JP5843589B2 - 充電回路およびそれを利用した電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、２次電池を充電する充電回路に関する。

携帯電話、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、ノート型パーソナルコンピュータ、ポータブルオーディオプレイヤをはじめとする電池駆動デバイスは、充電可能な２次電池とともに、それを充電するための充電回路を内蔵する。充電回路は、外部からの直流電圧を受け、それにもとづいて２次電池を充電する。

充電回路に対して、異なる複数の電源から外部からの直流電圧が供給される場合がある。たとえばある電子機器は、ＡＣアダプタ（ＡＣ／ＤＣコンバータ）からの直流電圧と、ＵＳＢバスから直流電圧を受けて動作可能となっている。

特開２００６−６０９７７号公報 特開２００６−３０４５００号公報

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、高効率で電池を充電可能な充電回路の提供にある。

本発明のある態様は、外部の電源からの直流電圧を受け、電池を充電する充電回路に関する。この充電回路は、直流電圧を降圧し、システム電圧を生成する降圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、システム電圧を受け、電池を定電流モードまたは定電圧モードで充電するリニアチャージャと、を備える。降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、システム電圧の目標電圧を、電池の電圧に応じて変化させる。
この態様によれば、システム電圧を電池電圧に追従して変化させることにより、システム電圧を固定した場合に比べてリニアチャージャにおける消費電力を低減でき、高効率化および発熱の抑制が可能となる。

降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、電池の電圧が所定のしきい値より低いとき、システム電圧の目標値を、しきい値電圧より所定の電圧幅高い値に設定し、電池の電圧が所定のしきい値より高いとき、システム電圧の目標値を、電池の電圧より所定の電圧幅高い値に設定してもよい。
この場合、電池電圧がしきい値より高い範囲では、リニアチャージャの電圧降下を所定電圧幅に保つことができ、消費電力を低減できる。反対に電池電圧がしきい値電圧より低い範囲では、電池電圧にかかわらず、システム電圧をしきい値電圧＋所定電圧幅に設定することにより、電池を充電しつつも、別の負荷に対して十分な電源電圧を供給することができる。

ある態様の充電回路は、交流アダプタからの第１直流電圧を受ける第１入力端子と、ＵＳＢ（Universal Serial Bus）からの第２直流電圧を受ける第２入力端子と、第１入力端子の電圧、または第２入力端子の電圧の一方を選択し、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータに出力する入力セレクタと、をさらに備えてもよい。

ある態様の充電回路は、第１入力端子の電圧を所定の第１しきい値電圧と比較し、第１入力端子の電圧の方が高いときにアサートされる第１入力検出信号を生成する第１電圧検出回路と、第２入力端子の電圧を所定の第２しきい値電圧と比較し、第２入力端子の電圧の方が高いときにアサートされる第２入力検出信号を生成する第２電圧検出回路と、をさらに備えてもよい。入力セレクタは、（i）第１入力検出信号がアサートされ、第２入力検出信号がネゲートされるとき、第１入力端子の電圧を出力し、（ii）第１入力検出信号がネゲートされ、第２入力検出信号がアサートされるとき、第２入力端子の電圧を出力し、（iii）第１入力検出信号、第２入力検出信号の両方がアサートされるとき、第１入力端子の電圧を出力してもよい。

第１、第２電圧検出回路によって、複数の電源のいずれからの電力供給を受けているかが判定され、判定された電源からの直流電圧が、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータに供給される。そして降圧ＤＣ／ＤＣコンバータによって、外部からの直流電圧を、電池電圧付近まで降圧することにより、リニアチャージャにおける電力損失を低減することができる。この態様によれば、いずれの直流電圧が供給される場合であっても、高効率な充電が可能となる。

入力セレクタは、当該入力セレクタの出力端子と第１入力端子の間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第１スイッチと、入力セレクタの出力端子と第２入力端子の間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２スイッチと、（i）第１入力検出信号がアサートされ、第２入力検出信号がネゲートされるとき、第１スイッチのゲートにローレベル電圧を印加し、（ii）第１入力検出信号がネゲートされ、第２入力検出信号がアサートされるとき、第２スイッチのゲートにローレベル電圧を印加し、（iii）第１入力検出信号、第２入力検出信号の両方がアサートされるとき、第１スイッチのゲートにローレベル電圧を印加する入力検出部と、を含んでもよい。第１スイッチのバックゲートおよび第２スイッチのバックゲートは、第１スイッチのボディダイオードと第２スイッチのボディダイオードのカソードが向かい合うように結線されてもよい。

