KR20140042915A

KR20140042915A - 전력 변환 장치

Info

Publication number: KR20140042915A
Application number: KR1020147004990A
Authority: KR
Inventors: 마사오 사이토; 다카마사 나카무라; 고오지 야마모토; 준이치 이토오; 요시야 오오누마
Original assignee: 닛산 지도우샤 가부시키가이샤; 고쿠리츠다이가쿠호진 나가오카기쥬츠가가쿠다이가쿠
Priority date: 2011-09-06
Filing date: 2012-09-06
Publication date: 2014-04-07
Anticipated expiration: 2032-09-06
Also published as: CN103688456B; US20140226386A1; WO2013035781A1; CN103688456A; KR101579389B1; EP2755312A1; US9190922B2; EP2755312A4; RU2014113389A; EP2755312B1; JP2013055868A; JP5377604B2; RU2570804C2; MX2014000885A; BR112014001156B1; BR112014001156A2

Abstract

쌍방향으로 스위칭 가능한 복수쌍의 스위칭 소자를 각 상에 접속하고, 입력된 교류 전력을 교류 전력으로 변환하는 변환 회로를 구비하고, 상기 각 상 중 하나의 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 상부 아암 회로의 스위칭 소자를 온으로, 다른 상의 상기 상부 아암 회로의 스위칭 소자를 오프로 하고, 또한, 상기 다른 상의 하부 아암 회로 중 적어도 하나의 스위칭 소자를 온으로, 상기 하나의 상의 하부 아암 회로의 스위칭 소자를 오프로 하는 시간인 제1 스위칭 시간을 산출하고, 상기 각 상의 상기 하나의 상의 스위칭 소자를 온으로, 상기 각 상의 다른 상의 스위칭 소자를 오프로 하는 시간인 제2 스위칭 시간을, 캐리어의 반주기에 상당하는 시간으로부터 상기 제1 스위칭 시간을 뺀 시간으로서 산출하고, 상기 시간을 사용해서, 상기 스위칭 소자의 온 및 오프를 전환하는 제어 신호를 생성한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}

본 발명은, 전력 변환 장치에 관한 것이다.

교류-직류 변환을 행하는 PWM 정류기와, 이 PWM 정류기에 접속되어 직류-교류 변환을 행하는 인버터로 이루어지는 전력 변환기를 제어하는 제어 장치에 있어서, 상기 제어 장치는, 인버터를 2상 변조하기 위한 출력 전압 지령을 생성하는 2상 변조 수단과, 인버터의 2상 변조시에 발생하는 출력 전압 오차를 보상하기 위해 출력 전압 지령을 보정하는 보상량을 연산하는 제1 보상량 연산 수단과, 보정 후의 출력 전압 지령에 기초하여 인버터의 반도체 스위칭 소자에 대한 PWM 펄스를 작성하는 인버터 PWM 패턴 작성 수단과, 입력 전류 지령에 기초하여 PWM 정류기의 반도체 스위칭 소자에 대한 PWM 펄스를 작성하는 정류기 PWM 패턴 작성 수단과, PWM 정류기의 스위칭 유무를 검출하는 스위칭 검출 수단과, 각 상의 입력 전압으로부터 최대 상의 전압, 중간 상의 전압, 최소 상의 전압을 검출하는 전압 대소 검출 수단과, 부하 전류의 극성 판별 수단을 구비하고, 제1 보상량 연산 수단은, 상기 전압 대소 검출 수단의 출력, 상기 극성 판별 수단의 출력, 상기 스위칭 검출 수단의 출력, 인버터의 스위칭 주파수 및 데드 타임을 사용해서, 출력 전압 지령을 보정하는 보상량을 연산하는 것을 특징으로 하는 전력 변환기의 제어 장치가 알려져 있다(특허문헌 1).

그러나, 종래의 전력 변환기의 제어 장치에서는, 전류(轉流)에 의해 발생한 전압 오차를 보상하는 것만으로, 전류 실패 자체를 방지할 수는 없다고 하는 문제가 있었다.

일본 특허 출원 공개 제2006-20384호 공보

본 발명은, 전류 실패를 방지할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명은, 스위칭 시간 산출부와, 제1 스위칭 시간 및 제2 스위칭 시간에 기초하여, 스위칭 소자의 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성부를 갖고, 상기 스위칭 시간 산출부는, 상기 각 상 중 하나의 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 상부 아암 회로의 스위칭 소자를 온으로, 다른 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 상기 상부 아암 회로의 스위칭 소자를 오프로 하고, 또한, 상기 다른 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 하부 아암 회로 중 적어도 하나의 스위칭 소자를 온으로, 상기 하나의 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 하부 아암 회로의 스위칭 소자를 오프로 하는 시간인 제1 스위칭 시간을, 전압 검출 수단에 의해 검출된 검출 전압과 출력 지령값을 사용해서 산출하고, 상기 각 상의 상기 하나의 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자를 온으로, 상기 각 상의 다른 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자를 오프로 하는 시간인 제2 스위칭 시간을, 캐리어의 반주기에 상당하는 시간으로부터 상기 제1 스위칭 시간을 뺀 시간으로서 산출함으로써 상기 목적을 달성한다.

본 발명에 따르면, 제2 스위칭 시간의 최초의 시점에서의 스위칭 동작과, 제2 스위칭 시간의 최후의 시점에서의 스위칭 동작의 간격이 확보되므로, 당해 최초의 시점과 당해 최후의 시점 사이에서의 스위칭 동작의 중복을 피할 수 있고, 그 결과, 전류 실패를 방지할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시 형태에 관한 전력 변환 장치를 포함하는 충전 시스템의 블록도이다.
도 2는 제1 비교예에 관한 충전 시스템의 블록도이다.
도 3은 제2 비교예에 관한 충전 시스템의 블록도이다.
도 4는 도 1의 전력 변환 장치를 제어하는 컨트롤러의 블록도이다.
도 5는 도 1의 r상의 스위칭 소자의 스위칭 시퀀스를 나타내는 그래프이다.
도 6은 도 4의 공간 벡터 변조부에 있어서의, 기본 벡터와 전압 벡터의 관계를 나타내는 도면이다.
도 7의 (a)는 도 6의 벡터도에 스위칭 패턴을 부가한 도면, 도 7의 (b)는 도 1의 충전 시스템 중, 교류 전원(1) 및 매트릭스 컨버터(4)의 회로도이다.
도 8은 도 4의 스위칭 패턴 테이블의 개요도이다.
도 9는 에어리어 1에 있어서의, 도 1의 스위칭 소자의 천이를 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 도 4의 컨트롤러에 있어서의, 캐리어와 출력 시간의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 11은 도 1의 매트릭스 컨버터의 출력 전압 파형을 나타내는 그래프이다.
도 12는 도 1의 매트릭스 컨버터의 출력 전압 파형을 나타내는 그래프이다.
도 13은 제3 비교예의 인버터 장치에 있어서의, 캐리어와 지령값의 관계 및 출력 전압 파형을 나타내는 그래프이다.
도 14는 도 4의 컨트롤러에 있어서의, 캐리어와 출력 시간의 관계 및 출력 전압 파형을 나타내는 그래프이다.
도 15는 본 발명의 변형예의 전력 변환 장치에 관한, 캐리어와 출력 시간의 관계 및 출력 전압 파형을 나타내는 그래프이다.

