JP5984583B2 - 周波数誤差検出装置、周波数誤差検出方法及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、周波数分割多重化方式に従って複数の副搬送波を用いて伝送された信号を受信し、その受信信号に含まれる誤差を検出する技術に関する。

一般に、搬送波帯域（搬送波周波数帯域）の受信信号を直交復調して基底帯域のベースバンド受信信号を生成する受信機では、直交復調に使用される搬送波周波数と受信信号の搬送波周波数との間に誤差（以下「周波数誤差」とも呼ぶ。）が存在すると、送信データを誤って再生するおそれがある。そこで、この種の受信機は、周波数誤差を検出しこれを補正する機能を備えている。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式は、互いに直交関係にある複数のサブキャリア（副搬送波）をディジタル変調し多重化することで送信信号を生成する方式であり、デジタル放送分野及び通信分野において広く採用されている。ＯＦＤＭ方式で採用されているディジタル変調としては、たとえば、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、もしくはＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｎｃｏｄｅｄ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が挙げられる。

ＯＦＤＭ受信信号に関して周波数誤差を検出する技術は、たとえば、特許第３５５６０４７号明細書（特許文献１）及び特許第４５６３６２２号明細書（特許文献２）に開示されている。

特許文献１に開示されているディジタル放送受信装置は、ＯＦＤＭ受信信号にＤＦＴ（離散フーリエ変換）を施すＤＦＴ処理手段と、ＤＦＴ処理手段の出力に基づいてキャリア間隔の単位で周波数誤差を検出し得る第１の周波数誤差検出器と、ＤＦＴ処理手段の出力に基づいてキャリア間隔以内の周波数誤差を検出し得る第２の周波数誤差検出器とを備えている。ここで、第１の周波数誤差検出器及び第２の周波数誤差検出器は、ＤＦＴ処理手段の出力から抽出された受信既知信号（位相基準シンボル）にＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）演算を施し、その演算結果を用いて周波数誤差を検出する。

一方、特許文献２には、シンボルタイミングに時間的な誤差（シンボルタイミング誤差）が生じた場合にその誤差を検出し得るＯＦＤＭ復調装置が開示されている。ＯＦＤＭ復調装置は、現在受信中の周波数軸上の複素シンボル信号及びこれに対応する参照信号情報に基づいて２次元相関関数を算出し、この２次元相関関数に基づいて周波数軸上の複素シンボル信号の周波数誤差及びシンボルタイミング誤差を検出する。ここで、参照信号情報は、特定サブキャリアでシンボルタイミングのずれが生じたときを想定して予めメモリに記憶された情報である。

特許第３５５６０４７号明細書（段落００３７〜００４２、図２など） 特許第４５６３６２２号明細書（段落００２５〜００３０、図２など）

特許文献１に開示されているディジタル放送受信装置は、ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）を用いて周波数誤差を検出するので、そのＩＤＦＴの演算量が多く、周波数誤差検出に時間がかかる。あるいは、第１の周波数誤差検出器及び第２の周波数誤差検出器をハードウェア化する際に、その回路構成が大規模化しやすいという問題がある。

一方、特許文献２に開示されているＯＦＤＭ復調装置では、特定サブキャリア毎の参照信号を予めメモリに記憶しておかなければならず、多数の参照信号を予め用意していなければ、シンボルタイミング誤差の検出範囲が限定される。このため、特許文献２の方法は、実用性に欠けるという問題がある。

上記に鑑みて本発明の目的は、少ない演算量で搬送波周波数誤差を検出することができる周波数誤差検出装置及びこれを有する受信装置、並びに周波数誤差検出方法を提供することである。

本発明の第１の態様による周波数誤差検出装置は、互いに異なるサブキャリア周波数を有する複数のサブキャリアを用いて周波数分割多重化がなされた送信信号を送信機から受信して搬送波帯域の受信信号を出力する受信部と、前記受信信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成する直交復調部と、前記複素ベースバンド信号に直交変換を施して周波数領域の複素シンボル信号を生成する直交変換部とを備えた受信装置において搬送波周波数誤差を検出する周波数誤差検出装置であって、前記複素シンボル信号から受信既知信号を抽出する既知信号抽出部と、前記受信既知信号の系列に対して第１の複素演算を実行することにより、前記直交変換の際に前記受信既知信号に与えられた位相回転成分をキャンセルする複素演算部と、前記送信機で使用された既知信号の系列と同じ既知信号の系列に対して前記第１の複素演算と同じ第２の複素演算を実行することで生成された参照複素信号の系列を供給する参照信号供給部と、前記複素演算部から出力された複素信号の系列と前記参照複素信号の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出する相関演算部と、前記複数個の分布から最大ピークを持つ分布を検出するピーク検出部とを備え、前記複素演算部は、前記受信既知信号を遅延させて遅延既知信号を出力する第１信号遅延部と、前記受信既知信号及び前記遅延既知信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第１の乗算信号の系列を出力する第１複素乗算部と、前記第１の乗算信号を遅延させて遅延乗算信号の系列を出力する第２信号遅延部と、前記第１の乗算信号及び前記遅延乗算信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第２の乗算信号の系列を出力する第２複素乗算部とを含み、前記相関演算部は、前記参照複素信号の系列に対する前記複素信号の系列の周波数軸上の相対位置を複数回ずらして前記複数個の分布を算出し、前記ピーク検出部は、前記最大ピークを持つ分布に対応する前記相対位置のずれ量に基づいて前記搬送波周波数誤差を検出することを特徴とする。

本発明の第２の態様による受信装置は、互いに異なるサブキャリア周波数を有する複数のサブキャリアを用いた周波数分割多重化がなされた送信信号を送信機から受信して搬送波帯域の受信信号を出力する受信部と、局部発振周波数を有する発振信号を生成する局部発振器と、前記発振信号を用いて前記受信信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成する直交復調部と、前記複素ベースバンド信号に直交変換を施して周波数領域の複素シンボル信号を生成する直交変換部と、前記複素シンボル信号から受信既知信号を抽出する既知信号抽出部と、前記受信既知信号の系列に対して第１の複素演算を実行することにより、前記直交変換の際に前記受信既知信号に与えられた位相回転成分をキャンセルする複素演算部と、前記送信機で使用された既知信号の系列と同じ既知信号の系列に対して前記第１の複素演算と同じ第２の複素演算を実行することで生成された参照複素信号の系列を供給する参照信号供給部と、前記複素演算部から出力された複素信号の系列と前記参照複素信号の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出する相関演算部と、前記複数個の分布から最大ピークを持つ分布を検出するピーク検出部とを備え、前記複素演算部は、前記受信既知信号を遅延させて遅延既知信号を出力する第１信号遅延部と、前記受信既知信号及び前記遅延既知信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第１の乗算信号の系列を出力する第１複素乗算部と、前記第１の乗算信号を遅延させて遅延乗算信号の系列を出力する第２信号遅延部と、前記第１の乗算信号及び前記遅延乗算信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第２の乗算信号の系列を出力する第２複素乗算部とを含み、前記相関演算部は、前記参照複素信号の系列に対する前記複素信号の系列の周波数軸上の相対位置を複数回ずらして前記複数個の分布を算出し、前記ピーク検出部は、前記最大ピークを持つ分布に対応する前記相対位置のずれ量に基づいて搬送波周波数誤差を検出し、前記局部発振器は、前記搬送波周波数誤差を低減させるように前記局部発振周波数を制御することを特徴とする。