本発明のさらに別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、電池と、電池を充電する上述のいずれかの態様の充電回路と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、高効率で電池を充電できる。

実施の形態に係る充電回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。 パワーパス部の具体的な構成例を示す回路図である。 電池電圧ＶＢＡＴとＤＣ／ＤＣコンバータが生成するシステム電圧ＶＳＹＳの関係を示す図である。 ＰＷＭコントローラの具体的な構成例を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係る充電回路１００を備える電子機器１の構成を示す回路図である。電子機器１は、たとえば携帯電話端末や、ＰＤＡ、ノート型ＰＣなどの電池駆動型の情報端末機器である。電子機器１は、充電回路１００および電池２、負荷４を備える。

電池２は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などの２次電池であり電池電圧ＶＢＡＴを出力する。電池電圧ＶＢＡＴは、満充電状態で４．２Ｖ程度となる。電子機器１には、ＡＣアダプタやＵＳＢ（Universal Serial Bus）などの外部電源が着脱可能な複数のアダプタ端子３＿１、３＿２が設けられる。本実施の形態では、第１のアダプタ端子３＿１には、ＡＣアダプタからの第１直流電圧ＶＤＣが、第２のアダプタ端子３＿２には、ＵＳＢバスからの第２直流電圧ＶＵＳＢが入力される。直流電圧ＶＤＣ、ＶＵＳＢの典型的な値は５Ｖである。

充電回路１００の第１入力端子ＤＣには、第１直流電圧ＶＤＣが入力され、第２入力端子ＵＳＢには、第２直流電圧ＶＵＳＢが入力される。
充電回路１００は、主として、パワーパス部１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０、リニアチャージャ５０を備える。

パワーパス部１０は、直流電圧ＶＤＣ、ＶＵＳＢの入力の有無を判定し、適切な直流電圧を選択して、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ３０に供給するとともに、過電圧保護を行う。

パワーパス部１０は、第１ＯＶＰ（過電圧保護）回路１２、第２ＯＶＰ回路１４、第１電圧検出回路１６、第２電圧検出回路１８、入力セレクタ２０を備える。
第１電圧検出回路１６は、第１入力端子ＤＣの電圧を所定の第１しきい値電圧ＶＴＨ１と比較し、第１入力端子ＤＣの電圧の方が高いときにアサート（ハイレベル）される第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣを生成する。つまり第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣは、アダプタ端子３＿１に外部からの直流電圧ＶＤＣが供給された状態でアサートされる。
第２電圧検出回路１８は、第２入力端子ＵＳＢの電圧を所定の第２しきい値電圧ＶＴＨ２と比較し、第２入力端子ＵＳＢの電圧の方が高いときにアサート（ハイレベル）される第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢを生成する。つまり第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢは、アダプタ端子３＿２に外部からの直流電圧ＶＵＳＢが供給された状態でアサートされる。

第１ＯＶＰ回路１２は、第１直流電圧ＶＤＣの過電圧状態を検出するために設けられる。第１ＯＶＰ回路１２は、第１入力端子ＤＣの電圧を、所定の第３しきい値電圧ＶＴＨ３と比較し、第１入力端子ＤＣの電圧の方が低いときにアサートされる第１過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＤＣを生成する。第１過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＤＣは、過電圧状態においてネゲートされ、通常状態でアサートされる。

第２ＯＶＰ回路１４は、第２直流電圧ＶＵＳＢの過電圧状態を検出するために設けられる。第２ＯＶＰ回路１４は、第２入力端子ＵＳＢの電圧を、所定の第４しきい値電圧ＶＴＨ４（たとえば２８Ｖ）と比較し、第２入力端子ＵＳＢの電圧の方が低いときにアサートされる第２過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＵＳＢを生成する。第２過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＵＳＢは、過電圧状態においてネゲートされ、通常状態でアサートされる。また第２ＯＶＰ回路１４は、過電圧を検出すると、第２スイッチＳＷ２をオフすることにより、第２直流電圧ＶＵＳＢの経路を遮断する。