이하, 본 발명의 실시 형태를 도면에 기초하여 설명한다.

《제1 실시 형태》

도 1은, 본 발명의 실시 형태에 관한 전력 변환 장치를 포함하는 배터리 시스템의 블록도이다. 이하, 본 예의 전력 변환 장치를 충전 장치에 적용한 경우를 예를 들어 설명하지만, 본 예는, 모터 등을 제어하는 제어 장치나 모터를 포함하는 차량 등에 적용해도 좋다.

본 예의 충전 시스템은, 교류 전원(1)과, 입력 필터(2)와, 전압 센서(31 내지 33)와, 매트릭스 컨버터(4)와, 고주파 트랜스 회로(5)와, 출력 필터(6)와, 배터리(7)를 구비하고 있다.

교류 전원(1)은, 3상 교류 전원이며, 충전 시스템의 전력원이 된다. 입력 필터(2)는, 교류 전원(1)으로부터 입력되는 교류 전력을 정류하기 위한 필터이며, 코일(21 내지 23)과 콘덴서(24 내지 26)의 LC 회로에 의해 구성되어 있다. 코일(21 내지 23)은, 교류 전원(1)과 매트릭스 컨버터(4) 사이에서, 각 상에 각각 접속되어 있다. 콘덴서(24 내지 26)는, 코일(21 내지 23)에 각각 접속되고, 각 상간에 접속되어 있다.

전압 센서(31 내지 33)는, 교류 전원(1)과 매트릭스 컨버터(4) 사이에 접속되고, 교류 전원(1)으로부터 매트릭스 컨버터(4)에의 각 상의 입력 전압(v_r, v_s, v_t)을 검출하고, 검출 전압을 후술하는 컨트롤러(10)에 송신한다. 전압 센서(31)는 매트릭스 컨버터(4)의 r상의 중간점에 접속되고, 전압 센서(32)는 매트릭스 컨버터(4)의 s상의 중간점에 접속되고, 전압 센서(33)는 매트릭스 컨버터(4)의 t상의 중간점에 접속되어 있다.

매트릭스 컨버터(4)는, 복수의 쌍방향으로 스위칭 가능한 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 갖고, 교류 전원(1)으로부터 입력되는 교류 전력을 고주파의 교류 전력으로 변환하고, 고주파 트랜스 회로(5)에 출력한다. 매트릭스 컨버터(4)는, 입력 필터(2)와 고주파 트랜스 회로(5) 사이에 접속되어 있다. 스위칭 소자 S_rp는 쌍방향으로 스위칭 가능한 소자로 하기 위해, MOSFET나 IGBT 등의 트랜지스터 Tr_rp1 및 트랜지스터 Tr_rp2와, 다이오드 D_rp1 및 다이오드 D_rp2를 갖고 있다. 트랜지스터 Tr_rp1 및 트랜지스터 Tr_rp2는 서로 역방향으로 직렬로 접속되고, 다이오드 D_rp1 및 다이오드 D_rp2는 서로 역방향으로 직렬로 접속되고, 트랜지스터 Tr_rp1 및 다이오드 D_rp1은 서로 역방향으로 병렬로 접속되고, 트랜지스터 Tr_rp2 및 다이오드 D_rp2는 서로 역방향으로 병렬로 접속되어 있다. 다른 스위칭 소자 S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn도 마찬가지로, 트랜지스터 Tr_rn1, Tr_rn2와 다이오드 D_rn1, D_rn2의 브리지 회로, 트랜지스터 Tr_sp1, Tr_sp2와 다이오드 D_sp1, D_sp2의 브리지 회로, 트랜지스터 Tr_sn1, Tr_sn2와 다이오드 D_sn1, D_sn2의 브리지 회로, 트랜지스터 Tr_tp1, Tr_tp2와 다이오드 D_tp1, D_tp2의 브리지 회로, 트랜지스터 Tr_tn1, Tr_tn2와 다이오드 D_tn1, D_tn2의 브리지 회로에 의해 구성되어 있다.

즉, 2개의 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 직렬로 접속한 3쌍의 회로가 트랜스(51)의 1차측에 병렬로 접속되고, 각 쌍의 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn간과 교류 전원(1)의 3상 출력부가 각각 전기적으로 접속된 브리지 회로에 의해, 3상 단상의 매트릭스 컨버터(4)가 구성되어 있다.

고주파 트랜스 회로(5)는, 트랜스(51)와 정류 브리지 회로(52)를 갖고, 매트릭스 컨버터(4)와 출력 필터(6) 사이에 접속되어 있다. 고주파 트랜스 회로(5)는, 매트릭스 컨버터(4)로부터 입력되는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여, 출력 필터(6)를 통해서 배터리(7)에 공급하는 회로이다. 트랜스(51)는, 매트릭스 컨버터(4)로부터 입력되는 고주파의 교류를 승압하고 정류 브리지 회로(52)에 출력한다. 또한, 매트릭스 컨버터(4)로부터 출력되는 교류는 고주파이므로, 트랜스(51)는 소형의 것을 사용할 수 있다. 정류 브리지 회로(52)는, 복수의 다이오드를 브리지 형상으로 접속한 회로이며, 트랜스(51)의 2차측의 교류를 직류로 변환한다.

출력 필터(6)는, 코일(61) 및 콘덴서(62)에 의한 LC 회로에 의해 구성되고, 고주파 트랜스 회로(5)와 배터리(7) 사이에 접속되어 있다. 출력 필터(6)는, 고주파 트랜스 회로(5)로부터 출력되는 직류 전력을 정류하고, 배터리(7)에 공급한다. 배터리(7)는, 본 예의 충전 시스템에 의해 충전되는 2차 전지이며, 예를 들어 리튬 이온 전지 등으로 구성되어 있다. 배터리(7)는, 예를 들어 차량에 탑재되고, 차량의 동력원이 된다.

이에 의해, 본 예의 충전 시스템은, 교류 전원으로부터의 교류를 매트릭스 컨버터(4)에 의해 고주파의 교류로 변환하고, 고주파 트랜스 회로(5)에 의해 승압하고 직류로 변환한 후에, 배터리(7)에 고압의 직류 전력을 공급한다.