本発明の第３の態様による周波数誤差検出方法は、互いに異なるサブキャリア周波数を有する複数のサブキャリアを用いた周波数分割多重化がなされた送信信号を送信機から受信して搬送波帯域の受信信号を出力し、前記受信信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成する受信装置において搬送波周波数誤差を検出する周波数誤差検出方法であって、前記複素ベースバンド信号に直交変換を施すことで生成された複素シンボル信号から受信既知信号を抽出するステップと、前記受信既知信号の系列に対して第１の複素演算を実行することにより、前記直交変換の際に前記受信既知信号に与えられた位相回転成分をキャンセルするステップと、前記送信機で使用された既知信号の系列と同じ既知信号の系列に対して前記第１の複素演算と同じ第２の複素演算を実行することで生成された参照複素信号の系列を供給するステップと、前記第１の複素演算の実行結果である複素信号の系列に対する前記参照複素信号の系列の周波数軸上の相対位置を複数回ずらして、前記複素信号の系列と前記参照複素信号の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出するステップと、前記複数個の分布から最大ピークを検出するステップと、前記最大ピークに対応する前記相対位置のずれ量に基づいて前記搬送波周波数誤差を検出するステップとを備え、前記第１の複素演算は、前記受信既知信号を遅延させて遅延既知信号の系列を出力するステップと、前記受信既知信号及び前記遅延既知信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第１の乗算信号の系列を出力するステップと、前記第１の乗算信号を遅延させて遅延乗算信号の系列を出力するステップと、前記第１の乗算信号及び前記遅延乗算信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第２の乗算信号の系列を出力するステップとを含むことを特徴とする。

本発明によれば、直交変換の際の時間誤差により発生する位相回転の影響を回避するために逆フーリエ変換を使用する必要がない。このため、演算量を大幅に削減することができる。よって、周波数誤差検出装置をハードウェアで実現する場合には、その回路構成の小規模化及び低電力消費化を実現することができる。

本発明に係る実施の形態１の受信装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、ＤＡＢ規格の伝送フレームの構成を概略的に示す図である。 実施の形態１の第２周波数誤差検出部の構成例を示す機能ブロック図である。 実施の形態１の第１周波数誤差検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態１の第１複素演算部の概略構成を示す機能ブロック図である。 （Ａ）〜（Ｃ）は、サブキャリア周波数に対応する信号値を概略的に示す図である。 実施の形態１の第２複素演算部の概略構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態１の相関演算部の概略構成を示す機能ブロック図である。 （Ａ）は、搬送波周波数誤差が零の場合の相互相関値分布の一例を示すグラフであり、（Ｂ）は、＋５個のサブキャリア分の搬送波周波数誤差が存在する場合の相互相関値分布の一例を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態２に係る１つ置きのサブキャリアに対応する同期シンボルを処理対象とする状態を示す図である。 本発明に係る実施の形態３に係る第１周波数誤差検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。 本発明に係る実施の形態４に係る第１周波数誤差検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。 歪みが大きい範囲内の同期シンボルと、歪みが小さい範囲内の同期シンボルとを概略的に示す図である。 本発明に係る実施の形態５に係る第１周波数誤差検出部の概略構成を示す機能ブロック図である。 実施の形態１〜５の第１周波数誤差検出部２１，２１Ｂ〜２１Ｄの機能をコンピュータプログラムで実現する場合の構成を示す演算装置の機能ブロック図である。 本発明に係る実施の形態６の処理手順の一例を示すフローチャートである。 実施の形態６に係る処理手順の一部を示すフローチャートである。 本発明に係る実施の形態７の処理手順の一例を示すフローチャートである。

以下、本発明に係る種々の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１の受信装置１の概略構成を示す機能ブロック図である。図１に示されるように、本実施の形態の受信装置１は、受信アンテナ素子Ｒｘ、チューナ部１１、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１２、局部発振器１３及び直交復調部１４を備えている。

チューナ部１１は、受信アンテナ素子Ｒｘを介して無線信号を受信する。チューナ部１１は、その無線信号に対して同調処理などのアナログ信号処理を施して搬送波帯域のアナログ受信信号を生成し、そのアナログ受信信号をＡ／Ｄ変換器１２に出力する。Ａ／Ｄ変換器１２は、搬送波帯域のアナログ受信信号をディジタル受信信号に変換し、直交復調部１４に出力する。ディジタル受信信号は、互いに直交関係にある複数のサブキャリア（副搬送波）をディジタル変調し多重化することで生成されたマルチキャリア信号である。本実施の形態では、マルチキャリア信号として、特に直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号が使用される。

局部発振器１３は、可変の局部発振周波数ｆ_Ｓを有する発振信号Ｏｓを直交復調部１４に供給する。たとえば、数値制御発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を用いて局部発振器１３を構成することができる。局部発振周波数ｆ_Ｓは、送信機（図示せず）で無線信号の送信のために使用された搬送波周波数ｆ_Ｃと一致することが好ましいが、必ずしも搬送波周波数ｆ_Ｃと一致しない。このため、局部発振周波数ｆ_Ｓと搬送波周波数ｆ_Ｃとの間に誤差（以下、搬送波周波数誤差と呼ぶ。）が存在することがある。局部発振器１３は、後述する第１周波数誤差検出部２１及び第２周波数誤差検出部２２から供給された周波数誤差信号Ｄｓ１，Ｄｓ２に基づいて、搬送波周波数誤差を低減させるように局部発振周波数ｆ_Ｓを可変制御する機能を有する。

直交復調部１４は、発振信号Ｏｓを用いて搬送波帯域のディジタル受信信号に直交復調を施して基底帯域のベースバンド受信信号ｒ（ｔ）を生成する。ここで、ｒ（ｔ）のｔは時間を表す。ベースバンド受信信号ｒ（ｔ）は、同相成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）と直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）とからなる複素信号である。なお、当該複素信号で表される複素数をＩ＋ｊＱ（ｊは、虚数単位）と表すとき、同相成分は、当該複素数の実部Ｉを表す信号であり、直交成分は、当該複素数の虚部Ｑを表す信号である。

受信信号の伝送フォーマットとしては、たとえば、地上ディジタル音声放送規格の一種であるＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）規格の伝送フォーマットを採用することができる。図２（Ａ）〜（Ｃ）は、ＤＡＢ規格の伝送フレームの構成を概略的に示す図である。図２（Ａ）に示されるように、各伝送フレームは、同期チャネル（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）部と、ＦＩＣ（Ｆａｓｔ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）部と、ＭＳＣ（Ｍａｉｎ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｃｈａｎｎｅｌ）部とで構成されている。伝送フレームの周期は、約９６ミリ秒である。図２（Ｂ）に示されるように、同期チャネル部は、ヌルシンボル（Ｎｕｌｌ）と位相基準シンボル（ＰＲＳ：Ｐｈａｓｅ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｍｂｏｌｓ）とを含む。

位相基準シンボル（ＰＲＳ）は、送信機（図示せず）で既知のシンボル信号の系列を含み、たとえば、疑似ランダムバイナリ符号系列（ＰＲＢＳ：Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｂｉｎａｒｙ Ｂｉｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を用いて生成される。また、ＦＩＣ部は、３つのＦＩＢ（Ｆａｓｔ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋｓ）からなる。このような伝送フレームは、ヌルシンボルを除いて、複数のＯＦＤＭシンボルで構成されている。

