓ３を生成する。ＰＷＭ制御信号Ｓ１〜Ｓ３の波形は同じである。制御部３５は、入力電圧Ｖ１に同期して動作し、出力電圧Ｖ３の振幅が目標電圧Ｖｔになるように、ＰＷＭ制御信号Ｓ１〜Ｓ３のデューティ比を調整する。目標電圧Ｖｔは、交流電源３６が正常である場合の交流電圧Ｖ１の振幅と等しい。

交流電源３６が正常である場合は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１〜Ｓ３のデューティ比は所定値に維持され、交流電源３６からの交流電圧Ｖ１の振幅と目標電圧Ｖｔと電力変換装置３１から出力される交流電圧Ｖ３の振幅とは等しい。交流電源３６に異常が発生して交流電圧Ｖ１の振幅が定格値よりも低下した場合は、ＰＷＭ制御信号Ｓ１〜Ｓ３のデューティ比が所定値よりも大きくなり、電力変換装置３１から出力される交流電圧Ｖ３の振幅は目標電圧Ｖｔに維持される。他の構成および動作は、実施の形態１と同様であるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態３でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

［実施の形態４］
図１１は、本発明の実施の形態４となる無停電電源装置４０の構成を示す回路ブロック図であって、図１０と対比される図である。図１１を参照して、この無停電電源装置４０は、図１０の電力変換装置３１に、蓄電池Ｂ１、交流／直流変換器４１、および低域通過フィルタ４２を追加したものである。

交流／直流変換器４１は、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６およびダイオードＤ１１〜Ｄ１６を含む。ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２は、蓄電池Ｂ１の正極と負極との間に直列接続されている。ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１４は、蓄電池Ｂ１の正極と負極との間に直列接続されている。ＩＧＢＴＱ１５，Ｑ１６は、蓄電池Ｂ１の正極と負極との間に直列接続されている。ダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６に逆並列に接続されている。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６は、それぞれ制御部５からのＰＷＭ制御信号Ｓ１１〜Ｓ１４に応答して、交流電源３６からの交流電圧Ｖ１の周期よりも十分に短い周期でオン／オフする。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６を所定のタイミングでオン／オフさせることにより、蓄電池Ｂ１の直流電力を三相交流電力に変換することが可能となっている。

交流／直流変換器４１は、制御部３５によって制御され、充電モード時は、トランス３４からの交流電力を直流電力に変換して蓄電池Ｂ１に蓄え、放電モード時は、蓄電池Ｂ１の直流電力を交流電力に変換して負荷装置３７に供給する。

低域通過フィルタ４２は、リアクトルＬ１１〜Ｌ１３およびコンデンサＣ１１〜Ｃ１３を含む。リアクトルＬ１１〜Ｌ１３の一方端子はそれぞれＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１３,Ｑ１５のエミッタに接続され、それらの他方端子はそれぞれ出力端子ＴＯ１〜ＴＯ３に接続されている。コンデンサＣ１１は、出力端子ＴＯ１，ＴＯ２間に接続されている。コンデンサＣ１２は、出力端子ＴＯ２，ＴＯ３間に接続されている。コンデンサＣ１３は、出力端子ＴＯ３，ＴＯ１間に接続されている。低域通過フィルタ４２は、トランス３４からの交流電圧Ｖ３を交流／直流変換器４１に通過させ、交流／直流変換器４１で発生したスイッチング周波数のノイズを遮断する。

制御部３５は、第１の下限電圧ＶＬ１と、第１の下限電圧ＶＬ１よりも低い第２の下限電圧ＶＬ２とを有する。第１の下限電圧ＶＬ１はたとえば定格電圧の８５％に設定され、第１の下限電圧ＶＬ２はたとえば定格電圧の６０％に設定される。制御部５は、交流電源６からの交流電圧Ｖ１が第１の下限電圧ＶＬ１よりも高い第１の場合（Ｖ１＞ＶＬ１）と、交流電圧Ｖ１が第１および第２の下限電圧ＶＬ１，ＶＬ２の間にある第２の場合（ＶＬ１＞Ｖ１＞ＶＬ２）と、交流電圧Ｖ１が第２の下限電圧ＶＬ２よりも低い第３の場合（ＶＬ２＞Ｖ１）とに分けてスイッチング部３２および交流／直流変換器４１を制御する。

第１の場合（Ｖ１＞ＶＬ１）は、制御部３５は、出力交流電圧Ｖ３が目標電圧Ｖｔに一致するようにスイッチング部３２のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３をオン／オフ制御するとともに、交流／直流変換器４１を充電モードに設定する。このとき、交流／直流変換器４１は、交流電力を直流電力に変換して蓄電池Ｂ１に蓄える。