여기서, 본 예의 전력 변환 장치를 사용한, 도 1에 도시하는 충전 시스템의 특징을, 하기의 제1 비교예 및 제2 비교예와 대비하면서 설명한다. 도 2는 제1 비교예에 관한 충전 시스템의 블록도를 도시하고, 도 3은 제2 비교예에 관한 충전 시스템의 블록도를 도시한다. 본 예와는 상이한 충전 시스템으로서, 예를 들어 도 2에 도시하는 바와 같이, 교류 전원(1)으로부터 트랜스(101)를 통해서 정류기(102)에 의해 직류로 변환하고, 강압 초퍼(103)를 통해서 배터리(7)에 공급하는 시스템이 알려져 있다(제1 비교예). 또한, 본 예와는 상이한 다른 충전 시스템으로서, 교류 전원(1)으로부터 PWM 정류기(201)에 의해 직류로 변환하고, 고주파 트랜스 회로(202)의 1차측의 인버터 회로(203)에 의해 직류를 교류로 변환하고, 트랜스(204)로 승압하고, 고주파 트랜스 회로(202)의 2차측의 정류 브리지 회로(205)에 의해 직류로 변환하고, 배터리(7)에 공급하는 시스템이 알려져 있다.

제1 비교예에서는 회로 구성은 간단한 것이어서 좋지만, 트랜스(101)가 대형으로 되거나 및 정류기(102)와 강압 초퍼(103) 사이에 대용량의 전해 콘덴서를 접속할 필요가 있다고 하는 문제가 있었다. 또한 제2 비교예에서는, 트랜스(204)는 소형의 것을 사용할 수 있지만, 변환 횟수가 많으므로 손실이 커지거나 및 PWM 정류기(201)와 고주파 트랜스(202) 사이에 대용량의 전해 콘덴서를 접속할 필요가 있다고 하는 문제가 있었다.

본 예에서는, 상기와 같이 매트릭스 컨버터(4)를 사용함으로써, 전력 변환에 의한 손실을 감소하고, 트랜스(51)의 1차측에 대용량의 전해 콘덴서를 필요로 하지 않고, 또한 트랜스(51)의 소형화를 실현할 수 있다.

다음에, 도 4를 사용해서, 본 예의 전력 변환 장치에 포함되는 매트릭스 컨버터(4)를 제어하는 컨트롤러(10)에 대해서 설명한다. 도 4는 컨트롤러(10)의 블록도이다. 컨트롤러(10)는, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 온 및 오프를 전환하고, 매트릭스 컨버터(4)를 PWM 제어로 제어하는 컨트롤러이다. 컨트롤러(10)는 좌표 변환부(11)와, 공간 벡터 변조부(12)와, 제로 벡터 시간 산출부(13)와 스위칭 패턴 테이블(14)과 스위칭 신호 생성부(15)를 갖고 있다.

좌표 변환부(11)는, 전압 센서(31 내지 33)에 의해 검출된 검출 전압을 비교하고, 대소 관계를 파악한 후에, 고정 좌표계의 검출 전압(v_r, v_s, v_t)을 3상 2상 변환하고, 정지 좌표계의 전압(v_α, v_β)을 산출하여, 전압(v_α, v_β)을 공간 벡터 변조부(12)에 출력한다. 공간 벡터 변조부(12)는, 공간 벡터 변조를 이용해서 3상의 전압 파형을 벡터로 치환함으로써, 전압(v_α, v_β)의 위상각(θ)을 사용해서, 전압 벡터의 출력 시간(T₁, T₂)을 산출한다.

제로 벡터 시간 산출부(13)는, 삼각파 등의 캐리어 신호와, 공간 벡터 변조부(12)에 의해 산출된 시간을 사용해서, 제로 벡터의 출력 시간(Tz)을 산출한다. 캐리어 신호의 주파수는, 교류 전원(1)의 교류 전력의 주파수보다 높은 주파수가 설정되어 있다. 스위칭 패턴 테이블(14)은, 미리 설정되어 있는, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 스위칭하기 위한 스위칭 패턴을 위상각(θ)과 대응시켜 테이블로서 저장하고 있다.

스위칭 신호 생성부(15)는, 스위칭 패턴 테이블(14)을 참조하여, 위상각(θ)과 대응하는 스위칭 패턴을 추출하고, 추출된 스위칭 패턴과, 전압 벡터의 출력 시간(T₁, T₂) 및 제로 벡터의 출력 시간(T_z)을 사용해서, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 온 및 오프를 전환하는 제어 신호(D_rp, D_rn, D_sp, D_sn, D_tp, D_tn)를, 매트릭스 컨버터(4)에 포함되는 구동 회로(도시하지 않음)에 출력한다. 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn은 펄스 신호로 제어된다. 이에 의해, 매트릭스 컨버터(4)에 포함되는 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 온 및 오프가 컨트롤러(10)의 제어로 전환되어, 전력이 변환된다.

다음에, 도 5를 사용해서, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 전환 제어에 대해서 설명한다. 도 5는, 스위칭 소자 S_rp, S_sp의 스위칭의 시퀀스를 나타내는 그래프이다. 도 5에 있어서, 하이 레벨이 온 상태를, 로우 레벨이 오프 상태를 나타내고 있다. 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 전환에는 전압 전류 방식이 사용되고, 컨트롤러(10)는 검출 전압(v_r, v_s, v_t)으로부터 입력 전압의 대소 관계를 감시하여 전류를 행한다. 트랜지스터 Tr_rp1, Tr_rp2, Tr_sp1, Tr_sp2의 상태가, 초기 상태로부터 i, ii, iii, iv의 순서로 천이한 것으로 한다.

이하, 전압 전류 방식에 대해서 구체예를 들어 설명한다. 설명을 간단하게 하기 위해, 상부 아암 회로만에 의한 전류 제어에 대해서 설명한다. 초기 상태로서, 스위칭 소자 S_rp에 포함되는 트랜지스터 Tr_rp1, Tr_rp2가 온 상태이고, 스위칭 소자 S_sp에 포함되는 트랜지스터 Tr_sp1, Tr_sp2가 오프 상태인 것으로 한다. 그리고, 스위칭 소자 S_rp의 전압이 스위칭 소자 S_sp의 전압보다 높은 상태에서, 스위칭 소자 S_rp의 전압으로부터 스위칭 소자 S_sp의 전압으로 전류하는 경우를 설명한다.

우선 초기 상태로부터 상태 (i)로 천이하면 트랜지스터 Tr_sp1을 온으로 하고, 상태 (i)로부터 상태 (ii)로 천이하면 트랜지스터 Tr_rp1을 오프로 하고, 상태 (ii)로부터 상태 (iii)으로 천이하면 트랜지스터 Tr_sp2를 온으로 하고, 상태 (iii)으로부터 상태 (iv)로 천이하면 트랜지스터 Tr_rp2를 오프로 한다. 이에 의해 교류 전원(1)이 단락되지 않도록 스위칭되어, 전류 실패가 억제된다.

다음에, 도 1, 도 4 및 도 6 내지 도 12를 사용해서, 컨트롤러(10)에 있어서의 제어에 대해서 설명한다.