図２（Ｃ）に示されるように、１ＯＦＤＭシンボルは、周波数多重化された複数のデータシンボルを含む有効シンボルと、この有効シンボルの末尾部分の信号と同一の冗長信号からなるＧＩ部（ガードインターバル部）とを含む。位相基準シンボル（ＰＲＳ）は、少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルからなる。なお、本実施の形態では、ＧＩ部は、有効シンボルの直前に配置されているが、これに限定されるものではない。たとえば、ＧＩ部が有効シンボルの直後に配置されてもよい。

なお、ＯＦＤＭ信号で使用されるｋ番目のサブキャリア周波数ｆ_ｋは、たとえば、以下の式で与えられる。
ｆ_ｋ＝ｆｃ＋ｋ×ｆ_０

ここで、ｆ_０＝１／Ｔｕが成立する。Ｔｕは、ＯＦＤＭシンボルの有効シンボル期間、ｆｃは、基準搬送波周波数である。また、ｋは、サブキャリア番号であり、０〜Ｎ−１（Ｎは正整数）の範囲内の任意の整数である。よって、サブキャリア周波数間隔は、ｆ_０であり、一定である。

図１に示されるように、受信装置１は、離散高速フーリエ変換部（ＤＦＴ）１５、差動復調部１６及びチャネルデコーダ１７を備えている。ＤＦＴ１５は、１有効シンボル分のベースバンド受信信号を複数点サンプリングし、当該サンプリングされたベースバンド受信信号に離散高速フーリエ変換を施して周波数領域の複素シンボル信号を出力する。なお、離散高速フーリエ変換以外の他の種類の直交変換を使用して複素シンボル信号を生成してもよい。

差動復調部１６は、ＤＦＴ１５の出力のうち、同期チャネル部以外のＦＩＣ部及びＭＳＣ部に相当する複素シンボル信号を入力とし、これら複素シンボル信号を差動復調して受信データ系列を生成する。チャネルデコーダ１７は、ビタビ復号部１８及びリードソロモン復号部（ＲＳ復号部）１９を含む。ビタビ復号部１８及びＲＳ復号部１９は、差動復調部１６から入力された受信データ系列にビタビ復号及びリードソロモン復号を施す。ソースデコーダ２０は、チャネルデコーダ１７の出力を復号して音声データを得ることができる。なお、差動復調部１６、チャネルデコーダ１７及びソースデコーダ２０の構成は、一例であり、本発明がその構成に限定されるものではない。

本実施の形態の受信装置１は、図１に示されるように、搬送波周波数誤差を検出する第１周波数誤差検出部２１及び第２周波数誤差検出部（狭周波数誤差検出部）２２を備えている。第２周波数誤差検出部２２は、サブキャリア周波数間隔以内の搬送波周波数誤差を検出する機能を有し、第１周波数誤差検出部２１は、サブキャリア周波数間隔の整数倍の搬送波周波数誤差を検出する機能を有する。

図３は、第２周波数誤差検出部２２の構成例を示す機能ブロック図である。図３に示されるように、第２周波数誤差検出部２２は、遅延部４１、相関演算部４２、平均化部４３及び演算部４５を有する。

遅延部４１は、直交復調部１４から入力されたベースバンド受信信号ｒ（ｔ）を有効シンボル期間Ｔｕだけ遅延させて遅延ベースバンド受信信号ｒ（ｔ−Ｔｕ）を生成する。相関演算部４２は、ベースバンド受信信号ｒ（ｔ）と遅延ベースバンド受信信号ｒ（ｔ−Ｔｕ）との相互相関を算出して相関信号Ｃｏｒｒ（ｔ）を生成する機能を有する。具体的には、ベースバンド受信信号ｒ（ｔ）と遅延ベースバンド受信信号ｒ（ｔ−Ｔｕ）の複素共役信号ｒ^＊（ｔ−Ｔｕ）との積が相関信号Ｃｏｒｒ（ｔ）として算出される。

今、局部発振周波数ｆ_Ｓと搬送波周波数ｆ_Ｃとの間にサブキャリア周波数間隔以内の搬送波周波数誤差Δｆが存在する場合、ベースバンド受信信号ｒ（ｔ）は、次式（１）で示される位相誤差成分（＝２π・Δｆ・ｔ）を含む。

ここで、ｓ（ｔ）は、搬送波周波数誤差Δｆが存在しない場合のベースバンド受信信号成分である。

図２（Ｃ）に示したようにＧＩ部内の冗長信号は、有効シンボルの末尾部分の信号と同一であるから、次式（２）が成立する。

相関演算部４２は、次式（３）で与えられる相関信号Ｃｏｒｒ（ｔ）を算出することができる。

よって、この相関信号Ｃｏｒｒ（ｔ）の搬送波周波数誤差Δｆは、次式（４）により求めることが可能である。

ここで、ｔａｎ^−１（ｘ）は、変数ｘに関する逆正接関数を示し、Ｒｅ（Ｃｏｒｒ（ｔ））は、相関信号Ｃｏｒｒ（ｔ）の実部すなわち同相成分であり、Ｉｍ（Ｃｏｒｒ（ｔ））は、相関信号Ｃｏｒｒ（ｔ）の虚部すなわち直交成分である。

受信信号は、雑音及びマルチパスフェージングの影響を受けて歪む場合がある。このような影響を排除するため、第２周波数誤差検出部２２は、相関演算部４２の出力をＧＩ部の期間に亘って平均化する平均化部４３を有する。演算部４５は、この平均化部４３の出力を基に上式（４）を用いて搬送波周波数誤差Δｆを算出することができる。また、演算部４５は、搬送波周波数誤差Δｆを表す周波数誤差信号Ｄｓ２を局部発振器１３に供給する。なお、第２周波数誤差検出部２２の構成は、図３に示した構成に限定されるものではない。

次に、第１周波数誤差検出部２１の構成について説明する。

図４は、第１周波数誤差検出部２１の概略構成を示す機能ブロック図である。図４に示されるように、第１周波数誤差検出部２１は、同期シンボル抽出部３１、第１複素演算部３２、参照信号供給部３３、相関演算部３６及びピーク検出部３７を有している。

同期シンボル抽出部３１は、ＤＦＴ１５の出力である複素シンボル信号から、位相基準シンボル（図２（Ｂ））に対応する同期シンボルを受信既知信号として抽出する機能を有する。サブキャリア周波数ｆ_ｋに対応する同期シンボルをＦ（ｆ_ｋ）で表すものとする。このとき、同期シンボルＦ（ｆ_ｋ）を含むベースバンド受信信号ｒ（ｔ）は、たとえば、次式（５）で表現することができる。

ＤＦＴ１５は、このベースバンド受信信号ｒ（ｔ）にＮ点の離散フーリエ変換を施すことで、次に示されるようにＮ個の同期シンボルＦ（ｆ_ｋ）（ｋ＝０〜Ｎ−１）を出力することができる。

しかしながら、ＤＦＴ１５による処理タイミングと位相基準シンボルとの間に時間的なズレ（以下、時間誤差と呼ぶ。）ｔ_０が生ずることがある。この時間誤差ｔ_０は、たとえば、ＤＦＴ１５がベースバンド受信信号ｒ（ｔ）をサンプリングするタイミングが適正なタイミングからずれた場合、あるいは、ベースバンド受信信号ｒ（ｔ）をサンプリングする開始位置がずれた場合に発生し得る。ＤＦＴ１５で時間誤差ｔ_０が発生した場合、ＤＦＴ１５は、次に示されるように、同期シンボルＦ（ｆ_ｋ）に位相回転成分ｅｘｐ（−ｊ２π・ｆ_ｋ・ｔ_０）が付加された同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）を出力する。