充電回路１００は、ステータス端子ＤＣＯＫ、ＵＳＢＯＫを有する。トランジスタＭ１１のドレインは、ステータス端子ＤＣＯＫと接続される。第３ＡＮＤゲートＡＮＤ３は、第１過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＤＣと第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣの論理積を生成し、トランジスタＭ１１のゲートに出力する。ＤＣＯＫ端子は、直流電圧ＶＤＣが正常であるときローレベル、過電圧状態または低電圧状態においてハイインピーダンスとなる。
トランジスタＭ１２のドレインは、ステータス端子ＵＳＢＯＫと接続される。第４ＡＮＤゲートＡＮＤ４は、第２過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＵＳＢと第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢの論理積を生成し、トランジスタＭ１２のゲートに出力する。ＵＳＢＯＫ端子は、直流電圧ＶＵＳＢが正常であるときローレベル、過電圧状態または低電圧状態においてハイインピーダンスとなる。
充電回路１００の外部に設けられるマイコン（不図示）は、ステータス端子ＤＣＯＫ、ＵＳＢＯＫの状態を参照することにより、直流電圧ＶＤＣ、ＶＵＳＢが電子機器１に供給されているか否かを判定できる。

入力セレクタ２０は、その基本動作として、（i）第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣがアサートされ、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢがネゲートされるとき、第１入力端子ＤＣの電圧を出力する。また、（ii）第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣがネゲートされ、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢがアサートされるとき、第２入力端子ＵＳＢの電圧を出力しする。また（iii）第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣ、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢの両方がアサートされるとき、第１入力端子ＤＣの電圧を出力する。

入力セレクタ２０は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、入力検出部２２を備える。
第１スイッチＳＷ１は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、入力セレクタ２０の出力端子２１と第１入力端子ＤＣの間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、入力セレクタ２０の出力端子２１と第２入力端子ＵＳＢの間に設けられる。

入力検出部２２は、（i）第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣがアサートされ、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢがネゲートされるとき、第１スイッチＳＷ１のゲートにローレベル電圧を印加し、第１スイッチＳＷ１をオンする。また（ii）第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣがネゲートされ、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢがアサートされるとき、第２スイッチＳＷ２のゲートにローレベル電圧を印加し、第２スイッチＳＷ２をオンする。（iii）第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣ、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢの両方がアサートされるとき、第１スイッチＳＷ１のゲートにローレベル電圧を印加し、第１スイッチＳＷ１をオンする。

第１スイッチＳＷ１のバックゲートおよび第２スイッチＳＷ２のバックゲートは、第１スイッチＳＷ１のボディダイオードＤ１と第２スイッチＳＷ２のボディダイオードＤ２のカソードが向かい合うように結線される。これにより、電流の逆流を防止できる。

なお後述するように、入力セレクタ２０は、第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣ、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢに加えて、第１過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＤＣおよび第２過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＵＳＢにもとづいて第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を制御してもよい。

図２は、パワーパス部１０の具体的な構成例を示す回路図である。
第１ＯＶＰ回路１２、第２ＯＶＰ回路１４、第１電圧検出回路１６、第２電圧検出回路１８は同様に構成される。具体的には、抵抗によって監視対象の電圧を分圧し、コンパレータによって、分圧された電圧を所定のしきい値電圧と比較する。

入力検出部２２は、第１インバータＩＮＶ１〜第３インバータＩＮＶ３、第１ＡＮＤゲートＡＮＤ１、第２ＡＮＤゲートＡＮＤ２を含む。第１ＡＮＤゲートＡＮＤ１は、第１入力検出信号ＤＥＴ＿ＤＣと第１過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＤＣの論理積を生成する。第１インバータＩＮＶ１は、第１ＡＮＤゲートの出力を反転し、第１スイッチＳＷ１のゲートに出力する。第２インバータＩＮＶ２は、第１ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力を反転する。第２ＡＮＤゲートＡＮＤ２は、第２インバータＩＮＶ２の出力と、第２過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＵＳＢと、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢの論理積を生成する。第３インバータＩＮＶ３は、第２ＡＮＤゲートＡＮＤ２の出力を反転し、第２スイッチＳＷ２のゲートに出力する。これにより、第２スイッチＳＷ２は、第１スイッチＳＷ１がオフ状態つまり第１直流電圧ＶＤＣが異常であり、かつ第２直流電圧ＶＵＳＢが正常であるときにオンとなる。