좌표 변환부(11)에 의해 좌표 변환되어 산출된 정지 좌표계의 전압(v_α, v_β)이 공간 벡터 변조부(12)에 입력되면, 공간 벡터 변조부(12)는 입력된 전압(v_α, v_β)으로부터, 전압(v_α, v_β)의 위상각(θ)을 산출한다. 여기서, 전압(v_α, v_β) 및 위상각(θ)을 벡터로 표시하면, 도 6과 같이 나타내어진다. 도 6은, 검출 전압(v_r, v_s, v_t)을 2상의 αβ 좌표계로 변환하고, 입력 전압을 정지 좌표계에서 전압 벡터로 하여 관측한 도면이 된다. 도 6의 v_a는, 기본 벡터를 나타내고 있고, αβ 좌표계에서의 입력 전압의 위상각(θ)을 방향 성분으로 갖는 출력 지령값에 상당한다. 기본 벡터는, 각 상의 입력 전압의 대소 관계에 따라서 도 6에 도시하는 중심점을 중심으로 회전한다.

본 예에서는, 정지 좌표계에 있어서, α축으로부터 반시계 방향으로 60도씩 나눈 6개의 영역으로 좌표가 분리되어 있다. 각 영역의 경계선에는, V₁ 내지 V₆의 축이 할당되어 있다. 여기서, V₁과 V₂ 사이의 영역을 「에어리어 1」로 하고, V₂와 V₃ 사이의 영역을 「에어리어 2」로 하고, V₃과 V₄ 사이의 영역을 「에어리어 3」으로 하고, V₄와 V₅ 사이의 영역을 「에어리어 4」로 하고, V₅와 V₆ 사이의 영역을 「에어리어 5」로 하고, V₆과 V₁ 사이의 영역을 「에어리어 6」으로 한다. 또한 원점에 대해서, V₇ 내지 V₉가 할당되어 있다. V₁ 내지 V₉는 매트릭스 컨버터(4)로부터 출력되는 전압의 벡터를 나타내고 있다. 벡터로서 크기를 갖는(제로가 아닌) V₁ 내지 V₆의 벡터는, 매트릭스 컨버터(4)로부터 제로가 아닌 전압이 출력되는 것을 나타낸다. 즉, V₁ 내지 V₆의 벡터는, 제로가 아닌 전압 벡터(이하, 「전압 벡터」라고 칭함)에 상당한다. 한편, V₇ 내지 V₉의 벡터는, 매트릭스 컨버터(4)로부터의 출력 전압이 제로로 되는 것을 나타낸다. 즉, V₇ 내지 V₉의 벡터는, 전압 제로의 벡터(이하, 「제로 벡터」라고 칭함)를 나타낸다.

또한 본 예에 있어서, 전압 벡터 V₁ 내지 V₉는, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 각각 다른 스위칭 패턴과 대응시키고 있고, 입력 전압이 어떤 에어리어에 속할지에 따라서, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 동작시키는 스위칭 패턴이 결정된다. 또한, 전압 벡터 V₁ 내지 V₉와 스위칭 패턴의 관계에 대해서는 후술한다.

그리고, 공간 벡터 변조부(12)는, 기본 벡터 V_a의 위상각(θ)으로부터, 검출 시점에서의 입력 전압이, 어떤 에어리어에 속해 있는지를 판정한다. 도 6의 예에서는, 기본 벡터 V_a가 에어리어 1 내로 되므로, 공간 벡터 변조부(12)는, 전압(v_α, v_β)의 위상각(θ)으로부터, 입력 전압이 에어리어 1에 속한다고 판단한다. 또한 예를 들어, 각 상의 입력 전압(v_r, v_s, v_t)의 대소 관계가 바뀌고, 좌표 변환부(11)에 의해 좌표 변환된 αβ축 전압(v_α, v_β)의 위상각(θ)이 90도가 된 경우에는, 공간 벡터 변조부(12)는 위상각 90도를 포함하는 에어리어 2를 특정한다.

공간 벡터 변조부(12)는, 에어리어가 특정되면, 기본 벡터(v_a)의 에어리어 축 성분으로부터, 전압 벡터의 출력 시간을 산출한다. 도 6의 예에서는, 기본 벡터(v_a)는 에어리어 1에 속하므로, 공간 벡터 변조부(12)는 에어리어 1의 축인 V₁축 및 V₂축을 사용해서, V₁축에 따르는 성분(V_a1)과 V₂축에 따르는 성분(V_a2)을 산출한다. 그리고, V₁축 성분의 크기(V_a1)가 V₁과 대응하는 스위칭 패턴의 출력 시간이 되고, V₂축 성분의 크기(V_a2)가 V₂와 대응하는 스위칭 패턴의 출력 시간이 된다. 여기서, 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)의 출력 시간을 T₁, T₂로 하고, 제로 벡터(V₇ 내지 V₉)의 출력 시간을 T_z로 한다. 또한, 후술하는 바와 같이, 본 예는, 캐리어의 전반의 반주기에 대해서, 2개의 전압 벡터를 출력하므로, 당해 2개의 전압 벡터 중, 최초의 전압 벡터의 출력 시간을 T₁, 다음의 전압 벡터의 출력 시간을 T₂로 한다.

각 출력 시간(T₁, T₂, T_z)은, 캐리어의 주기와 대응하여 정규화한 시간으로 나타내지만, 후술하는 바와 같이, 본 예에서는 캐리어의 반주기당, 제로 벡터(V₇ 내지 V₉)의 출력 시간(T_z)을 확보하기 위해, 출력 시간(T₁, T₂)에 대해서 제한을 걸고 있고, 2개의 전압 벡터를 출력하는 출력 시간(T₁, T₂)이 소정의 하한값 이하가 되도록, 공간 벡터 변조부(12)는 출력 시간(T₁, T₂)을 산출한다. 또한, 당해 하한값은, 출력 시간(T_z)을 확보하기 위한 시간에 상당하고, 캐리어의 반주기의 시간보다 짧은 시간이 설정된다.

에어리어 1은 위상각 0도 내지 60도 사이를 영역으로 하고 있다. 예를 들어, 기본 벡터(v_a)의 위상각이 0도 내지 30도 사이에 있는 경우에는, V₁축 성분의 크기(V_a1)가 V₂축 성분의 크기(V_a2)보다 커지므로, V₁의 스위칭 패턴의 출력 시간(T₁)의 쪽이, V₂의 스위칭 패턴의 출력 시간(T₂)의 쪽보다 길어진다. 에어리어 4는 위상각 180도 내지 240도 사이를 영역으로 하고 있다. 예를 들어, 기본 벡터(v_a)의 위상각이 210도 내지 240도 사이에 있는 경우에는, V₅축 성분의 크기(V_a5)가 V₄축 성분의 크기(V_a4)보다 커지므로, V₅의 스위칭 패턴의 출력 시간(T₂)의 쪽이, V₄의 스위칭 패턴의 출력 시간(T₁)의 쪽보다 길어진다. 이에 의해 공간 벡터 변조부(12)는, 각 상의 검출 전압에 상당하는 v_α, v_β를 사용해서 위상각(θ)을 산출하고, 당해 위상각(θ)을 방향 성분으로서 갖는 기본 벡터 V_a로부터, 전압 벡터의 출력 시간(T₁, T₂)을 산출하고, 제로 벡터 시간 산출부(13)에 출력한다.