よって、ＤＦＴ１５は、図６（Ａ）に示されるように、各サブキャリア周波数ｆ_ｋに対応する同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）を出力する。第１複素演算部３２には、サブキャリア番号の順番で同期シンボルＧ（ｆ_０），Ｇ（ｆ_１），Ｇ（ｆ_２），Ｇ（ｆ_３），…がシリアルに入力される。第１複素演算部３２は、入力される同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）に第１の複素演算を実行して、位相回転成分ｅｘｐ（−ｊ２π・ｆ_ｋ・ｔ_０）をキャンセルする。図５は、本実施の形態の第１複素演算部３２の概略構成を示す機能ブロック図である。図５に示されるように、この第１複素演算部３２は、第１信号遅延部４６、第１複素乗算部４７、第２信号遅延部４８及び第２複素乗算部４９を有する。

第１信号遅延部４６は、第１複素演算部３２にシリアルに入力される同期シンボルを１サブキャリア分遅延させる。第１複素演算部３２に同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）が入力されるとき、第１信号遅延部４６は、同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）よりも１サブキャリア分遅延した遅延同期シンボルＧ（ｆ_ｋ−１）を出力する。第１複素演算部３２は、遅延同期シンボルＧ（ｆ_ｋ−１）と入力同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）の複素共役Ｇ^＊（ｆ_ｋ）とを複素乗算して乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）を出力する。この乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）は、次式（６）で与えられる。

よって、第１複素乗算部４７は、図６（Ｂ）に示されるように、各サブキャリア周波数ｆ_ｋに対応する乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）を出力する。さらに、第２信号遅延部４８は、第１複素乗算部４７から入力される乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）を１サブキャリア分遅延させて出力する。第２信号遅延部４８に乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）が入力されるとき、第２信号遅延部４８は、乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）よりも１サブキャリア分遅延した遅延乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ−１）を出力する。第２複素乗算部４９は、遅延乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ−１）と入力乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）の複素共役Ｓ^＊（ｆ_ｋ）とを複素乗算して乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を出力する。この乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）は、次式（７Ａ）で与えられる。

上式（７Ａ）を整理すると、乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）は、次式（７Ｂ）で与えられる。

サブキャリア周波数間隔は一定である。よって、上式（７Ｂ）を整理すると、次式（７Ｃ）に示されるように、位相回転成分がキャンセルされた乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を得ることができる。

このように第２複素乗算部４９は、図６（Ｃ）に示されるように、各サブキャリア周波数ｆ_ｋに対応する乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を出力することとなる。

一方、図４に示されるように、参照信号供給部３３は、送信機で使用された既知の同期シンボルの系列に対して上記第１の複素演算と同じ第２の複素演算を実行し、その結果得られた参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）を出力する。具体的には、参照信号供給部３３は、既知の同期シンボルを供給する既知信号生成部３４と、この既知信号生成部３４の出力に対して上記第１の複素演算と同じ第２の複素演算を実行する第２複素演算部３５とで構成されている。図７は、第２複素演算部３５の概略構成を示す機能ブロック図である。図７に示されるように、この第２複素演算部３５は、第１信号遅延部４６と同じ遅延機能を有する第１信号遅延部６１と、第１複素乗算部４７と同じ複素乗算機能を有する第１複素乗算部６２と、第２信号遅延部４８と同じ遅延機能を有する第２信号遅延部６３と、第２複素乗算部４９と同じ複素乗算機能を有する第２複素乗算部６４とを有している。

図４に示される相関演算部３６は、参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の系列に対する乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）の系列の周波数軸上の相対位置を複数回ずらしつつ、参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の系列と乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出する。

図８は、相関演算部３６の概略構成を示す機能ブロック図である。図８に示されるように、相関演算部３６は、入力される乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）と参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）とを一時的に蓄積するバッファ７０を有する。このバッファ７０は、参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の系列を出力すると同時に、参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の系列に対してサブキャリア位置（サブキャリア番号）がｉ（ｉは整数）だけずれた乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ−ｉ）の系列を出力する。複素共役部７１は、バッファ７０から入力された参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の複素共役Ｒ^＊（ｆ_ｋ）を出力する。

複素乗算部７２は、バッファ７０から入力された乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ−ｉ）と複素共役Ｒ^＊（ｆ_ｋ）とを乗算する。そして、複素乗算部７２は、その乗算結果から実部と虚部とを分離し、実部を実部累積部７３に供給し、虚部を虚部累積部７４に供給する。

実部累積部７３と虚部累積部７４とは、全サブキャリア分の実部と虚部とをそれぞれ蓄積する。そして、電力算出部７５は、実部累積部７３から実部を読み出し、虚部累積部７４から虚部を読み出して電力値の系列を相互相関値の分布として算出する。実部の値をＲＣとし、虚部の値をＩＣとするとき、電力値Ｐｗは、次式（８）で与えられる。
Ｐｗ＝ＲＣ^２＋ＩＣ^２ ・・・（８）

なお、電力値Ｐｗに代えて、次式（９）に示すように振幅値Ａｍを算出してもよい。
Ａｍ＝（ＲＣ^２＋ＩＣ^２）^１／２ ・・・（９）

第１複素演算部３２は、参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の系列に対する乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）の系列の周波数軸上の相対位置（サブキャリア位置）を複数回ずらして複数の分布を生成し、図４のピーク検出部３７に与える。ピーク検出部３７は、相関演算部３６で算出された複数の分布のうち電力値として最大ピーク値を持つ分布を検出し、当該分布に対応する相対位置のずれ量に基づいて搬送波周波数誤差を検出することができる。

図９（Ａ）は、搬送波周波数誤差が零の場合の相互相関値分布の一例を示すグラフであり、図９（Ｂ）は、＋５個のサブキャリア分の搬送波周波数誤差が存在する場合の相互相関値分布の一例を示すグラフである。図９（Ａ）の場合、相対位置が零のときに最大ピーク値が形成されている。また、図９（Ｂ）の場合には、相対位置が＋５個のサブキャリアに相当する位置のときに最大ピーク値が形成されていることが分かる。

このように第１周波数誤差検出部２１は、サブキャリア周波数間隔の整数倍の搬送波周波数誤差を検出し、この搬送波周波数誤差を表す周波数誤差信号Ｄｓ１を局部発振器１３に供給する。

以上に説明したように本実施の形態では、第１周波数誤差検出部２１における第１複素演算部３２は、ＤＦＴ１５で時間誤差ｔ_０が発生した場合でも、その時間誤差_０に起因する位相回転成分がキャンセルされた乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を生成する。また、相関演算部３６は、当該乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を使用して相関演算を実行し、ピーク検出部３７は、その演算結果に基づいて搬送波周波数誤差を検出することができる。このように本実施の形態の第１周波数誤差検出部２１は、逆フーリエ変換を実行せずに、サブキャリア周波数間隔の整数倍の搬送波周波数誤差を検出することができる。

特許文献１に開示されている従来技術は、時間誤差の影響を排除するために、受信信号と既知信号の複素共役とを複素乗算した後に、その乗算結果に対して逆フーリエ変換を実行して時間誤差による位相回転成分の影響を排除している。これに対し、本実施の形態では、そのような逆フーリエ変換を実行せずに、時間誤差による位相回転成分の影響を排除することが可能である。

したがって、本実施の形態では、演算量を大幅に削減することができる。よって、第１周波数誤差検出部２１をハードウェアで実現する場合には、その回路構成の小規模化及び低電力消費化を容易に実現することができる。