第２の場合（ＶＬ１＞Ｖ１＞ＶＬ２）は、制御部３５は、出力交流電圧Ｖ３が目標電圧Ｖｔに一致するようにスイッチング部３２のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３をオン／オフ制御するとともに、交流／直流変換器４１を放電モードに設定する。このとき、交流／直流変換器４１は、蓄電池Ｂ１の直流電力を三相交流電力に変換して出力端子ＴＯ１〜ＴＯ３に供給する。

第３の場合（ＶＬ２＞Ｖ１）は、制御部３５は、スイッチング部３２のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３をオフ状態に固定するとともに、交流／直流変換器４１を放電モードに設定する。このとき、交流／直流変換器４１は、蓄電池Ｂ１の直流電力を三相交流電力に変換して出力端子ＴＯ１〜ＴＯ３に供給する。

第１および第２の場合は、瞬低であり、交流電源３６が正常状態に復帰する可能性があると判断してＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３をオン／オフ制御する。第３の場合は、停電状態であり、交流電源３６が正常状態に復帰する見込みがないと判断してＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３をオフ状態に固定する。この実施の形態４でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，３１ 電力変換装置、２，３２ スイッチング部、３，１２，３３，４２ 低域通過フィルタ、４，３４ トランス、４ａ，３４ａ １次巻線、４ｂ，３４ｂ ２次巻線、５，３５ 制御部、６，３６ 交流電源、３，３７ 負荷装置、１０，４０ 無停電電源装置、１１，４１ 交流／直流変換器、１５ 正弦波基準部、１６，１８，２０ 減算器、１７ 電圧制御器、１９ リミッタ、２１ 電流制御器、２２ ＰＷＭ制御回路、２３ 調整制御器、２４，２５ 電流センサ、２６ 二重層コンデンサ、ＴＩ１〜ＴＩ３ 入力端子、ＴＯ１〜ＴＯ３ 出力端子、Ｑ１〜Ｑ３，Ｑ１１〜Ｑ１６ ＩＧＢＴ、Ｄ１〜Ｄ３，Ｄ１１〜Ｄ１６ ダイオード、Ｌ１〜Ｌ３，Ｌ１１〜Ｌ１３ リアクトル、Ｃ１〜Ｃ３，Ｃ１１〜Ｃ１３ コンデンサ、Ｂ１ 蓄電池。

Claims (3)

1. 交流電源からの第１の交流電圧を受ける複数の入力端子と、
   負荷装置に接続される複数の出力端子と、
   それらの第１の電極がそれぞれ前記複数の入力端子に接続され、それぞれ複数のオン／オフ制御信号に応答してオン／オフし、前記第１の交流電圧をパルス電圧列に変換する複数の半導体スイッチング素子と、
   それらの一方端子が前記複数の半導体スイッチング素子の第２の電極に接続された複数のリアクトルと、前記複数のリアクトルの他方端子の間に接続された少なくとも１つのコンデンサとを含み、前記パルス電圧列を正弦波状の第２の交流電圧に変換する低域通過フィルタと、
   １次巻線の複数の端子がそれぞれ前記複数のリアクトルの他方端子に接続され、２次巻線の複数の端子がそれぞれ前記複数の出力端子に接続されたトランスと、
   前記複数の出力端子に現れる第３の交流電圧が目標電圧になるように前記複数のオン／オフ制御信号のデューティ比を制御する制御部とを備え、
   前記複数のオン／オフ制御信号の波形は同じであり、前記複数の半導体スイッチング素子は一定のスイッチング周期で同時にオン／オフされ、前記デューティ比は前記複数の半導体スイッチング素子のオン時間と前記スイッチング周期との比であり、
   前記第２の交流電圧は前記第１の交流電圧よりも低く、前記第３の交流電圧は前記第２の交流電圧よりも高く、
   前記交流電源が正常である場合は前記第１の交流電圧の振幅と前記第３の交流電圧の振幅とは等しい、電力変換装置。
2. さらに、前記複数の出力端子に接続され、前記第１の交流電圧が第１の下限電圧よりも高い場合は交流電力を直流電力に変換して電力貯蔵装置に貯え、前記第１の交流電圧が前記第１の下限電圧よりも低い場合は前記電力貯蔵装置の直流電力を交流電力に変換して前記複数の出力端子に出力する交流／直流変換器を備え、
   前記制御部は、前記第３の交流電圧が前記目標電圧になるように、前記複数のオン／オフ制御信号のデューティ比を制御するとともに前記交流／直流変換器を制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記第１の交流電圧が前記第１の下限電圧よりも低い第２の下限電圧よりも低下した場合は、前記複数の半導体スイッチング素子をオフ状態に固定するとともに、前記第３の交流電圧が前記目標電圧になるように前記交流／直流変換器を制御する、請求項２に記載の電力変換装置。

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