제로 벡터 시간 산출부(13)는, 미리 결정되어 있는 캐리어 주기의 절반의 주기(반주기)로부터, 출력 시간(T₁) 및 출력 시간(T₂)의 합계 시간을 감산함으로써, 제로 벡터(T_z)의 시간을 산출한다. 공간 벡터 변조부(12)는, 당해 합계 시간이 소정의 하한 시간 이하가 되도록 출력 시간(T₁) 및 출력 시간(T₂)을 산출하고 있으므로, 제로 벡터 시간 산출부(13)는 제로 벡터(T_z)의 시간을 산출할 수 있다. 본 예에서는, 매트릭스 컨버터(4)의 출력 전력을 교류로 하기 위해, 캐리어 주기에 대해서, 제로가 아닌 전압을 출력하는 시간과, 제로의 전압 시간을 주기적으로 설정한다. 또한 캐리어의 주기는 출력 전압의 주기와 대응하고 있으므로, 제로 벡터의 출력 시간(T_z)은, 캐리어의 반주기에 상당하는 시간으로부터, 출력 시간(T₁) 및 출력 시간(T₂)을 뺀 시간이 된다. 제로 벡터 시간 산출부(13)는, 제로 벡터의 시간(T_z) 및 전압 벡터의 시간(T₁, T₂)을 스위칭 신호 생성부(15)에 출력한다.

스위칭 신호 생성부(15)는, 스위칭 패턴 테이블(14)에 저장되어 있는 스위칭 패턴과, 제로 벡터의 시간(T_z) 및 전압 벡터의 시간(T₁, T₂)을 사용해서, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 구동시키기 위한 스위칭 신호를 생성한다.

스위칭 패턴 테이블(14) 및 스위칭 신호 생성부(15)의 제어 내용을 상세하게 서술하기 전에, 벡터(V₁ 내지 V₉) 및 위상각(θ)과 스위칭 패턴의 관계에 대해서, 도 7을 사용해서 설명한다. 도 7의 (a)는 도 6의 벡터도에 대해서, 스위칭 패턴을 부가한 도면이고, 도 7의 (b)는 도 1의 충전 시스템 중, 교류 전원(1) 및 매트릭스 컨버터(4)의 회로도를 간략화시킨 회로도이다. 또한 도 7의 (a)의 「1」은 온 상태를, 「0」은 오프 상태를 나타내고 있다.

도 7에 도시하는 바와 같이, 벡터(V₁ 내지 V₉)는, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 스위칭 패턴과 대응하고 있다. 전압 벡터(V₁)에서는, 스위칭 소자 S_rp, S_tn을 온으로 다른 스위칭 소자 S_rn, S_sp, S_sn, S_tp를 오프로 하고, 전압 벡터(V₂)에서는 스위칭 소자 S_sp, S_tn을 온으로 다른 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sn, S_tp를 오프로 하고, 전압 벡터(V₃)에서는 스위칭 소자 S_rn, S_sp를 온으로 다른 스위칭 소자 S_rp, S_sn, S_tp, S_tn을 오프로 하고, 전압 벡터(V₄)에서는 스위칭 소자 S_rn, S_tp를 온으로 다른 스위칭 소자 S_rp, S_sp, S_sn, S_tn을 오프로 하고, 전압 벡터(V₅)에서는 스위칭 소자 S_sn, S_tp를 온으로 다른 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_tn을 오프로 하고, 전압 벡터(V₆)에서는 스위칭 소자 S_rp, S_sn을 온으로 다른 스위칭 소자 S_rn, S_sp, S_tp, S_tn을 오프로 한다. 즉, 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)에서는, 각 상 중 1상에 포함되는 상부 아암 회로의 스위칭 소자 S_rp, S_sp, S_tp를 온으로 다른 상에 포함되는 상부 아암 회로의 스위칭 소자 S_rp, S_sp, S_tp를 오프로 하고, 또한, 당해 다른 상에 포함되는 하부 아암 회로 중 적어도 하나의 스위칭 소자 S_rn, S_sn, S_tn을 온으로 하고, 당해 하나의 상에 포함되는 하부 아암 회로의 스위칭 소자 S_rn, S_sn, S_tn을 오프로 한다.

그리고, 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)와 대응하는 스위칭 패턴으로, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 제어한 경우에는, 매트릭스 컨버터(4)의 출력측에는 제로가 아닌 전압이 출력된다. 또한 에어리어에 따라서, 에어리어의 경계가 되는 2개의 벡터를 사용함으로써, 다른 전압 레벨의 파형을 매트릭스 컨버터(4)로부터 출력시킬 수 있다.

또한, 도 6 및 도 7에 도시하는 벡터도에 있어서, 원점에서 나타내어지는 제로 벡터(V₇ 내지 V₉)에도 스위칭 패턴이 할당되어 있다. 벡터(V₇)에서는 스위칭 소자 S_rp, S_rn을 온으로 다른 스위칭 소자 S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 오프로 하고, 벡터(V₈)에서는 스위칭 소자 S_sp, S_sn을 온으로 다른 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_tp, S_tn을 오프로 하고, 벡터(V₉)에서는 스위칭 소자 S_tp, S_tn을 온으로 다른 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn을 오프로 한다. 즉, 제로 벡터(V₇ 내지 V₉)에서는, 각 상의 하나의 상에 포함되는 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 온으로, 다른 상에 포함되는 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 오프로 한다.

그리고, 제로 벡터(V₇ 내지 V₉)와 대응하는 스위칭 패턴으로, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 제어한 경우에는, 매트릭스 컨버터(4)의 출력은 제로가 된다.

상술한 바와 같이, 위상각(θ)으로부터 에어리어가 특정되면, 출력되는 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)와 출력 시간(T₁, T₂)이 결정된다. 또한 제로 벡터 시간 산출부(13)에 의해 제로 벡터(V₇ 내지 V₉)와 출력 시간(T_z)도 산출된다. 그리고, 매트릭스 컨버터(4)는 교류 전력의 출력을 목적으로 하여 설정되어 있으므로, 캐리어 주기의 전반의 반주기에서의 스위칭 제어에 대해서, 후반의 반주기에서는 반전시켜 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 제어함으로써, 전반의 반주기와 역의 극성의 출력 전력을 얻을 수 있다. 따라서, 본 예에 있어서, 스위칭 패턴 테이블(14)은, 도 6의 에어리어와 대응시킨 스위칭 패턴을 저장하고 있다. 또한 스위칭 신호 생성부(15)는, 전압 벡터의 출력 시간(T₁, T₂)과 제로 벡터의 출력 시간(T_z)으로부터, 캐리어 주기에 대한, 벡터(V₁ 내지 V₉)의 각각의 출력 시간을 산출하고, 스위칭 신호를 생성한다.