特許文献１に記載の従来のＯＦＤＭ受信装置では、１サブキャリアずつずらしながら相関演算と逆フーリエ変換とが実行されている。ここで、一般に既知信号は、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＤＱＰＳＫで変調されていることが多く、この場合には相関演算で複素乗算の必要は無い。対象シンボルのサブキャリア数をＮ、ずらす範囲（検出範囲）をＤとした場合、逆フーリエ変換で必要になる複素乗算の演算量は、近似的に以下のようになる。
（Ｎ×ｌｏｇ_２（Ｎ））×Ｄ／２

一方、本実施の形態における複素乗算の演算量は、第１複素演算部３２及び第２複素演算部３５でそれぞれ実行される複素乗算の演算量と、相関演算部３６で実行される複素乗算の演算量との総和であり、その回数は、以下のようになる。
Ｎ×４

よって、Ｎ＝１０２４、Ｄ＝２００とした場合、特許文献１の方法の場合の演算量は、約１０２４０００となり、本実施の形態の場合の演算量は、４０９６となる。したがって、本実施の形態の演算量は、特許文献１の方法の演算量と比べると約１／２５０となり、大きな削減効果が得られる。

また、上記同期シンボルは、ＢＰＳＫあるいはＤＱＰＳＫで変調された信号であることが多い。かかる場合、第１複素演算部３２，第２複素演算部３５及び相関演算部３６で実行される複素乗算は、実質的に複素加算と等価となる。このため、そのような場合に合わせて第１複素演算部３２，第２複素演算部３５及び相関演算部３６の構成を最適化すれば、演算回数は、Ｎ×２となるので、さらなる演算量の削減効果を期待することができる。

実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。実施の形態２は、上記実施の形態１の変形例である。本実施の形態では、Ｎ個のサブキャリア全てに対応する同期シンボルを処理対象としていたが、予め決められたサブキャリア範囲の同期シンボルのみを処理対象にすることが可能である。このような場合、さらなる演算量の削減効果を実現することができる。たとえば、Ｎ個のサブキャリアのうちの半分のサブキャリアに対応する同期シンボルを処理対象にする場合には、演算量もさらに半分に削減することができる。

図１０は、１つ置きのサブキャリアに対応する同期シンボルＧ（ｆ_０），Ｇ（ｆ_２），Ｇ（ｆ_４），Ｇ（ｆ_６），…を処理対象とする状態を示す図である。この場合、図５の第１信号遅延部４６は、第１複素演算部３２にシリアルに入力される同期シンボルを２サブキャリア分遅延させる。第１複素演算部３２に同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）が入力されるとき、第１信号遅延部４６は、同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）よりも２サブキャリア分遅延した遅延同期シンボルＧ（ｆ_ｋ−２）を出力する。第１複素演算部３２は、遅延同期シンボルＧ（ｆ_ｋ−２）と入力同期シンボルＧ（ｆ_ｋ）の複素共役Ｇ^＊（ｆ_ｋ）とを複素乗算して乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）を出力する。この乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）は、次式（１０）で与えられる。

さらに、第２信号遅延部４８は、第１複素乗算部４７から入力される乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）を２サブキャリア分遅延させて出力する。第２信号遅延部４８に乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）が入力されるとき、第２信号遅延部４８は、乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）よりも２サブキャリア分遅延した遅延乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ−２）を出力する。第２複素乗算部４９は、遅延乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ−２）と入力乗算信号Ｓ（ｆ_ｋ）の複素共役Ｓ^＊（ｆ_ｋ）とを複素乗算して乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を出力する。この乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）は、次式（１１Ａ）で与えられる。

上式（１１Ａ）を整理すると、乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）は、次式（１１Ｂ）で与えられる。

サブキャリア周波数間隔は一定である。よって、上式（１１Ｂ）を整理すると、次式（１１Ｃ）に示されるように、位相回転成分がキャンセルされた乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を得ることができる。

よって、上記実施の形態１の場合と同様に、相関演算部３６は、位相回転成分がキャンセルされた乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）とこれに対応する参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）とを用いて相関演算を実行することができる。ピーク検出部３７は、その演算結果に基づいて、搬送波周波数誤差を検出することができる。

したがって、本実施の形態では、Ｎ個のサブキャリア全てに対応する同期シンボルを処理対象としないため、演算量を削減することができる。また、本実施の形態では、同期シンボルの全てが既知信号ではなくとも、一定間隔で既知信号が存在すれば、当該既知信号を利用して搬送波周波数誤差を検出することができる。伝送方式の異なる同期シンボルでも搬送波周波数誤差を検出することが可能である。

上記実施の形態では、１つ置きのサブキャリアに対応する同期シンボルが処理対象とされていたが、Ｍ個（Ｍは２以上の整数）置きのサブキャリアに対応する同期シンボルを処理対象とすることも可能である。この場合、第１信号遅延部４６及び第２信号遅延部４８は、入力された信号をＭ個のサブキャリア分遅延させればよい。

実施の形態３．
次に、本発明に係る実施の形態３について説明する。図１１は、実施の形態３に係る第１周波数誤差検出部２１Ｂの概略構成を示す機能ブロック図である。図１１に示されるように、この第１周波数誤差検出部２１Ｂは、同期シンボル抽出部３１、第１複素演算部３２、参照信号供給部３３Ｂ、相関演算部３６及びピーク検出部３７を有している。本実施の形態の受信装置の構成は、第１周波数誤差検出部２１Ｂを除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。

図１１に示されるように、参照信号供給部３３Ｂは、上記の参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）が予め記憶されている信号記憶部３４Ｂを含む。この信号記憶部３４Ｂは、第１複素演算部３２から出力された乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）に対応する参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の系列を相関演算部３６に供給することができる。

参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の系列は、固定パターンの信号系列であるという性質を有するため、参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）を予め信号記憶部３４Ｂに記憶しておくことで、演算量を削減することができる。このとき、本実施の形態で必要となる複素乗算の回数は、次のようになる。
Ｎ×２

たとえば、Ｎ＝１０２４、Ｄ＝２００とした場合、演算回数は２０４８となるので、特許文献１の方法の演算回数と比べると約１／５００の削減効果が得られる。

実施の形態４．
次に、本発明に係る実施の形態４について説明する。図１２は、実施の形態４に係る第１周波数誤差検出部２１Ｃの概略構成を示す機能ブロック図である。図１２に示されるように、この第１周波数誤差検出部２１Ｃは、同期シンボル抽出部３１、第１複素演算部３２Ｃ、参照信号供給部３３Ｃ、相関演算部３６Ｃ、ピーク検出部３７及び範囲選定部３８を有している。参照信号供給部３３Ｃは、既知信号生成部３４と第２複素演算部３５Ｃとを含む。

本実施の形態の受信装置の構成は、この第１周波数誤差検出部２１Ｃを除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。また、図１２に示される同期シンボル抽出部３１，既知信号生成部３４及びピーク検出部３７の構成は、上記実施の形態１の同期シンボル抽出部３１，既知信号生成部３４及びピーク検出部３７の構成とそれぞれ同じである。

範囲選定部３８は、同期シンボル抽出部３１の出力の信号品位を判定し、その判定結果に基づいて、第１複素演算部３２Ｃ及び相関演算部３６Ｃの演算対象となるべき信号の範囲を選定する機能を有する。範囲選定部３８は、当該選択された範囲を示す範囲選定情報を第１複素演算部３２Ｃ、第２複素演算部３５Ｃ及び相関演算部３６Ｃに供給する。具体的には、範囲選定部３８は、同期シンボルの電力値を算出し、この電力値を閾値と比較し、その比較結果に応じて同期シンボルの信号品位の良否を判定することができる。