なお、図２の入力検出部２２の構成は例示であり、当業者であれば、デジタル回路を用いた様々な回路によって、同様の機能が実現できることが理解される。

第３スイッチＳＷ３は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第２入力端子ＵＳＢと入力検出部２２の間に設けられる。チャージポンプ回路２４は、第１インバータＩＮＶ１の出力がハイレベルのとき、つまり第１ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力がネゲート（ローレベル）されるとき動作状態となり、第３スイッチＳＷ３のゲートにハイレベル電圧を出力して第３スイッチＳＷ３をオンする。反対に第１インバータＩＮＶ１の出力がローレベルのとき、つまり第１ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力がアサート（ハイレベル）されるとき、チャージポンプ回路２４は停止し、第３スイッチＳＷ３のゲートにローレベル電圧が入力され、第３スイッチＳＷ３はオフする。これにより第１直流電圧ＶＤＣが正常であるときに第３スイッチＳＷ３がオフされ、第１直流電圧ＶＤＣが異常であるときに第３スイッチＳＷ３がオンして、第２直流電圧ＶＵＳＢの経路が有効となる。

なお、第３スイッチＳＷ３としてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、チャージポンプ回路２４は不要となる。この場合、第１ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力がネゲート（ローレベル）されるとき、第３スイッチＳＷ３のゲートにローレベル電圧を出力して第３スイッチＳＷ３をオンすればよい。反対に第１ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力がアサート（ハイレベル）されるとき、第３スイッチＳＷ３のゲートにハイレベル電圧を出力して第３スイッチＳＷ３はオフすればよい。

また、第３スイッチＳＷ３の制御に、第２入力検出信号ＤＥＴ＿ＵＳＢ、第２過電圧保護信号ＯＶＰ＿ＵＳＢのいずれかあるいは両方を反映させてもよい。すなわち、第２直流電圧ＶＵＳＢの低電圧状態、および／または過電圧状態において第３スイッチＳＷ３をオフとしてもよい。

図１に戻る。入力セレクタ２０の出力端子は、ＶＩＮ端子と接続される。ＶＩＮ端子に外付けされる平滑用キャパシタは、入力セレクタ２０の出力電圧（入力電圧ＶＩＮ）を安定化する。降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、入力電圧ＶＩＮを降圧し、システム電圧ＶＳＹＳを生成する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コントローラ３２、サーマルシャットダウン回路３６を備える。

スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１の構成は、一般的であるため説明を省略する。
ＰＷＭコントローラ３２は、システム電圧ＶＳＹＳが目標電圧と一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成し、当該パルス信号にもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２を相補的にスイッチングする。ＰＷＭコントローラ３２は、電圧モード、平均電流モード、ピーク電流モード、ヒステリシス制御など、公知の回路を利用すればよく、その構成は限定されない。ＤＣ／ＤＣコンバータ３０が生成したシステム電圧ＶＳＹＳは、後段のリニアチャージャ５０に供給されるともに、図示しないその他の負荷４へと供給される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３０は、システム電圧ＶＳＹＳの目標電圧を、電池２の電圧ＶＢＡＴに応じて変化させる。図３は、電池電圧ＶＢＡＴとＤＣ／ＤＣコンバータ３０が生成するシステム電圧ＶＳＹＳの関係を示す図である。具体的には、電池電圧ＶＢＡＴが所定のしきい値Ｖｘ（たとえば３Ｖ）より低いとき、システム電圧ＶＳＹＳの目標値を、しきい値電圧Ｖｘより所定の電圧幅ΔＶ（１００ｍＶ）高い値（Ｖｘ＋ΔＶ）に設定する。また、電池電圧ＶＢＡＴが所定のしきい値（３Ｖ）より高いとき、システム電圧ＶＳＹＳの目標値を、電池電圧ＶＢＡＴより所定の電圧幅ΔＶ（１００ｍＶ）高い値（ＶＢＡＴ＋ΔＶ）に設定する。

図４は、ＰＷＭコントローラ３２の具体的な構成例を示す回路図である。
図４のＰＷＭコントローラ３２は、電圧モードの変調器を有する。充電回路１００のＲＥＧＩＮＶ端子には、システム電圧ＶＳＹＳがフィードバックされる。ＥＲＲＩＮＶ端子には、システム電圧ＶＳＹＳを分圧した電圧ＶＳＹＳ’がフィードバックされる。