다음에, 스위칭 패턴 테이블(14)에 저장되어 있는 테이블에 대해서, 도 8을 사용해서 설명한다. 도 8은, 스위칭 패턴 테이블(14)에 저장되는 테이블을 도시하는 개요도이다. 도 8에 있어서, 에어리어 1 내지 6은 도 6에서 도시하는 에어리어 1 내지 6에 상당하고, V₁ 내지 V₉는 벡터(V₁ 내지 V₉)에, S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn은 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn에 상당한다. 또한 도 8의 상태 (1) 내지 (6)에 대해서, 캐리어의 1주기는 출력 시간(T₁, T₂, T_z)과 대응시키면 6개로 나누어지므로, 캐리어의 골부의 정점 부분으로부터 시계열에 의해 상태 (1) 내지 상태 (6)으로 하고 있다.

스위칭 패턴 테이블(14)에는, 매트릭스 컨버터(4)의 출력을 교류로 하기 위해, 캐리어의 주기 중 전반의 반주기에서, 2개의 전압 벡터와 1개의 제로 벡터를 순서대로 출력하고, 후반의 반주기에서, 2개의 전압 벡터와 1개의 제로 벡터를 순서대로 출력하도록, 스위칭 패턴이 설정되어 있다.

예를 들어 기본 벡터(v_a)가 에어리어 1에 속하는 경우에는, 캐리어의 1주기당, 전압 벡터(V₁), 전압 벡터(V₂), 제로 벡터(V₈), 전압 벡터(V₅), 전압 벡터(V₄), 제로 벡터(V₇)의 순서대로 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 제어한다. 에어리어 1에 있어서의 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn 제어의 추이를 도 9에 도시한다. 도 9는, 도 1의 충전 시스템 중, 교류 전원(1) 및 매트릭스 컨버터(4)의 회로도를 간략화시킨 회로도이며, 각 상태 (1) 내지 (6)에 있어서의, 각 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 온ㆍ오프 상태와, 트랜스(51)의 1차측에 흐르는 전류의 방향을 화살표로 나타내고 있다.

도 9에 도시하는 바와 같이, 상태 (1)로부터 상태 (2), 상태 (2)로부터 상태 (3) 등, 각 상태간을 천이하는 경우에, 컨트롤러(10)는 상부 아암 회로 또는 하부 아암 회로 중 어느 한쪽 아암 회로의 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 턴 온으로 하고(오프로부터 온으로 함), 다른 쪽 아암 회로의 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 온 상태를 유지한다. 바꿔 말하면, 온 상태인 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn 중, 한쪽 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn은 턴 오프하지만, 다른 쪽 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 상태를 고정한다.

또한, 상태 (1), (2), (3) 또는 상태 (3), (4), (5) 등, 각 상태를 연속해서 천이하는 경우에는, 상부 아암 회로의 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn, 또는, 하부 아암 회로의 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 연속해서 전환하지 않는다. 바꿔 말하면, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 상부 아암 회로와 하부 아암 회로 사이에서, 교대로 전환한다.

이에 의해, 본 예는, 각 상태 (1) 내지 (6)을 천이할 때의 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn의 스위칭 횟수를 줄여, 전류 미스를 억제하고 있다. 또한, 도 9는 에어리어 1의 스위칭 패턴을 설명하였지만, 에어리어 2 내지 6에 대해서도, 상기와 마찬가지의 조건으로, 스위칭 횟수를 줄이는 패턴에 의해, 스위칭 제어를 행한다.

도 9에 도시하는 바와 같이, 상태 (1) 내지 (3)에서는 매트릭스 컨버터(4)의 출력 전류가 플러스로 되고, 상태 (4) 내지 (6)에서는 매트릭스 컨버터(4)의 출력 전류가 마이너스로 되어 있다. 이에 의해, 스위칭 패턴 테이블(14)의 에어리어 1의 스위칭 패턴으로 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 제어함으로써, 매트릭스 컨버터(4)의 출력이 교류로 된다. 또한, 에어리어 2 내지 에어리어 6에 대해서도, 마찬가지로, 매트릭스 컨버터(4)의 출력이 교류가 되도록, 도 8에 도시하는 패턴으로 스위칭 제어가 행해진다.

그리고, 에어리어 1 내지 6은 위상각에 따라서 분류되므로, 스위칭 패턴 테이블(14)은 위상각(θ)과 대응하는 스위칭 패턴을 저장하고 있게 된다.

다음에, 스위칭 신호 생성부(15)의 제어에 대해서, 도 10을 사용해서, 설명한다. 도 10은 캐리어와 출력 시간(T₁, T₂, T_z)의 관계를 설명하기 위한 그래프이다. 우선, 스위칭 신호 생성부(15)는 캐리어의 주기와 동기를 취하면서, 출력 시간(T₁ 내지 T₂)에 상당하는 지령값을 설정한다. 컨트롤러(10)는 PWM 제어로 제어를 행하므로, 전압 벡터 및 제로 벡터의 출력 시간(T₁, T₂, T_z)의 길이가 지령값(전압값)이 된다. 또한, 출력 시간(T₁, T₂, T_z)에 대한 지령값을 설정할 때, 캐리어의 최대 진폭이, 2개의 전압 벡터와 1개의 제로 벡터를 출력하는 출력 시간(T₁, T₂, T_z)이 되도록 정규화하고 있다. 또한, 전압 벡터 및 제로 벡터의 출력 타이밍에 대해서, 캐리어의 전반의 반주기에서는, 도 6에 도시하는 전압 벡터(V₁ 내지 V₆) 중, 각 에어리어 1 내지 6에 있어서, 보다 시계 방향측의 전압 벡터가 최초에 출력되도록 지령값이 설정되고, 2개의 전압 벡터가 출력된 후에, 제로 벡터(V₇ 내지 V₉)가 출력되도록 설정된다. 한편, 캐리어의 후반의 반주기에서는, 2개의 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)의 출력 시간을 전반과 반전시켜 출력하고, 그 후에, 제로 벡터(V₇ 내지 V₉)가 출력되도록 지령값이 설정된다.

구체예로서, 위상각(θ)이 0도 내지 30도(에어리어 1) 사이에 있는 경우에는, 스위칭 신호 생성부(15)는, 도 10에 도시하는 바와 같이, 캐리어의 전반의 반주기에서는, 캐리어의 로우 레벨에 대해서 출력 시간(T₁)에 상당하는 레벨로 지령값(T₁)을 설정하고, 지령값(T₁)을 기준으로 하여 출력 시간(T₂)에 상당하는 레벨을 가산한 후에 지령값(T₂)을 설정한다. 한편, 캐리어의 후반의 반주기에서는, 스위칭 신호 생성부(15)는 캐리어의 하이 레벨에 대해서 출력 시간(T₂)에 상당하는 레벨을 낮춘 부분에 지령값(T₂)을 설정하고, 지령값(T₂)을 기준으로 하여 출력 시간(T₁)에 상당하는 레벨을 낮춘 부분에 지령값(T₁)을 설정한다.