第１複素演算部３２Ｃは、範囲選定情報で指定されたサブキャリア範囲に対応する同期シンボルに対して上記の第１の複素演算を実行し、その演算結果である乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を出力する。第２複素演算部３５Ｃは、範囲選定情報に基づいて乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）に対応する参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）を出力することができる。相関演算部３６Ｃは、範囲選定情報で指定されたサブキャリア範囲に対応する信号についてのみ上記の相関演算を実行する。

これにより、第１周波数誤差検出部２１Ｂは、マルチパスなどの影響に起因する歪みが小さく且つ信頼性の有る同期シンボルのみを用いて搬送波周波数誤差を検出することができる。図１３は、歪みが大きい範囲内の同期シンボルと、歪みが小さい範囲内の同期シンボルとを概略的に示す図である。このような場合、歪みが大きい範囲内のサブキャリアを用いて伝送された同期シンボルの情報は信頼性が低いとみなして演算対象外とし、歪みが小さい範囲内の同期シンボルのみを用いて搬送波周波数誤差を検出することができる。範囲選定部３８は、信号品位が良い（歪みが小さい）と判定されたサブキャリア範囲が規定の範囲以上連続して存在する場合に、その範囲選定情報を出力すればよい。

以上に説明したように本実施の形態では、信頼性のあるサブキャリア範囲に対応する同期シンボルのみを用いて搬送波周波数誤差が検出されるので、マルチパスなどの影響により同期シンボルの信号が歪んでいる場合でも、搬送波周波数誤差の検出精度を向上させることができる。

実施の形態５．
次に、本発明に係る実施の形態５について説明する。図１４は、実施の形態５に係る第１周波数誤差検出部２１Ｄの概略構成を示す機能ブロック図である。図１４に示されるように、この第１周波数誤差検出部２１Ｄは、同期シンボル抽出部３１、第１複素演算部３２Ｄ、参照信号供給部３３Ｄ、相関演算部３６Ｄ、ピーク検出部３７、範囲選定部３８Ｄ、位置情報記憶部３９及び演算対象指定部４０を有している。参照信号供給部３３Ｄは、既知信号生成部３４と第２複素演算部３５Ｄとを含む。

本実施の形態の受信装置の構成は、この第１周波数誤差検出部２１Ｄを除いて、上記実施の形態１の受信装置１の構成と同じである。また、図１４に示される同期シンボル抽出部３１，既知信号生成部３４及びピーク検出部３７の構成は、上記実施の形態１の同期シンボル抽出部３１，既知信号生成部３４及びピーク検出部３７の構成とそれぞれ同じである。

位置情報記憶部３９は、上記Ｎ個のサブキャリアの中から予め選択されたサブキャリアの位置情報を記憶している。範囲選定部３８Ｄは、位置情報記憶部３９に記憶された位置情報で指定されるサブキャリア範囲を選択する範囲選定情報を第１複素演算部３２Ｄ及び第２複素演算部３５Ｄに供給する。

第１複素演算部３２Ｄは、範囲選定情報で指定されたサブキャリア範囲に対応する同期シンボルに対して上記の第１の複素演算を実行し、その演算結果である乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）を出力する。第２複素演算部３５Ｄは、範囲選定情報に基づいて乗算信号Ｄ（ｆ_ｋ）に対応する参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）を出力することができる。

一方、演算対象指定部４０は、位置情報記憶部３９に記憶された位置情報で指定されるサブキャリア範囲に対応する信号を相関演算部３６Ｄに指定する。これにより、相関演算部３６Ｄは、位置情報記憶部３９に記憶されている位置情報で指定されたサブキャリア範囲に対応する信号についてのみ上記の相関演算を実行する。

このように第１周波数誤差検出部２１Ｄが構成されることで、同期シンボルを伝送するサブキャリアがＮ個ある場合でも、そのＮ個のサブキャリアの中からＫ個（Ｋ＜Ｎ）のサブキャリアについてのみ複素演算及び相関演算が行われる。よって、相関演算の演算量をＫ／Ｎに削減することができる。

なお、参照信号供給部３３Ｄに代えて、上記実施の形態２の信号記憶部３４Ｂを用いてもよい。これにより、演算量を削減することができる。

特に、位置情報記憶部３９は、サブキャリアを規則性の無いランダムな間隔で選択する位置情報を記憶することで、等サブキャリア間隔で受信信号が歪むようなマルチパスの影響を軽減させることができる。

実施の形態６．
上記実施の形態１〜５の第１周波数誤差検出部２１，２１Ｂ〜２１Ｄの機能の全部または一部は、ハードウェア資源により実現され得るが、ハードウェア資源とソフトウェアとの協働により実現されてもよい。当該機能は、ＣＰＵ（ｃｅｎｔｒａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｕｎｉｔ）を含むマイクロプロセッサにより実行されるコンピュータプログラムで実現することもできる。当該機能の一部がコンピュータプログラムで実現される場合には、マイクロプロセッサは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体から当該コンピュータプログラムをロードし実行することによって当該機能の一部を実現することができる。

このようなコンピュータプログラムは、光ディスクなどのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されて提供されてもよいし、インターネットなどの通信回線を介して提供されてもよい。

図１５は、上記実施の形態１〜５の第１周波数誤差検出部２１，２１Ｂ〜２１Ｄの機能をコンピュータプログラムで実現する場合の構成を示す演算装置２１Ｅの機能ブロック図である。図１５に示されるように、この演算装置２１Ｅは、ＣＰＵを含むプロセッサ５１、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）５２、不揮発性メモリ５３、大容量記録媒体５４、入出力インタフェース５５及びバス５６を備えている。不揮発性メモリ５３としては、たとえば、フラッシュメモリを使用することができる。また、大容量記録媒体５４としては、たとえば、ハードディスク（磁気ディスク）や光ディスクを使用することが可能である。入出力インタフェース５５は、直交復調部１４から転送されたディジタル信号をプロセッサ５１に転送する機能と、プロセッサ５１から転送された信号を外部に出力する機能とを有する。

プロセッサ５１は、不揮発性メモリ５３または大容量記録媒体５４からコンピュータプログラムをロードし実行することによって上記実施の形態１〜５の第１周波数誤差検出部２１，２１Ｂ〜２１Ｄの機能を実現することができる。

図１６は、上記実施の形態１の第１周波数誤差検出部２１の機能を実現するコンピュータプログラムをプロセッサ５１が実行する場合の実施の形態６に係る処理手順の一例を示すフローチャートである。

図１６に示されるように、プロセッサ５１は、ＤＦＴ１５の出力から同期シンボルを抽出し（ステップＳ１１）、上記第１の複素演算を実行する（ステップＳ１２）。図１７は、この第１の複素演算の処理手順を概略的に示すフローチャートである。図１７に示されるように、プロセッサ５１は、上記第１信号遅延部４６と同様に同期シンボルを遅延させ（ステップＳ２１）、第１複素乗算部４７と同様に遅延同期シンボルと同期シンボルの複素共役との複素乗算を実行する（ステップＳ２２）。さらに、プロセッサ５１は、上記第２信号遅延部４８と同様に、ステップＳ２２で得られた乗算信号を遅延させ（ステップＳ２３）、上記第２複素乗算部４９と同様にその遅延乗算信号と乗算信号の複素共役との複素乗算を実行する（ステップＳ２４）。