ＰＷＭコントローラ３２は、出力が共通にカップリングされた誤差増幅器ＥＡ１、ＥＡ２を備える。誤差増幅器ＥＡ１は、システム電圧ＶＳＹＳ’と、所定の基準電圧ＶＲＥＦの誤差を増幅する。電圧源４０は、システム電圧ＶＳＹＳを電圧幅ΔＶ低い電圧にシフトする。誤差増幅器ＥＡ２は、シフトされた電圧ＶＳＹＳ−ΔＶと、電池電圧ＶＢＡＴの誤差を増幅する。電池電圧ＶＢＡＴがしきい値Ｖｘより低い領域では、誤差増幅器ＥＡ１が支配的となり、電池電圧ＶＢＡＴがしきい値Ｖｘより高い領域では、誤差増幅器ＥＡ２が支配的となる。したがって、誤差増幅器ＥＡ１、ＥＡ２により生成されるフィードバック電圧ＶＦＢは、ＶＢＡＴ＞Ｖｘの領域では、電圧ＶＳＹＳ−ΔＶが電池電圧ＶＢＡＴと近づくように調節され、ＶＢＡＴ＜Ｖｘの領域では、電圧ＶＳＹＳ’が基準電圧ＶＲＥＦと近づくように調節される。オシレータ４２は、所定の周波数の三角波またはのこぎり波の周期電圧ＶＯＳＣを生成する。ＰＷＭコンパレータ４４は、周期電圧ＶＯＳＣとフィードバック電圧ＶＦＢを比較し、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する。ドライバ４６は、ＰＷＭ信号にもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２をスイッチングする。

このＰＷＭコントローラ３２によれば、電池電圧ＶＢＡＴとシステム電圧ＶＳＹＳを、図３に示す関係に保つことができる。なお上述したように、ＰＷＭコントローラ３２の構成は図４の電圧モードの変調器には限定されず、平均電流モード、ピーク電流モードなどを採用してもよい。

図１に戻る。リニアチャージャ５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０により生成されたシステム電圧ＶＳＹＳを受け、電池２を充電する。リニアチャージャ５０は、出力トランジスタＭ３、リニアチャージャ５２、バックゲートコントローラ５４を備える。出力トランジスタＭ３は、ＳＹＳＴＥＭ端子と、ＶＢＡＴ端子の間に設けられる。リニアチャージャ５２は、出力トランジスタＭ３のゲート電圧を制御することにより、出力トランジスタＭ３のインピーダンスを調節する。具体的にはリニアチャージャ５２は、電池電圧ＶＢＡＴが低い状態では、定電流モードで動作し、充電電流が一定となるように出力トランジスタＭ３のインピーダンスを調節する。電池電圧ＶＢＡＴが満充電レベルに近づくと定電圧モードで動作し、電池電圧ＶＢＡＴが一定となるように出力トランジスタＭ３のインピーダンスを調節する。

バックゲートコントローラ５４は、出力トランジスタＭ３のバックゲートを介して、電池２から電流が逆流しないように、出力トランジスタＭ３のバックゲートの接続先を制御する。バックゲートコントローラ５４は公知の技術を用いればよく、その構成は特に限定されない。

以上が充電回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。

充電回路１００は、パワーパス部１０によって第１直流電圧ＶＤＣ、第２直流電圧ＶＵＳＢのいずれが供給されているかを自動判定し、供給されている一方を、入力電圧ＶＩＮとして後段のＤＣ／ＤＣコンバータ３０に出力する。そして電力効率が高いＤＣ／ＤＣコンバータ３０によって、入力電圧ＶＩＮを電池電圧ＶＢＡＴよりわずかに高い電圧レベルのシステム電圧ＶＳＹＳに降圧する。そして、リニアチャージャ５０によって、システム電圧ＶＳＹＳにもとづいて電池２を充電する。

もしＤＣ／ＤＣコンバータ３０を省略して、入力電圧ＶＩＮがリニアチャージャ５０に供給されるとする。この場合、ＶＩＮ＝５Ｖ、ＶＢＡＴ＝４．２Ｖとすれば、出力トランジスタＭ３において０．８Ｖもの電圧降下が発生し、電力損失が大きくなる。これに対して、充電回路１００によれば、第１直流電圧ＶＤＣ、第２直流電圧ＶＵＳＢのいずれが供給される場合であっても、それをシステム電圧ＶＳＹＳに降圧して、リニアチャージャ５０に供給するため、高効率で電池２を充電することができる。具体的には、ＶＩＮ＝５Ｖ、ＶＳＹＳ＝４．３Ｖとすれば、出力トランジスタＭ３の電圧降下は０．１Ｖとなり、電力損失を低減することができる。