그리고, 스위칭 신호 생성부(15)는 설정된 지령값과 캐리어를 비교함으로써, 전압 벡터 및 제로 벡터의 출력 타이밍이 결정한다. 또한, 상기와 같이, 출력 시간(T₁, T₂, T_z)에 대해서 지령값을 설정하고, 캐리어와 비교시키면, 캐리어의 1주기에 대해서 6개의 상태로 분리되지만, 당해 6개의 상태는 도 8에 도시하는 상태 (1) 내지 (6)에 대응하고 있다. 즉, 스위칭 신호 생성부(15)는 출력 시간(T₁, T₂, T_z)과 캐리어를 비교함으로써, 스위칭 캐리어 테이블에 저장한 스위칭 패턴의 출력 타이밍을 결정한다.

스위칭 신호 생성부(15)는 캐리어와 출력 시간(T₁, T₂, T_z)의 비교에서, 도 10에 도시하는 출력 타이밍을 결정하면, 위상각(θ)에 따른 스위칭 패턴을 스위칭 패턴 테이블(14)로부터 추출하고, 추출한 패턴에 의해 당해 출력 타이밍에서, 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn이 구동되도록, 스위칭 신호를 생성하고, 각 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn에 출력한다.

구체적으로는, 위상각(θ)이 0도 내지 30도인 경우에는, 도 8의 에어리어 1의 스위칭 패턴이 사용되고, 캐리어의 골부의 정점을 기점으로 하여 출력 시간(T₁) 동안은, 전압 벡터(V₁)를 출력하는 스위칭 제어가 행해지고, 그 후의 출력 시간(T₂) 동안은, 전압 벡터(V₂)를 출력하는 스위칭 제어가 행해지고, 그 후의 출력 시간(T_z) 동안은, 제로 벡터(V₈)를 출력하는 스위칭 제어가 행해진다. 그리고, 캐리어의 후반의 반주기로 천이하고, 캐리어의 마루부의 정점을 기점으로 하여 출력 시간(T₂) 동안은, 전압 벡터(V₅)를 출력하는 스위칭 제어가 행해지고, 그 후의 출력 시간(T₁) 동안은, 전압 벡터(V₄)를 출력하는 스위칭 제어가 행해지고, 그 후의 출력 시간(T_z) 동안은, 제로 벡터(V₇)를 출력하는 스위칭 제어가 행해진다.

매트릭스 컨버터(4)의 출력 전압 파형을 도 11 및 도 12를 사용해서 설명한다. 도 11은 출력 시간(T₁)이 출력 시간(T₂)보다 긴 경우의 출력 전압 파형의 시간 특성을, 도 12는 출력 시간(T₂)이 출력 시간(T₁)보다 긴 경우의 출력 전압 파형의 시간 특성을 나타낸다. 위상각(θ)이 0도 내지 30도인 경우에는 출력 시간(T₁)이 출력 시간(T₂)보다 길어지고, 매트릭스 컨버터(4)로부터 출력되는 전압 파형은, 도 11과 같이 추이한다. 또한, 위상각(θ)이 30도 내지 60도인 경우에는, 출력 시간(T₂)이 출력 시간(T₁)보다 길어지고, 매트릭스 컨버터(4)로부터 출력되는 전압 파형은, 도 12와 같이 추이한다.

상기와 같이, 본 예는, 전압 벡터를 출력하는 출력 시간(T₁, T₂)과 제로 벡터를 출력하는 출력 시간(T_z)을 사용해서 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 제어하고, 출력 시간(T_z)을, 캐리어의 반주기에 상당하는 시간으로부터 출력 시간(T₁, T₂)분을 뺀 시간으로 설정한다. 이에 의해, 제로 벡터의 출력 시간(T_z)을 설정함으로써, 제로 벡터의 출력 시간(T_z)의 최초의 시점에서의 스위칭 동작과, 출력 시간(T_z)의 최후의 시점에서의 스위칭 동작의 간격이 확보되므로, 당해 최초의 시점과 당해 최후의 시점 사이에서의 스위칭 동작의 중복을 피할 수 있어, 전류 실패를 방지할 수 있다.

그런데, 본 예와는 달리, 복수의 스위칭 소자의 브리지 회로로 형성되는 3상 인버터 회로에 있어서, 각 상의 중간 전압의 검출 전압을 지령값(v_u*, v_v*, v_w*)으로 하고, 삼각파 캐리어와 비교함으로써, 당해 스위칭 소자를 제어하는 인버터 장치(제3 비교예)가 알려져 있다. 도 13은, 캐리어 및 지령값(v_u*, v_v*, v_w*)의 파형과, 인버터 회로의 출력 전압의 파형이다. 또한, 도 13에 도시하는 바와 같이, 제3 비교예는, 캐리어가 지령값을 초과하였을 때에 출력 전압의 레벨을 제어하는 이론식을 사용하고 있고, 캐리어의 마루부 및 골부를 경계로 당해 이론식을 반전시키도록 제어하고 있다. 즉, 비교예에서는, 검출 전압과 캐리어의 비교에서 출력 전압의 레벨을 설정하고, 교류를 출력하는 제어를 행하고 있으므로, 캐리어의 주기에 대해서, 제로 전압 기간(도 13의 α1, β1에 상당)이 치우쳐 버린다. 그리고, 한쪽 제로 전압 기간(도 13의 α1)이 짧아져 버리므로, 제로 전압 기간의 최초의 시점 및 최후의 시점에서의, 스위칭 동작의 간격이 짧아지므로, 전류 실패가 발생한다. 또한 비교예에서는, 캐리어의 주기에 대해서, 제로 전압 기간을 소정 기간으로서 규정하고 있지 않으므로, 제로 전압을 출력하기 위한 시간의 제어가 번잡해진다고 하는 문제도 있다.

본 예에서는, 캐리어의 주기에 대해서 제로 벡터의 출력 시간(T_z)을 확보하고 있으므로, 제로 전압 기간의 최초의 시점 및 최후의 시점에서의, 스위칭 동작의 간격이 짧아지는 것을 방지하여, 전류 실패를 방지할 수 있다. 즉, 도 14에 도시하는 바와 같이, 캐리어의 반주기마다, 제로 벡터의 출력 기간이 균등하게 할당되므로, 제로 벡터의 출력 시간(T_z)이 극단적으로 짧아지는 일이 없어져, 전류 실패를 방지할 수 있다. 또한 스위칭 소자 S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn을 제어할 때의 쇼트 펄스를 발생시키는 횟수도 경감할 수 있어, 소자에 집중해서 부하가 걸리는 것도 방지할 수 있다. 또한, 본 예는, PWM 제어시의 스위칭 신호의 듀티나 스위칭 패턴을 자유롭게 설정할 수 있다. 또한, 도 14는 본 예에 있어서의, 캐리어와 출력 시간(T₁, T₂, T_z)의 관계를 설명하기 위한 그래프 및 매트릭스 컨버터(4)의 출력 전압의 시간 특성을 나타내는 그래프이다.

또한 본 예에 있어서, 공간 벡터 변조부(12)는, 2개의 전압 벡터를 출력하는 출력 시간(T₁, T₂)을 소정의 하한값 이하로 제한한다. 이에 의해, 제로 벡터의 출력 시간(T_z)이 확보되므로, 전류 실패를 방지할 수 있다.