その後、図１６に示されるように、プロセッサ５１は、上記相関演算部３６と同様に、サブキャリアの相対位置をシフトさせつつ（ステップＳ１７）、相互相関値を算出する（ステップＳ１５）。ステップＳ１５及びＳ１７は、所定のサブキャリア範囲内の信号処理が完了するまで実行される（ステップＳ１６のＮＯ）。そして、所定のサブキャリア範囲内の信号処理が完了したとき（ステップＳ１６のＹＥＳ）、プロセッサ５１は、上記ピーク検出部３７と同様のピーク検出処理を実行し（ステップＳ１８）、搬送波周波数誤差を示す周波数誤差信号Ｄｓ１を出力する（ステップＳ１９）。

このようにして本実施の形態は、上記の実施の形態１と同様に、逆フーリエ変換を実行せずに搬送波周波数誤差を検出するため、演算量が少なく、計算時間及び計算に要する消費電力を削減することができる。

実施の形態７．
次に、本発明に係る実施の形態７について説明する。図１８は、上記実施の形態３の第１周波数誤差検出部２１Ｂの機能を実現するコンピュータプログラムを図１５のプロセッサ５１が実行する場合の実施の形態７に係る処理手順の一例を示すフローチャートである。

図１８のフローチャートは、図１６のステップＳ１３，Ｓ１４に代えてステップＳ１３Ｂを有する点を除いて、図１６のフローチャートと同じである。ステップＳ１３Ｂでは、プロセッサ５１は、上記信号記憶部３４Ｂと同様に、参照複素信号Ｒ（ｆ_ｋ）の系列を不揮発性メモリ５３から読み出して供給する。したがって、実施の形態３と同様に演算量を削減することができる。

以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これらは本発明の例示であり、上記以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１〜５では、第１複素乗算部４７は、遅延同期シンボルと入力同期シンボルの複素共役とを複素乗算し、第２複素乗算部４９は、遅延乗算信号と第１複素乗算部４７から入力された乗算信号の複素共役とを複素乗算するが、これに限定されるものではない。たとえば、第１複素乗算部４７が、入力同期シンボルと遅延同期シンボルの複素共役とを複素乗算し、第２複素乗算部４９が、第１複素乗算部４７から入力された乗算信号と遅延乗算信号の複素共役とを複素乗算する形態もあり得る。この場合でも、第２複素乗算部４９は、位相回転成分がキャンセルされた乗算信号を出力することができる。

１ 受信装置、 １１ チューナ部、 １２ Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、 １３ 局部発振器、 １４ 直交復調部、 １５ 離散高速フーリエ変換部（ＤＦＴ）、 １６ 差動復調部、 １７ チャネルデコーダ、 １８ ビタビ復号部、 １９ リードソロモン復号部（ＲＳ復号部）、 ２０ ソースデコーダ、 ２１，２１Ｂ〜２１Ｄ 第１周波数誤差検出部、 ２２ 第２周波数誤差検出部、 ３１ 同期シンボル抽出部、 ３２，３２Ｃ，３２Ｄ 第１複素演算部、 ３３，３３Ｂ，３３Ｃ，３３Ｄ 参照信号供給部、 ３４ 既知信号生成部、 ３４Ｂ 信号記憶部、 ３５，３５Ｃ，３５Ｄ 第２複素演算部、 ３６，３６Ｃ，３６Ｄ 相関演算部、 ３７ ピーク検出部、 ３８，３８Ｄ 範囲選定部、 ３９ 位置情報記憶部、 ４０ 演算対象指定部、 ４１ 遅延部、 ４２ 相関演算部、 ４３ 平均化部、 ４４ ピーク検出部、 ４５ 演算部、 ４６ 第１信号遅延部、 ４７ 第１複素乗算部、 ４８ 第２信号遅延部、 ４９ 第２複素乗算部、 ５１ プロセッサ、 ６１ 第１信号遅延部、 ６２ 第１複素乗算部、 ６３ 第２信号遅延部、 ６４ 第２複素乗算部、 ７０ バッファ、 ７１ 複素共役部、 ７２ 複素乗算部、 ７３ 実部累積部、 ７４ 虚部累積部、 ７５ 電力算出部。

Claims (16)