一般的には、ＵＳＢバスよりもＡＣアダプタの方が信頼性が高く、あるいは電流能力が大きい。そこでパワーパス部１０は、第１直流電圧ＶＤＣと第２直流電圧ＶＵＳＢの両方が供給されている場合には、第１直流電圧ＶＤＣを優先して出力する。これにより、電池２を信頼性の高い電源にもとづいて確実に充電でき、あるいは大電流で急速に充電できる。

さらに、図３に示すように、電池電圧ＶＢＡＴがしきい値電圧Ｖｘより高い領域では、システム電圧ＶＳＹＳを電池電圧ＶＢＡＴに追従させることにより、出力トランジスタＭ３の電圧降下を、電圧幅ΔＶに保つことができる。その結果、電池２を高効率で充電することができる。

充電回路１００の別の利点は、比較技術との対比によって明確となる。比較技術においては、リニアチャージャ５０を省略し、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０によって直接電池２を充電する。比較技術では、出力トランジスタＭ３における電力損失が存在しないため、効率の観点で優れている。ところが、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０の出力であるシステム電圧ＶＳＹＳが電池電圧ＶＢＡＴと等しくなるため、電池電圧ＶＢＡＴが非常に低い状況（たとえば１．５Ｖ）において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０が生成するシステム電圧ＶＳＹＳも低くなる。つまり、高効率充電と引き換えに、負荷４に十分な電源電圧を供給できなくなる。

これに対して、実施の形態に係る充電回路１００では、電池電圧ＶＢＡＴがしきい値Ｖｘより低い領域においては、システム電圧ＶＳＹＳを（Ｖｘ＋ΔＶ）に安定化する。これにより、電池２を充電しつつも、負荷４に十分な電源電圧を供給することができる。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…電子機器、２…電池、４…負荷、１００…充電回路、１０…パワーパス部、１２…第１ＯＶＰ回路、１４…第２ＯＶＰ回路、１６…第１電圧検出回路、１８…第２電圧検出回路、２０…入力セレクタ、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、ＳＷ３…第３スイッチ、２２…入力検出部、２４…チャージポンプ回路、ＡＮＤ１…第１ＡＮＤゲート、ＡＮＤ２…第２ＡＮＤゲート、ＩＮＶ１…第１インバータ、ＩＮＶ２…第２インバータ、ＩＮＶ３…第３インバータ、３０…ＤＣ／ＤＣコンバータ、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…同期整流トランジスタ、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、３２…ＰＷＭコントローラ、３６…サーマルシャットダウン回路、５０…リニアチャージャ、５２…リニアチャージャ、５４…バックゲートコントローラ、Ｍ３…出力トランジスタ、ＤＣ…第１入力端子、ＵＳＢ…第２入力端子、ＶＤＣ…第１直流電圧、ＶＵＳＢ…第２直流電圧、ＤＥＴ＿ＤＣ…第１入力検出信号、ＤＥＴ＿ＵＳＢ…第２入力検出信号、ＯＶＰ＿ＤＣ…第１過電圧保護信号、ＯＶＰ＿ＵＳＢ…第２過電圧保護信号。

Claims (9)