또한 본 예는, 좌표 변환부(13)에 의해 변환된 전압으로부터 출력 시간(T₁, T₂, T_z)을 산출하고, 스위칭 패턴 테이블(14)을 참조하고, 변환된 전압의 위상과 대응하는 스위칭 패턴으로, 스위칭 소자(S_rp, S_rn, S_sp, S_sn, S_tp, S_tn)를 제어한다. 이에 의해, 제로 벡터의 출력 시간(T_z)이 확보되므로, 전류 실패를 방지할 수 있다.

또한 본 예는, 상부 아암 회로에 포함되는 스위칭 소자 중 하나의 스위칭 소자를 온으로, 하부 아암 회로에 포함되는 스위칭 소자 중 하나의 스위칭 소자를 온으로 하는 출력 시간(T₁)과, 상부 아암 회로에 포함되는 스위칭 소자 중 다른 스위칭 소자를 온으로, 하부 아암 회로에 포함되는 스위칭 소자 중 다른 스위칭 소자를 온으로 하는 출력 시간(T₂)으로, 스위칭 소자를 제어한다. 이에 의해, 제로 벡터의 출력 시간이 확보되므로, 당해 최초의 시점과 당해 최후의 시점 사이에서의 스위칭 동작의 중복을 피할 수 있어, 전류 실패를 방지할 수 있다.

또한 본 예는, 캐리어의 전반의 반주기에서는 출력 시간(T₁)을 출력 시간(T₂) 이전 시간으로 하고, 캐리어의 후반의 반주기에서는 출력 시간(T₁)을 출력 시간(T₂) 이후 시간으로 한다. 이에 의해, 매트릭스 컨버터(4)의 출력 전압의 플러스측과 마이너스측에서, 제로 벡터의 출력 시간의 균일화를 도모할 수 있다.

또한 본 예에서는, 캐리어의 반주기에 대해서, 캐리어의 골부의 정점을 기점으로 하고, 2개의 전압 벡터의 출력 시간(T₁, T₂)을 최초에 배치하고, 다음에 제로 벡터의 출력 시간(T_z)을 배치하였지만, 반드시, 이 순서대로 할 필요는 없다. 예를 들어 도 15에 도시하는 바와 같이, 캐리어의 반주기에 대해서, 캐리어의 골부의 정점을 기점으로 하고, 제로 벡터의 출력 시간(T_z)의 절반의 시간을 배열하고, 다음에 2개의 전압 벡터의 출력 시간(T₁, T₂)을 배열하고, 최후에 나머지의 출력 시간(T_z)의 절반의 시간을 배열해도 좋다. 또한 본 예는, 캐리어의 반주기와 대응시켜, 출력 시간(T₁, T₂) 및 출력 시간(T_z)을 할당하였지만, 반드시 캐리어의 반주기로 할 필요는 없으며, 당해 반주기보다 짧아도 좋고, 길어도 좋다. 또한, 공간 벡터 변조부(12)에 있어서의 소정의 하한 시간은, 반드시 캐리어의 반주기보다 짧은 시간으로 할 필요는 없으며, 캐리어 주기의 일부에 대응하는 시간보다 짧은 시간이면 된다.

또한 본 예는, 캐리어의 반주기당, 2개의 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)를 출력하도록 출력 시간(T₁, T₂)을 제어하였지만, 반드시 2개의 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)일 필요는 없으며, 1개의 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)이어도 좋고, 3개의 전압 벡터(V₁ 내지 V₆)이어도 좋다. 또한, 도 8에 도시하는 스위칭 패턴은 일례에 지나지 않고, 각각의 전압 벡터 및 제로 벡터의 패턴을 교체해도 좋고, 또한 전압 벡터 및 제로 벡터를 출력하기 위해 다른 스위칭 패턴을 사용해도 된다.

상기 매트릭스 컨버터(4)가 본 발명의 「변환 회로」에 상당하고, 전압 센서(31 내지 33)가 「전압 검출 수단」에, 컨트롤러(10)가 「제어 수단」에, 공간 벡터 변조부(12) 및 제로 벡터 시간 산출부(13)가 「스위칭 시간 산출부」에, 스위칭 신호 생성부(15)가 「제어 신호 생성부」에, 출력 시간(T₁, T₂)이 「제1 스위칭 시간」에, 출력 시간(T_z)이 「제2 스위칭 시간」에, 스위칭 패턴 테이블(14)이 「테이블」에, 좌표 변환부(11)가 「좌표 변환 수단」에 상당한다.

Claims

쌍방향으로 스위칭 가능한 복수쌍의 스위칭 소자를 각 상(相)에 접속하고, 입력된 교류 전력을 교류 전력으로 변환하는 변환 회로와,
상기 변환 회로에의 입력 전압을 검출하는 전압 검출 수단과,
상기 스위칭 소자의 온 및 오프를 전환하고, 상기 변환 회로를 제어하는 제어 수단을 구비하고,
상기 제어 수단은,
상기 각 상 중 하나의 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 상부 아암 회로의 스위칭 소자를 온으로, 다른 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 상기 상부 아암 회로의 스위칭 소자를 오프로 하고, 또한, 상기 다른 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 하부 아암 회로 중 적어도 하나의 스위칭 소자를 온으로, 상기 하나의 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자의 하부 아암 회로의 스위칭 소자를 오프로 하는 시간인 제1 스위칭 시간을, 상기 전압 검출 수단에 의해 검출된 검출 전압과 출력 지령값을 사용해서 산출하고, 상기 각 상의 상기 하나의 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자를 온으로, 상기 각 상의 다른 상에 포함되는 상기 복수쌍의 스위칭 소자를 오프로 하는 시간인 제2 스위칭 시간을, 캐리어의 반주기에 상당하는 시간으로부터 상기 제1 스위칭 시간을 뺀 시간으로서 산출하는 스위칭 시간 산출부와,
상기 제1 스위칭 시간 및 상기 제2 스위칭 시간을 사용해서, 상기 스위칭 소자의 온 및 오프를 전환하는 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성부를 갖는, 전력 변환 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어 수단은, 상기 제1 스위칭 시간을, 상기 캐리어 주기의 일부에 대응하는 시간보다 짧은 소정의 시간 이하로 제한하는, 전력 변환 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제어 수단은,
상기 전압 검출 수단에 의해 검출된 검출 전압을 회전 좌표 변환하는 좌표 변환부와,
위상각과 상기 스위칭 소자의 스위칭 패턴의 관계를 나타내는 테이블을 더 갖고,
상기 스위칭 시간 산출부는, 상기 좌표 변환부에 의해 변환된 전압으로부터 얻어진 위상과 상기 출력 지령값에 기초하여 제1 스위칭 시간을 산출하고,
상기 제어 신호 생성부는, 상기 변환된 전압의 상기 위상각에 대응하는 상기 스위칭 패턴으로 상기 스위칭 소자의 온 및 오프를 전환하는 상기 제어 신호를 생성하는, 전력 변환 장치.