1. 互いに異なるサブキャリア周波数を有する複数のサブキャリアを用いて周波数分割多重化がなされた送信信号を送信機から受信して搬送波帯域の受信信号を出力する受信部と、前記受信信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成する直交復調部と、前記複素ベースバンド信号に直交変換を施して周波数領域の複素シンボル信号を生成する直交変換部とを備えた受信装置において搬送波周波数誤差を検出する周波数誤差検出装置であって、
   前記複素シンボル信号から受信既知信号を抽出する既知信号抽出部と、
   前記受信既知信号の系列に対して第１の複素演算を実行することにより、前記直交変換の際に前記受信既知信号に与えられた位相回転成分をキャンセルする複素演算部と、
   前記送信機で使用された既知信号の系列と同じ既知信号の系列に対して前記第１の複素演算と同じ第２の複素演算を実行することで生成された参照複素信号の系列を供給する参照信号供給部と、
   前記複素演算部から出力された複素信号の系列と前記参照複素信号の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出する相関演算部と、
   前記複数個の分布から最大ピークを持つ分布を検出するピーク検出部と
   を備え、
   前記複素演算部は、
   前記受信既知信号を遅延させて遅延既知信号を出力する第１信号遅延部と、
   前記受信既知信号及び前記遅延既知信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第１の乗算信号の系列を出力する第１複素乗算部と、
   前記第１の乗算信号を遅延させて遅延乗算信号の系列を出力する第２信号遅延部と、
   前記第１の乗算信号及び前記遅延乗算信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第２の乗算信号の系列を出力する第２複素乗算部と
   を含み、
   前記相関演算部は、前記参照複素信号の系列に対する前記複素信号の系列の周波数軸上の相対位置を複数回ずらして前記複数個の分布を算出し、
   前記ピーク検出部は、前記最大ピークを持つ分布に対応する前記相対位置のずれ量に基づいて前記搬送波周波数誤差を検出する
   ことを特徴とする周波数誤差検出装置。
2. 請求項１に記載の周波数誤差検出装置であって、
   前記第１信号遅延部は、前記受信既知信号をＭ個（Ｍは１以上の整数）のサブキャリア分遅延させて前記遅延既知信号を出力し、
   前記第２信号遅延部は、前記第１の乗算信号をＭ個のサブキャリア分遅延させて前記遅延乗算信号の系列を出力する
   ことを特徴とする周波数誤差検出装置。
3. 請求項１または２に記載の周波数誤差検出装置であって、前記複数のサブキャリアは互いに直交関係を満たし、且つ、前記サブキャリア周波数の間隔は一定であることを特徴とする周波数誤差検出装置。
4. 請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の周波数誤差検出装置であって、
   前記受信既知信号の信号品位を判定し、その判定結果に基づいて前記第１の複素演算の対象となるべき信号の範囲を選定する範囲選定部をさらに備え、
   前記複素演算部は、前記受信既知信号の系列のうち、前記範囲選定部により選定された範囲内の受信既知信号に対して前記第１の複素演算を実行する
   ことを特徴とする周波数誤差検出装置。
5. 請求項４に記載の周波数誤差検出装置であって、前記範囲選定部は、前記受信既知信号の電力値を閾値と比較し、その比較結果に応じて前記受信既知信号の信号品位を判定することを特徴とする周波数誤差検出装置。
6. 請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の周波数誤差検出装置であって、
   前記複数のサブキャリアの中から予め選択されたサブキャリアの位置情報が記憶されている位置情報記憶部をさらに備え、
   前記複素演算部は、前記受信既知信号の系列のうち、前記位置情報で指定されたサブキャリアに対応する受信既知信号に対して前記第１の複素演算を実行し、
   前記相関演算部は、前記参照複素信号の系列のうち前記位置情報で指定されたサブキャリアに対応する複数の参照複素信号と前記複素演算部から出力された複素信号の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出する
   ことを特徴とする周波数誤差検出装置。
7. 請求項６に記載の周波数誤差検出装置であって、前記サブキャリアの位置情報は、前記複数のサブキャリアの中から予めランダムに選択されたサブキャリアの位置情報であることを特徴とする周波数誤差検出装置。
8. 請求項１から７のうちのいずれか１項に記載の周波数誤差検出装置であって、前記参照信号供給部は、前記第２の複素演算を実行して前記参照複素信号を生成する複素演算部を含むことを特徴とする周波数誤差検出装置。
9. 請求項１から７のうちのいずれか１項に記載の周波数誤差検出装置であって、前記参照信号供給部は、前記参照複素信号が予め記憶されている信号記憶部を含むことを特徴とする周波数誤差検出装置。
10. 互いに異なるサブキャリア周波数を有する複数のサブキャリアを用いた周波数分割多重化がなされた送信信号を送信機から受信して搬送波帯域の受信信号を出力する受信部と、
    局部発振周波数を有する発振信号を生成する局部発振器と、
    前記発振信号を用いて前記受信信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成する直交復調部と、
    前記複素ベースバンド信号に直交変換を施して周波数領域の複素シンボル信号を生成する直交変換部と、
    前記複素シンボル信号から受信既知信号を抽出する既知信号抽出部と、
    前記受信既知信号の系列に対して第１の複素演算を実行することにより、前記直交変換の際に前記受信既知信号に与えられた位相回転成分をキャンセルする複素演算部と、
    前記送信機で使用された既知信号の系列と同じ既知信号の系列に対して前記第１の複素演算と同じ第２の複素演算を実行することで生成された参照複素信号の系列を供給する参照信号供給部と、
    前記複素演算部から出力された複素信号の系列と前記参照複素信号の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出する相関演算部と、
    前記複数個の分布から最大ピークを持つ分布を検出するピーク検出部と
    を備え、
    前記複素演算部は、
    前記受信既知信号を遅延させて遅延既知信号を出力する第１信号遅延部と、
    前記受信既知信号及び前記遅延既知信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第１の乗算信号の系列を出力する第１複素乗算部と、
    前記第１の乗算信号を遅延させて遅延乗算信号の系列を出力する第２信号遅延部と、
    前記第１の乗算信号及び前記遅延乗算信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第２の乗算信号の系列を出力する第２複素乗算部と
    を含み、
    前記相関演算部は、前記参照複素信号の系列に対する前記複素信号の系列の周波数軸上の相対位置を複数回ずらして前記複数個の分布を算出し、
    前記ピーク検出部は、前記最大ピークを持つ分布に対応する前記相対位置のずれ量に基づいて搬送波周波数誤差を検出し、
    前記局部発振器は、前記搬送波周波数誤差を低減させるように前記局部発振周波数を制御する
    ことを特徴とする受信装置。
11. 請求項１０に記載の受信装置であって、
    前記受信既知信号の信号品位を判定し、その判定結果に基づいて前記第１の複素演算の対象となるべき信号の範囲を選定する範囲選定部をさらに備え、
    前記複素演算部は、前記受信既知信号の系列のうち、前記範囲選定部により選定された範囲内の受信既知信号に対して前記第１の複素演算を実行する
    ことを特徴とする受信装置。
12. 請求項１０に記載の受信装置であって、
    前記複数のサブキャリアの中から予め選択されたサブキャリアの位置情報が記憶されている位置情報記憶部をさらに備え、
    前記複素演算部は、前記受信既知信号の系列のうち、前記位置情報で指定されたサブキャリアに対応する受信既知信号に対して前記第１の複素演算を実行し、
    前記相関演算部は、前記参照複素信号の系列のうち前記位置情報で指定されたサブキャリアに対応する複数の参照複素信号と前記複素演算部から出力された複素信号の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出する
    ことを特徴とする受信装置。
13. 請求項１０から１２のうちのいずれか１項に記載の受信装置であって、
    前記複素ベースバンド信号に基づいて、前記複数のサブキャリア周波数の間隔以内の搬送波周波数誤差を検出する狭周波数誤差検出部をさらに備え、
    前記局部発振器は、前記狭周波数誤差検出部で検出された搬送波周波数誤差を低減させるように前記局部発振周波数を制御する
    ことを特徴とする受信装置。
14. 互いに異なるサブキャリア周波数を有する複数のサブキャリアを用いた周波数分割多重化がなされた送信信号を送信機から受信して搬送波帯域の受信信号を出力し、前記受信信号を直交復調して複素ベースバンド信号を生成する受信装置において搬送波周波数誤差を検出する周波数誤差検出方法であって、
    前記複素ベースバンド信号に直交変換を施すことで生成された複素シンボル信号から受信既知信号を抽出するステップと、
    前記受信既知信号の系列に対して第１の複素演算を実行することにより、前記直交変換の際に前記受信既知信号に与えられた位相回転成分をキャンセルするステップと、
    前記送信機で使用された既知信号の系列と同じ既知信号の系列に対して前記第１の複素演算と同じ第２の複素演算を実行することで生成された参照複素信号の系列を供給するステップと、
    前記第１の複素演算の実行結果である複素信号の系列に対する前記参照複素信号の系列の周波数軸上の相対位置を複数回ずらして、前記複素信号の系列と前記参照複素信号の系列との間の相互相関値の分布を複数個算出するステップと、
    前記複数個の分布から最大ピークを検出するステップと、
    前記最大ピークに対応する前記相対位置のずれ量に基づいて前記搬送波周波数誤差を検出するステップと
    を備え、
    前記第１の複素演算は、
    前記受信既知信号を遅延させて遅延既知信号の系列を出力するステップと、
    前記受信既知信号及び前記遅延既知信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第１の乗算信号の系列を出力するステップと、
    前記第１の乗算信号を遅延させて遅延乗算信号の系列を出力するステップと、
    前記第１の乗算信号及び前記遅延乗算信号のうちの一方に他方の複素共役を乗算して第２の乗算信号の系列を出力するステップと
    を含む
    ことを特徴とする周波数誤差検出方法。
15. 請求項１４に記載の周波数誤差検出方法であって、
    前記受信既知信号の信号品位を判定し、その判定結果に基づいて前記第１の複素演算の対象となるべき信号の範囲を選定するステップをさらに備え、
    前記第１の複素演算は、前記受信既知信号の系列のうち、当該選定された範囲内の受信既知信号に対して実行される
    ことを特徴とする周波数誤差検出方法。
16. 請求項１４に記載の周波数誤差検出方法であって、
    前記複数のサブキャリアの中から予め選択されたサブキャリアの位置情報が記憶されている位置情報記憶部を参照するステップをさらに備え、
    前記第１の複素演算は、前記受信既知信号の系列のうち、前記位置情報で指定されたサブキャリアに対応する受信既知信号に対して実行され、
    前記相互相関値の分布は、前記参照複素信号の系列のうち前記位置情報で指定されたサブキャリアに対応する複数の参照複素信号と前記複素信号の系列との間の相互相関値の分布である
    ことを特徴とする周波数誤差検出方法。

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