1. 外部の電源からの直流電圧を受け、電池を充電する充電回路であって、
   前記直流電圧を降圧し、システム電圧を生成する降圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記システム電圧を受け、前記電池を定電流モードまたは定電圧モードで充電するリニアチャージャと、
   を備え、
   前記降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   前記システム電圧が目標電圧と一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成し、当該パルス信号にもとづいて、スイッチング素子を駆動するＰＷＭコントローラを含み、
   前記ＰＷＭコントローラは、
   分圧されたシステム電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅する第１誤差増幅器と、
   前記第１誤差増幅器と出力が共通にカップリングされており、前記システム電圧を電圧幅ΔＶ低い電圧にシフトした電圧と、電池の電圧の誤差を増幅する第２誤差増幅器と、
   を含み、前記第１誤差増幅器および前記第２誤差増幅器の共通の出力に生ずるフィードバック電圧に応じたデューティ比を有する前記パルス信号を生成し、
   前記システム電圧の目標電圧が、前記電池の電圧に応じて変化することを特徴とする充電回路。
2. 前記降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記電池の電圧が所定のしきい値より低いとき、前記システム電圧の目標値を、前記しきい値電圧より所定の電圧幅高い値に設定し、
   前記電池の電圧が所定のしきい値より高いとき、前記システム電圧の目標値を、前記電池の電圧より所定の電圧幅高い値に設定することを特徴とする請求項１に記載の充電回路。
3. 交流アダプタからの第１直流電圧を受ける第１入力端子と、
   ＵＳＢ（Universal Serial Bus）からの第２直流電圧を受ける第２入力端子と、
   前記第１入力端子の電圧、または前記第２入力端子の電圧の一方を選択し、前記降圧ＤＣ／ＤＣコンバータに出力する入力セレクタと、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の充電回路。
4. 前記第１入力端子の電圧を所定の第１しきい値電圧と比較し、前記第１入力端子の電圧の方が高いときにアサートされる第１入力検出信号を生成する第１電圧検出回路と、
   前記第２入力端子の電圧を所定の第２しきい値電圧と比較し、前記第２入力端子の電圧の方が高いときにアサートされる第２入力検出信号を生成する第２電圧検出回路と、
   をさらに備え、
   前記入力セレクタは、（i）前記第１入力検出信号がアサートされ、前記第２入力検出信号がネゲートされるとき、前記第１入力端子の電圧を出力し、（ii）前記第１入力検出信号がネゲートされ、前記第２入力検出信号がアサートされるとき、前記第２入力端子の電圧を出力し、（iii）前記第１入力検出信号、前記第２入力検出信号の両方がアサートされるとき、前記第１入力端子の電圧を出力することを特徴とする請求項３に記載の充電回路。
5. 前記入力セレクタは、
   前記入力セレクタの出力端子と前記第１入力端子の間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第１スイッチと、
   前記入力セレクタの出力端子と前記第２入力端子の間に設けられたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの第２スイッチと、
   （i）前記第１入力検出信号がアサートされ、前記第２入力検出信号がネゲートされるとき、前記第１スイッチのゲートにローレベル電圧を印加し、（ii）前記第１入力検出信号がネゲートされ、前記第２入力検出信号がアサートされるとき、前記第２スイッチのゲートにローレベル電圧を印加し、（iii）前記第１入力検出信号、前記第２入力検出信号の両方がアサートされるとき、前記第１スイッチのゲートにローレベル電圧を印加する入力検出部と、
   を含み、
   前記第１スイッチのバックゲートおよび前記第２スイッチのバックゲートは、前記第１スイッチのボディダイオードと前記第２スイッチのボディダイオードのカソードが向かい合うように結線されることを特徴とする請求項４に記載の充電回路。
6. 前記第１入力端子の電圧を所定の第３しきい値電圧と比較し、前記第１入力端子の電圧の方が低いときにアサートされる第１過電圧保護信号を生成する第１過電圧保護回路と、
   前記第２入力端子の電圧を所定の第４しきい値電圧と比較し、前記第２入力端子の電圧の方が低いときにアサートされる第２過電圧保護信号を生成する第２過電圧保護回路と、
   をさらに備え、
   前記入力検出部は、
   前記第１入力検出信号と前記第１過電圧保護信号の論理積を生成する第１ＡＮＤゲートと、
   前記第１ＡＮＤゲートの出力を反転し、前記第１スイッチのゲートに出力する第１インバータと、
   前記第１ＡＮＤゲートの出力を反転する第２インバータと、
   前記第２インバータの出力と、前記第２過電圧保護信号と、前記第２入力検出信号の論理積を生成する第２ＡＮＤゲートと、
   前記第２ＡＮＤゲートの出力を反転し、前記第２スイッチのゲートに出力する第３インバータと、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の充電回路。
7. 前記入力セレクタの出力端子と前記第２入力端子の間に、前記第２スイッチと直列に設けられた第３スイッチをさらに備えることを特徴とする請求項５または６に記載の充電回路。
8. 前記第３スイッチは、前記第１スイッチがオフの状態において、オンすることを特徴とする請求項７に記載の充電回路。
9. 電池と、
   前記電池を充電する請求項１から８のいずれかに記載の充電回路と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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